JP2017153013A - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＰＳＫを用いる受信装置において、伝送路環境が変化する環境下で、受信性能を向上させることを目的とする。
【解決手段】位相基準シンボルに基づいて遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出部１０４と、遅延プロファイル及び移動体の速度に基づいて、２次元フィルタ係数を特定するフィルタ制御部１０５と、各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出するＭ乗部１０２と、Ｍ乗部１０２の算出結果に対して、特定された２次元フィルタ係数を用いて、２次元フィルタ処理を施す２次元フィルタ部１０３と、２次元フィルタ処理の結果のＭ乗根を算出する１／Ｍ乗部１０６と、Ｍ乗根の算出部の算出結果に基づいて、各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出する候補算出部１０７とを備え、算出された候補信号から選択された候補信号を用いて遅延検波が行われる。
【選択図】図１

Description

本発明は、受信装置及び受信方法に関し、特に、移動体に搭載され、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信装置及び受信方法に関する。

無線通信システムにおける移動受信では、電波の干渉によるマルチパスフェージング及び移動に伴う伝送路環境の激しい変動により、受信機に到来する信号の品質が劣化しやすいという問題がある。また、弱電界環境では受信信号電力と雑音電力とが拮抗するため、復調信号の信頼性が低下する。

例えば、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）を適用する場合、位相平面上に設けられた絶対位相基準と受信したシンボルの位相とを比較して復調を行う方法が一般的である。このため、マルチパスフェージング及び伝送路環境の時間変動により受信信号の位相が回転する場合に、正確な復調が原理上行えなくなる問題がある。

このような問題による受信性能劣化を軽減するため、シンボル間の位相差分を用いて情報を伝達するＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が広く利用されている。例えば、欧州の地上デジタルラジオ放送規格であるＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）では、直交する複数のサブキャリアそれぞれに対して多値数４のＤＰＳＫを適用し、これらを多重化したＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号により音声データを伝送している。

ＤＰＳＫ信号の受信時には、ある時刻に受信した信号（現シンボル）と、直前に受信した信号（１つ前のシンボル）の位相差分を検出する遅延検波により復調信号を生成するため、全ての受信信号に対し一定量の位相回転が印加されるような環境であっても正確な復調が行える特長がある。また、位相回転量の時間変動の速度が信号伝送速度に対し十分に小さい場合は、位相回転にほとんど依存することなく正確な復調を行うことができる。

しかしながら、現シンボルと１つ前のシンボルとは、双方ともに熱雑音の影響が含まれているのが普通であるため、ＤＰＳＫのビット誤り率は、ＰＳＫに対し劣化するという問題がある。このことは、例えば、非特許文献１において理論的に示されている。

従って、欧州地上デジタルラジオ放送に代表されるようなＤＰＳＫを用いる信号を、弱電界環境下で高速移動しながら受信する場合、正確に信号を復調することができない。

これに対し、特許文献１では、１つ前のシンボルを基準信号として現シンボルの全候補を算出し、現シンボルと最も差分が小さい候補に対して遅延検波を行う手法が開示されている。この手法において、基準信号が正確に算出されれば、ＤＰＳＫの受信性能をＰＳＫの受信性能に近づけることができる。しかしながら、この手法では、１つ前のシンボルを基準信号とするため、弱電界環境では正確な基準信号を算出することができない。

特許文献２では、基準信号に含まれる雑音成分を抑圧する技術が開示されている。特許文献２では、多値数Ｍの差動位相変調波の受信信号をＭ乗して変調成分を除去した信号に対して、固定ウィンドウ幅ごとに複素平面乗で足し合わせることで平均化し、雑音成分を抑圧させた後、１／Ｍ乗することで基準信号を生成する。

特開平５−１７６００７号公報（段落０００７−０００８、図１） 国際公開第２０１４／１１５８４０号（段落０００４−００１１、図３８）

斉藤洋一著「ディジタル無線通信の変復調」コロナ社、平成８年２月１０日、ｐｐ．２３３−２４２

特許文献１と特許文献２を組み合わせることで、雑音耐性を向上させることができるものと思われる。
しかしながら、特許文献２では、受信信号をＭ乗した結果に対して固定ウィンドウ幅の平均処理を行っているため、伝送路環境が変化した際に、基準信号の精度が劣化するという問題がある。そのため、高速移動時の受信性能が劣化する。

そこで、本発明は、ＤＰＳＫを用いる受信装置において、伝送路環境が変化する環境下で、受信性能を向上させることを目的とする。

本発明の第１の態様に係る受信装置は、移動体に搭載され、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信装置であって、前記位相基準シンボルに基づいて遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出部と、前記遅延プロファイル及び前記移動体の速度に基づいて、シンボル方向及びキャリア方向の２次元フィルタ処理で使用される２次元フィルタ係数を特定するフィルタ制御部と、各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出する第１の算出部と、前記第１の算出部の算出結果に対して、前記フィルタ制御部で特定された２次元フィルタ係数を用いて、前記２次元フィルタ処理を施す２次元フィルタ部と、前記２次元フィルタ部の処理結果のＭ乗根を算出する第２の算出部と、前記第２の算出部の算出結果に基づいて、前記各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出する候補算出部と、前記全ての候補信号の各々と、前記各サブキャリアの受信信号との差の絶対値をそれぞれ計算する減算部と、前記絶対値のうち、最も小さい絶対値に対応する候補信号を特定する最小差検出部と、前記特定された候補信号に対して遅延検波を行う遅延検波部と、を備えることを特徴とする。

本発明の第２の態様に係る受信装置は、移動体に搭載され、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信装置であって、前記移動体の速度に基づいて、シンボル方向のフィルタ処理で使用されるフィルタ係数を特定するシンボル方向フィルタ制御部と、各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出する第１の算出部と、前記第１の算出部の算出結果に対して、前記シンボル方向フィルタ制御部で特定されたフィルタ係数を用いて、前記フィルタ処理を施すシンボル方向フィルタ部と、前記シンボル方向フィルタ部の処理結果のＭ乗根を算出する第２の算出部と、前記第２の算出部の算出結果に基づいて、前記各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出する候補算出部と、前記全ての候補信号の各々と、前記各サブキャリアの受信信号との差の絶対値をそれぞれ計算する減算部と、前記絶対値のうち、最も小さい絶対値に対応する候補信号を特定する最小差検出部と、前記特定された候補信号に対して遅延検波を行う遅延検波部と、を備えることを特徴とする。

本発明の第３の態様に係る受信装置は、移動体に搭載され、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信装置であって、前記位相基準シンボルに基づいて遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出部と、前記遅延プロファイルに基づいて、キャリア方向のフィルタ処理で使用されるフィルタ係数を特定するキャリア方向フィルタ制御部と、各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出する第１の算出部と、前記第１の算出部の算出結果に対して、前記キャリア方向フィルタ制御部で特定されたフィルタ係数を用いて、前記フィルタ処理を施すキャリア方向フィルタ部と、前記キャリア方向フィルタ部の処理結果のＭ乗根を算出する第２の算出部と、前記第２の算出部の算出結果に基づいて、前記各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出する候補算出部と、前記全ての候補信号の各々と、前記各サブキャリアの受信信号との差の絶対値をそれぞれ計算する減算部と、前記絶対値のうち、最も小さい絶対値に対応する候補信号を特定する最小差検出部と、前記特定された候補信号に対して遅延検波を行う遅延検波部と、を備えることを特徴とする。

本発明の第１の態様に係る受信方法は、移動体に搭載される受信装置において、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信方法であって、前記位相基準シンボルに基づいて遅延プロファイルを算出し、前記遅延プロファイル及び前記移動体の速度に基づいて、シンボル方向及びキャリア方向の２次元フィルタ処理で使用される２次元フィルタ係数を特定し、各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出し、前記Ｍ乗の算出結果に対して、前記特定された２次元フィルタ係数を用いて、前記２次元フィルタ処理を施し、前記２次元フィルタ処理の結果のＭ乗根を算出し、前記Ｍ乗根の算出結果に基づいて、前記各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出し、前記全ての候補信号の各々と、前記各サブキャリアの受信信号との差の絶対値をそれぞれ計算し、前記絶対値のうち、最も小さい絶対値に対応する候補信号を特定し、前記特定された候補信号に対して遅延検波を行うことを特徴とする。

本発明の第２の態様に係る受信方法は、移動体に搭載される受信装置において、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信方法であって、前記移動体の速度に基づいて、シンボル方向のフィルタ処理で使用されるフィルタ係数を特定し、各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出し、前記Ｍ乗の算出結果に対して、前記特定されたフィルタ係数を用いて、前記フィルタ処理を施し、前記フィルタ処理の結果のＭ乗根を算出し、前記Ｍ乗根の算出結果に基づいて、前記各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出し、前記全ての候補信号の各々と、前記各サブキャリアの受信信号との差の絶対値をそれぞれ計算し、前記絶対値のうち、最も小さい絶対値に対応する候補信号を特定し、前記特定された候補信号に対して遅延検波を行うことを特徴とする。

本発明の第３の態様に係る受信方法は、移動体に搭載される受信装置において、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信方法であって、前記位相基準シンボルに基づいて遅延プロファイルを算出し、前記遅延プロファイルに基づいて、キャリア方向のフィルタ処理で使用されるフィルタ係数を特定し、各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出し、前記Ｍ乗の算出結果に対して、前記特定されたフィルタ係数を用いて、前記フィルタ処理を施し、前記フィルタ処理の結果のＭ乗根を算出し、前記Ｍ乗根の算出結果に基づいて、前記各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出し、前記全ての候補信号の各々と、前記各サブキャリアの受信信号との差の絶対値をそれぞれ計算し、前記絶対値のうち、最も小さい絶対値に対応する候補信号を特定し、前記特定された候補信号に対して遅延検波を行うことを特徴とする。

本発明の一態様によれば、ＤＰＳＫを用いる受信装置において、伝送路環境が変化する環境下で、受信性能を向上させることができる。

実施の形態１に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１における伝送フレームの構成を示す概略図である。 実施の形態１において、遅延時間及びドップラー周波数の分布する範囲を説明するための概略図である。 実施の形態１におけるフィルタ制御部の第１の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１における最大遅延時間の算出方法を説明するための概略図である。 実施の形態１におけるフィルタ制御部の第２の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 実施の形態１におけるフィルタ係数を特定する第１の処理例を示すフローチャートである。 実施の形態１におけるフィルタ係数を特定する第２の処理例を示すフローチャートである。 実施の形態２に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態２におけるシンボル方向フィルタ制御部の第１の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態２におけるシンボル方向フィルタ制御部の第２の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態２に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 実施の形態２におけるフィルタ係数を特定する第１の処理例を示すフローチャートである。 実施の形態２におけるフィルタ係数を特定する第２の処理例を示すフローチャートである。 実施の形態３に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態３におけるキャリア方向フィルタ制御部の第１の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態３におけるキャリア方向フィルタ制御部の第２の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態３に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 実施の形態３におけるフィルタ係数を特定する第１の処理例を示すフローチャートである。 実施の形態３におけるフィルタ係数を特定する第２の処理例を示すフローチャートである。 （Ａ）及び（Ｂ）は、実施の形態１〜３に係る受信装置のハードウェア構成例を示す概略図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る受信装置１００の構成を概略的に示すブロック図である。
受信装置１００は、移動体に搭載される。

実施の形態１は、１次変調にＤＰＳＫ、２次変調にＯＦＤＭを採用している放送システム又は通信システムの受信装置１００に関するものである。ＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアがシンボル方向に差動位相変調されており、差動位相変調の多値数をＭ（Ｍは２以上の整数）とする。
図２に示されているように、伝送フレームＦＲＭは、先頭に位相基準シンボルＰＳＬと、それ以降に送信情報が変調されたＮ−１（Ｎは２以上の整数）個のＯＦＤＭシンボルＯＳＬとで構成され、このフレーム構成の信号が繰り返し伝送されているものとする。

図１に示されているように、受信装置１００は、フーリエ変換部１０１と、Ｍ乗部１０２と、２次元フィルタ部１０３と、遅延プロファイル算出部１０４と、フィルタ制御部１０５と、１／Ｍ乗部１０６と、候補算出部１０７と、減算部１０８と、最小差検出部１０９と、遅延検波部１１０とを備える。

フーリエ変換部１０１は、受信するＯＦＤＭシンボル毎に、入力信号を時間領域から周波数領域に変換することで、サブキャリア毎の受信信号を得る。ｎ番目シンボルのｋ番目キャリアの送信信号をｓ（ｎ，ｋ）、伝送路特性をｈ（ｎ，ｋ）、ガウス雑音をｗ（ｎ，ｋ）とすると、フーリエ変換結果である受信信号ｒ（ｎ，ｋ）は、下記の（１）式で表される。
ｒ（ｎ，ｋ）＝ｓ（ｎ，ｋ）×ｈ（ｎ，ｋ）＋ｗ（ｎ，ｋ） （１）
ここで、送信信号ｓ（ｎ，ｋ）は、振幅が１、位相が２πｍ／Ｍ（ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−１）であり、ｋ＝０，１，・・・，Ｋ−１（ＫはＯＦＤＭのサブキャリア数）である。

Ｍ乗部１０２は、各サブキャリアの受信信号を複素平面上でＭ乗してｒ^Ｍ（ｎ，ｋ）を得る第１の算出部である。Ｍ乗部１０２で算出されるｒ^Ｍ（ｎ，ｋ）は、下記の（２）式で表される。
ｒ^Ｍ（ｎ，ｋ）＝ｓ^Ｍ（ｎ，ｋ）×ｈ^Ｍ（ｎ，ｋ）＋Ｗ（ｎ，ｋ）
＝ｈ^Ｍ（ｎ，ｋ）＋Ｗ（ｎ，ｋ） （２）
（２）式において、Ｗ（ｎ，ｋ）は、ガウス雑音ｗ（ｎ，ｋ）を含む全ての項をまとめたものである。（２）式より、ｓ^Ｍ（ｎ，ｋ）は、振幅が１、位相が２πｍ（ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−１）となるため、変調成分が除去されることが分かる。

２次元フィルタ部１０３は、Ｍ乗部１０２での算出結果である信号に含まれる雑音成分Ｗ（ｎ，ｋ）を抑圧するために、シンボル方向及びキャリア方向の２次元フィルタ処理を行う。ｎ番目のシンボルに対して、２次元フィルタ部１０３で処理された後の信号は、下記の（３）式で表される。

ここで、ｃ（ｉ，ｌ）（ｉ＝−Ｐ，・・・，Ｐ、ｌ＝−Ｑ，・・・，Ｑ）は、２次元フィルタ係数である。シンボル方向のタップ数は２Ｐ＋１であり、キャリア方向のタップ数は２Ｑ＋１である（ＰとＱは任意の正の整数）。

また、２次元フィルタ部１０３は、下記の（４）式で示されるシンボル方向の１次元フィルタ処理の後に、下記の（５）式で示されるキャリア方向の２次元フィルタ処理を行ってもよい。

さらに、２次元フィルタ部１０３は、下記の（６）式で示されるキャリア方向の１次元フィルタ処理の後に、下記の（７）式で示されるシンボル方向の２次元フィルタ処理を行ってもよい。

ここで、ｃ_ｓｙｍ（ｉ）（ｉ＝−Ｐ，・・・，Ｐ）は、シンボル方向の１次元フィルタ係数であり、ｃ_ｃａｒ（ｊ）（ｊ＝−Ｑ，・・・，Ｑ）は、キャリア方向の１次元フィルタ係数である。

（３）式〜（７）式において、雑音成分Ｗ（ｎ，ｋ）は、フィルタ処理により抑圧される。雑音成分Ｗ（ｎ，ｋ）が十分に抑圧されると、２次元フィルタ出力は、ｕ（ｎ，ｋ）≒ｈ^Ｍ（ｎ，ｋ）となる。

遅延プロファイル算出部１０４は、フーリエ変換部１０１から与えられる受信信号のうち、フレームの先頭に存在する位相基準シンボルに対応するフーリエ変換結果をもとに、遅延プロファイルを算出する。
ここで、フーリエ変換部１０１から与えられる位相基準シンボルをｒ（ｎ_０，ｋ）（ｎ_０＝Ｎ×ａ、ａは任意の整数）とする。遅延プロファイル算出部１０４は、ｒ（ｎ_０，ｋ）を既知信号である位相基準シンボルで除算して伝送路の周波数特性を算出し、その算出値を逆フーリエ変換することで、遅延プロファイルを算出することができる。

フィルタ制御部１０５は、外部から供給される移動体の速度ｖと、遅延プロファイル算出部１０４から与えられる遅延プロファイルをもとに、２次元フィルタ部１０３のフィルタ係数を特定する。
上記（２）式より、２次元フィルタ部１０３に与えられるｒ^Ｍのうち、信号成分は、ｈ^Ｍ（ｎ，ｋ）、雑音成分はＷ（ｎ，ｋ）である。２次元フィルタ部１０３は、信号成分を通過させ、雑音成分を抑圧するようなフィルタ係数を使用する。このフィルタ係数を特定するためには、信号成分の特性を理解する必要がある。以下に、信号成分の特性について述べる。

伝送路特性ｈ（ｎ，ｋ）のシンボル方向のインデックスはｎであり、伝送路特性ｈ（ｎ，ｋ）のシンボル方向のフーリエ変換対は、ドップラー周波数の特性を示す。また、伝送路特性ｈ（ｎ，ｋ）のキャリア方向のインデックスはｋであり、伝送路特性ｈ（ｎ，ｋ）のキャリア方向のフーリエ変換対は、遅延時間の特性を示す。

受信側の移動速度をｖ、マルチパスの最大遅延時間をτ_ｍａｘとする。このとき、最大ドップラー周波数は、下記の（８）式で表される。
ｆ_ｍａｘ＝ｆ_ＲＦ×ｖ／ｃ （８）
ここで、ｆ_ＲＦは、搬送波周波数であり、ｃは、光の速度である。
このとき、伝送路特性ｈ（ｎ，ｋ）の遅延時間と、ドップラー周波数の分布する範囲ＡＲ１は、図３に示すように、それぞれτ_ｍａｘと２ｆ_ｍａｘの広がりを持つ。

このような分布をもつ信号をシンボル及びキャリアの領域でＭ乗することは、遅延時間とドップラー周波数の領域ではＭ回畳み込み演算を行うことと等化である。従って、ｈ^Ｍ（ｎ，ｋ）の遅延時間とドップラー周波数の分布する範囲ＡＲ２は、図３に示すように、遅延時間方向に（２Ｍ＋１）×τ_ｍａｘ、ドップラー周波数方向に（２Ｍ＋１）×２ｆ_ｍａｘの広がりを持つ。

図４は、フィルタ制御部１０５の構成を概略的に示すブロック図である。
フィルタ制御部１０５は、最大ドップラー周波数算出部１０５ａと、最大遅延時間算出部１０５ｂと、フィルタ係数算出部１０５ｃとを備える。

最大ドップラー周波数算出部１０５ａは、移動体の速度ｖから、上記の（８）式により、最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘを算出する。ここで、搬送波周波数ｆ_ＲＦは、既知であるとしている。

最大遅延時間算出部１０５ｂは、遅延プロファイル算出部１０４で算出された遅延プロファイルから最大遅延時間を算出する。具体的には、図５に示すように、最大遅延時間算出部１０５ｂは、遅延プロファイルの各サンプルの電力と、予め定められた閾値ＴＨとを比較し、閾値ＴＨより小さな成分は雑音と判断する。そして、最大遅延時間算出部１０５ｂは、閾値ＴＨを超える成分のうち、最も遅延時間の短い成分ＣＰ１と、最も遅延時間の長い成分ＣＰ２との差の絶対値を、最大遅延時間τ_ｍａｘとする。

フィルタ係数算出部１０５ｃは、最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘと最大遅延時間τ_ｍａｘに基づいて、シンボル方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×２ｆ_ｍａｘ、キャリア方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×τ_ｍａｘとなるフィルタ係数を算出する。フィルタ係数の算出方法は、窓関数法等の一般に知られている公知の手法を用いる。

また、図１のフィルタ制御部１０５は、図６に示されているように、最大ドップラー周波数算出部１０５ａと、最大遅延時間算出部１０５ｂと、フィルタ係数選択部１０５ｄとにより構成されてもよい。
ここで、最大ドップラー周波数算出部１０５ａ及び最大遅延時間算出部１０５ｂは、図４と同様である。
図６に示されているフィルタ係数選択部１０５ｄは、通過帯域の異なる複数のフィルタ係数を予め用意しておき、最大ドップラー周波数算出部１０５ａで算出された最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘ及び最大遅延時間算出部１０５ｂで算出された最大遅延時間τ_ｍａｘに基づいて、どのフィルタ係数を使用するかを選択する。

例えば、フィルタ係数選択部１０５ｄは、最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘ及び最大遅延時間τ_ｍａｘの組み合わせ毎に、シンボル方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×２ｆ_ｍａｘ、キャリア方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×τ_ｍａｘとなるフィルタ係数をメモリ１０５ｅに予め記憶しておく。そして、フィルタ係数選択部１０５ｄは、最大ドップラー周波数算出部１０５ａで算出された最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘ及び最大遅延時間算出部１０５ｂで算出された最大遅延時間τ_ｍａｘの組み合わせに最も近い組み合わせに対応付けられているフィルタ係数を選択する。なお、最大ドップラー周波数算出部１０５ａで算出された最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘ及び最大遅延時間算出部１０５ｂで算出された最大遅延時間τ_ｍａｘの組み合わせに最も近い組み合わせは、両者の座標上の距離が最も近いもの等の公知の方法で特定すればよい。

フィルタ制御部１０５は、一定期間毎にフィルタ係数を更新することで、時間とともに変化する伝送路特性の変化に対応する。シンボル方向の通過帯域の変更は、外部から供給される移動体の速度ｖの更新頻度に依存し、キャリア方向の通過帯域の変更は、位相基準シンボルの挿入間隔（フレーム長）に依存する。

なお、特許文献２に記載の固定ウィンドウ平均化を用いた場合、平均化フィルタの通過帯域が、図３に示すｈ^Ｍ（ｎ，ｋ）が分布する範囲ＡＲ２よりも狭くなるため、所望の信号成分を抑圧してしまうという問題がある。

図１に示されている１／Ｍ乗部１０６は、２次元フィルタ部１０３での処理結果である信号ｕ（ｎ，ｋ）を１／Ｍ乗することで、言い換えると、２次元フィルタ部１０３での処理結果のＭ乗根を算出することで、基準信号を算出する第２の算出部である。この基準信号は、伝送路特性ｈ（ｎ，ｋ）の位相をθ（ｎ，ｋ）とすると、下記の（９）式で表される。
ｘ（ｎ，ｋ）＝ｃｏｓθ（ｎ，ｋ）＋ｊｓｉｎθ（ｎ，ｋ） （９）

上記の基準信号は、ｕ（ｎ，ｋ）を１／Ｍ乗する他に、ｕ（ｎ，ｋ）の位相を算出し、これをＭで除算してθ（ｎ，ｋ）を求め、上記の（９）式を計算することでも算出することができる。

候補算出部１０７は、１／Ｍ乗部１０６での算出結果である基準信号に基づいて、各サブキャリアの受信信号ｒ（ｎ，ｋ）として取り得るＭ個の候補信号を算出する。具体的には、候補算出部１０７は、基準信号ｘ（ｎ，ｋ）に対して、位相を２πｍ／Ｍ（ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−１）だけ回転させたＭ個の候補信号ｙ（ｎ，ｋ，ｍ）を算出する。
なお、図１では、Ｍ個の候補算出部１０７が設けられており、各々の候補算出部１０７は、各々に割り当てられた位相に対応する一つの候補信号ｙ（ｎ，ｋ，ｍ）を算出する。

減算部１０８は、下記の（１０）式に示されているように、候補算出部１０７のＭ個の出力ｙ（ｎ，ｋ，ｍ）（ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−１）の各々と、フーリエ変換部１０１から与えられる受信信号ｒ（ｎ，ｋ）との差の絶対値を計算する。
ｄ（ｎ，ｋ，ｍ）＝｜ｙ（ｎ，ｋ，ｍ）−ｒ（ｎ，ｋ）｜ （１０）

なお、減算部１０８は、下記の（１１）式に示されているように、これらの差の絶対値の２乗を計算してもよい。
ｄ（ｎ，ｋ，ｍ）＝｜ｙ（ｎ，ｋ，ｍ）−ｒ（ｎ，ｋ）｜^２ （１１）

図１では、Ｍ個の減算部１０８が設けられており、各々の減算部１０８は、対応する候補算出部１０７から与えられる一つの候補信号ｙ（ｎ，ｋ，ｍ）と、受信信号ｒ（ｎ，ｋ）との差の絶対値を計算する。

最小差検出部１０９は、減算部１０８から与えられるＭ個の値ｄ（ｎ，ｋ，ｍ）（ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−１）のうち、最も小さなものを検出し、その値に対応する候補信号を特定して、遅延検波部１１０に与える。例えば、ｍ＝ｍ_０に対応する減算部１０８から与えられた値が最小となる場合、基準信号ｘ（ｎ，ｋ）に対して、位相を２πｍ_０／Ｍだけ回転させた候補信号を遅延検波部１１０に与える。

遅延検波部１１０は、最小差検出部１０９から与えられる候補信号に対して、遅延検波を実施し、伝送された情報を復調する。

以下、実施の形態１に係る受信装置１００の動作（受信方法）について説明する。
図７は、実施の形態１に係る受信装置１００の動作を示すフローチャートである。
フーリエ変換部１０１は、受信するＯＦＤＭシンボル毎に、入力信号を時間領域から周波数領域に変換することで、サブキャリア毎の受信信号を生成する（Ｓ１０）。フーリエ変換結果ｒ（ｎ，ｋ）は上記の（１）式で表される。

次に、遅延プロファイル算出部１０４は、フーリエ変換部１０１から与えられた受信信号のシンボルが、位相基準シンボルか否かを判定する（Ｓ１１）。そのシンボルが位相基準シンボルである場合（Ｓ１１でＹｅｓ）には、処理はステップＳ１２に進み、そのシンボルが位相基準シンボルではない場合（Ｓ１１でＮｏ）には、処理はステップＳ１３に進む。

ステップＳ１２では、遅延プロファイル算出部１０４は、フーリエ変換部１０１から与えられた受信信号の位相基準シンボルから、遅延プロファイルを算出する。ここでは、遅延プロファイル算出部１０４は、位相基準シンボルｒ（ｎ_０，ｋ）を既知信号である位相基準シンボルで除算して伝送路の周波数特性を算出し、それを逆フーリエ変換することで遅延プロファイルを算出する。

ステップＳ１３では、フィルタ制御部１０５は、外部から供給される速度情報で示される速度ｖが更新されたか否かを判定する。速度ｖが更新された場合（Ｓ１３でＹｅｓ）には、処理はステップＳ１４に進み、速度ｖが更新されていない場合（Ｓ１３でＮｏ）には、処理はステップＳ１５に進む。

ステップＳ１４では、フィルタ制御部１０５は、２次元フィルタ部１０３で使用するフィルタ係数を更新する。例えば、フィルタ制御部１０５は、外部から供給される移動体の速度ｖと、遅延プロファイル算出部１０４で算出された遅延プロファイルとに基づいて、２次元フィルタ部１０３のフィルタ係数を特定する。なお、ステップＳ１４での処理の詳細は、図８を用いて後述する。

ステップＳ１５では、Ｍ乗部１０２は、各サブキャリアの受信信号を複素平面上でＭ乗して、信号ｒ^Ｍ（ｎ，ｋ）を算出する。

次に、２次元フィルタ部１０３は、Ｍ乗部１０２から与えられた信号ｒ^Ｍ（ｎ，ｋ）に含まれる雑音成分Ｗ（ｎ，ｋ）を抑圧するために、シンボル方向とキャリア方向との２次元フィルタ処理を行う（Ｓ１６）。ｎ番目のシンボルに対する２次元フィルタ処理の結果は、上記の（３）式で表される。

また、２次元フィルタ部１０３は、上記の（４）式で示されるように、シンボル方向の１次元フィルタ処理の後に、上記の（５）式で示されるように、キャリア方向の２次元フィルタ処理を行ってもよい。
さらに、２次元フィルタ部１０３は、上記の（６）式で示されるように、キャリア方向の１次元フィルタ処理の後に、上記の（７）式で示されるように、シンボル方向の２次元フィルタ処理を行ってもよい。

以上のように、雑音成分Ｗ（ｎ，ｋ）はフィルタ処理により抑圧される。雑音成分Ｗ（ｎ，ｋ）が十分に抑圧されると、２次元フィルタ処理の結果は、ｕ（ｎ，ｋ）≒ｈＭ（ｎ，ｋ）となる。

次に、１／Ｍ乗部１０６は、２次元フィルタ部１０３で計算された信号ｕ（ｎ，ｋ）を１／Ｍ乗することで、基準信号を算出する（Ｓ１７）。この基準信号は、上記の（９）式で表される信号ｘ（ｎ，ｋ）である。

この基準信号は、ｕ（ｎ，ｋ）を１／Ｍ乗する他に、ｕ（ｎ，ｋ）の位相を算出し、これをＭで除算してθ（ｎ，ｋ）を求め、上記の（９）式を計算することでも算出できる。

次に、候補算出部１０７は、１／Ｍ乗部１０６から与えられる基準信号に基づいて、各サブキャリアの受信信号ｒ（ｎ，ｋ）が取り得るＭ個の候補信号を算出する（Ｓ１８）。具体的には、候補算出部１０７は、基準信号ｘ（ｎ，ｋ）に対して、位相を２πｍ／Ｍ（ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−１）だけ回転させたＭ個の候補信号ｙ（ｎ，ｋ，ｍ）を算出する。

次に、減算部１０８は、上記の（１０）式で示されているように、候補算出部１０７から与えられるＭ個の候補ｙ（ｎ，ｋ，ｍ）（ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−１）と、フーリエ変換部１０１から与えられる受信信号ｒ（ｎ，ｋ）との差の絶対値を計算する。あるいは、減算部１０８は、上記の（１１）式で示されているように、これらの差の絶対値の２乗を計算してもよい。

次に、最小差検出部１０９は、減算部１０８から与えられるＭ個の値ｄ（ｎ，ｋ，ｍ）（ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−１）のうち、最も小さなものを検出し、それに対応する候補信号を選択する（Ｓ２０）。例えば、最小差検出部１０９は、ｍ＝ｍ_０に対応する絶対値が最小となる場合、基準信号ｘ（ｎ，ｋ）に対して、位相を２πｍ_０／Ｍだけ回転させた候補信号を選択する。

次に、遅延検波部１１０は、最小差検出部１０９で選択された候補信号に対して、遅延検波を実施し、伝送された情報を復調する（Ｓ２１）。

図８は、図７のステップＳ１４での処理を示すフローチャートである。

最大ドップラー周波数算出部１０５ａは、移動体の速度ｖから、上記の（８）式に基づいて、最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘを算出する（Ｓ３０）。

次に、最大遅延時間算出部１０５ｂは、遅延プロファイル算出部１０４で算出された遅延プロファイルから、最大遅延時間τ_ｍａｘを算出する（Ｓ３１）。

次に、フィルタ係数算出部１０５ｃは、最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘと、最大遅延時間τ_ｍａｘとに基づいて、シンボル方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×２ｆ_ｍａｘ、キャリア方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×τ_ｍａｘとなるフィルタ係数を算出する（Ｓ３２）。フィルタ係数の算出方法は、窓関数法等の一般に知られている公知の手法を用いる。

なお、図９に示されているフローチャートのように、図８に示されているステップＳ３２の代わりに、フィルタ係数選択部１０５ｄが、通過帯域の異なる複数のフィルタ係数を予め用意しておき、最大ドップラー周波数及び最大遅延時間をもとに、どのフィルタ係数を使用するかを選択する（Ｓ３２＃）ようにしてもよい。

実施の形態１によれば、移動に伴う伝送路環境の激しい変動、及び、電波の干渉によるマルチパスフェージングの影響を受ける環境下でも、移動速度と遅延プロファイルとに応じて、受信信号をＭ乗した結果に対するシンボル方向とキャリア方向の２次元平滑化フィルタの係数を制御することにより、基準信号を精度良く推定し、受信性能を向上させることができる。

実施の形態２．
図１０は、実施の形態２に係る受信装置２００の構成を概略的に示すブロック図である。
受信装置２００は、フーリエ変換部１０１と、Ｍ乗部１０２と、シンボル方向フィルタ部２１１と、シンボル方向フィルタ制御部２１２と、１／Ｍ乗部１０６と、候補算出部１０７と、減算部１０８と、最小差検出部１０９と、遅延検波部１１０とを備える。
実施の形態２に係る受信装置２００の、フーリエ変換部１０１、Ｍ乗部１０２、１／Ｍ乗部１０６、候補算出部１０７、減算部１０８、最小差検出部１０９及び遅延検波部１１０は、実施の形態１に係る受信装置１００と同様に構成されている。

シンボル方向フィルタ制御部２１２は、外部から供給される移動体の速度ｖをもとに、シンボル方向フィルタ部２１１のフィルタ係数を特定する。

図１１は、シンボル方向フィルタ制御部２１２の構成を概略的に示すブロック図である。
シンボル方向フィルタ制御部２１２は、最大ドップラー周波数算出部２１２ａと、シンボル方向フィルタ係数算出部２１２ｂとを備える。
ここで、最大ドップラー周波数算出部２１２ａは、実施の形態１における最大ドップラー周波数算出部１０５ａ（図４）と同様に構成されている。

シンボル方向フィルタ係数算出部２１２ｂは、最大ドップラー周波数算出部２１２ａで算出された最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘに基づいて、シンボル方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×２ｆ_ｍａｘとなるフィルタ係数を算出する。フィルタ係数の算出方法は、窓関数法等の一般に知られている公知の手法を用いる。

また、図１０のシンボル方向フィルタ制御部２１２は、図１２に示されているように、最大ドップラー周波数算出部２１２ａと、シンボル方向フィルタ係数選択部２１２ｃとにより構成されてもよい。
ここで、最大ドップラー周波数算出部２１２ａは、図１１と同様である。
図１２に示されているシンボル方向フィルタ係数選択部２１２ｃは、通過帯域の異なる複数のフィルタ係数を予め用意しておき、最大ドップラー周波数算出部２１２ａで算出された最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘに基づいて、どのフィルタ係数を使用するかを選択する。

例えば、シンボル方向フィルタ係数選択部２１２ｃは、最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘ毎に、シンボル方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×２ｆ_ｍａｘとなるフィルタ係数をメモリ２１２ｄに予め記憶しておく。そして、シンボル方向フィルタ係数選択部２１２ｃは、最大ドップラー周波数算出部２１２ａで算出された最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘに最も近い最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘに対応付けられているフィルタ係数を選択する。なお、最大ドップラー周波数算出部２１２ａで算出された最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘに最も近い最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘは、例えば、両者の差の絶対値の最も小さいもの等の公知の方法で特定すればよい。

図１０のシンボル方向フィルタ制御部２１２は、一定期間毎にフィルタ係数を更新することで、時間とともに変化する伝送路特性の変化に対応する。フィルタ係数の更新頻度は、外部から供給される移動体の速度ｖの更新頻度に依存する。

シンボル方向フィルタ部２１１は、Ｍ乗部１０２から与えられる信号に含まれる雑音成分Ｗ（ｎ，ｋ）を抑圧するために、シンボル方向にフィルタ処理を行う。ｎ番目のシンボルに対して、シンボル方向フィルタ部２１１で処理された後の信号は、下記の（１２）式で表される。

ここで、ｃ_ｓｙｍ（ｉ）（ｉ＝−Ｐ，・・・，Ｐ）は、シンボル方向フィルタの係数である。

以下、実施の形態２に係る受信装置２００の動作について説明する。
図１３は、実施の形態２に係る受信装置２００の動作を示すフローチャートである。
図１３に示されているフローチャートの処理において、図７に示されている、実施の形態１に係る受信装置１００の動作を示すフローチャートと同様の処理については、図７と同様の符号が付されている。
但し、図１３では、ステップＳ１０の処理の後にステップＳ１３の処理が行われ、ステップＳ１３でＹｅｓと判断された場合に、処理はステップＳ２４に進む。
また、図１３では、ステップＳ１５の処理の後には、処理はステップＳ２６に進む。

ステップＳ２４では、シンボル方向フィルタ制御部２１２は、シンボル方向フィルタ部２１１で使用するフィルタ係数を更新する。例えば、シンボル方向フィルタ制御部２１２は、外部から供給される移動体の速度ｖに基づいて、シンボル方向フィルタ部２１１のフィルタ係数を特定する。なお、ステップＳ２４での処理の詳細は、図１４を用いて後述する。

ステップＳ２６では、シンボル方向フィルタ部２１１は、Ｍ乗部１０２から与えられた信号ｒ^Ｍ（ｎ，ｋ）に含まれる雑音成分Ｗ（ｎ，ｋ）を抑圧するために、シンボル方向にフィルタ処理を行う。ｎ番目のシンボルに対するシンボル方向フィルタ処理の結果は、上記の（１２）式で表される。

図１４は、図１３のステップＳ２４での処理を示すフローチャートである。

最大ドップラー周波数算出部２１２ａは、移動体の速度ｖから、上記の（８）式に基づいて、最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘを算出する（Ｓ４０）。

次に、シンボル方向フィルタ係数算出部２１２ｂは、最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘに基づいて、シンボル方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×２ｆ_ｍａｘとなるフィルタ係数を算出する（Ｓ４１）。フィルタ係数の算出方法は、窓関数法等の一般に知られている公知の手法を用いる。

なお、図１５に示されているフローチャートのように、図１４に示されているステップＳ４１の代わりに、シンボル方向フィルタ係数選択部２１２ｃが、通過帯域の異なる複数のフィルタ係数を予め用意しておき、最大ドップラー周波数をもとに、どのフィルタ係数を使用するかを選択する（Ｓ４１＃）ようにしてもよい。

実施の形態２によれば、移動に伴う伝送路環境の激しい変動を受ける環境下でも、移動速度に応じて、受信信号をＭ乗した結果に対するシンボル方向の平滑化フィルタの係数を制御することにより、基準信号を精度良く推定し、受信性能を向上させることができる。

実施の形態３．
図１６は、実施の形態３に係る受信装置３００の構成を概略的に示すブロック図である。
受信装置３００は、フーリエ変換部１０１と、Ｍ乗部１０２と、遅延プロファイル算出部１０４と、キャリア方向フィルタ部３１３と、キャリア方向フィルタ制御部３１４と、１／Ｍ乗部１０６と、候補算出部１０７と、減算部１０８と、最小差検出部１０９と、遅延検波部１１０とを備える。
実施の形態３に係る受信装置３００の、フーリエ変換部１０１、Ｍ乗部１０２、遅延プロファイル算出部１０４、１／Ｍ乗部１０６、候補算出部１０７、減算部１０８、最小差検出部１０９及び遅延検波部１１０は、実施の形態１に係る受信装置１００と同様に構成されている。

キャリア方向フィルタ制御部３１４は、遅延プロファイル算出部１０４から与えられる遅延プロファイルをもとに、キャリア方向フィルタ部３１３のフィルタ係数を特定する。

図１７は、キャリア方向フィルタ制御部３１４の構成を概略的に示すブロック図である。
キャリア方向フィルタ制御部３１４は、最大遅延時間算出部３１３ａと、キャリア方向フィルタ係数算出部３１３ｂとを備える。
ここで、最大遅延時間算出部３１３ａは、実施の形態１における最大遅延時間算出部１０５ｂ（図４）と同様に構成されている。

キャリア方向フィルタ係数算出部３１３ｂは、最大遅延時間算出部３１３ａで算出された最大遅延時間τ_ｍａｘをもとに、キャリア方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×τ_ｍａｘとなるフィルタ係数を算出する。フィルタ係数の算出方法は、窓関数法等の一般に知られている公知の手法を用いる。

また、図１６のキャリア方向フィルタ制御部３１４は、図１８に示されているように、最大遅延時間算出部３１３ａと、キャリア方向フィルタ係数選択部３１３ｃとにより構成されてもよい。
ここで、最大遅延時間算出部３１３ａは、図１７と同様である。
図１８に示されているキャリア方向フィルタ係数選択部３１３ｃは、通過帯域の異なる複数のフィルタ係数を予め用意しておき、最大遅延時間算出部３１３ａで算出された最大遅延時間τ_ｍａｘに基づいて、どのフィルタ係数を使用するかを選択する。

例えば、キャリア方向フィルタ係数選択部３１３ｃは、最大遅延時間τ_ｍａｘ毎に、キャリア方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×τ_ｍａｘとなるフィルタ係数をメモリ３１３ｄに予め記憶しておく。そして、キャリア方向フィルタ係数選択部３１３ｃは、最大遅延時間算出部３１３ａで算出された最大遅延時間τ_ｍａｘに最も近い最大遅延時間τ_ｍａｘに対応付けられているフィルタ係数を選択する。なお、最大遅延時間算出部３１３ａで算出された最大遅延時間τ_ｍａｘに最も近い最大遅延時間τ_ｍａｘは、例えば、両者の差の絶対値が最も小さいもの等の公知の方法で特定すればよい。

図１６のキャリア方向フィルタ制御部３１４は、一定期間毎にフィルタ係数を更新することで、時間とともに変化する伝送路特性の変化に対応する。フィルタ係数の更新頻度は、位相基準シンボルの挿入間隔（フレーム長）に依存する。

キャリア方向フィルタ部３１３は、Ｍ乗部１０２から与えられる信号に含まれる雑音成分Ｗ（ｎ，ｋ）を抑圧するために、キャリア方向にフィルタ処理を行う。ｎ番目のシンボルに対して、キャリア方向フィルタ部３１３で処理された後の信号は、下記の（１３）式で表される。

ここで、ｃ_ｃａｒ（ｉ）（ｉ＝−Ｑ，・・・，Ｑ）は、キャリア方向フィルタの係数である。

以下、実施の形態３に係る受信装置３００の動作について説明する。
図１９は、実施の形態３に係る受信装置３００の動作を示すフローチャートである。
図１９に示されているフローチャートの処理において、図７に示されている、実施の形態１に係る受信装置１００の動作を示すフローチャートと同様の処理については、図７と同様の符号が付されている。
但し、図１９では、ステップＳ１１でＮｏと判断された場合に、処理はステップＳ１５に進む。
また、図１９では、ステップＳ１２の処理の後には、処理はステップＳ５４に進む。
さらに、図１９では、ステップＳ１５の処理の後には、処理はステップＳ５６に進む。

ステップＳ５４では、キャリア方向フィルタ制御部３１４は、フーリエ変換されたシンボルが位相基準シンボルであると判定された場合（Ｓ１１でＹｅｓ）に、キャリア方向フィルタ部３１３で使用するフィルタ係数を更新する。例えば、キャリア方向フィルタ制御部３１４は、遅延プロファイル算出部１０４から供給される遅延プロファイルに基づいて、キャリア方向フィルタ部３１３のフィルタ係数を特定する。なお、ステップＳ５４での処理の詳細は、図２０を用いて後述する。

ステップＳ５６では、キャリア方向フィルタ部３１３は、Ｍ乗部１０２から与えられた信号ｒ^Ｍ（ｎ，ｋ）に含まれる雑音成分Ｗ（ｎ，ｋ）を抑圧するために、キャリア方向にフィルタ処理を行う。ｎ番目のシンボルに対するキャリア方向フィルタ処理の結果は、上記の（１３）式で表される。

図２０は、図１９のステップＳ５４での処理を示すフローチャートである。

最大遅延時間算出部３１３ａは、遅延プロファイル算出部１０４で算出された遅延プロファイルに基づいて、最大遅延時間τ_ｍａｘを算出する（Ｓ６０）。

次に、キャリア方向フィルタ係数算出部３１３ｂは、最大遅延時間算出部３１３ａで算出された最大遅延時間τ_ｍａｘに基づいて、キャリア方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×τ_ｍａｘとなるフィルタ係数を算出する（Ｓ６１）。フィルタ係数の算出方法は、窓関数法等の一般に知られている公知の手法を用いる。

なお、図２１に示されているフローチャートのように、図２０に示されているステップＳ６１の代わりに、キャリア方向フィルタ係数選択部３１３ｃが、通過帯域の異なる複数のフィルタ係数を予め用意しておき、最大遅延時間をもとに、どのフィルタ係数を使用するかを選択する（Ｓ６１＃）ようにしてもよい。

実施の形態３によれば、電波の干渉によるマルチパスフェージングの影響を受ける環境下でも、遅延プロファイル推定結果に応じて、受信信号をＭ乗した結果に対するキャリア方向の平滑化フィルタの係数を制御することにより、基準信号を精度良く推定し、受信性能を向上させることができる。

以上に記載された実施の形態１〜３に係る受信装置１００〜３００の一部又は全部は、例えば、図２２（Ａ）に示されているように、メモリ１２０と、メモリ１２０に格納されているプログラムを実行するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）等のプロセッサ１２１とにより構成することができる。このようなプログラムは、ネットワークを通じて提供されてもよく、また、記録媒体に記録されて提供されてもよい。

また、受信装置１００〜３００の一部又は全部は、例えば、図２２（Ｂ）に示されているように、単一回路、復号回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ）又はＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）等の処理回路１２３で構成することもできる。

１００，２００，３００ 受信装置、 １０１ フーリエ変換部、 １０２ Ｍ乗部、 １０３ ２次元フィルタ部、 １０４ 遅延プロファイル算出部、 １０５ フィルタ制御部、 １０５ａ 最大ドップラー周波数算出部、 １０５ｂ 最大遅延時間算出部、 １０５ｃ フィルタ係数算出部、 １０５ｄ フィルタ係数選択部、 １０６ １／Ｍ乗部、 １０７ 候補算出部、 １０８ 減算部、 １０９ 最小差検出部、 １１０ 遅延検波部、 ２１１ シンボル方向フィルタ部、 ２１２ シンボル方向フィルタ制御部、 ２１２ａ 最大ドップラー周波数算出部、 ２１２ｂ シンボル方向フィルタ係数算出部、 ２１２ｃ シンボル方向フィルタ係数選択部、 ３１３ キャリア方向フィルタ部、 ３１３ａ 最大遅延時間算出部、 ３１３ｂ キャリア方向フィルタ係数算出部、 ３１３ｃ キャリア方向フィルタ係数選択部、 ３１４ キャリア方向フィルタ制御部、 １２０ メモリ、 １２１ プロセッサ。

Claims (12)

1. 移動体に搭載され、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信装置であって、
   前記位相基準シンボルに基づいて遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出部と、
   前記遅延プロファイル及び前記移動体の速度に基づいて、シンボル方向及びキャリア方向の２次元フィルタ処理で使用される２次元フィルタ係数を特定するフィルタ制御部と、
   各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出する第１の算出部と、
   前記第１の算出部の算出結果に対して、前記フィルタ制御部で特定された２次元フィルタ係数を用いて、前記２次元フィルタ処理を施す２次元フィルタ部と、
   前記２次元フィルタ部の処理結果のＭ乗根を算出する第２の算出部と、
   前記第２の算出部の算出結果に基づいて、前記各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出する候補算出部と、
   前記全ての候補信号の各々と、前記各サブキャリアの受信信号との差の絶対値をそれぞれ計算する減算部と、
   前記絶対値のうち、最も小さい絶対値に対応する候補信号を特定する最小差検出部と、
   前記特定された候補信号に対して遅延検波を行う遅延検波部と、を備えること
   を特徴とする受信装置。
2. 前記フィルタ制御部は、
   前記遅延プロファイルから最大遅延時間τ_ｍａｘを算出する最大遅延時間算出部と、
   前記速度から最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘを算出する最大ドップラー周波数算出部と、
   遅延時間方向の通過帯域を（２Ｍ＋１）×τ_ｍａｘ、ドップラー周波数方向の通過帯域を（４Ｍ＋２）×ｆ_ｍａｘとする２次元フィルタ係数を算出するフィルタ係数算出部と、を備えること
   を特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記フィルタ制御部は、
   前記遅延プロファイルから最大遅延時間τ_ｍａｘを算出する最大遅延時間算出部と、
   前記速度から最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘを算出する最大ドップラー周波数算出部と、
   予め用意しておいた複数の２次元フィルタ係数の中から、遅延時間方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×τ_ｍａｘ、ドップラー周波数方向の通過帯域が（４Ｍ＋２）×ｆ_ｍａｘに最も近い２次元フィルタ係数を選択するフィルタ係数選択部と、を備えること
   を特徴とする請求項１に記載の受信装置。
4. 移動体に搭載され、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信装置であって、
   前記移動体の速度に基づいて、シンボル方向のフィルタ処理で使用されるフィルタ係数を特定するシンボル方向フィルタ制御部と、
   各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出する第１の算出部と、
   前記第１の算出部の算出結果に対して、前記シンボル方向フィルタ制御部で特定されたフィルタ係数を用いて、前記フィルタ処理を施すシンボル方向フィルタ部と、
   前記シンボル方向フィルタ部の処理結果のＭ乗根を算出する第２の算出部と、
   前記第２の算出部の算出結果に基づいて、前記各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出する候補算出部と、
   前記全ての候補信号の各々と、前記各サブキャリアの受信信号との差の絶対値をそれぞれ計算する減算部と、
   前記絶対値のうち、最も小さい絶対値に対応する候補信号を特定する最小差検出部と、
   前記特定された候補信号に対して遅延検波を行う遅延検波部と、を備えること
   を特徴とする受信装置。
5. 前記シンボル方向フィルタ制御部は、
   前記速度から最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘを算出する最大ドップラー周波数算出部と、
   ドップラー周波数方向の通過帯域を（４Ｍ＋２）×ｆ_ｍａｘとするフィルタ係数を算出するシンボル方向フィルタ係数算出部と、を備えること
   を特徴とする請求項４に記載の受信装置。
6. 前記シンボル方向フィルタ制御部は、
   前記速度から最大ドップラー周波数ｆ_ｍａｘを算出する最大ドップラー周波数算出部と、
   予め用意しておいた複数のフィルタ係数の中から、ドップラー周波数方向の通過帯域が（４Ｍ＋２）×ｆ_ｍａｘに最も近いフィルタ係数を選択するシンボル方向フィルタ係数選択部と、を備えること
   を特徴とする請求項４に記載の受信装置。
7. 移動体に搭載され、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信装置であって、
   前記位相基準シンボルに基づいて遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出部と、
   前記遅延プロファイルに基づいて、キャリア方向のフィルタ処理で使用されるフィルタ係数を特定するキャリア方向フィルタ制御部と、
   各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出する第１の算出部と、
   前記第１の算出部の算出結果に対して、前記キャリア方向フィルタ制御部で特定されたフィルタ係数を用いて、前記フィルタ処理を施すキャリア方向フィルタ部と、
   前記キャリア方向フィルタ部の処理結果のＭ乗根を算出する第２の算出部と、
   前記第２の算出部の算出結果に基づいて、前記各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出する候補算出部と、
   前記全ての候補信号の各々と、前記各サブキャリアの受信信号との差の絶対値をそれぞれ計算する減算部と、
   前記絶対値のうち、最も小さい絶対値に対応する候補信号を特定する最小差検出部と、
   前記特定された候補信号に対して遅延検波を行う遅延検波部と、を備えること
   を特徴とする受信装置。
8. 前記キャリア方向フィルタ制御部は、
   前記遅延プロファイルから最大遅延時間τ_ｍａｘを算出する最大遅延時間算出部と、
   遅延時間方向の通過帯域を（２Ｍ＋１）×τ_ｍａｘとするフィルタ係数を算出するキャリア方向フィルタ係数算出部と、を備えること
   を特徴とする請求項７に記載の受信装置。
9. 前記キャリア方向フィルタ制御部は、
   前記遅延プロファイルから最大遅延時間τ_ｍａｘを算出する最大遅延時間算出部と、
   予め用意しておいた複数のフィルタ係数の中から、遅延時間方向の通過帯域が（２Ｍ＋１）×τ_ｍａｘに最も近いフィルタ係数を選択するキャリア方向フィルタ係数選択部と、を備えること
   を特徴とする請求項７に記載の受信装置。
10. 移動体に搭載される受信装置において、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信方法であって、
    前記位相基準シンボルに基づいて遅延プロファイルを算出し、
    前記遅延プロファイル及び前記移動体の速度に基づいて、シンボル方向及びキャリア方向の２次元フィルタ処理で使用される２次元フィルタ係数を特定し、
    各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出し、
    前記Ｍ乗の算出結果に対して、前記特定された２次元フィルタ係数を用いて、前記２次元フィルタ処理を施し、
    前記２次元フィルタ処理の結果のＭ乗根を算出し、
    前記Ｍ乗根の算出結果に基づいて、前記各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出し、
    前記全ての候補信号の各々と、前記各サブキャリアの受信信号との差の絶対値をそれぞれ計算し、
    前記絶対値のうち、最も小さい絶対値に対応する候補信号を特定し、
    前記特定された候補信号に対して遅延検波を行うこと
    を特徴とする受信方法。
11. 移動体に搭載される受信装置において、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信方法であって、
    前記移動体の速度に基づいて、シンボル方向のフィルタ処理で使用されるフィルタ係数を特定し、
    各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出し、
    前記Ｍ乗の算出結果に対して、前記特定されたフィルタ係数を用いて、前記フィルタ処理を施し、
    前記フィルタ処理の結果のＭ乗根を算出し、
    前記Ｍ乗根の算出結果に基づいて、前記各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出し、
    前記全ての候補信号の各々と、前記各サブキャリアの受信信号との差の絶対値をそれぞれ計算し、
    前記絶対値のうち、最も小さい絶対値に対応する候補信号を特定し、
    前記特定された候補信号に対して遅延検波を行うこと
    を特徴とする受信方法。
12. 移動体に搭載される受信装置において、直交する複数のキャリアで、位相基準シンボル及び多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）の差動位相変調シンボルを伝送する直交周波数分割多重信号を受信する受信方法であって、
    前記位相基準シンボルに基づいて遅延プロファイルを算出し、
    前記遅延プロファイルに基づいて、キャリア方向のフィルタ処理で使用されるフィルタ係数を特定し、
    各サブキャリアの受信信号のＭ乗を算出し、
    前記Ｍ乗の算出結果に対して、前記特定されたフィルタ係数を用いて、前記フィルタ処理を施し、
    前記フィルタ処理の結果のＭ乗根を算出し、
    前記Ｍ乗根の算出結果に基づいて、前記各サブキャリアの受信信号として取り得る全ての候補信号を算出し、
    前記全ての候補信号の各々と、前記各サブキャリアの受信信号との差の絶対値をそれぞれ計算し、
    前記絶対値のうち、最も小さい絶対値に対応する候補信号を特定し、
    前記特定された候補信号に対して遅延検波を行うこと
    を特徴とする受信方法。

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