JP2007028201A - ドップラー周波数算出装置及び方法、並びにｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 速度計を用いることなくドップラー周波数を算出する。
【解決手段】 ドップラー周波数算出回路２１において、受信信号点メモリ３１には、ＴＭＣＣ信号が挿入されたサブキャリアの受信信号点が１ＯＦＤＭフレーム分格納される。ＦＦＴ演算回路３４は、変調位相再生回路３２及び変調位相除去回路３３によって変調成分が取り除かれた受信信号点に対してサブキャリア毎にＦＦＴ演算を行う。最大ドップラー周波数算出回路３５は、サブキャリア毎のＦＦＴ演算後のデータを実数信号に変換して振幅を求め、閾値振幅を超える最大ドップラー周波数を算出する。最大ドップラー周波数算出回路３５は、サブキャリア毎に算出された最大ドップラー周波数の最大値を最高ドップラー周波数として補間フィルタ制御回路３６に供給する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、例えば直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を移動受信する際に、伝送路特性の時間変動の大きさであるドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出装置及びその方法、並びに、算出されたドップラー周波数を用いて等化処理を行うＯＦＤＭ復調装置に関する。

デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ）方式（以下、ＯＦＤＭ方式という。）と呼ばれる変調方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。

ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるのでシンボル速度が遅くなり、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなるという特徴を有している。

また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。

以上のような特徴から、ＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用されることが多い。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ-Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ-Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）といった規格がある。

ＯＦＤＭ方式の伝送シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルという。）は、図１０に示すように、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパスによるシンボル間干渉を許容し、マルチパス耐性を向上させている。

例えばＩＳＤＢ-Ｔ_ＳＢ規格（日本で採用されている地上デジタル音声放送の放送規格。非特許文献１参照）のモード３では、有効シンボル内に、５１２本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は、１２５/１２６≒０．９９２ｋＨｚとなる。また、このＩＳＤＢ-Ｔ_ＳＢ規格のモード３では、有効シンボル内の５１２本のサブキャリアのうち、４３３本のサブキャリアに伝送データが変調されている。また、ＩＳＤＢ-Ｔ_ＳＢ規格のモード３では、ガードインターバルの時間長が、有効シンボルの時間長の１/４,１/８,１/１６,１/３２のいずれかとなる。

また、ＯＦＤＭ方式では、以上のようなＯＦＤＭシンボルを複数集めて１つのＯＦＤＭフレームという伝送単位を形成することが規定されている。例えば、ＩＳＤＢ-Ｔ_ＳＢ規格においては、２０４ＯＦＤＭシンボルで１ＯＦＤＭフレームを形成している。ＯＦＤＭ方式では、このＯＦＤＭフレーム単位を基準として、例えば、パイロット信号の挿入位置が定められている。

また、各サブキャリアに対する変調方式としてＱＡＭ系の変調を用いるＯＦＤＭ方式においては、伝送時にマルチパス等の影響により各サブキャリアに変調された信号に歪みが生じると、サブキャリア毎に振幅及び位相の特性が異なるものとなってしまう。そのため、受信側では、各サブキャリア毎の振幅及び位相が等しくなるように、受信信号を波形等化をする必要がある。ＯＦＤＭ方式では、送信側で伝送信号中に所定の振幅及び所定の位相のパイロット信号を伝送シンボル内に散在させておき、受信側でこのパイロット信号の振幅及び位相を監視して、伝送路の周波数特性を求め、この求めた伝送路特性により受信信号を等化するようにしている。ＯＦＤＭ方式では、伝送路特性を算出するために用いられるパイロット信号のことを分散パイロット（Scattered Pilot；ＳＰ）信号（以下、ＳＰ信号という。）と呼ぶ。

図１１に、ＩＳＤＢ−Ｔ規格で採用されているＳＰ信号のＯＦＤＭシンボル内における配置パターンを示す。

ＩＳＤＢ−Ｔ規格では、サブキャリア方向（周波数方向）に１２本のサブキャリアに１本の割合でＢＰＳＫ変調されたＳＰ信号が挿入されている。さらに、ＤＶＢ−Ｔ規格やＩＳＤＢ−Ｔ規格では、ＳＰ信号の挿入位置をＯＦＤＭシンボル毎に３サブキャリアずつ周波数方向にシフトさせている。その結果、ＯＦＤＭシンボル方向（時間方向）の同一のサブキャリアに対して、４ＯＦＤＭシンボルに１回の割合でＳＰ信号が挿入されることとなる。

このように、ＩＳＤＢ−Ｔ規格では、ＳＰ信号を空間的に散在させた状態でＯＦＤＭシンボルに挿入し、本来の情報に対するＳＰ信号の冗長度を低くしている。

ところで、このＳＰ信号を用いて伝送路特性を算出する場合、ＳＰ信号が挿入されたサブキャリアに対してはその特性を特定することはできるが、それ以外のサブキャリア、すなわち本来の情報が含まれているその他のサブキャリアに対しては、その特性を直接的に算出することはできない。そのため、受信側では、２次元補間フィルタを用いてＳＰ信号をフィルタリングすることにより、本来の情報が含まれている他のサブキャリアの伝送路特性を推定している。

通常、２次元補間フィルタを用いた伝送路特性の推定処理は以下のように行われる。

伝送路特性の推定処理を行う場合、まず、受信したＯＦＤＭ信号から情報成分を取り除き、図１１に示した位置に挿入されたＳＰ信号のみを抽出する。

続いて、基準ＳＰ信号を用いて、抽出したＳＰ信号の変調成分を取り除く。変調成分が取り除かれたＳＰ信号は、ＳＰ信号が挿入されたサブキャリアの伝送路特性を表している。

続いて、変調成分が取り除かれたＳＰ信号を時間方向の補間フィルタに入力して時間方向補間処理を行い、ＯＦＤＭシンボル毎に、ＳＰ信号が配置されているサブキャリアの伝送路特性を推定する。その結果、図１２に示すように、全てのＯＦＤＭシンボルに対して、周波数方向に３サブキャリア毎、伝送路特性を推定することができる。

続いて、図１３に示すように、時間方向に補間したＳＰ信号を周波数方向の補間フィルタに入力して３倍オーバーサンプリングすることにより周波数方向補間処理を行い、ＯＦＤＭシンボル内の全サブキャリアの伝送路特性を推定する。その結果、受信したＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリアに対して、伝送路特性を推定することができる。

「地上デジタル音声放送用受信装置 標準規格（望ましい仕様） ＡＲＩＢ ＳＴＤ-Ｂ３０」，社団法人電波産業界 特開平１０−７５２２６号公報

ところで、ＯＦＤＭ信号を移動受信する場合、伝送路特性が時間変動するため、ＳＰ信号を用いて伝送路特性を推定することが困難になる。例えば、伝送路特性の時間変動の大きさであるドップラー周波数が大きい場合にＳＰ信号に対して時間方向補間処理を行うと、ナイキスト条件を満たさないため、誤った伝送路特性の推定結果が得られてしまう。そこで従来、速度計からの速度情報に基づいてドップラー周波数を算出し、算出したドップラー周波数の大きさに応じて、伝送路特性を補正することが提案されている（特許文献１参照）。

しかしながら、このような速度計を用いた従来のドップラー周波数算出方法では、速度計からの速度情報が利用できないような状況下ではドップラー周波数を算出することができなかった。

本発明は、このような従来の実情に鑑みて提案されたものであり、速度計を用いることなくドップラー周波数を算出することが可能なドップラー周波数算出装置及びその方法、並びに、算出されたドップラー周波数を用いて等化処理を行うＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。

上述した目的を達成するために、本発明に係るドップラー周波数算出装置は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号が伝送される伝送路の特性の時間変動の大きさであるドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出装置であって、上記ＯＦＤＭ信号のうち、伝送制御情報、ＡＣ（Auxiliary Channel）信号、又はＣＰ（Continual Pilot）信号が挿入されたサブキャリアの受信信号点が格納される受信信号点記憶手段と、上記受信信号点記憶手段に格納された上記受信信号点から変調成分を除去する変調成分除去手段と、上記変調成分除去手段により変調成分が除去された上記受信信号点をサブキャリア毎に周波数解析することによりドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出手段とを備えることを特徴とする。

また、本発明に係るドップラー周波数算出方法は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号が伝送される伝送路の特性の時間変動の大きさであるドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出方法であって、上記ＯＦＤＭ信号のうち、伝送制御情報、ＡＣ（Auxiliary Channel）信号、又はＣＰ（Continual Pilot）信号が挿入されたサブキャリアの受信信号点を受信信号点記憶手段に格納し、上記受信信号点記憶手段に格納された上記受信信号点から変調成分を除去し、変調成分が除去された上記受信信号点をサブキャリア毎に周波数解析することによりドップラー周波数を算出することを特徴とする。

また、上述した目的を達成するために、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、所定の帯域内の複数のサブキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換するフーリエ変換手段と、上記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された信号から伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、上記パイロット信号抽出手段により抽出された上記パイロット信号を時間方向補間フィルタ及び周波数方向補間フィルタを用いて補間することにより伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を推定し、推定された各サブキャリアの伝送路特性に基づき上記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された信号を波形等化する波形等化手段と、上記ＯＦＤＭ信号のうち、伝送制御情報、ＡＣ（Auxiliary Channel）信号、又はＣＰ（Continual Pilot）信号が挿入されたサブキャリアの受信信号点を受信信号点記憶手段に格納し、上記受信信号点記憶手段に格納された上記受信信号点から変調成分を除去し、変調成分が除去された上記受信信号点をサブキャリア毎に周波数解析することにより、伝送路特性の時間変動の大きさであるドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出手段とを備え、上記波形等化手段は、上記ドップラー周波数算出手段により算出された上記ドップラー周波数が閾値周波数よりも大きい場合には、上記周波数方向補間フィルタのみを用いて補間することにより伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を推定することを特徴とする。

本発明に係るドップラー周波数算出装置及びその方法では、伝送制御情報、ＡＣ信号、又はＣＰ信号が挿入されたサブキャリアの受信信号点から変調成分を除去し、変調成分が除去された受信信号点をサブキャリア毎に周波数解析する。これにより、速度計を用いることなくドップラー周波数を算出することができる。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、算出されたドップラー周波数が閾値周波数よりも大きい場合には、時間方向補間フィルタを用いず、周波数方向補間フィルタのみを用いて補間することにより伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を推定する。これにより、ドップラー周波数が大きく、ナイキスト条件を満たさない場合であっても、伝送路特性を適切に推定することができる。

以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＩＳＤＢ-Ｔ規格のＯＦＤＭ受信装置について説明する。

図１に、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１のブロック構成図を示す。本明細書では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。

ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ１１と、周波数変換回路１２と、局部発振器１３と、Ａ／Ｄ変換回路１４と、直交復調回路１５と、搬送波同期回路１６と、局部発振器１７と、ＦＦＴ演算回路１８と、ウィンドウ再生回路１９と、伝送制御情報復号回路２０と、ドップラー周波数算出回路２１と、等化回路２２と、デマッピング回路２３と、誤り訂正回路２４とを備えている。

放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ１１により受信され、キャリア周波数ｆ_ｃのＲＦ信号として周波数変換回路１２に供給される。

アンテナ１１により受信されたＲＦ信号は、局部発振器１３で発振されたキャリア周波数ｆ_ｃ＋ｆ_ＩＦのキャリア信号と周波数変換回路１２において乗算されることにより中間周波数ｆ_ＩＦのＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路１４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路１４によりデジタル化され、直交復調回路１５に供給される。

直交復調回路１５は、搬送波同期回路１６により制御された局部発振器１７で発振された中間周波数ｆ_ＩＦのキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。この直交復調回路１５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下、直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号をＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。直交復調回路１５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１８及びウィンドウ再生回路１９に供給される。

ＦＦＴ演算回路１８は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路１８から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。

ＦＦＴ演算回路１８は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。

このように、ＦＦＴ演算回路１８から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。この複素信号は、例えば、１６ＱＡＭ方式や６４ＱＡＭ方式等で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、搬送波同期回路１６、伝送制御情報復号回路２０、ドップラー周波数算出回路２１、及び、等化回路２２に供給される。

ウィンドウ再生回路１９は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルのコピー元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号を発生する。ウィンドウ再生回路１９は、発生したウィンドウ同期信号をＦＦＴ演算回路１８に供給する。

伝送制御情報復号回路２０は、ＯＦＤＭ周波数領域信号の所定のサブキャリアからＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号を抽出する。

２０４ビットの情報で一単位とされたＴＭＣＣ信号は、以下の表１に示すように、先頭から、１ビットのＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying）初期位相、１６ビットの同期信号、３ビットのセグメント識別子、１０２ビットのＴＭＣＣ情報、及び、８２ビットのパリティビットで構成されている。ＤＢＰＳＫ初期位相は、差動変調方式の基準位相となる信号である。同期信号は、２０４ビットの情報単位の先頭位置を示す情報である。具体的には、Ｗ０＝“００１１０１０１１１１０１１１０”と、その反転ワードであるＷ１＝“１１００１０１００００１０００１”とがフレーム単位で交互に挿入されている。セグメント識別子は、伝送データが差動変調されているか同期変調されているかを示す情報である。ＴＭＣＣ情報は、受信した信号のキャリア変調方式、時間方向インタリーブパターン及び畳み込み符号の符号化率等が示された伝送制御情報である。パリティビットは、１０２ビットのＴＭＣＣ情報に対する誤り訂正符号であり、その方式には、差集合巡回符号（２７３，１９１）の短縮符号（１８４，１０２）が採用されている。

伝送制御情報復号回路２０は、ＴＭＣＣ信号に含まれている同期信号を検出して、ＯＦＤＭフレームの同期を取り、同期を取った後のＴＭＣＣ信号に含まれるＴＭＣＣ情報を差集合巡回符号で誤り訂正復号する。伝送制御情報復号回路２０は、復号したＴＭＣＣ情報をドップラー周波数算出回路２１に供給する。なお、誤り訂正復号できなかった場合には、伝送制御情報復号回路２０は、過去に受信した情報からＴＭＣＣ情報を推定する。

ドップラー周波数算出回路２１は、ＴＭＣＣ信号が挿入されたサブキャリアの受信信号点とＴＭＣＣ情報とから後述のように最高ドップラー周波数を算出し、この最高ドップラー周波数に基づいて、補間有効信号の出力を制御する。

等化回路２２は、ＳＰ信号を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。この際、等化回路２２は、ドップラー周波数算出回路２１から出力された補間有効信号に基づいて、時間方向補間処理の有無を後述のように切り換える。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路２３に供給される。

デマッピング回路２３は、等化回路２２により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデータの復号をする。デマッピング回路２３により復号されたデータは、誤り訂正回路２４に供給される。

誤り訂正回路２４は、供給されたデータに対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号を用いた誤り訂正を行う。誤り訂正が行われたデータは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。

つぎに、ドップラー周波数算出回路２１についてさらに説明する。図２に、ドップラー周波数算出回路２１のブロック構成図を示す。

ドップラー周波数算出回路２１は、図２に示すように、受信信号点メモリ３１と、変調位相再生回路３２と、変調位相除去回路３３と、ＦＦＴ演算回路３４と、最大ドップラー周波数算出回路３５と、補間フィルタ制御回路３６とを有している。

受信信号点メモリ３１は、ＴＭＣＣ信号が挿入されたサブキャリアの受信信号点を１ＯＦＤＭフレーム分記憶する。図３は、受信信号点メモリ３１のメモリ空間を示したものである。ＩＳＤＢ-Ｔ_ＳＢ規格のモード３、同期変調方式の場合、１ＯＦＤＭフレーム内にＴＭＣＣ信号が挿入されたサブキャリアは４本存在する。また、１ＯＦＤＭフレームは２０４ＯＦＤＭシンボルで形成されるため、メモリ空間は２０４行×４列となる。メモリ空間のそれぞれのアドレスには、複素信号点が格納される。

変調位相再生回路３２は、ＴＭＣＣ情報に基づいてＴＭＣＣ信号が挿入されたサブキャリアの送信信号点を再生する。変調位相再生回路３２は、この送信信号点を変調位相除去回路３３に供給する。

変調位相除去回路３３は、変調位相再生回路３２から供給されたサブキャリアの送信信号点に基づき、受信信号点メモリ３１から読み出した受信信号点の変調成分を取り除き、変調成分を取り除いた受信信号点をＦＦＴ演算回路３４に供給する。

ＦＦＴ演算回路３４は、変調位相除去回路３３から供給された受信信号点に対してサブキャリア毎にＦＦＴ演算を行い、ＦＦＴ演算後のデータを最大ドップラー周波数算出回路３５に供給する。

最大ドップラー周波数算出回路３５は、サブキャリア毎のＦＦＴ演算後のデータを実数信号に変換して振幅を求め、図４に示すように、外部から設定される閾値振幅Ｔｈを超える最大ドップラー周波数ｆｄを算出する。全周波数帯域に亘って閾値振幅を超えない場合には、最大ドップラー周波数ｆｄを０とする。閾値振幅と比較するのは、ノイズによる影響を排除するためである。最大ドップラー周波数算出回路３５は、サブキャリア毎に算出された最大ドップラー周波数ｆｄの最大値を最高ドップラー周波数ｆｄｍａｘとして補間フィルタ制御回路３６に供給する。全てのサブキャリアで最大ドップラー周波数ｆｄが０となった場合には、最大ドップラー周波数算出回路３５は、前回求めた最高ドップラー周波数ｆｄｍａｘを補間フィルタ制御回路３６に供給する。

なお、最大ドップラー周波数算出回路３５は、閾値振幅を超えた最大ドップラー周波数ｆｄの平均値を最高ドップラー周波数ｆｄｍａｘとして補間フィルタ制御回路３６に供給するようにしても構わない。

補間フィルタ制御回路３６は、最高ドップラー周波数ｆｄｍａｘと外部から設定される閾値周波数とを比較し、比較結果に応じて補間有効信号の出力を制御する。補間有効信号は、最高ドップラー周波数ｆｄｍａｘが閾値周波数よりも大きい場合には“Ｈ”（ハイ）となって補間なしを示し、最高ドップラー周波数ｆｄｍａｘが閾値周波数以下である場合には“Ｌ”（ロー）となって補間ありを示すフラグである。この補間有効信号は、等化回路２２に供給される。

このように、ドップラー周波数算出回路２１は、速度計からの速度情報を利用することなく、ＴＭＣＣ信号が挿入されたサブキャリアの受信信号点とＴＭＣＣ情報とから最高ドップラー周波数を算出することができる。

なお、上述の説明では、変調成分除去後の受信信号点に対してＦＦＴ演算を行うものとしたが、他の直交変換演算を行うようにしてもよく、複数のバンド・パス・フィルタでフィルタリングするようにしてもよい。つまり、変調成分除去後の受信信号点が周波数解析できればよい。特に、上述のように補間有効信号の出力を制御するのみでよい場合には、サブキャリア毎に正確な最大ドップラー周波数を算出する必要はなく、閾値周波数よりも大きい周波数帯域における振幅が閾値振幅を超えるか否かが分かればよい。

ここで、ドップラー周波数算出回路２１の第１の変形例について説明する。図５は、第１の変形例におけるドップラー周波数算出回路２１のブロック構成図を示したものである。

最大ドップラー周波数算出回路３５には、ＴＭＣＣ情報に対する誤り訂正の成否を示すエラーフラグが供給されている。このエラーフラグは、誤り訂正に成功した場合には“Ｌ”（ロー）となり、誤り訂正に失敗した場合には“Ｈ”（ハイ）となる。最大ドップラー周波数算出回路３５は、エラーフラグが“Ｈ”（ハイ）となっている場合、すなわちＴＭＣＣ情報の誤り訂正に失敗している場合には、最大ドップラー周波数を算出する際の閾値振幅を大きくし、より信頼性の高い情報のみを採用する。

つぎに、ドップラー周波数算出回路２１の第２の変形例について説明する。図６は、第２の変形例におけるドップラー周波数算出回路２１のブロック構成図を示したものである。

補間フィルタ制御回路３６には、ＴＭＣＣ情報に対する誤り訂正の成否を示すエラーフラグが供給されている。このエラーフラグは、第１の変形例と同じものである。補間フィルタ制御回路３６は、エラーフラグが“Ｈ”（ハイ）となっている場合、すなわちＴＭＣＣ情報の誤り訂正に失敗している場合には、補間有効信号のフラグの状態を保持する。

つぎに、等化回路２２についてさらに説明する。図７に、等化回路２２のブロック構成図を示す。

等化回路２２は、図７に示すように、ＳＰ信号抽出回路４１と、基準ＳＰ信号発生回路４２と、変調位相除去回路４３と、時間方向補間フィルタ４４と、周波数方向補間フィルタ４５と、複素除算回路４６とを有している。

ＳＰ信号抽出回路４１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号から情報成分を取り除き、ＳＰ信号のみを抽出する。

変調位相除去回路４３は、基準ＳＰ信号発生回路４２で発生された基準ＳＰ信号を用いて、抽出されたＳＰ信号の変調成分を取り除く。変調成分が取り除かれたＳＰ信号は、ＳＰ信号が挿入されたサブキャリアの伝送路特性を表している。

時間方向補間フィルタ４４は、補間有効信号を判別し、判別結果に応じて時間方向補間処理の有無を切り換える。

図８に、時間方向補間フィルタ４４のブロック構成図を示す。

時間方向補間フィルタ４４は、図８に示すように、補間フィルタ５１と、遅延回路５２と、定倍器５３と、セレクタ５４とを有している。

補間フィルタ５１は、変調成分が取り除かれたＳＰ信号を時間方向の補間フィルタに入力して時間方向補間処理を行い、ＯＦＤＭシンボル毎に、ＳＰ信号が配置されているサブキャリアの伝送路特性を推定する。その結果、全てのＯＦＤＭシンボルに対して、周波数方向に３サブキャリア毎、伝送路特性を推定する。

遅延回路５２は、補間フィルタ５１における遅延時間だけＳＰ信号を遅延させるものであり、定倍器５３の利得は、補間フィルタ５１の直流利得と同じである。

セレクタ５４は、補間有効信号によって制御されている。セレクタ５４は、補間有効信号が“Ｌ”（ロー）となっている場合、すなわち補間ありの場合には、補間フィルタ５１からの出力を選択して周波数方向補間フィルタ４５に出力する。一方、補間有効信号が“Ｈ”（ハイ）となっている場合、すなわち補間なしの場合には、セレクタ５４は、定倍器５３からの出力を選択して周波数方向補間フィルタ４５に出力する。

周波数方向補間フィルタ４５は、補間有効信号によって制御されている。周波数方向補間フィルタ４５は、補間有効信号が“Ｌ”（ロー）となっている場合、すなわち補間ありの場合には、時間方向に補間したＳＰ信号を３倍オーバーサンプリングすることにより周波数方向補間処理を行い、ＯＦＤＭシンボル内の全サブキャリアの伝送路特性を推定する。一方、補間有効信号が“Ｈ”（ハイ）となっている場合、すなわち補間なしの場合には、周波数方向補間フィルタ４５は、図９に示すように、時間方向に補間されていないＳＰ信号を１２倍オーバーサンプリングすることにより周波数方向補間処理を行い、ＯＦＤＭシンボル内の全サブキャリアの伝送路特性を推定する。

複素除算回路４６は、ＯＦＤＭ周波数領域信号を推定された伝送路特性で除算することにより、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。

このように、等化回路２２は、補間有効信号が“Ｈ”（ハイ）となっている場合、すなわち最高ドップラー周波数ｆｄｍａｘが閾値周波数よりも大きい場合には、時間方向補間処理を行わないように動作を切り換えている。これにより、ドップラー周波数が大きく、ナイキスト条件を満たさない場合であっても、伝送路特性を適切に推定することができる。

以上、本発明を実施するための最良の形態について説明したが、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。

例えば、上述した実施の形態では、最高ドップラー周波数を算出する際にＴＭＣＣ信号が挿入されたサブキャリアの受信信号点を用いたが、ＴＭＣＣ信号に限定されず、ＡＣ（Auxiliary Channel）信号やＣＰ（Continual Pilot）信号、或いは、ＤＶＢ-Ｔ規格におけるＴＰＳ（Transmission Parameter Signaling）信号を用いても構わない。すなわち、ＯＦＤＭフレームの全てのＯＦＤＭシンボルについて送られ、且つ、等化処理の必要がない信号であれば利用可能である。

また、上述した実施の形態では、最高ドップラー周波数に基づいて、等化回路における時間方向補間処理の有無を切り換えるものとして説明したが、等化処理に限定されず、最高ドップラー周波数に基づいて、ＡＧＣ（Auto Gain Control）の応答速度を変化させるようにしても構わない。例えば、最高ドップラー周波数が大きい場合、すなわち移動受信する際の移動速度が大きい場合には、ＡＧＣの応答速度を上げることが好ましい。

本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。 上記ＯＦＤＭ受信装置内のドップラー周波数算出回路のブロック構成図である。 上記ドップラー周波数算出回路内の受信信号点メモリのメモリ空間を示す図である。 上記ドップラー周波数算出回路内の最大ドップラー周波数算出回路で算出される最大ドップラー周波数を示す図である。 第１の変形例におけるドップラー周波数算出回路のブロック構成図である。 第２の変形例におけるドップラー周波数算出回路のブロック構成図である。 上記ＯＦＤＭ受信装置内の等化回路のブロック構成図である。 上記等化回路内の時間方向補間フィルタのブロック構成図である。 時間方向補間を行うことなく伝送路特性を推定する際の周波数方向の補間フィルタ処理について説明するための図である。 ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルについて説明するための図である。 ＯＦＤＭ信号のＳＰ信号の挿入位置について説明するための図である。 時間方向補間フィルタにより伝送路特性を推定されたサブキャリアについて説明するための図である。 伝送路特性を推定する際の周波数方向の補間フィルタ処理について説明するための図である。

符号の説明

１ ＯＦＤＭ受信装置、２０ 伝送制御情報復号回路、２１ ドップラー周波数算出回路、２２ 等化回路、３１ 受信信号点メモリ、３２ 変調位相再生回路、３３ 変調位相除去回路、３４ ＦＦＴ演算回路、３５ 最大ドップラー周波数算出回路、３６ 補間フィルタ制御回路、４１ ＳＰ信号抽出回路、４２ 基準ＳＰ信号発生回路、４３ 変調位相除去回路、４４ 時間方向補間フィルタ、４５ 周波数方向補間フィルタ、４６ 複素除算回路、５１ 補間フィルタ、５２ 遅延回路、５３ 定倍器、５４ セレクタ

Claims (5)

1. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号が伝送される伝送路の特性の時間変動の大きさであるドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出装置であって、
   上記ＯＦＤＭ信号のうち、伝送制御情報、ＡＣ（Auxiliary Channel）信号、又はＣＰ（Continual Pilot）信号が挿入されたサブキャリアの受信信号点が格納される受信信号点記憶手段と、
   上記受信信号点記憶手段に格納された上記受信信号点から変調成分を除去する変調成分除去手段と、
   上記変調成分除去手段により変調成分が除去された上記受信信号点をサブキャリア毎に周波数解析することによりドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出手段と
   を備えることを特徴とするドップラー周波数算出装置。
2. 上記ドップラー周波数算出手段は、上記変調成分除去手段により変調成分が除去された上記受信信号点をサブキャリア毎にフーリエ変換し、閾値振幅を超える最大周波数を上記ドップラー周波数として算出することを特徴とする請求項１記載のドップラー周波数算出装置。
3. 伝送制御情報を誤り訂正復号する誤り訂正復号手段をさらに備え、
   上記ドップラー周波数算出手段は、誤り訂正復号に成功した場合の上記閾値振幅よりも誤り訂正復号に失敗した場合の上記閾値振幅を大きな値に設定する
   ことを特徴とする請求項２記載のドップラー周波数算出装置。
4. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号が伝送される伝送路の特性の時間変動の大きさであるドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出方法であって、
   上記ＯＦＤＭ信号のうち、伝送制御情報、ＡＣ（Auxiliary Channel）信号、又はＣＰ（Continual Pilot）信号が挿入されたサブキャリアの受信信号点を受信信号点記憶手段に格納し、
   上記受信信号点記憶手段に格納された上記受信信号点から変調成分を除去し、
   変調成分が除去された上記受信信号点をサブキャリア毎に周波数解析することによりドップラー周波数を算出する
   ことを特徴とするドップラー周波数算出方法。
5. 所定の帯域内の複数のサブキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
   上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
   上記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された信号から伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、
   上記パイロット信号抽出手段により抽出された上記パイロット信号を時間方向補間フィルタ及び周波数方向補間フィルタを用いて補間することにより伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を推定し、推定された各サブキャリアの伝送路特性に基づき上記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された信号を波形等化する波形等化手段と、
   上記ＯＦＤＭ信号のうち、伝送制御情報、ＡＣ（Auxiliary Channel）信号、又はＣＰ（Continual Pilot）信号が挿入されたサブキャリアの受信信号点を受信信号点記憶手段に格納し、上記受信信号点記憶手段に格納された上記受信信号点から変調成分を除去し、変調成分が除去された上記受信信号点をサブキャリア毎に周波数解析することにより、伝送路特性の時間変動の大きさであるドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出手段とを備え、
   上記波形等化手段は、上記ドップラー周波数算出手段により算出された上記ドップラー周波数が閾値周波数よりも大きい場合には、上記周波数方向補間フィルタのみを用いて補間することにより伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を算出する
   ことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。

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