DE102017202146B4 - Empfangsvorrichtung und Empfangsverfahren - Google Patents

Abstract

Empfangsvorrichtung (100), die an einem mobilen Objekt befestigt ist und Orthogonal-Frequenz-Multiplex (orthogonal frequency division multiplexing)-Signale empfängt, wobei die Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen, die Anzahl von Stufen in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen M ist (wobei M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), welche Empfangsvorrichtung aufweist:einen Verzögerungsprofil-Berechnungsteil (104), der ein Verzögerungsprofil auf der Grundlage des Phasenbezugssymbols berechnet;einen Filtersteuerteil (105), der bei einer zweidimensionalen Filterung in einer Symbolrichtung und einer Trägerrichtung zu verwendende zweidimensionale Filterkoeffizienten auf der Grundlage des Verzögerungsprofils und einer Geschwindigkeit des mobilen Objekts bestimmt;einen ersten Berechnungsteil (102), der eine M-te Potenz eines empfangenen Signals jedes Subträgers berechnet;einen zweidimensionalen Filterteil (103), der die zweidimensionale Filterung bei einem Berechnungsergebnis des ersten Berechnungsteils (102) durchführt unter Verwendung der zweidimensionalen Filterkoeffizienten, die von dem Filtersteuerteil (105) bestimmt wurden;einen zweiten Berechnungsteil (106), der eine M-te Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses des zweidimensionalen Filterteils (106) berechnet;einen Kandidatenberechnungsteil (107), der alle Kandidatensignale auf der Grundlage eines Ergebnisses der Berechnung durch den zweiten Berechnungsteil (106) berechnet, wobei alle Kandidatensignale das Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein;einen Subtraktionsteil (108), der Absolutwerte der Differenz zwischen jedem der sämtlichen Kandidatensignale und dem empfangenen Signal jedes Subträgers berechnet;einen Minimaldifferenzerfassungsabschnitt (109), der ein einzelnes Kandidatensignal aus allen Kandidatensignalen bestimmt, wobei das einzelne Kandidatensignal einem Minimalwert der Absolutwerte entspricht; undeinen Verzögerungserfassungsteil (110), der eine Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignal durchführt.

Description

• TECHNISCHES GEBIET
• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Empfangsvorrichtung und ein Empfangsverfahren, und insbesondere auf eine Empfangsvorrichtung und ein Empfangsverfahren, die bei einem mobilen Objekt verwendet werden, um orthogonal frequency division multiplexing-Signale zu empfangen, die Phasenbezugssymbole und M mehrstufige Phasendifferenzmodulations-Symbole (wobei M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist) mit mehreren orthogonalen Trägern tragen.
• STAND DER TECHNIK
• Mobilempfang in einem Funkkommunikationssystem hat das Problem der Anfälligkeit für eine Verschlechterung der Qualität von durch einen Empfänger empfangenen Signalen aufgrund eines Mehrwegschwunds, der durch die Interferenz von elektrischen Wellen und Gittervariationen des Übertragungswegumfelds, die durch Bewegung verursacht werden, bewirkt wird. In einem Umfeld von schwachen elektrischen Feldern ist die elektrische Energie von empfangenen Signalen angenähert gleich der elektrischen Energie von Rauschen, was zu einer Verschlechterung der Zuverlässigkeit von demodulierten Signalen führt.
• In einem Fall des Anwendens der Phasenumtastung (PSK) ist eine typisch verwendete Technik beispielsweise eine Technik des Durchführens einer Demodulation durch Vergleichen einer Phase eines empfangenen Symbols mit einer absoluten Bezugsphase, die in einer Phasenebene vorgesehen ist. Dies schafft ein Problem von Fehlern bei einer genauen Demodulation, im Prinzip in einem Fall, in welchem sich Phasen von empfangenen Signalen drehen aufgrund von Mehrwegschwund und zeitlichen Variationen des Übertragungswegumfelds.
• Um eine durch derartige Probleme bewirkte Verschlechterung des Empfangsvermögens zu verringern, wurde die Phasendifferenzmodulation (DPSK), die Informationen durch Verwendung der Phasendifferenz zwischen Symbolen überträgt, in weitem Umfang verwendet. Beispielsweise wird im digitalen Hörfunk (DAB = Digital Audio Broadcasting), der ein Standard des terrestrischen digitalen Hörfunks in europäischen Ländern ist, eine Vierstufen-DPSK für jeden orthogonalen Subträger angewendet, und orthogonal frequency division multiplexing (OFDM)-Signale, die durch Multiplexieren dieser Subträger erhalten wurden, werden zum Senden von Audiodaten verwendet.
• Bei Empfang von DPSK-Signalen wird ein demoduliertes Signal erzeugt auf der Grundlage einer Verzögerungserfassung, die die Phasendifferenz zwischen einem zu einem spezifischen Zeitpunkt empfangenen Signal (gegenwärtiges Symbol) und einem Signal, dass das letzte Mal vor dem spezifischen Zeitpunkt empfangen wurde (vorhergehendes Symbol) erfasst. Somit hat selbst in einem Umfeld, in welchem eine Phasendrehung konstanter Größe auf alle empfangenen Signale angewendet wird, die DPSK eine Charakteristik dahingehend, dass sie in der Lage ist, eine genaue Demodulation durchzuführen. In einem Fall, in welchem die Geschwindigkeit von zeitlichen Variationen der Größe der Phasendrehung ausreichend niedrig relativ zu der Signalübertragungsgeschwindigkeit ist, kann eine genaue Demodulation im Wesentlichen unabhängig von der Phasendrehung durchgeführt werden.
• Da jedoch sowohl das gegenwärtige Symbol als auch das vorhergehende Symbol typischerweise den Einfluss von thermischem Rauschen enthalten, tritt das Problem auf, dass die Bitfehlerrate von DPSK höher als die von PSK ist. Dieses Problem wird theoretisch beispielsweise in „ DIGITAL MUSEN TSUSHIN NO HENHUKUCHO‟ (oder „Modulation und Demodulation für Digitale Radiokommunikation‟), Yoichi Saito, Corona Publishing Co., Ltd., veröffentlicht am 10. Februar 1996, Seiten 233-242‟, beschrieben.
• Aus diesem Grund ist, wenn die DPSK verwendende Signale wie Signale, die beim europäischen terrestrischen digitalen Hörfunk verwendet werden, während einer Bewegung mit hoher Geschwindigkeit in einem Umfeld mit schwachen elektrischem Feld empfangen werden, eine genaue Demodulation unmöglich.
• Um dieses Problem zu lösen, offenbart Uno in der japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung JP H05-176007 A (Absätze [0007] - [0008], 1) eine Technik, die alle Kandidaten eines gegenwärtigen Symbols unter Verwendung eines vorhergehenden Symbols als einem Bezugssignal berechnet und eine Verzögerungserfassung bei einem Kandidaten durchführt, der die kleinste Differenz gegenüber dem gegenwärtigen Symbol zeigt. Bei dieser Technik ermöglicht eine genaue Berechnung des Bezugssignals, dass sich das Empfangsvermögen der DPSK dem der PSK annähert. Bei dieser Technik kann jedoch, da das vorhergehende Symbol als das Bezugssignal verwendet wird, das Bezugssignal in einem Umfeld mit schwachem elektrischem Feld nicht genau berechnet werden.
• Horikoshi et al. offenbart in der internationalen Patentveröffentlichung WO 2014/115840 A1 (Absätze [0004] - [0011], 38) eine Technik des Unterdrückens von Rauschkomponenten, die in Bezugssignalen enthalten sind. Die in diesem Dokument beschriebene Technik fügt in einer komplexen Ebene für jede feste Fensterbreite Signale hinzu, aus denen Modulationskomponenten entfernt sind durch Anheben empfangener Signale von M-stufigen Phasendifferenzmodulationswellen, auf die M-te Potenz, bildet den Durchschnitt der hinzugefügten Signale, um Rauschkomponenten zu unterdrücken, und erhebt die Durchschnittssignale auf die 1/M-te Potenz, wodurch das Bezugssignal erzeugt wird.
• US 6 327 314 B1 beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Kanalschätzung von Multiträgersystemen. Eine Schätzvorrichtung für den minimalen mittleren quadratischen Fehler (MMSE) verwendet Zeit- und Frequenzbereich-Korrelationen der Frequenzantwort von zeitveränderlichen dispersiven Fading-Kanälen zur Verbesserung der Leistungsfähigkeit des Multiträgersystems, z. B. des OFDM-Modulationssystems.
• In US 2008/0298453 A1 ist ein Verfahren und eine Vorrichtung für einen adaptiven Phasen-Ausgleich für mehrstufige phasenmodulierte Demodulatoren offenbart. Es werden Signale der Phasendomäne und nichtlineare adaptive Equalizer mit diesen Signalen verwendet. Dies ergibt eine verbesserte ISI-(Symbolübersprechen-)Leistungsfähigkeit.
• EP 2 290 857 A1 betrifft eine Empfängervorrichtung mit einer adaptiven Interpolationseinheit, die Filterkoeffizienten entsprechend Kanalcharakteristiken derart berechnet, dass der mittlere quadratische Fehler minimal wird.
• US 8 238 481 B2 beschreibt eine Kanalschätzung für PSK- und DPSKmodulierte Multiträgersysteme unter der Annahme, dass die Kanalphasendifferenz zwischen zwei benachbarten Trägern kleiner als die Hälfte der minimalen Phasendifferenz zwischen zwei Symbolen der PSK- oder DPSK-Konstellation ist.
• Das in US 8 064 507 B1 offenbarte Verfahren zur Kanalschätzung verwendet eine Wiener-Filter-Interpolation. Die Koeffizienten des Wiener-Interpolationsfilters basieren auf einer Schätzung der Kanalimpulsantwort und einer Doppler-Frequenz.
• AU 2003209302 A1 beschreibt ein Kommunikationsverfahren zwischen einem Haupt-Sender/Empfänger und einer Mehrzahl von entfernt liegenden Sendern/Empfängern unter Verwendung eines ausgewählten Bereichs der Kommunikationsbandbreite, die eine Mehrzahl von Kanälen mit Bandbreite enthält.
• KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
• Es wird erwartet, dass eine Kombination der von Uno und Horikoshi et al. offenbarten Techniken den Widerstand gegen Rauschen erhöht.
• In der von Horikoshi et al. offenbarten Technik tritt jedoch, da der Vorgang der Durchschnittsbildung der festen Fensterbreite an dem Ergebnis, das durch Erheben empfangener Signale auf die M-te Potenz erhalten wird, durchgeführt wird, ein Problem der Verschlechterung der Genauigkeit bei der Berechnung eines Bezugssignals auf, wenn sich das Übertragungsweg-Umfeld ändert. Somit verschlechtert sich das Empfangsvermögen bei Bewegungen mit hoher Geschwindigkeit.
• Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, das Empfangsvermögen einer DPSK verwendenden Empfangsvorrichtung in einer Situation, in der sich das Übertragungsweg-Umfeld ändert, zu erhöhen.
• Eine Empfangsvorrichtung gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Empfangsvorrichtung, die an einem mobilen Objekt angebracht ist und orthogonal frequency division multiplexing-Signale empfängt, wobei die orthogonal frequency division multiplexing-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen, und die Anzahl von Stufen in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen gleich M ist (wobei M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), und enthält: einen Verzögerungsprofil-Berechnungsteil, der ein Verzögerungsprofil auf der Grundlage des Phasenbezugssymbols berechnet; einen Filtersteuerteil, der zweidimensionale Filterkoeffizienten spezifiziert, die bei einer zweidimensionalen Filterung in einer Symbolrichtung und einer Trägerrichtung zu verwenden sind, auf der Grundlage des Verzögerungsprofils und Geschwindigkeit des mobilen Objekts; einen ersten Berechnungsteil, der eine M-te Potenz eines empfangenen Signals in jedem Subträger berechnet; einen zweidimensionalen Filterteil, der die zweidimensionale Filterung bei einem Berechnungsergebnis des ersten Berechnungsteils durchführt unter Verwendung der durch den Filtersteuerteil bestimmten zweidimensionalen Filterkoeffizienten; einen zweiten Berechnungsteil, der eine M-te Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses des zweidimensionalen Filterteils berechnet; einen Kandidatenberechnungsteil, der alle Kandidatensignale auf der Grundlage eines Ergebnisses der Berechnung des zweiten Berechnungsteils, wobei alle Kandidatensignale Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein; einen Subtraktionsteil, der Absolutwerte der Differenz zwischen jedem von allen Kandidatensignalen und dem empfangenen Signal jedes Subträgers berechnet; einen Minimaldifferenz-Erfassungsteil, der ein einzelnes Kandidatensignal aus allen Kandidatensignalen bestimmt, wobei das einzelne Kandidatensignal einem Minimalwert der Absolutwerte entspricht; und einen Verzögerungserfassungsteil, der eine Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignal durchführt.
• Eine Empfangsvorrichtung gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Empfangsvorrichtung, die an einem mobilen Objekt angebracht ist und orthogonal frequency division multiplexing-Signale empfängt, wobei die orthogonal frequency division multiplexing-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen, und die Anzahl von Stufen in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen gleich M ist (wobei M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), und enthält: einen Symbolrichtungs-Filtersteuerteil, der Filterkoeffizienten bestimmt, die zum Filtern in einer Symbolrichtung zu verwenden sind, auf der Grundlage einer Geschwindigkeit des mobilen Objekts; einen ersten Berechnungsteil, der eine M-te Energie eines empfangenen Signals jedes Subträgers berechnet; einen Symbolrichtungs-Filterteil, der das Filtern bei einem Berechnungsergebnis des ersten Berechnungsteils durchführt unter Verwendung der durch den Symbolrichtungs-Filtersteuerteil bestimmten Filterkoeffizienten; einen zweiten Berechnungsteil, der eine M-te Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses des Symbolrichtungs-Filterteils berechnet; einen Kandidatenberechnungsteil, der alle Kandidatensignale auf der Grundlage eines Berechnungsergebnisses des zweiten Berechnungsteils berechnet, wobei alle Kandidatensignale das Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein; einen Subtraktionsteil, der Absolutwerte von Differenzen zwischen jedem von sämtlichen Kandidatensignalen und dem empfangenen Signal jedes Subträgers berechnet; einen Minimaldifferenz-Erfassungsteil, der ein einzelnes Kandidatensignal aus allen Kandidatensignalen bestimmt, wobei das einzelne Kandidatensignal einem Minimalwert der Absolutwerte entspricht; und einen Verzögerungserfassungsteil, der eine Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignal durchführt.
• Eine Empfangsvorrichtung gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Empfangsvorrichtung, die an einem mobilen Objekt angebracht ist und orthogonal frequency division multiplexing-Signale empfängt, wobei die orthogonal frequency division multiplexing-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen, wobei die Anzahl von Stufen in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen gleich M ist (wobei M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), und enthält: einen Verzögerungsprofil-Berechnungsteil, der ein Verzögerungsprofil auf der Grundlage des Phasenbezugssymbols berechnet; einen Trägerrichtungs-Filtersteuerteil, der Filterkoeffizienten, die zum Filtern in einer Trägerrichtung zu verwenden sind, auf der Grundlage des Verzögerungsprofils bestimmt; einen ersten Berechnungsteil, der eine M-te Potenz eines empfangenen Signals jedes Subträgers berechnet; einen Trägerrichtungs-Filterteil, der das Filtern bei einem Berechnungsergebnis des ersten Berechnungsteils durchführt durch Verwendung der von dem Trägerrichtungs-Filtersteuerteil bestimmten Filterkoeffizienten; einen zweiten Berechnungsteil, der eine M-te Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses des Trägerrichtungs-Filterteils berechnet; einen Kandidatenberechnungsteil, der alle Kandidatensignale auf der Grundlage eines Berechnungsergebnisses des zweiten Berechnungsteils berechnet, wobei alle Kandidatensignale das Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein; einen Subtraktionsteil, der Absolutwerte der Differenz zwischen jedem von sämtlichen Kandidatensignalen und dem empfangenen Signal jedes Subträgers berechnet; einen Minimaldifferenz-Erfassungsteil, der ein einzelnes Kandidatensignal aus sämtlichen Kandidatensignalen bestimmt, wobei das einzelne Kandidatensignal einem Minimalwert der Absolutwerte entspricht; und einen Verzögerungserfassungsteil, der eine Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignal durchführt.
• Ein Empfangsverfahren gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Empfangsverfahren zum Empfangen von orthogonal frequency division multiplexing-Signalen in einer Empfangsvorrichtung, die an einem mobilen Objekt angebracht ist, wobei die orthogonal frequency division multiplexing-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen, und die Anzahl von Stufen in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen gleich M ist (worin M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), und das enthält: Berechnen eines Verzögerungsprofils auf der Grundlage des Phasenbezugssymbols; Bestimmen von zweidimensionalen Filterkoeffizienten, die bei der zweidimensionalen Filterung in einer Symbolrichtung und einer Trägerrichtung zu verwenden sind, auf der Grundlage des Verzögerungsprofils und einer Geschwindigkeit des mobilen Objekts; Berechnen einer M-ten Potenz eines empfangenen Signals jedes Subträgers; Durchführen der zweidimensionalen Filterung bei einem Berechnungsergebnis der M-ten Potenz, unter Verwendung der bestimmten zweidimensionalen Filterkoeffizienten; Berechnen einer M-ten Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses der zweidimensionalen Filterung; Berechnen sämtlicher Kandidatensignale auf der Grundlage eines Ergebnisses der Berechnung der M-ten Wurzel, wobei sämtliche Kandidatensignale das Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein; Berechnen von Absolutwerten der Differenz zwischen jedem von sämtlichen Kandidatensignalen und dem empfangenen Signal jedes Subträgers; Bestimmen eines einzelnen Kandidatensignals aus sämtlichen Kandidatensignalen, wobei das einzelne Kandidatensignal einem Minimalwert der Absolutwerte entspricht; und Durchführen einer Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignal.
• Ein Empfangsverfahren gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Empfangsverfahren zum Empfangen von orthogonal frequency division multiplexing-Signalen in einer Empfangsvorrichtung, die an einem mobilen Objekt angebracht ist, wobei die orthogonal frequency division multiplexing-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen, wobei die Anzahl von Pegeln in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen gleich M ist (worin M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), und das enthält: Bestimmen von Filterkoeffizienten, die beim Filtern in einer Symbolrichtung zu verwenden sind, auf der Grundlage einer Geschwindigkeit des mobilen Objekts; Berechnen einer M-ten Potenz eines empfangenen Signals jedes Subträgers; Durchführen des Filterns bei einem Berechnungsergebnis der M-ten Energie durch Verwendung der bestimmten Filterkoeffizienten; Berechnen einer M-ten Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses der Filterung; Berechnen sämtlicher Kandidatensignale auf der Grundlage eines Berechnungsergebnisses der M-ten Wurzel, wobei sämtliche Kandidatensignale das Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein; Berechnen von Absolutwerten der Differenz zwischen jedem von sämtlichen Kandidatensignalen und dem empfangenen Signal jedes Subträgers; Bestimmen eines einzelnen Kandidatensignals aus sämtlichen Kandidatensignalen, wobei das einzelne Kandidatensignal einem Minimalwert der Absolutwerte entspricht; und Durchführen einer Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignalen.
• Ein Empfangsverfahren gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Empfangsverfahren zum Empfangen von orthogonal frequency division multiplexing-Signalen in einer Empfangsvorrichtung, die an einem mobilen Objekt angebracht ist, wobei die orthogonal frequency division multiplexing-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen, und die Anzahl von Stufen in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen gleich M ist (worin M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), und das enthält: Berechnen eines Verzögerungsprofils auf der Grundlage des Phasenbezugssymbols; Bestimmen von Filterkoeffizienten, die beim Filtern in einer Trägerrichtung verwendet werden, auf der Grundlage des Verzögerungsprofils; Berechnen einer M-ten Potenz eines empfangenen Signals jedes Subträgers; Durchführen des Filterns bei einem Berechnungsergebnis der M-ten Potenz durch Verwendung der bestimmten Filterkoeffizienten; Berechnen einer M-ten Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses des Filterns; Berechnen aller Kandidatensignale auf der Grundlage eines Berechnungsergebnisses der M-ten Wurzel, wobei alle Kandidatensignale das Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein; Berechnen von Absolutwerten der Differenz zwischen jedem von sämtlichen Kandidatensignalen und dem empfangenen Signal jedes Subträgers; Bestimmen eines einzelnen Kandidatensignals aus allen Kandidatensignalen, wobei das einzelne Kandidatensignal einem Minimalwert der Absolutwerte entspricht; und Durchführen einer Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignal.
• Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung kann eine die DPSK verwendende Empfangsvorrichtung das Empfangsvermögen in einer Situation, in der sich das Übertragungswegumfeld ändert, verbessern.
• Figurenliste
• 1 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine Konfiguration einer Empfangsvorrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel illustriert.
• 2 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration von Übertragungsrahmen in dem ersten Ausführungsbeispiel illustriert.
• 3 ist ein schematisches Diagramm zum Beschreiben von Bereichen, in denen eine Verzögerungszeit und eine Doppler-Frequenz in dem ersten Ausführungsbeispiel verteilt sind.
• 4 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine erste beispielhafte Konfiguration eines Filtersteuerteils in dem ersten Ausführungsbeispiel illustriert.
• 5 ist ein schematisches Diagramm zum Beschreiben eines Verfahrens zum Berechnen einer maximalen Verzögerungszeit in dem ersten Ausführungsbeispiel.
• 6 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine zweite beispielhafte Konfiguration des Filtersteuerteils in dem ersten Ausführungsbeispiel illustriert.
• 7 ist ein Flussdiagramm einer Operation der Empfangsvorrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel.
• 8 ist ein Flussdiagramm eines ersten beispielhaften Prozesses zum Bestimmen eines Filterkoeffizienten in dem ersten Ausführungsbeispiel.
• 9 ist ein Flussdiagramm eines zweiten beispielhaften Prozesses zum Bestimmen eines Filterkoeffizienten in dem ersten Ausführungsbeispiel.
• 10 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine Konfiguration einer Empfangsvorrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel illustriert.
• 11 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine erste beispielhafte Konfiguration eines Symbolrichtungs-Filtersteuerteils in dem zweiten Ausführungsbeispiel illustriert.
• 12 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine zweite beispielhafte Konfiguration eines Symbolrichtungs-Filtersteuerteils in dem zweiten Ausführungsbeispiel illustriert.
• 13 ist ein Flussdiagramm einer Operation der Empfangsvorrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel.
• 14 ist ein Flussdiagramm eines ersten beispielhaften Prozesses zum Bestimmen eines Filterkoeffizienten in dem zweiten Ausführungsbeispiel.
• 15 ist ein Flussdiagramm eines zweiten beispielhaften Prozesses zum Bestimmen eines Filterkoeffizienten in dem zweiten Ausführungsbeispiel.
• 16 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine Konfiguration einer Empfangsvorrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel illustriert.
• 17 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine erste beispielhafte Konfiguration eines Trägerrichtungs-Filtersteuerteils in dem dritten Ausführungsbeispiel illustriert.
• 18 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine zweite beispielhafte Konfiguration eines Trägerrichtungs-Filtersteuerteils in dem dritten Ausführungsbeispiel illustriert.
• 19 ist ein Flussdiagramm einer Operation der Empfangsvorrichtung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel.
• 20 ist ein Flussdiagramm eines ersten beispielhaften Prozesses zum Bestimmen eines Filterkoeffizienten in dem dritten Ausführungsbeispiel.
• 21 ist ein Flussdiagramm eines zweiten beispielhaften Prozesses zum Bestimmen eines Filterkoeffizienten in dem dritten Ausführungsbeispiel.
• 22A und 22B sind schematische Diagramme, die beispielhafte Hardwarekonfigurationen der Empfangsvorrichtungen gemäß dem ersten bis dritten Ausführungsbeispiel illustrieren.
• BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
• Erstes Ausführungsbeispiel
• 1 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine Konfiguration einer Empfangsvorrichtung 100 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel illustriert.
  Die Empfangsvorrichtung 100 ist an einem mobilen Objekt befestigt.
• Das erste Ausführungsbeispiel bezieht sich auf eine Empfangsvorrichtung 100 eines Rundsendesystems oder eines Kommunikationssystems unter Verwendung der DPSK für primäre Modulation und der OFDM für sekundäre Modulation. Jeder Subträger, der ein OFDM-Signal bildet, ist der Phasendifferenzmodulation in einer Symbolrichtung unterworfen, und die Anzahl von Stufen in der Phasendifferenzmodulation ist M (worin M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist).
• Wie in 2 illustriert ist, enthält jeder Übertragungsrahmen FRM ein Phasenbezugssymbol PSL am Anfang des Rahmens und, folgend dem Phasenbezugssymbol PSL, N-1 (worin N eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), OFDM-Symbole OSL, die durch Modulieren von Übertragungsinformationen erzeugt sind. Signale mit den Rahmenkonfigurationen werden aufeinanderfolgend übertragen.
• Wie in 1 illustriert ist, hat die Empfangsvorrichtung 100 einen Fourier-Transformationsteil 101, einen M-Potenzteil 102, einen zweidimensionalen Filterteil 103, einen Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104, einen Filtersteuerteil 105, einen 1/M-Potenzteil 106, Kandidatenberechnungsteile 107, Subtraktionsteile 108, einen Minimaldifferenz-Erfassungsteil 109 und einen Verzögerungserfassungsteil 110.
• Der Fourier-Transformationsteil 101 transformiert ein Eingangssignal aus einer Zeitdomäne in eine Frequenzdomäne für jedes empfangene OFDM-Symbol, wodurch ein empfangenes Signal für jeden Subträger erhalten wird. Es wird ein übertragenes Signal angenommen, wobei eine Übertragungsweg-Charakteristik und eine Gaußsche Rauschkomponente des k-ten Trägers eines n-ten Symbols als s (n, k), h (n, k) bzw. w (n, k) bezeichnet werden, und dann wird ein empfangenes Signal r (n, k), das ein Ergebnis der Fourier-Transformation ist, durch Gleichung (1) ausgedrückt: $$\text{r}\left(\text{n},\text{ k}\right)=\text{s}\left(\text{n},\text{ k}\right)\times \text{h}\left(\text{n},\text{ k}\right)+\text{w}\left(\text{n},\text{ k}\right)$$

  

  Das übertragene Signal (n, k) hat eine Amplitude von 1 und eine Phase von 2πm/M (wobei m gleich 0, 1, ..., M-1); und k gleich 0, 1, ..., und K-1 (worin K die Anzahl von Subträgern von OFDM ist).
• Der M-Potenzteil 102 ist ein erster Berechnungsteil, der das empfangene Signal jedes Subträgers auf die M-te Potenz in einer komplexen Ebene anhebt, um r^M(n, k) zu erhalten. Das durch den M-Potenzteil 102 berechnete r^M(n, k) wird durch Gleichung (2) ausgedrückt: $$\begin{array}{l}{\text{r}}^{\text{M}}\left(\text{n},\text{ k}\right)={\text{s}}^{\text{M}}\left(\text{n},\text{ k}\right)\times {\text{h}}^{\text{M}}\left(\text{n},\text{ k}\right)+\text{W}\left(\text{n},\text{ k}\right)\\ ={\text{h}}^{\text{M}}\left(\text{n},\text{ k}\right)+\text{W}\left(\text{n},\text{ k}\right)\end{array}$$

  

  Der Ausdruck W (n, k) ist die Summe aller Glieder enthaltend die Gaußsche Rauschkomponente w (n, k). Aus Gleichung (2) hat das Signal s^M (n, k) eine Amplitude von 1 und eine Phase von 2nm (worin m gleich 0, 1, ..., M-1); und somit ist es offensichtlich, dass eine Modulationskomponente entfernt ist.
• Der zweidimensionale Filterteil 103 führt eine zweidimensionale Filterung in einer Symbolrichtung und einer Trägerrichtung durch, um die Rauschkomponente W (n, k), die in dem Signal als ein Ergebnis der Berechnung in dem M-Potenzteil 102 enthalten ist, zu unterdrücken. Ein durch den zweidimensionalen Filterteil 103 bei einem n-ten Symbol verarbeitetes Signal wird durch Gleichung (3) ausgedrückt: $$\text{u}\left(\text{n},\text{k}\right)={\displaystyle {\sum }_{\text{i}=-\text{P}}^{\text{P}}{\displaystyle {\sum }_{\text{l}=-\text{Q}}^{\text{Q}}\text{c}\left(\text{i},\text{l}\right)}\times {\text{r}}^{\text{M}}\left(\text{n}+\text{i},\text{k}+\text{l}\right)}$$

  

  Der Ausdruck c (i, I) (worin i = -P, ..., P; und I = -Q, ..., und Q) ist ein zweidimensionaler Filterkoeffizient. Die Anzahl von Abgriffen in der Symbolrichtung ist 2P + 1, und die Anzahl von Abgriffen in der Trägerrichtung ist 2Q + 1 (wobei P und Q jeweils eine positive ganze Zahl sind, die optional ausgewählt ist). Alternativ kann, nach der eindimensionalen Filterung in der Symbolrichtung, die durch die nachfolgende Gleichung (4) ausgedrückt wird, der zweidimensionale Filterteil 103 die zweidimensionale Filterung in der Trägerrichtung, die durch die nachfolgende Gleichung (5) ausgedrückt ist, durchführen: $${\text{u}}_{\text{sym}}\left(\text{n},\text{k}\right)={\displaystyle {\sum }_{\text{i}=-\text{P}}^{\text{P}}{\text{c}}_{\text{sym}}\left(\text{i}\right)\times {\text{r}}^{\text{M}}\left(\text{n}+\text{i},\text{ k}\right)}$$

  

  $$\text{u}\left(\text{n},\text{k}\right)={\displaystyle {\sum }_{\text{l}=-\text{Q}}^{\text{Q}}{\text{c}}_{\text{car}}\left(\text{l}\right)\times {\text{u}}_{\text{sym}}\left(\text{n},\text{k}+\text{l}\right)}$$

  
• Alternativ kann nach der eindimensionalen Filterung in der Trägerrichtung, die durch die nachfolgende Gleichung (6) ausgedrückt wird, der zweidimensionale Filterteil 103 auch die zweidimensionale Filterung in der Symbolrichtung, die durch die nachfolgende Gleichung (7) ausgedrückt wird, durchführen: $${\text{u}}_{\text{cer}}\left(\text{n},\text{k}\right)={\displaystyle {\sum }_{\text{l}=-\text{Q}}^{\text{Q}}{\text{c}}_{\text{car}}\left(\text{l}\right)\times {\text{r}}^{\text{M}}\left(\text{n},\text{k}+\text{l}\right)}$$

  

  $$\text{u}\left(\text{n},\text{k}\right)={\displaystyle {\sum }_{\text{i}=-\text{P}}^{\text{P}}{\text{c}}_{\text{sym}}\left(\text{i}\right)\times {\text{u}}_{\text{car}}\left(\text{n}+\text{i},\text{k}\right)}$$

  
• Der Ausdruck C_sym (i) (worin i = -P, ..., P) ist ein eindimensionaler Filterkoeffizient in der Symbolrichtung; und der Ausdruck C_car (j) (worin j = -Q, ..., und Q) ist ein eindimensionaler Filterkoeffizient in der Trägerrichtung.
• In Gleichung (3) bis (7) wird die Rauschkomponente W (n, k) durch Filtern unterdrückt. Wenn die Rauschkomponente W (n, k) ausreichend unterdrückt ist, ist ein zweidimensionales Filterausgangssignal u (n, k) ≈ h^M (n, k).
• Der Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104 berechnet ein Verzögerungsprofil auf der Grundlage eines Fourier-Transformationsergebnisses entsprechend einem Phasenbezugssymbol am Anfang eines Rahmens in dem empfangenen Signal, das von dem Fourier-Transformationsteil 101 geliefert wird.
  Hier wird ein von dem Fourier-Transformationsteil 101 geliefertes Phasenbezugssymbol als r (n₀, k) bezeichnet (worin n₀ = N × a ist, und a ist eine ganze Zahl, die optional ausgewählt ist). Der Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104 berechnet eine Frequenzcharakteristik des Übertragungswegs durch Teilen von r (n₀, k) durch ein Phasenbezugssymbol, das ein bekanntes Signal ist, und führt eine inverse Fourier-Transformation bei dem berechneten Wert durch, wodurch ein Verzögerungsprofil berechnet wird.
• Der Filtersteuerabschnitt 105 bestimmt Filterkoeffizienten des zweidimensionalen Filterteils 103 auf der Grundlage einer Geschwindigkeit v des mobilen Objekts, die extern zugeführt wird, und des von dem Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104 zugeführten Verzögerungsprofils.
• Anhand der vorstehenden Gleichung (2) ist in r^M, das zu dem zweidimensionalen Filterteil 103 geliefert wird, die Signalkomponente gleich h^M (n, k), und die Rauschkomponente ist W (n, k). Der zweidimensionale Filterteil 103 verwendet Filterkoeffizienten, die ermöglichen, dass die Signalkomponente hindurchgeht und die Rauschkomponente unterdrückt wird. Um die Filterkoeffizienten zu bestimmen, müssen Charakteristiken der Signalkomponente wahrgenommen werden. Die Charakteristiken der Signalkomponenten werden nachfolgend beschrieben.
• Ein Index der Übertragungsweg-Charakteristik h (n, k) in der Symbolrichtung ist n; und ein Fourier-Transformationspaar der Übertragungsweg-Charakteristik h (n, k) in der Symbolrichtung stellt eine Charakteristik einer Doppler-Frequenz dar. Ein Index der Übertragungsweg-Charakteristik h (n, k) in der Trägerrichtung ist k; und ein Fourier-Transformationspaar der Übertragungsweg-Charakteristik h (n, k) in der Trägerrichtung stellt eine Charakteristik einer Verzögerungszeit dar.
• Es wird angenommen, dass die Bewegungsgeschwindigkeit auf einer Empfangsseite gleich v ist, und die maximale Verzögerungszeit eines Mehrfachwegs gleich τ_max ist. Dann wird die maximale Doppler-Frequenz durch Gleichung (8) ausgedrückt: $${\text{f}}_{\text{max}}={\text{f}}_{\text{RF}}\times \text{v/c}$$

  

  Der Ausdruck f_RF ist eine Trägerfrequenz, und der Ausdruck c ist die Lichtgeschwindigkeit.
  Hier wird ein Bereich AR1, in welchem die Verzögerungszeit und die Doppler-Frequenz der Übertragungsweg-Charakteristik h (n, k) verteilt sind, zu den Graden von τ_max bzw. 2f_max ausgedehnt, wie in 3 illustriert ist.
• Das Anheben eines Signals mit derartigen Verteilungen auf die M-te Potenz in Bereichen von Symbolen und Trägern ist äquivalent der Durchführung einer M-maligen Faltung in den Bereichen der Verzögerungszeit und der Doppler-Frequenz. Somit dehnt sich, wie in 3 illustriert ist, ein Bereich AR2 der Verzögerungszeit und der Doppler-Frequenz von h^M (n, k) auf (2M + 1) × τ_max in der Richtung der Verzögerungszeit und (2M + 1) × 2f_max in der Richtung der Doppler-Frequenz.
• 4 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine Konfiguration des Filtersteuerteils 105 illustriert.
  Der Filtersteuerteil 105 hat eine Berechnungseinheit 105a für die maximale Doppler-Frequenz, eine Berechnungseinheit 105b für die maximale Verzögerungszeit und eine Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 105c.
• Die Berechnungseinheit 105a für die maximale Doppler-Frequenz berechnet die maximale Doppler-Frequenz fmax anhand der Geschwindigkeit v des mobilen Objekts auf der Grundlage der vorstehenden Gleichung (8). Hier wird angenommen, dass die Trägerfrequenz f_RF bekannt ist.
• Die Berechnungseinheit 105b für die maximale Verzögerungszeit berechnet die maximale Verzögerungszeit anhand des von dem Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104 berechneten Verzögerungsprofils. Genauer gesagt, vergleicht, wie in 5 illustriert ist, die Berechnungseinheit 105b für die maximale Verzögerungszeit die elektrische Energie jeder Abtastung des Verzögerungsprofils und einen vorbestimmten Schwellenwert TH, um zu bestimmen, dass Komponenten, die kleiner als der Schwellenwert TH sind, Rauschen sind. Die Berechnungseinheit 105b für die maximale Verzögerungszeit bestimmt als die maximale Verzögerungszeit τ_max den Absolutwert der Differenz zwischen der Komponente CP1 mit der kürzesten Verzögerungszeit und der Komponente CP2 mit der längsten Verzögerungszeit.
• Auf der Grundlage der maximalen Doppler-Frequenz fmax und der maximalen Verzögerungszeit τ_max berechnet die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 105c Filterkoeffizienten, die das Durchlassband (2M + 1) × 2f_max in der Symbolrichtung und das Durchlassband (2M + 1) × τ_max in der Trägerrichtung erhalten. Als ein Verfahren zum Berechnen eines Filterkoeffizienten wird ein allgemein bekanntes Verfahren wie ein Fensterfunktions-Berechnungsverfahren verwendet.
• Wie in 6 illustriert ist, kann der in 1 illustrierte Filtersteuerteil 105 auch eine Berechnungseinheit 105a für die maximale Doppler-Frequenz, eine Berechnungseinheit 105b für die maximale Verzögerungszeit und eine Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 105b haben.
• Hier sind die Berechnungseinheit 105a für die maximale Doppler-Frequenz und die Berechnungseinheit 105b für die maximale Verzögerungszeit ähnlich den in 4 illustrierten.
• Die in 6 illustrierte Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 105d hat im Vorhinein mehrere Sätze von Filterkoeffizienten mit unterschiedlichen Durchlassbändern und wählt auf der Grundlage der von der Berechnungseinheit 105a berechneten maximalen Doppler-Frequenz und der von der Berechnungseinheit 105b für die maximale Verzögerungszeit berechneten maximalen Verzögerungszeit τ_max aus, welcher Satz der Filterkoeffizienten verwendet werden soll.
• Beispielsweise speichert die Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 105d einen Satz von Filterkoeffizienten, der ein Durchlassband von (2M + 1) × 2f_max in der Symbolrichtung und ein Durchlassband von (2M +1) × τ_max in der Trägerrichtung im Vorhinein für jede Kombination aus der maximalen Doppler-Frequenz fmax und der maximalen Verzögerungszeit τ_max erhält. Die Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 105d wählt einen Satz von Filterkoeffizienten entsprechend einer Kombination aus, die der Kombination aus der maximalen Doppler-Frequenz fmax, die von der Berechnungseinheit 105a für die maximale Doppler-Frequenz berechnet wurde, und der maximalen Verzögerungszeit τ_max, die von der Berechnungseinheit 105b für die maximale Verzögerungszeit berechnet wurde, am nächsten ist. Die Kombination, die der Kombination aus der maximalen Doppler-Frequenz fmax, die von der Berechnungseinheit 105a für die maximale Doppler-Frequenz berechnet wurde, und der maximalen Verzögerungszeit τ_max, die von der Berechnungseinheit 105b für die maximale Verzögerungszeit berechnet wurde, am nächsten ist, kann durch ein bekanntes Verfahren bestimmt werden, wie ein Verfahren des Auswählens der Kombination, die hinsichtlich des Abstands der beiden Koordinaten am nächsten ist.
• Der Filtersteuerteil 105 aktualisiert die Filterkoeffizienten in regelmäßigen Intervallen, um Änderungen der Übertragungsweg-Charakteristik zu folgen, die sich im Verlauf der Zeit ändert. Die Änderung des Durchlassbands in der Symbolrichtung hängt von einer Aktualisierungsfrequenz der Geschwindigkeit v des mobilen Objekts ab, die extern zugeführt wird. Die Änderung des Durchlassbands in der Trägerrichtung hängt von dem Einfügungsintervall (Rahmenlänge) des Phasenbezugssymbols ab.
• In dem Fall der Verwendung der von Horikoshi et al. offenbarten Durchschnittsbildung des festen Fensters ist ein Durchlassband eines Durchschnittsbildungsfilters schmaler als der Bereich AR2, in welchem h^M (n, k) verteilt ist, wie in 3 illustriert ist, was zu einem Problem der Unterdrückung einer gewünschten Signalkomponente führt.
• Der in 1 illustrierte 1/M-Potenzteil ist ein zweiter Berechnungsteil zum Berechnen des Bezugssignals durch Anheben des Signals u (n, k), das das Ergebnis der Verarbeitung in dem zweidimensionalen Filterteil 103 ist, auf die 1/M-te Potenz, mit anderen Worten, durch Berechnen der M-ten Wurzel des Verarbeitungsergebnisses in dem zweidimensionalen Filterteil 103. Unter der Annahme, dass die Übertragungspfad-Charakteristik h (n, k) eine Phase θ (n, k) hat, wird das Bezugssignal durch Gleichung (9) ausgedrückt: $$\text{x}\left(\text{n},\text{ k}\right)=\text{cos}\mathrm{\theta }\left(\text{n},\text{ k}\right)+\text{jsin}\mathrm{\theta }\left(\text{n},\text{ k}\right)$$

  
• Anstelle des Anhebens des Signals u (n, k) auf die 1/M-te Potenz kann das Bezugssignal erhalten werden durch Berechnen der Phase des Signals u (n, k), Teilen der erhaltenen Phase durch M, um die Phase θ (n, k) zu erhalten, und Lösen der vorstehenden Gleichung (9).
• Die Kandidatenberechnungsteile 107 berechnen M-Kandidatensignale, von denen jedes ein mögliches empfangenes Signal r (n, k) jedes Subträgers ist, auf der Grundlage des Bezugssignals, das das Ergebnis der Berechnung in dem 1/M-Potenzabschnitt 106 ist. Insbesondere berechnen die Kandidatenberechnungsteile 107 M-Kandidatensignale y (n, k, m) durch Drehen der Phase des Bezugssignals x (n, k) um 2 πm/M (worin m = 0, 1, ..., M -1 ist).
  In 1 sind die M-Kandidatenberechnungsteile 107 vorgesehen, und jeder der Kandidatenberechnungsteile 107 berechnet ein Kandidatensignal y (n, k, m) entsprechend einer Phase, die dem Kandidatenberechnungsteil 107 selbst zugeteilt ist.
• Jeder der Subtraktionsteile 108 berechnet den Absolutwert der Differenz zwischen einem entsprechenden der M-Ausgangssignale y (n, k, m) (wobei m gleich 0, 1, ..., und M - 1 ist) der Kandidatenberechnungsteile 107 und dem empfangenen Signal (r, n, k), das von dem Fourier-Transformationsteil 101 geliefert wurde, wie in Gleichung (10) ausgedrückt ist: $$\text{d }\left(\text{n},\text{ k},\text{ m}\right)=\left|\text{y }\left(\text{n},\text{ k},\text{ m}\right)-\text{r }\left(\text{n},\text{ k}\right)\right|$$

  

  Wie durch die nachfolgende Gleichung (11) ausgedrückt ist, kann jeder der Subtraktionsteile 108 auch das Quadrat des Absolutwerts der Differenz berechnen. $$\text{d }\left(\text{n},\text{ k},\text{ m}\right)={\left|\text{y }\left(\text{n},\text{ k},\text{ m}\right)-\text{r }\left(\text{n},\text{ k}\right)\right|}^2$$

  
• In 1 sind die M Subtraktionsteile 108 vorgesehen, und jeder der Subtraktionsteile 108 berechnet den Absolutwert der Differenz zwischen einem Kandidatensignal y (n, k) das von einem entsprechenden der Kandidatenberechnungsteile 107 geliefert wurde, und dem empfangenen Signal r (n, k).
• Der Minimaldifferenz-Erfassungsteil 109 erfasst den kleinsten Wert der M-Werte d (n, k, m) (worin m = 0, 1, ..., M - 1), die von den Subtraktionsteilen geliefert wurden, bestimmt ein Kandidatensignal entsprechend dem erfassten Wert und liefert das bestimmte Kandidatensignal zu dem Verzögerungserfassungsteil 110. In einem Fall, in welchem beispielsweise ein von dem Subtraktionsteil 108 entsprechend M = m₀ gelieferter Wert das Minimum ist, wird das Kandidatensignal, das durch Drehen der Phase des Bezugssignals x (n, k) um 2 πm_0/M) erhalten wurde, zu dem Verzögerungserfassungsteil 110 geliefert.
• Der Verzögerungserfassungsteil 110 führt eine Verzögerungserfassung bei dem von dem Minimaldifferenz-Erfassungsteil 109 gelieferten Kandidatensignal durch und demoduliert übertragene Informationen.
• Eine Operation (Empfangsverfahren) der Erfassungsvorrichtung 100 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel wird nun beschrieben.
  7 ist ein Flussdiagramm der Operation der Empfangsvorrichtung 100 nach dem ersten Ausführungsbeispiel.
• Der Fourier-Transformationsteil 101 transformiert ein Eingangssignal aus einer Zeitdomäne in eine Frequenzdomäne für jedes empfangene OFDM-Symbol, wodurch ein empfangenes Signal für jeden Subträger (S10) erzeugt wird. Das Fourier-Transformationsergebnis r (n, k) wird durch die vorgenannte Gleichung (1) ausgedrückt.
• Als nächstes bestimmt der Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104, ob ein Symbol des von dem Fourier-Transformationsteil 101 gelieferten empfangenen Signals ein Phasenbezugssymbol ist oder nicht (S11). Wenn das Symbol das Phasenbezugssymbol ist (JA in S11), geht der Prozess zum Schritt S12 weiter. Wenn das Symbol nicht das Phasenbezugssymbol (NEIN in S11) ist, geht der Prozess zum Schritt S13 weiter.
• Im Schritt S12 berechnet der Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104 ein Verzögerungsprofil anhand des Phasenbezugssymbols des von dem Fourier-Transformationsabschnitt 101 gelieferten empfangenen Signals. Hier teilt der Verzögerungsprofil-Berechnungsabschnitt 104 ein Phasenbezugssymbol r (n₀,k) durch ein Phasenbezugssymbol, das ein bekanntes Signal ist, um die Frequenzcharakteristik eines Übertragungswegs zu berechnen, und führt eine inverse Fourier-Transformation bei der Frequenzcharakteristik durch, wodurch das Verzögerungsprofil berechnet wird.
• Im Schritt S13 bestimmt der Filtersteuerteil 105, ob eine Geschwindigkeit v, die durch extern zugeführte Geschwindigkeitsinformationen angezeigt wird, aktualisiert ist oder nicht. Wenn die Geschwindigkeit v aktualisiert ist (JA in S13), geht der Prozess zum Schritt S14 weiter. Wenn die Geschwindigkeit v nicht aktualisiert ist (NEIN in S13), geht der Prozess zum Schritt S15 weiter.
• Im Schritt S14 aktualisiert der Filtersteuerteil 105 in dem zweidimensionalen Filterteil 103 zu verwendende Filterkoeffizienten. Beispielsweise bestimmt der Filtersteuerteil 105 die Filterkoeffizienten des zweidimensionalen Filterteils 103 auf der Grundlage der extern zugeführten Geschwindigkeit v des mobilen Objekts und des in dem Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104 berechneten Verzögerungsprofils. Der Prozess im Schritt 14 wird später spezifisch mit Bezug auf 8 beschrieben.
• Im Schritt S15 erhebt der M-Potenzabschnitt 102 das empfangene Signal jedes Subträgers auf die M-te Potenz in einer komplexen Ebene, um ein Signal r^M (n, k) zu berechnen.
• Als nächstes führt, um eine Rauschkomponente W (n, k), die in dem von dem M-Potenzteil 102 gelieferten Signal r^M (n, k) enthalten ist, zu unterdrücken, der zweidimensionale Filterteil 103 eine zweidimensionale Filterung in einer Symbolrichtung und einer Trägerrichtung durch (S16). Das Ergebnis der zweidimensionalen Filterung bei einem n-ten Symbol wird durch die vorstehende Gleichung (3) ausgedrückt.
• Der zweidimensionale Filterteil 103 kann eine zweidimensionale Filterung in der Trägerrichtung wie durch die vorstehende Gleichung (5) ausgedrückt durchführen, nach der eindimensionalen Filterung in der Symbolrichtung wie durch die vorstehende Gleichung (4) ausgedrückt. Zusätzlich kann der zweidimensionale Filterteil 103 auch eine zweidimensionale Filterung in der Symbolrichtung wie durch die vorstehende Gleichung (7) ausgedrückt durchführen, nachdem eine eindimensionale Filterung in der Trägerrichtung wie durch die vorstehende Gleichung (6) ausgedrückt durchgeführt wurde.
• Wie vorstehend beschrieben ist, wird die Rauschkomponente W (n, k) durch Filterung unterdrückt. Wenn die Rauschkomponente W (n, k) ausreichend unterdrückt ist, ergibt die zweidimensionale Filterung u (n, k) ≈ h^M (n, k).
• Als nächstes hebt der 1/M-Potenzabschnitt 106 das in dem zweidimensionalen Filterteil 103 berechnete Signal u (n, k) auf die 1/M-te Potenz an, wodurch ein Bezugssignal berechnet wird (S17). Dieses Bezugssignal ist ein Signal x (n, k), das durch die vorstehende Gleichung (9) ausgedrückt wird.
• Anstelle des Erhebens von u (n, k) auf die 1/M-te Potenz, kann dieses Bezugssignal durch Berechnen einer Phase des Signals u (n, k), Teilen der Phase durch M, um eine Phase θ (n, k) zu erhalten, und Lösen der vorstehenden Gleichung (9) erhalten werden.
• Als nächstes berechnen die Kandidatenberechnungsteile 107 M-Kandidatensignale, von denen jedes ein mögliches empfangenes Signal r (n, k) jedes Subträgers ist, auf der Grundlage des von dem 1/M-Potenzteil 106 gelieferten Bezugsignals (S18). Insbesondere berechnen die Kandidatenberechnungsteile 107 M-Kandidatensignale y (n, k, m), die durch Drehen der Phase des Bezugsignals x (n, k) um 2 πm/M (worin m = 0, 1, ..., M - 1) erhalten werden.
• Als nächstes berechnet, wie durch die vorstehende Gleichung (10) ausgedrückt wird, jeder der Subtraktionsteile 108 den Absolutwert der Differenz zwischen einem entsprechenden der M-Kandidaten y (n, k, m) (worin m = 0, 1, ..., und M-1), die von den Kandidatenberechnungsteilen 107 geliefert wurden, und dem empfangenen Signal r (n, k), das von dem Fourier-Transformations-teil 101 geliefert wurde. Alternativ kann, wie durch die vorstehende Gleichung (11) ausgedrückt ist, jeder der Subtraktionsteile 108 ein Quadrat des Absolutwerts der Differenz berechnen.
• Als nächstes erfasst der Minimaldifferenz-Erfassungsteil 109 den kleinsten der M Werte d (n, k, m) (worin m = 0, 1, ..., M-1), die von den Subtraktionsteilen 108 geliefert wurden, und wählt ein Kandidatensignal entsprechend dem erfassten Wert aus (S20). Beispielsweise wählt in einem Fall, in welchem ein Absolutwert entsprechend m = m₀ minimal ist, der Minimaldifferenzteil 109 ein Kandidatensignal aus, das durch Drehen der Phase des Bezugssignals x (n, k) um 2 πm₀/M gedreht wurde.
• Als nächstes führt der Verzögerungserfassungsteil 110 eine Verzögerungserfassung bei dem von dem Minimaldifferenz-Erfassungsteil 109 ausgewählten Kandidatensignal durch und demoduliert übertragene Informationen (S21).
• 8 ist ein Flussdiagramm des Prozesses im Schritt S14 in 7.
• Auf der Grundlage der vorstehenden Gleichung (8) berechnet die Berechnungseinheit 105a für die maximale Doppler-Frequenz eine maximale Doppler-Frequenz f_max anhand der Geschwindigkeit v des mobilen Objekts (S30).
• Als nächstes berechnet die Berechnungseinheit 105b für die maximale Verzögerungszeit eine maximale Verzögerungszeit τ_max anhand des von dem Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104 berechneten Verzögerungsprofils (S31).
• Als nächstes berechnet auf der Grundlage der maximalen Doppler-Frequenz fmax und der maximalen Verzögerungszeit τ_max die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 105c Filterkoeffizienten, die ein Durchlassband von (2M + 1) × 2f_max in der Symbolrichtung und ein Durchlassband von (2M + 1) × τ_max in der Trägerrichtung erhalten (S32). Als ein Verfahren zum Berechnen der Filterkoeffizienten wird ein allgemein bekanntes Verfahren wie ein Fensterfunktions-Berechnungsverfahren verwendet.
• Wie in dem Flussdiagramm in 9 gezeigt ist, kann anstelle des Schritts S32 in 8 die Filterkoeffizientenauswahleinheit 105d im Vorhinein mehrere Sätze von Filterkoeffizienten mit unterschiedlichen Durchlassbändern haben und einen Satz der zu verwendenden Filterkoeffizienten auf der Grundlage der maximalen Doppler-Frequenz und der maximalen Verzögerungszeit auswählen (S32#).
• Gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel kann selbst in einem Umfeld, das durch eine beträchtliche Änderung eines Übertragungsweges, die durch Bewegung und Mehrwegschwund aufgrund von Interferenzen elektrischer Wellen bewirkt wird, bestimmt ist, ein Bezugssignal genau geschätzt werden durch Steuern von Koeffizienten eines zweidimensionalen Glättungsfilters in einer Symbolrichtung und einer Trägerrichtung mit Bezug auf ein Ergebnis, das durch Anheben eines empfangenen Signals auf die M-te Potenz erhalten wird, so dass das Empfangsvermögen verbessert werden kann.
• Zweites Ausführungsbeispiel
• 10 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine Konfiguration einer Empfangsvorrichtung 200 gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel illustriert.
• Die Empfangsvorrichtung 200 hat einen Fourier-Transformationsteil 101, einen M-Potenzteil 102, einen Symbolrichtungs-Filterteil 211, einen Symbolrichtungssteuerteil 212, einen 1-M-Potenzteil 106, Kandidatenberechnungsteile 107, Subtraktionsteile 108, einen Minimaldifferenz-Erfassungsteil 109 und einen Verzögerungserfassungsteil 110.
• Der Fourier-Transformationsteil 101, der M-Potenzteil 102, der 1/M-Potenzteil 106, die Kandidatenberechnungsteile 107, die Subtraktionsteile 108, der Minimaldifferenz-Erfassungsteil 109 und der Verzögerungserfassungsteil 110 der Empfangsvorrichtung 200 nach dem zweiten Ausführungsbeispiel haben Konfigurationen, die denjenigen der Empfangsvorrichtung 100 nach dem ersten Ausführungsbeispiel ähnlich sind.
• Der Symbolrichtungs-Filtersteuerteil 212 bestimmt Filterkoeffizienten des Symbolrichtungs-Filterteils 211 auf der Grundlage einer extern zugeführten Geschwindigkeit v eines mobilen Objekts.
• 11 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine Konfiguration des Symbolrichtungs-Filtersteuerteils 212 illustriert.
  Der Symbolrichtungsfilter-Steuerteil 212 hat eine Berechnungseinheit 212a für die maximale Doppler-Frequenz und eine Symbolrichtungs-Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 212b.
  Hier ist die Berechnungseinheit 212a für die maximale Dopplerfrequenz in einer Weise konfiguriert, die ähnlich der Berechnungseinheit 105a für die maximale Doppler-Frequenz (siehe 4) in dem ersten Ausführungsbeispiel ist.
• Die Symbolrichtungs-Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 212b berechnet Filterkoeffizienten, die ein Durchlassband von (2M + 1) x 2f_max in einer Symbolrichtung auf der Grundlage einer von der Berechnungseinheit 212a für die maximale Doppler-Frequenz berechneten maximalen Doppler-Frequenz f_amx erhalten. Als ein Verfahren zum Berechnen der Filterkoeffizienten wird ein allgemein bekanntes Verfahren wie ein Fensterverfahren verwendet.
• Der in 10 illustrierte Symbolrichtungs-Filtersteuerteil 212 kann eine Berechnungseinheit 212a für eine maximale Doppler-Frequenz und eine Symbolrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 212c haben, wie in 12 illustriert ist.
  Hier ist die Berechnungseinheit 212a für die maximale Doppler-Frequenz ähnlich der in 11 illustrierten.
  Die in 12 illustrierte Symbolrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 212c hat im Vorhinein mehrere Sätze von Filterkoeffizienten mit unterschiedlichen Durchlassbändern und wählt einen Satz der zu verwendenden Filterkoeffizienten aus auf der Grundlage der von der Berechnungseinheit 212a für die maximale Doppler-Frequenz berechneten maximalen Doppler-Frequenz fmax.
• Beispielsweise speichert die Symbolrichtungs-Filter-Koeffizienten-Auswahleinheit 212c im Vorhinein mehrere Sätze von Filterkoeffizienten, die ein Durchlassband von (2M + 1) × 2f_max in der Symbolrichtung erhalten, in einem Speicher 212d für jede maximale Doppler-Frequenz fmax. Die Symbolrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 212c wählt einen Satz von Filterkoeffizienten aus entsprechend einer maximalen Doppler-Frequenz f_max, die der von der Berechnungseinheit 212a für die maximale Doppler-Frequenz berechneten maximalen Doppler-Frequenz fmax am nächsten ist. Die maximale Dopplerfrequenz f_max, die der von der Berechnungseinheit 212a für die maximale Doppler-Frequenz berechneten maximalen Doppler-Frequenz fmax am nächsten ist, kann durch ein bekanntes Verfahren bestimmt werden, wie beispielsweise ein Verfahren des Auswählens einer maximalen Doppler-Frequenz fmax, die den kleinsten Absolutwert der Differenz von der von der Berechnungseinheit 212a für die maximale Doppler-Frequenz berechneten maximalen Doppler-Frequenz fmax hat.
• Der in 10 illustrierte Symbolrichtungs-Filtersteuerteil 212 aktualisiert die Filterkoeffizienten in regelmäßigen Intervallen, um Änderungen der Übertragungsweg-Charakteristik im Verlauf der Zeit zu folgen. Die Aktualisierungsfrequenz der Filterkoeffizienten hängt von der Aktualisierungsfrequenz der extern zugeführten Geschwindigkeit v des mobilen Objekts ab.
• Um die in dem von dem M Potenzteil 102 gelieferten Signal enthaltene Rauschkomponente W (n, k) zu unterdrücken, führt der Symbolrichtungs-Filterteil 211 eine Filterung in der Symbolrichtung durch. Das durch den Symbolrichtungs-Filterteil 211 an einem n-ten Symbol verarbeitete Signal wird durch Gleichung (12) ausgedrückt: $$\text{u}\left(\text{n},\text{k}\right)={\displaystyle {\sum }_{\text{i}=-\text{P}}^{\text{P}}{\text{c}}_{\text{sym}}\left(\text{i}\right)\times {\text{r}}^{\text{M}}\left(\text{n}+\text{i},\text{k}\right)}$$

  

  Der Ausdruck c_sym(i) (worin i = -P, ..., P) ist ein Koeffizient eines Symbolrichtungsfilters.
• Eine Operation der Empfangsvorrichtung 200 gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel wird nun beschrieben.
  13 ist ein Flussdiagramm der Operation der Empfangsvorrichtung 200 gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel.
  Einige der Prozesse in dem Flussdiagramm nach 13, die ähnlich denjenigen in dem Flussdiagramm der Operation der Empfangsvorrichtung 100 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel in 7 sind, sind durch die gleichen Bezugszeichen wie diejenigen in 7 bezeichnet. Es ist zu beachten, dass in 13, wenn der Prozess des Schritts S13 nach dem Prozess des Schritts S10 durchgeführt wird und im Schritt S13 JA ausgewählt wird, der Prozess zum Schritt S24 weitergeht.
  
  In 13 geht nach dem Prozess des Schritts S15 der Prozess zum Schritt S26 weiter.
• Im Schritt S24 aktualisiert der Symbolrichtungs-Filtersteuerteil 212 die in dem Symbolrichtungs-Filterteil 211 zu verwendenden Filterkoeffizienten. Beispielsweise bestimmt der Symbolrichtungs-Filtersteuerteil 212 Filterkoeffizienten des Symbolrichtungs-Filterteils 211 auf der Grundlage der extern zugeführten Geschwindigkeit v des mobilen Objekts. Der Prozess im Schritt S24 wird später mit Bezug auf 14 besonders beschrieben.
• Im Schritt S26 führt, um eine in einem von dem M-Potenzteil 102 gelieferten Signal r^M (n, k) enthaltene Rauschkomponente W (n, k) zu unterdrücken, der Symbolrichtungsfilterteil 211 eine Filterung in der Symbolrichtung durch. Das Ergebnis der in der Symbolrichtung bei einem n-ten Symbol durchgeführten Filterung wird durch die vorstehende Gleichung (12) ausgedrückt.
• 14 ist ein Flussdiagramm des Prozesses im Schritt S24 von 13.
• Gemäß der vorstehenden Gleichung (8) berechnet die Berechnungseinheit 212a für die maximale Doppler-Frequenz eine maximale Doppler-Frequenz fmax auf der Grundlage der Geschwindigkeit v des mobilen Objekts (S40).
• Als nächstes berechnet die Symbolrichtungs-Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 212b Filterkoeffizienten, die ein Durchlassband von (2M + 1) × 2f_max erhalten, in der Symbolrichtung, auf der Grundlage der maximalen Doppler-Frequenz fmax (S41). Als ein Verfahren zum Berechnen der Filterkoeffizienten wird ein allgemein bekanntes Verfahren wie ein Fensterfunktions-Berechnungsverfahren verwendet.
• Wie in dem Flussdiagramm nach 15 kann anstelle des Schritts S41 in 14 die Symbolrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 212c im Vorhinein mehrere Sätze von Filterkoeffizienten mit unterschiedlichen Durchlassbändern haben und einen Satz der zu verwendenden Filterkoeffizienten auf der Grundlage der maximalen Doppler-Frequenz auswählen (S41#).
• Gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel kann selbst in einem Umfeld, das durch eine beträchtliche Änderung eines Übertragungswegs, die durch Bewegung bewirkt wird, bestimmt ist, ein Bezugssignal genau geschätzt werden durch Steuern von Koeffizienten eines Glättungsfilters in einer Symbolrichtung mit Bezug auf ein durch Erheben eines empfangenen Signals zu der M-ten Potenz erhaltenes Ergebnis genau geschätzt werden, so dass das Empfangsvermögen verbessert werden kann.
• Drittes Ausführungsbeispiel
• 16 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine Konfiguration einer Empfangsvorrichtung 300 gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel illustriert.
• Die Empfangsvorrichtung 300 hat einen Fourier-Transformationsteil 301, einen M-Potenzteil 102, einen Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104, einen Trägerrichtungs-Filterteil 313, einen Trägerrichtungs-Filtersteuerteil 314, einen 1/M-Potenzteil 106, Kandidatenberechnungsteile 107, Subtraktionsteile 108, einen Minimaldifferenz-Erfassungsteil 109 und einen Verzögerungserfassungsteil 110.
• Der Fourier-Transformationsteil 101, der M-Potenzteil 102, der Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104, der 1/M-Potenzteil 106, die Kandidatenberechnungsteile 107, die Subtraktionsteile 108, der Minimaldifferenzerfassungsteil 109 und der Verzögerungserfassungsteil 110 der Empfangsvorrichtung 300 gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel haben Konfigurationen, die ähnlich denjenigen der Empfangsvorrichtung 100 nach dem ersten Ausführungsbeispiel sind.
• Der Trägerrichtungs-Filtersteuerteil 314 bestimmt Filterkoeffizienten des Trägerrichtungs-Filterteils 313 auf der Grundlage eines von dem Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104 gelieferten Verzögerungsprofils.
• 17 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine Konfiguration des Trägerrichtungs-Filtersteuerteils 314 illustriert.
  Der Trägerrichtungs-Filtersteuerteil 314 hat eine Berechnungseinheit 314a für die maximale Verzögerungszeit und eine Trägerrichtungs-Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 314b.
  Hier ist die Berechnungseinheit 314a für die maximale Verzögerungszeit in einer Weise konfiguriert, die ähnlich der der Berechnungseinheit 105b für maximale Verzögerungszeit (siehe 4) in dem ersten Ausführungsbeispiel ist.
• Auf der Grundlage der von der Berechnungseinheit 114a für maximale Verzögerungszeit berechneten maximalen Verzögerungszeit τ_max berechnet die Trägerrichtungs-Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 314b Filterkoeffizienten, die ein Durchlassband von (2M + 1) × τ_max in der Trägerrichtung erhalten. Als ein Verfahren zum Berechnen eines Filterkoeffizienten wird ein allgemein bekanntes Verfahren wie ein Fensterverfahren verwendet.
• Der in 16 illustrierte Trägerrichtungs-Filtersteuerteil 314 kann eine Berechnungseinheit 314a für die maximale Verzögerungszeit und eine Trägerrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 314c haben, wie in 18 illustriert ist.
  Hier ist die Berechnungseinheit 314a für die maximale Verzögerungszeit ähnlich der in 17.
  Die in 18 illustrierte Trägerrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 314c hat im Vorhinein mehrere Sätze von Filterkoeffizienten mit unterschiedlichen Durchlassbändern und wählt einen Satz der zu verwendenden Filterkoeffizienten auf der Grundlage einer von der Berechnungseinheit 314a für maximale Verzögerungszeit berechneten maximalen Verzögerungszeit τ_max aus.
• Beispielsweise speichert die Trägerrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 314c Filterkoeffizienten, die ein Durchlassband von (2M + 1) × τ_max in der Trägerrichtung erhalten, für jede maximale Verzögerungszeit τ_max in einem Speicher 314d. Die Trägerrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 314c wählt Filterkoeffizienten entsprechend einer maximalen Verzögerungszeit τ_max aus, die der von der Berechnungseinheit 314a für maximale Verzögerungszeit berechneten maximalen Verzögerungszeit τ_max am nächsten ist. Die maximale Verzögerungszeit τ_max, die der von der Berechnungseinheit 314a für maximale Verzögerungszeit berechneten maximalen Verzögerungszeit τ_max am nächsten ist, kann durch ein bekanntes Verfahren bestimmt werden, wie beispielsweise ein Verfahren zum Auswählen einer maximalen Verzögerungszeit τ_max mit dem kleinsten Absolutwert der Differenz von der durch die Berechnungseinheit 314a für maximale Verzögerungszeit berechneten maximalen Verzögerungszeit τ_max.
• Der in 16 illustrierte Trägerrichtungs-Filtersteuerteil 314 aktualisiert die Filterkoeffizienten in regelmäßigen Intervallen, um zeitlichen Änderungen der Übertragungsweg-Charakteristik zu folgen. Die Aktualisierungsfrequenz der Filterkoeffizienten hängt von einem Einfügungsintervall (Rahmenlänge) eines Phasenbezugssymbols ab.
• Um die in dem von dem M-Potenzteil 102 gelieferten Signal enthaltene Rauschkomponente W (n, k) zu unterdrücken, führt der Trägerrichtungs-Filterteil 313 eine Filterung in der Trägerrichtung durch. Das durch den Trägerrichtungs-Filterteil 313 bei einem n-ten Symbol verarbeitete Signal wird durch die Gleichung (13) ausgedrückt: $$\text{u}\left(\text{n},\text{k}\right)={\displaystyle {\sum }_{\text{l}=-\text{Q}}^{\text{Q}}{\text{c}}_{\text{car}}\left(\text{l}\right)\times {\text{r}}^{\text{M}}\left(\text{n},\text{k}+\text{l}\right)}$$

  

  Der Ausdruck c_car (I) (worin I = -Q, ..., Q) ist ein Koeffizient eines Trägerrichtungsfilters.
• Eine Operation der Empfangsvorrichtung 300 gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel wird nun beschrieben.
  19 ist ein Flussdiagramm der Operation der Empfangsvorrichtung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel.
  Einige der Prozesse in dem Flussdiagramm nach 19, die denjenigen in dem Flussdiagramm der Operation der Empfangsvorrichtung 100 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel nach 7 sind, sind durch dieselben Bezugszeichen wie diejenigen in 7 bezeichnet.
  Es ist zu beachten, dass in 19, wenn im Schritt S11 NEIN ausgewählt wird, der Prozess zum Schritt S15 weitergeht.
  Zusätzlich geht in 19 nach dem Prozess des Schritts S12 der Vorgang zum Schritt S54 weiter.
  Weiterhin geht in 19 nach dem Prozess des Schritts S15 der Vorgang zum Schritt S56 weiter.
• Im Schritt S54 aktualisiert, wenn bestimmt wird, dass ein Symbol, das der Fourier-Transformation unterzogen wird, ein Phasenbezugssymbol ist (JA in S11), der Trägerrichtungs-Filtersteuerteil 314 in dem Trägerrichtungs-Filterteil 313 zu verwendende Filterkoeffizienten. Beispielsweise bestimmt der Trägerrichtungs-Filtersteuerteil 314 Filterkoeffizienten des Trägerrichtungs-Filterteils 313 auf der Grundlage des von dem Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104 gelieferten Verzögerungsprofils. Der Prozess im Schritt S54 wird später mit Bezug auf 20 besonders beschrieben.
• Im Schritt S56 führt, um eine in einem von dem M-Potenzteil 102 gelieferten Signal r^M (n, k) enthaltene Rauschkomponente W (n, k) zu unterdrücken, der Trägerrichtungs-Filterteil 313 eine Filterung in der Trägerrichtung durch. Das Ergebnis der bei einem n-ten Symbol durchgeführten Trägerrichtungsfilterung wird durch die vorstehende Gleichung (13) ausgedrückt.
• 20 ist ein Flussdiagramm des Prozesses im Schritt S54 in 19.
• Die Berechnungseinheit 314a für die maximale Verzögerungszeit berechnet eine maximale Verzögerungszeit τ_max auf der Grundlage des von dem Verzögerungsprofil-Berechnungsteil 104 berechneten Verzögerungsprofils (S60).
• Als nächstes berechnet auf der Grundlage der von der Berechnungseinheit 314a für die maximale Verzögerungszeit berechneten maximalen Verzögerungszeit τ_max die Trägerrichtungs-Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 314b Filterkoeffizienten, die ein Durchlassband von (2M + 1) × τ_max in der Trägerrichtung erhalten (S61). Als ein Verfahren des Berechnens der Filterkoeffizienten wird ein allgemein bekanntes Verfahren wie ein Fensterfunktions-Berechnungsverfahren verwendet.
• Wie in dem Flussdiagramm in 21 kann anstelle des Schritts S61 in 20 die Trägerrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 314c im Vorhinein mehrere Sätze von Filterkoeffizienten mit unterschiedlichen Durchlassbändern haben und einen Satz der zu verwendenden Filterkoeffizienten auf der Grundlage der maximalen Verzögerungszeit auswählen (S61#).
• Gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel kann selbst in einem Umfeld, das durch Mehrwegschwund aufgrund von Interferenz elektrischer Wellen beeinträchtigt ist, ein Bezugssignal genau geschätzt werden durch Steuern von Koeffizienten eines Glättungsfilters in der Trägerrichtung mit Bezug auf ein Ergebnis, das durch Anheben eines empfangenen Signals auf die M-te Potenz erhalten wird, so dass das Empfangsvermögen verbessert werden kann.
• Ein Teil oder die Gesamtheit der vorstehend beschriebenen Empfangsvorrichtungen 100 bis 300 nach dem ersten bis dritten Ausführungsbeispiel kann durch einen Speicher 120 und einen Prozessor 121 wie durch eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU), die in dem Speicher 120 gespeicherte Programme ausführt, gebildet werden, wie beispielsweise in 22A illustriert ist. Die Programme können durch ein Netzwerk oder in auf einem Aufzeichnungsmedium aufgezeichneter Form erhalten werden.
• Ein Teil oder die Gesamtheit der Empfangsvorrichtungen 100 bis 300 können durch eine Verarbeitungsschaltung 123 einer einzelnen Schaltung, eine Decodierschaltung, einen programmierten Prozessor, einen parallel programmierten Prozessor, eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) oder eine frei programmierbare logische Schaltung (FPGA) gebildet sein, wie beispielsweise in 22B illustriert ist.
• Bezugszeichenliste

100, 200, 300

Empfangsvorrichtung,

101

Fourier-Transformationsteil,

102

M-Potenzteil,

103

zweidimensionaler Filterteil,

104

Verzögerungsprofil- Berechnungsteil,

105

Filtersteuerungsteil,

105a

Berechnungseinheit für maximale Doppler-Frequenz,

105b

Berechnungseinheit für maximale Verzögerungszeit,

105c

Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit,

105d

Filterkoeffizienten-Auswahleinheit,

106

1/M-Potenzteil,

107

Kandidatenberechnungsteil,

108

Subtraktionsteil,

109

Minimaldifferenz-Erfassungsteil,

110

Verzögerungserfassungsteil,

211

Symbolrichtungs-Filterteil,

212

Symbolrichtungs-Filtersteuerteil,

212a

Berechnungseinheit für maximale Doppler-Frequenz,

212b:

Symbolrichtungs-Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit,

212c

Symbolrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit,

313

Trägerrichtungs-Filterteil,

314a

Berechnungseinheit fürmaximale Verzögerungszeit,

314b

Trägerrichtungs-Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit,

314c

Trägerrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit,

314

Trägerrichtungs-Filtersteuerungsteil,

120

Speicher,

121

Prozessor.

Claims (12)

1. Empfangsvorrichtung (100), die an einem mobilen Objekt befestigt ist und Orthogonal-Frequenz-Multiplex (orthogonal frequency division multiplexing)-Signale empfängt, wobei die Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen, die Anzahl von Stufen in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen M ist (wobei M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), welche Empfangsvorrichtung aufweist: einen Verzögerungsprofil-Berechnungsteil (104), der ein Verzögerungsprofil auf der Grundlage des Phasenbezugssymbols berechnet; einen Filtersteuerteil (105), der bei einer zweidimensionalen Filterung in einer Symbolrichtung und einer Trägerrichtung zu verwendende zweidimensionale Filterkoeffizienten auf der Grundlage des Verzögerungsprofils und einer Geschwindigkeit des mobilen Objekts bestimmt; einen ersten Berechnungsteil (102), der eine M-te Potenz eines empfangenen Signals jedes Subträgers berechnet; einen zweidimensionalen Filterteil (103), der die zweidimensionale Filterung bei einem Berechnungsergebnis des ersten Berechnungsteils (102) durchführt unter Verwendung der zweidimensionalen Filterkoeffizienten, die von dem Filtersteuerteil (105) bestimmt wurden; einen zweiten Berechnungsteil (106), der eine M-te Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses des zweidimensionalen Filterteils (106) berechnet; einen Kandidatenberechnungsteil (107), der alle Kandidatensignale auf der Grundlage eines Ergebnisses der Berechnung durch den zweiten Berechnungsteil (106) berechnet, wobei alle Kandidatensignale das Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein; einen Subtraktionsteil (108), der Absolutwerte der Differenz zwischen jedem der sämtlichen Kandidatensignale und dem empfangenen Signal jedes Subträgers berechnet; einen Minimaldifferenzerfassungsabschnitt (109), der ein einzelnes Kandidatensignal aus allen Kandidatensignalen bestimmt, wobei das einzelne Kandidatensignal einem Minimalwert der Absolutwerte entspricht; und einen Verzögerungserfassungsteil (110), der eine Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignal durchführt.
2. Empfangsvorrichtung (100) nach Anspruch 1, bei dem der Filtersteuerteil (105) hat: eine Berechnungseinheit (105b) für maximale Verzögerungszeit, die eine maximale Verzögerungszeit τ_max anhand des Verzögerungsprofils berechnet, eine Berechnungseinheit (105a) für maximale Doppler-Frequenz, die eine maximale Doppler-Frequenz fmax anhand der Geschwindigkeit berechnet, und eine Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit (105c), die zweidimensionale Koeffizienten, die ein Durchlassband von (2M + 1) × τ_max in einer Verzögerungszeitrichtung und ein Durchlassband von (4M + 2) × fmax in einer Doppler-Frequenzrichtung erhalten, berechnet.
3. Empfangsvorrichtung (100) nach Anspruch 1, bei der der Filtersteuerteil (105) hat: eine Berechnungseinheit (105b) für maximale Verzögerungszeit, die eine maximale Verzögerungszeit τ_max anhand des Verzögerungsprofils berechnet, eine Berechnungseinheit (105a) für maximale Doppler-Frequenz, die eine maximale Doppler-Frequenz fmax anhand der Geschwindigkeit berechnet, und eine Filterkoeffizienten-Auswahleinheit (105d), die einen Satz von zweidimensionalen Filterkoeffizienten mit einem Durchlassband in einer Verzögerungszeitrichtung, das (2M + 1) × τ_max am nächsten ist, und einem Durchlassband in einer Doppler-Frequenzrichtung, das (4M + 2) × f_max am nächsten ist, aus mehreren Sätzen von zweidimensionalen Filterkoeffizienten auswählt, wobei die mehreren Sätze von zweidimensionalen Filterkoeffizienten im Vorhinein vorbereitet wurden.
4. Empfangsvorrichtung (200) die an einem mobilen Objekt befestigt ist und Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Signale empfängt, wobei die Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen, die Anzahl von Stufen in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen M ist (wobei M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), welche Empfangsvorrichtung aufweist: einen Symbolrichtungs-Filtersteuerteil (212), der beim Filtern in einer Symbolrichtung zu verwendende Filterkoeffizienten auf der Grundlage einer Geschwindigkeit des mobilen Objekts bestimmt; einen ersten Berechnungsteil (102), der eine M-te Potenz eines empfangenen Signals jedes Subträgers berechnet; einen Symbolrichtungs-Filterteil (211), der die Filterung bei einem Berechnungsergebnis des ersten Berechnungsteils (102) durchführt unter Verwendung der durch den Symbolrichtungs-Filtersteuerteil (212) bestimmten Filterkoeffizienten; einen zweiten Berechnungsteil (106), der eine M-te Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses des Symbolrichtungsfilterteils (211) berechnet; einen Kandidatenberechnungsteil (107), der sämtliche Kandidatensignale auf der Grundlage eines Berechnungsergebnisses des zweiten Berechnungsteils (106) berechnet, wobei sämtliche Kandidatensignale das Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein; einen Subtraktionsteil (108), der Absolutwerte der Differenz zwischen jedem von sämtlichen Kandidatensignalen und dem empfangenen Signal jedes Subträgers berechnet; einen Minimaldifferenz-Erfassungsteil (109), der ein einzelnes Kandidatensignal aus sämtlichen Kandidatensignalen bestimmt, wobei das einzelne Kandidatensignal einem Minimalwert der Absolutwerte entspricht; und eine Verzögerungserfassungsschaltung (110), die eine Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignal durchführt.
5. Empfangsvorrichtung (200) nach Anspruch 4, bei der der Symbolrichtungs-Filtersteuerteil (212) hat: eine Berechnungseinheit (212a) für maximale Doppler-Frequenz, der eine maximale Doppler-Frequenz f_max anhand der Geschwindigkeit berechnet, und eine Symbolrichtungs-Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit (212b), die Filterkoeffizienten berechnet, die ein Durchlassband von (4M + 2) × fmax in einer Doppler-Frequenzrichtung erhalten.
6. Empfangsvorrichtung (200) nach Anspruch 4, bei der der Symbolrichtungs-Filtersteuerteil (212) hat: eine Berechnungseinheit (212a) für maximale Doppler-Frequenz, die eine maximale Doppler-Frequenz fmax anhand der Geschwindigkeit berechnet, und eine Symbolrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit (212c), die einen Satz von Filterkoeffizienten mit einem Durchlassband in einer Doppler-Frequenzrichtung, das (4M +2) × f_max aus mehreren Sätzen von Koeffizienten auswählt, wobei die mehreren Sätze von Koeffizienten im Vorhinein vorbereitet wurden.
7. Empfangsvorrichtung (300), die an einem mobilen Objekt befestigt ist und Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Signale empfängt, wobei die Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen, die Anzahl von Stufen in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen gleich M ist (wobei M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), welche Empfangsvorrichtung aufweist: einen Verzögerungsprofil-Berechnungsabschnitt (104), der ein Verzögerungsprofil auf der Grundlage des Phasenbezugssymbols berechnet; einen Trägerrichtungs-Filtersteuerteil (314), der bei der Filterung in einer Trägerrichtung zu verwendende Filterkoeffizienten auf der Grundlage des Verzögerungsprofils bestimmt; einen ersten Berechnungsteil (102), der eine M-te Potenz eines empfangenen Signals jedes Subträgers berechnet; einen Trägerrichtungs-Filterteil (313), der die Filterung bei einem Berechnungsergebnis des ersten Berechnungsteils (102) durch Verwendung der von dem Trägerrichtungs-Filtersteuerteil (314) bestimmten Filterkoeffizienten durchführt; einen zweiten Berechnungsteil (106), der eine M-te Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses des Trägerrichtungs-Filterteils (313) berechnet; einen Kandidatenberechnungsteil (107), der sämtliche Kandidatensignale auf der Grundlage eines Berechnungsergebnisses des zweiten Berechnungsteils (106) berechnet, wobei alle Kandidatensignale das Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein; einen Subtraktionsteil (108), der absolute Werte der Differenz zwischen jedem von sämtlichen Kandidatensignalen und dem empfangenen Signal jedes Subträgers berechnet; einen Minimaldifferenz-Erfassungsteil (109), der ein einzelnes Kandidatensignal aus sämtlichen Kandidatensignalen bestimmt, wobei das einzelne Kandidatensignal einen Minimalwert der Absolutwerte entspricht; und einen Verzögerungserfassungsteil (110), der eine Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignal durchführt.
8. Empfangsvorrichtung (300) nach Anspruch 7, bei der der Trägerrichtungs-Filtersteuerteil (314) hat: eine Berechnungseinheit (314a) für maximale Verzögerungszeit, die eine maximale Verzögerungszeit τ_max anhand des Verzögerungsprofils berechnet, und eine Trägerrichtungs-Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit (314b), die Filterkoeffizienten berechnet, die ein Durchlassband von (2M + 1) × τ_max in einer Verzögerungszeitrichtung erhalten.
9. Empfangsvorrichtung (300) nach Anspruch 7, bei der der Trägerrichtungs-Filtersteuerteil (314) hat: eine Berechnungseinheit (314a) für maximale Verzögerungszeit, die eine maximale Verzögerungszeit τ_max anhand des Verzögerungsprofils berechnet, und eine Trägerrichtungs-Filterkoeffizienten-Auswahleinheit (314c), die einen Satz von Filterkoeffizienten mit einem Durchlassband in einer Verzögerungszeitrichtung, das (2M + 1) × τ_max am nächsten kommt, aus mehreren Sätzen von Filterkoeffizienten auswählt, wobei die mehreren Sätze von Filterkoeffizienten im Vorhinein vorbereitet wurden.
10. Empfangsverfahren zum Empfangen von Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Signalen in einer Empfangsvorrichtung, die an einem mobilen Objekt befestigt ist, wobei die Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen, und die Anzahl von Stufen in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen gleich M ist (wobei M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), welches Empfangsverfahren aufweist: Berechnen eines Verzögerungsprofils auf der Grundlage des Phasenbezugssymbols; Bestimmen zweidimensionaler Filterkoeffizienten, die bei einer zweidimensionalen Filterung in einer Symbolrichtung und einer Trägerrichtung zu verwenden sind, auf der Grundlage des Verzögerungsprofils und einer Geschwindigkeit des mobilen Objekts; Berechnen einer M-ten Potenz eines empfangenen Signals jedes Subträgers; Durchführen der zweidimensionalen Filterung bei einem Berechnungsergebnis der M-ten Potenz unter Verwendung der bestimmten zweidimensionalen Filterkoeffizienten; Berechnen einer M-ten Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses der zweidimensionalen Filterung; Berechnen sämtlicher Kandidatensignale auf der Grundlage eines Ergebnisses der Berechnung der M-ten Wurzel, wobei sämtliche Kandidatensignale das Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein; Berechnen von Absolutwerten der Differenz zwischen jedem von sämtlichen Kandidatensignalen und dem empfangenen Signal jedes Subträgers; Bestimmen eines einzelnen Kandidatensignals aus sämtlichen Kandidatensignalen, wobei das einzelne Kandidatensignal einem Minimalwert der Absolutwerte entspricht; und Durchführen einer Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignal.
11. Empfangsverfahren zum Empfangen von Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Signalen in einer Empfangsvorrichtung, die an einem mobilen Objekt befestigt ist, wobei die Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen und die Anzahl von Stufen in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen gleich M ist (wobei M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), welches Empfangsverfahren aufweist: Bestimmen von bei der Filterung in einer Symbolrichtung zu verwendenden Filterkoeffizienten auf der Grundlage einer Geschwindigkeit des mobilen Objekts; Berechnen einer M-ten Potenz eines empfangenen Signals jedes Subträgers; Durchführen der Filterung bei einem Berechnungsergebnis der M-ten Potenz durch Verwendung der bestimmten Filterkoeffizienten; Berechnen einer M-ten Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses der Filterung; Berechnen sämtlicher Kandidatensignale auf der Grundlage eines Berechnungsergebnisses der M-ten Wurzel, wobei sämtliche Kandidatensignale das Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein; Berechnen von Absolutwerten der Differenz zwischen jedem von sämtlichen Kandidatensignalen und dem empfangenen Signal jedes Subträgers; Bestimmen eines einzelnen Kandidatensignals aus sämtlichen Kandidatensignalen, wobei das einzelne Kandidatensignal einem Minimalwert der Absolutwerte entspricht, und Durchführen einer Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignal.
12. Empfangsverfahren zum Empfangen von Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Signalen in einer Empfangsvorrichtung, die an einem mobilen Objekt befestigt ist, wobei die Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Signale ein Phasenbezugssymbol und Phasendifferenzmodulations-Symbole durch Verwendung mehrerer orthogonaler Träger tragen und die Anzahl von Stufen in den Phasendifferenzmodulations-Symbolen gleich M ist (wobei M eine ganze Zahl gleich 2 oder mehr ist), welches Empfangsverfahren aufweist: Berechnen eines Verzögerungsprofils auf der Grundlage des Phasenbezugssymbols; Bestimmen von bei der Filterung in einer Trägerrichtung zu verwendenden Filterkoeffizienten auf der Grundlage des Verzögerungsprofils; Berechnen einer M-ten Potenz eines empfangenen Signals jedes der Subträger; Durchführen der Filterung bei einem Berechnungsergebnis der M-ten Potenz durch Verwendung der bestimmten Filterkoeffizienten; Berechnen einer M-ten Wurzel eines Verarbeitungsergebnisses der Filterung; Berechnen sämtlicher Kandidatensignale auf der Grundlage eines Berechnungsergebnisses der M-ten Wurzel, wobei alle Kandidatensignale das Potential haben, das empfangene Signal jedes Subträgers zu sein; Berechnen von Absolutwerten der Differenz zwischen jedem von sämtlichen Kandidatensignalen und dem empfangenen Signal jedes Subträgers; Bestimmen eines einzelnen Kandidatensignals aus sämtlichen Kandidatensignalen, wobei das einzelne Kandidatensignal einem Minimalwert der Absolutwerte entspricht; und Durchführen einer Verzögerungserfassung bei dem bestimmten einzelnen Kandidatensignal.

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