JPWO2006137375A1 - マルチキャリア伝送方式の送信装置及び受信装置並びにマルチキャリア伝送方式を用いた送信方法及び受信方法 - Google Patents

Abstract

伝送効率を低下させずに、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減することを目的とする。受信側にキャンセリングフィルタ部（２２３）を備え、フィルタリング処理によって周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生したキャリア間干渉を軽減する。送信側にプリコード部（２１１）を備え、プリコード処理によって受信側のベクトル復調部（２２４）における復調データの判定を容易にする。または、受信側にトレリス復号部（２２５）を備え、トレリス復号処理によって復調データを復号する。

Description

本発明はマルチキャリア伝送方式に関するものであり、より特定的には、移動体通信における伝送路応答の変動及び送受信装置内で発生する位相雑音等に起因するキャリア間干渉を軽減する技術に関するものである。

地上波ディジタルテレビジョン放送や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）など、マルチパスによる遅延分散を伴う伝送路を介して安定に通信を行う方法として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）伝送方式（以下、ＯＦＤＭ伝送方式という）に代表されるマルチキャリア伝送方式が広く用いられている。一方、送信装置或いは受信装置又はその両方が移動しながら通信を行う移動体通信においては、ドップラ現象による周波数変動、マルチパスによる遅延分散に起因する受信信号の振幅変動が発生する。また、送信装置または受信装置の周波数変換部において、発振回路の位相雑音によって位相変動が発生する場合もある。ＯＦＤＭ伝送方式は、各サブキャリアの変調波をその周波数スペクトルが互いに重なり合うように密に多重して伝送する方式である。よって、ＯＦＤＭ伝送方式を移動体通信に用いた場合、前述の周波数変動、振幅変動、または位相変動などによってサブキャリア間の直交性が損なわれ、サブキャリア間でキャリア間干渉が発生し、通信品質が劣化するという問題がある。

ＯＦＤＭ伝送方式における従来のキャリア間干渉軽減技術としては、非特許文献１に記載されている方法（以下、セルフキャンセレーション法という）が知られている。このセルフキャンセレーション法は、ＯＦＤＭ伝送方式における複数のサブキャリアを、周波数配置が連続するＬ個のサブキャリア（Ｌは２以上の整数）を各々有する複数のグループに分割し、同一グループのＬ個のサブキャリアの変調に特定の相関を持たせる。これにより、キャリア間干渉が相殺抑圧される。

以下に図面を参照しながら、従来のキャリア間干渉軽減技術であるセルフキャンセレーション法について具体的に説明する。

図１１は、上記セルフキャンセレーション法を用いたＯＦＤＭ伝送方式における送信装置および受信装置の構成を示すブロック図である。図１２は、セルフキャンセレーション法を用いたＯＦＤＭ伝送方式における、（ａ）変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態、並びに、（ｂ）変調ベクトル及びキャンセリング復調された復調ベクトルの各信号点配置（複素平面上）を示す図である。図１１において、送信装置１０１は、送信データを入力し、その入力された送信データに基づいて搬送波にＯＦＤＭ変調を施し、ＯＦＤＭ信号を生成して送出する。送信装置１０１から送出されたＯＦＤＭ信号は伝送路１０３を介して受信装置１０２で受信される。受信装置１０２は、伝送路１０３を経て受信したＯＦＤＭ信号を復調し、受信データを出力する。

送信装置１０１は、ベクトル変調部１１１と、キャンセリング変調部１１２と、ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１１３と、ガードインターバル付加部１１４と、周波数変換部１１５とを備えている。ＩＤＦＴ部１１３とガードインターバル付加部１１４は、マルチキャリア変調部１２６を構成する。以下に送信装置１０１の各部の動作を説明するが、従来技術の要旨を簡潔に説明するために、ＯＦＤＭ伝送方式における１シンボル当たりの動作について説明する。

ＯＦＤＭ伝送方式における１シンボルごとに、Ｋビットの送信データが送信装置１０１に入力される。送信装置１０１に入力された送信データはベクトル変調部１１１に供給される。

ベクトル変調部１１１は、Ｋビットの送信データを入力する。ベクトル変調部１１１は、入力したＫビットの送信データをＧ個のグループに分割し、各グループに与えられた（Ｋ／Ｇ）ビットの送信データに基づいてＧ個の変調ベクトルを生成し、出力する。ベクトル変調部１１１が出力する各変調ベクトルは（Ｋ／Ｇ）ビットの送信データを含むことになる。ここで、Ｋ、Ｇは０より大きい整数である。なお、セルフキャンセレーション法を説明するに当たり、ＫをＧの倍数としても問題は生じないので、以降の説明ではＫはＧの倍数とする。

ベクトル変調部１１１が出力するＧ個の変調ベクトルは、キャンセリング変調部１１２に供給される。キャンセリング変調部１１２は、入力されたＧ個の変調ベクトルをＧ個のサブキャリアグループにそれぞれ割り当てる。ここで、Ｇ個のサブキャリアグループは、Ｎ個のサブキャリアを、周波数配置が連続するＬ個のサブキャリアごとにＧ個のグループに分割して得られるものである。Ｎ＝Ｇ×Ｌの関係が成り立つ。

キャンセリング変調部１１２は、遅延要素をＤとする離散フィルタの多項式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）^{（Ｌ−１）}に基づき、フィルタの係数を定めている。上記離散フィルタの多項式は、フィルタのインパルス応答を表すものである。フィルタの係数は、式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）^{（Ｌ−１）}を展開することで得られる。その展開式は、Ｄについての多項式として表される。Ｄの各次数の係数を、次数０から順にＰ_０、Ｐ_１、Ｐ_２、・・・、Ｐ_{（Ｌ−１）}とすると、展開式は、Ｐ（Ｄ）＝Ｐ_０＋Ｐ_１Ｄ＋Ｐ_２Ｄ^２＋・・・＋Ｐ_{（Ｌ−１）}Ｄ^{（Ｌ−１）}と表される。なお、Ｐ_０、Ｐ_１、Ｐ_２、・・・、Ｐ_{（Ｌ−１）}は各々、Ｐ_ｉ（但し、０≦ｉ≦（Ｌ−１）で且つｉは整数）で表すことができる。

上記の如く、Ｇ個のサブキャリアグループは、各々、Ｌ個のサブキャリアを有する。Ｌ個のサブキャリアには、周波数が小さいものから順に０番から（Ｌ−１）番の番号が付されている。キャンセリング変調部１１２は、各サブキャリアグループを構成するｉ番目（０≦ｉ≦（Ｌ−１）で且つｉは整数）のサブキャリアにマルチキャリア変調を施す係数付き変調ベクトルを生成する。係数付き変調ベクトルは、各グループに割り当てられた上記変調ベクトルに上記係数Ｐ_ｉを乗じることで得られる。これにより、キャンセリング変調部１１２は、入力したＧ個の変調ベクトルと、サブキャリアごとに割り当てられたＬ個の係数Ｐ_ｉとに基づき、Ｎ個（Ｎ＝Ｇ×Ｌ）の係数付き変調ベクトルを生成し、出力する。

なお、Ｌが２の場合にはＰ（Ｄ）＝１−Ｄとなる（すなわち、Ｐ_０＝１、Ｐ_１＝−１）ので、隣接する２つのサブキャリアを各々変調する変調ベクトルの極性を互いに反転させる（図１２（ａ）参照）。これにより、互いに極性が反転した変調ベクトルの対が構成される。対を構成する２つの変調ベクトルには、同じ送信データが乗せられるものとする。また、Ｌが２の場合には、隣接する２つのサブキャリアを１グループとして、Ｇ＝Ｎ／２個のグループが構成される。

マルチキャリア変調部１２６を構成するＩＤＦＴ部１１３は、キャンセリング変調部１１２が出力するＮ個の係数付き変調ベクトルを入力する。ＩＤＦＴ部１１３は、入力したＮ個の係数付き変調ベクトルに逆フーリエ変換を施す。ＩＤＦＴ部１１３は、逆フーリエ変換後の信号をベースバンドＯＦＤＭ信号として出力する。

ガードインターバル付加部１１４は、ＩＤＦＴ部１１３が出力するベースバンドＯＦＤＭ信号を入力する。ガードインターバル付加部１１４は、入力したベースバンドＯＦＤＭ信号にガードインターバルの信号を付加し、出力する。

周波数変換部１１５は、ガードインターバル信号を付加したベースバンドＯＦＤＭ信号を入力する。周波数変換部１１５は、入力したベースバンドＯＦＤＭ信号を無線周波数帯域の信号に周波数変換し、無線周波数帯域のＯＦＤＭ信号を出力する。周波数変換部１１５が出力するＯＦＤＭ信号は、送信装置１０１の出力するＯＦＤＭ信号として、空中線を介して伝送路１０３に供給される。

伝送路１０３を経由した上記ＯＦＤＭ信号は、空中線を介して受信装置１０２に供給される。

受信装置１０２は、周波数変換部１２１、ガードインターバル除去部１２２、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１２３、キャンセリング復調部１２４、および、ベクトル復調部１２５からなる。ガードインターバル除去部１２２とＤＦＴ部１２３は、マルチキャリア復調部１２７を構成する。以下に受信装置１０２の各部の動作を説明する。なお、従来技術の要旨を簡潔に説明するために、ＯＦＤＭ伝送方式における１シンボル当たりの動作について説明する。

受信装置１０２が伝送路１０３を経由して受信したＯＦＤＭ信号は、周波数変換部１２１に供給される。

周波数変換部１２１は、受信装置１０２が受信した無線周波数帯域のＯＦＤＭ信号を入力する。周波数変換部１２１は、入力したＯＦＤＭ信号をダウンコンバージョンしてベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、出力する。

ガードインターバル除去部１２２は、周波数変換部１２１が出力するベースバンドＯＦＤＭ信号を入力する。ガードインターバル除去部１２２は、入力されたベースバンドＯＦＤＭ信号からガードインターバル信号を除去し、出力する。

マルチキャリア復調部１２７を構成するＤＦＴ部１２３は、ガードインターバル信号が除去されたベースバンドＯＦＤＭ信号を入力する。ＤＦＴ部１２３は、入力したベースバンドＯＦＤＭ信号にフーリエ変換を施してＮ個の係数付き復調ベクトルを生成し、出力する。

キャンセリング復調部１２４は、Ｎ個の係数付き復調ベクトルを入力する。キャンセリング復調部１２４は、まず、入力したＮ個の係数付き復調ベクトルをＧ個のグループに分割する。次いで、キャンセリング復調部１２４は、各グループ毎に、各グループのｉ番目（０≦ｉ≦（Ｌ−１））の係数付き復調ベクトルに上記係数Ｐ_ｉの逆数を乗じて係数Ｐ_ｉを取り去り、係数Ｐ_ｉを取り去ったものの総和を求めて復調ベクトルを生成し、出力する。復調ベクトルは、サブキャリアグループごとに１つのベクトルが生成され、出力される。よって、全てのサブキャリアグループについてはＧ個の復調ベクトルが生成され、出力される。

ベクトル復調部１２５は、キャンセリング復調部１２４が出力するＧ個の復調ベクトルを入力する。ベクトル復調部１２５は、入力したＧ個の復調ベクトルからＫ個の復調データを判定し出力する。

ベクトル復調部１２５が出力するＫ個の復調データは、受信装置１０２から復調データとして出力される。

ここで、セルフキャンセレーション法によるキャリア間干渉軽減技術の原理を説明する。

ドップラ現象により或るサブキャリアに周波数変動が生じた場合、そのサブキャリアと他の複数のサブキャリアとの間にキャリア間干渉が生じる。キャリア間干渉の干渉成分は周波数軸方向に隣接するサブキャリアの間で相関が大きい。すなわち、ｉ番目のサブキャリアの周波数変動により該サブキャリアとｋ番目のサブキャリアの間に生じるキャリア間干渉の干渉係数をＳ（ｉ−ｋ）とし、（ｉ＋１）番目のサブキャリアの周波数変動により該サブキャリアとｋ番目のサブキャリアの間に生じるキャリア間干渉の干渉係数をＳ（ｉ＋１−ｋ）とすると、干渉係数同士の間にＳ（ｉ−ｋ）≒Ｓ（ｉ＋１−ｋ）なる関係が存在することが知られている（詳細は非特許文献１に記載されている）。

最も簡単な例として、上記グループを構成するサブキャリアの数Ｌが２である場合について説明する。Ｌ＝２の場合、上記多項式Ｐ（Ｄ）の展開式はＰ（Ｄ）＝１−Ｄとなり、Ｐ_０＝１、Ｐ_１＝−１となる。或るサブキャリアグループを構成するｉ番目と（ｉ＋１）番目の２つのサブキャリアで伝送される変調ベクトル（ベクトル変調部１１１から与えられる）をＸ（ｉ）とする。Ｐ_０＝１、Ｐ_１＝−１であるから、キャンセリング変調部１１２はｉ番目のサブキャリアにＰ_０Ｘ（ｉ）＝Ｘ（ｉ）を、（ｉ＋１）番目のサブキャリアにはＰ_１Ｘ（ｉ）＝−Ｘ（ｉ）を割り当ててキャンセリング変調を行う。ここで、周波数変動したｉ番目及び（ｉ＋１）番目の２つのサブキャリアと、ｋ番目のサブキャリアとの間に生じるキャリア間干渉量の差Ｓｃは、Ｓｃ＝Ｘ（ｉ）Ｓ（ｉ−ｋ）−Ｘ（ｉ）Ｓ（ｉ＋１−ｋ）となる。右辺をＸ（ｉ）で括ると、Ｓｃ＝Ｘ（ｉ）（Ｓ（ｉ−ｋ）−Ｓ（ｉ＋１−ｋ））となる。キャリア間干渉の干渉係数Ｓ（ｉ−ｋ）とＳ（ｉ＋１−ｋ）の間には上記の如くＳ（ｉ−ｋ）≒Ｓ（ｉ＋１−ｋ）の関係があり、右辺を左辺に移項すると、Ｓ（ｉ−ｋ）−Ｓ（ｉ＋１−ｋ）≒０となる。よって、上記キャリア間干渉量の差は実質的にゼロ（Ｓｃ≒０）となる。つまり、ｉ番目のサブキャリアとｋ番目のサブキャリア間に生じるキャリア間干渉量と、（ｉ＋１）番目のサブキャリアとｋ番目のサブキャリア間に生じるキャリア間干渉量の差は実質的にゼロとなり、これらキャリア間干渉量は互いに相殺し合うことになる。よって、キャリア間干渉の発生が軽減される。

受信装置１０２を構成するキャンセリング復調部１２４は、以上の原理に基づいてキャリア間干渉を相殺する。
Ｙ．Ｚｈａｏ ａｎｄ Ｓ．−Ｇ．Ｈａｇｇｍａｎ，"Ｉｎｔｅｒ ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｅｌｆ−Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．４９，Ｎｏ．７，ｐｐ．１１８５−１１９１，Ｊｕｌｙ ２００１ Ｊ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ，"ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ｓｅｃｏｎｄ ｅｄｉｔｉｏｎ"，ｐｐ．５３６−５４４，ＭｃＧｒａ ｗ−Ｈｉｌｌ Ａ．Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂｉ，"Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ Ｃｏｄｅｓ ａｎｄ Ｔｈｅｉｒ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−１９，ｐｐ．７５１−７７２，１９７１ Ｌ．Ｒ．Ｂａｈｌ，Ｊ．Ｃｏｃｋｅ，Ｆ．Ｊｅｌｉｎｅｋ，Ｊ．Ｒａｖｉｖ，"Ｏｐｔｉｍａｌ ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｏｆ ｌｉｎｅａｒ ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ ｍｉｎｉｍｉｚｉｎｇ ｓｙｍｂｏｌ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．２０，ｐｐ．２８４−２８７，１９７４

しかしながら上記従来の技術では、キャンセリング変調部１１２において、Ｌ個のサブキャリアを１つのサブキャリアグループとし、各グループにつき、同じ送信データが乗った１つの変調ベクトルしか伝送しない。よって、上記従来の技術は、全サブキャリアに各々独立に変調ベクトルを割り当てる通常のＯＦＤＭ伝送方式に比べて信号伝送効率がＬ分の一になり、伝送効率が低下するという課題を有していた。また、通常のＯＦＤＭ伝送方式と同じ伝送効率を実現しようとすると、ベクトル変調部１１１において、１つの変調ベクトルに対して通常のＯＦＤＭ伝送方式に比べてＬ倍の送信データを含めなければならない。この場合、送信データの信号点間距離が短くなる。信号点間距離は、雑音に対する耐性を示すものである。信号点間距離が大きい程、雑音に強い。よって、送信データを多く含めることは信号点間距離を小さくすることに繋がり、伝送品質の劣化を招くという課題を有していた。例えば、１６ＱＡＭは、１個の変調ベクトルあたり４ビットの情報を伝送可能である。この１６ＱＡＭを用いて通常のＯＦＤＭ伝送を行う場合と同じ伝送効率を上記従来技術で実現しようとすると、Ｌ＝２としても１個の変調ベクトルあたり８ビット伝送可能な２５６ＱＡＭを用いる必要がある。この場合、伝送品質が劣化することは容易に理解できる。

また、上記従来技術では、キャンセリング変調部１１２において、フィルタリングの多項式Ｐ（Ｄ）に基づき極性を互いに反転させた変調ベクトルにより、隣接する２つのサブキャリアに対して各々キャンセリング変調を施す。この場合、キャンセリング変調部１１２のフィルタリング効果によって、ＩＤＦＴ部１１３が出力するベースバンドＯＦＤＭ信号の時間応答波形はシンボル中央部の時間に高出力の信号が集中し、シンボル中央部の信号振幅が大きくなる（図１３下段参照）。図１３上段に通常のＯＦＤＭ信号の電力−時間応答、図１３下段に上記従来技術（セルフキャンセレーション法）を用いた場合のＯＦＤＭ信号の電力−時間応答を示す。図１３において、横軸はシンボル内のサンプリング時間、縦軸は平均電力を１としたときの瞬時電力値である。一般にＯＦＤＭ伝送方式は送信平均電力に対して送信ピーク電力が高く、最大出力電力が高い高周波電力増幅器が必要であるという課題を有している。ところが、セルフキャンセレーション法を用いるとシンボル中央部において更に送信ピーク電力が高くなる。よって、上記従来技術は最大出力電力が通常のＯＦＤＭ伝送方式よりも高い高周波電力増幅器を必要とするという課題を有している。例えば、セルフキャンセレーション法において上記サブキャリア数Ｌを２とした場合、送信ピーク電力は通常のＯＦＤＭ伝送方式に比べて２倍になる（図１３参照）。

また、上記従来技術では、図１２（ａ）に例示する如く、極性が反転し且つ同一の送信データが乗った変調ベクトルの対を構成する。これは、変調ベクトルの信号点数（信号点配置を表す複素平面上の）に対し、キャンセリング復調された復調ベクトルの信号点数を増加させないためである（図１２（ｂ）参照）。信号点数を増加させなければ、信号点を送信側と受信側とで１対１で得ることができ（図１２（ｂ）参照）、受信側で容易に送信データを復元することができる。図１２（ｂ）に示される例では、変調ベクトルの信号点数が４（×印の数）であり、キャンセリング復調後の復調ベクトルの信号点数も４（●の数）である。

キャンセリング復調は、上記したキャリア間干渉の特性に基づき、隣接するサブキャリアに対応する復調ベクトル同士の引き算により行われる。極性を反転させた信号点は、信号点配置図の原点を中心とした点対称の位置に移る（図１２（ｂ）参照）。よって、隣接するサブキャリアに対応する復調ベクトル同士の引き算をしても、ベクトルの大きさが２倍になる、すなわち、信号点配置上は信号点の位置が外側にずれるだけである。図１２（ｂ）に示される如く、キャンセリング復調の前後で信号点の数は変化しない。

一方、図１４（ａ）に示されるように極性の反転を行わない変調ベクトルを使用すると、キャンセリング復調後に信号点数が増加する。なお、極性の反転を行わない場合、全ての変調ベクトルは各々、対応する送信データに応じた向きを有する。図１４（ａ）では、図示の便宜上、全ての変調ベクトルの向きを揃えて図示している。図１４（ｂ）に示される例では、変調ベクトルの信号点数が４（×印の数）であるのに対し、キャンセリング復調された復調ベクトルの信号点数が９（●の数）となる。これは、４個の信号点につき、各信号点同士のベクトルの引き算を行うため、結果として９個の信号点が現れるのである。この場合、何らかの手段を講じない限り、受信側において元の送信データを一義的に復元することができない。これは、データの正確な伝送ができないことを意味する。

このような理由により、従来、キャリア間干渉の軽減を行うために、各グループに割り当てられるサブキャリア数Ｌが例えば２の場合には、各サブキャリアグループにつき極性が反転した変調ベクトルの対を構成していた。しかしながら、サブキャリアをグループ分けした場合、各グループのサブキャリアに同じ送信データしか乗せないことから、伝送効率が１／Ｌになってしまうことは上述の通りである。なお、上記信号点の増加は、キャリア間干渉の軽減のためにキャンセリング復調を行った場合に生じるものであって、キャンセリング復調を行わない場合には生じない。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、伝送効率を低下させることなく、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減することができるマルチキャリア伝送方式を提供することを目的とする。

本発明に係る伝送方式における送信装置は、互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における送信装置であって、
送信データを入力し、上記送信データにプリコード処理を施してプリコードされた変調情報を生成し、該プリコードされた変調情報を出力するプリコード部と、
上記プリコードされた変調情報を複素平面上の変調ベクトルに変換して出力するベクトル変調部と、
上記変調ベクトルで上記サブキャリアに変調を施してマルチキャリア変調信号を生成し、該マルチキャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調部とを備え、
上記マルチキャリア変調部は、上記サブキャリアを上記変調ベクトルにより１対１の関係で変調し、
受信装置で上記マルチキャリア変調信号がマルチキャリア復調され、該復調により得られる復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理が施されたとき、該フィルタリング処理により得られるフィルタリングされた復調ベクトルは、上記プリコードされた変調情報に一義的に対応する、ことを特徴とする。

本発明におけるマルチキャリア伝送には、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）伝送の他、ウェーブレット変調等を用いた伝送も含まれる。
本発明によれば、プリコード部が送信データにプリコード処理を施す。このプリコード処理は、受信装置においてキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理が施された復調ベクトルが、送信装置においてプリコードされた変調情報に一義的に対応するように、送信データに予め施しておく符号化処理である。プリコード処理を行うことで、受信装置におけるフィルタリング処理によって信号点の数が増加しても、受信装置において、プリコードされた変調情報を一義的に導出することができる。プリコードされた変調情報を一義的に導出できれば、該変調情報に基づいて、送信データを正確に復元することができる。また、マルチキャリア変調部が、サブキャリアを変調ベクトルにより１対１の関係で変調する。よって、各サブキャリアに個別に送信データが乗ることになり、伝送効率が低下しない。
従って、本発明によれば、伝送効率を低下させることなく、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減し、受信装置において正確に送信データを復元することが可能となる。

本発明においては、上記プリコード処理の開始に当たり、上記プリコード部は、上記送信データを複数のグループに分割し、各グループが有する上記送信データを仮の変調情報とし、上記プリコード部は、プリコード処理を行うための式（１）に従い上記仮の変調情報の最初の情報Ｘ_１にプリコード処理を施す際に必要とされる（Ｌ−１）個の変調情報Ｘ’_２−Ｌ，・・・，Ｘ’_０を、変調情報Ｘ_１の入力前に初期値として予め入力し保持しておくことが好ましい。
式（１）

この場合、プリコード部に所定の初期値を予め入力しておくので、確実にプリコード処理を行うことができる。

本発明においては、上記プリコード部は、剰余器を含み且つ遅延要素をＤとしてインパルス応答が１／（１−Ｄ）^{（Ｌ−１）}（Ｌは２以上の整数）で表されるＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｎｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで構成されることが好ましい。

本発明に係るマルチキャリア伝送方式の受信装置は、互いに直交する複数のサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における受信装置であって、
受信したマルチキャリア変調信号を入力し、入力したマルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調部と、
上記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する上記サブキャリアに各々対応する上記復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキャンセリングフィルタ部と、
上記フィルタリングされた復調ベクトルから受信データを判定して出力するベクトル復調部とを備え、
上記マルチキャリア復調部は、上記サブキャリアを１対１の関係で変調した上記変調ベクトルを復調し、
上記フィルタリングされた復調ベクトルは、送信装置で送信データにプリコード処理を施して得られたプリコードされた変調情報に一義的に対応し、且つ、その対応関係を上記ベクトル復調部で判定可能である、ことを特徴とする。

本発明によれば、キャンセリングフィルタ部が、キャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施す。よって、キャリア間干渉が低減する。また、フィルタリングされた復調ベクトルは、送信装置においてプリコードされた変調情報に一義的に対応する。ベクトル復調部は、その対応関係を判定可能である。よって、フィルタリング処理により信号点の数が増加しても、ベクトル復調部は、フィルタリングされた復調ベクトルに対応する送信データを正確に復元することができる。また、マルチキャリア復調部は、サブキャリアを１対１の関係で変調した変調ベクトルを復調する。各サブキャリアに個別に送信データが乗るので、伝送効率が低下しない。
従って、本発明によれば、伝送効率を低下させることなく、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減し、該受信装置において正確に送信データを復元することが可能となる。

本発明においては、上記フィルタリング処理を開始するに当たり、上記キャンセリングフィルタ部は、フィルタリング処理を行うための式（２）に従い上記復調ベクトルの最初の値Ｙ_１にフィルタリング処理を施す際に必要とされる（Ｌ−１）個の上記復調ベクトルＹ_２−Ｌ，・・・，Ｙ_０を、上記復調ベクトルＹ_１の入力前に初期値として予め送信装置から受信入力し保持しておくことが好ましい。
式（２）

この場合、キャンセリングフィルタ部に所定の初期値を予め受信入力しておくので、確実にキャリア間干渉のキャンセリング処理を行うことができる。

本発明においては、受信した上記マルチキャリア変調信号の周波数変動、振幅変動、または位相変動のうち少なくともいずれか一つの変動量を推定する変動量推定部を更に備え、
上記変動量推定部は、上記推定された変動量に応じて、上記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することが好ましい。
この場合、周波数変動、位相変動、または振幅変動などの変動によって生じる伝送路応答のずれを補正し、変動の影響を更に軽減することができる。

本発明においては、上記キャンセリングフィルタ部は、遅延要素をＤとしてインパルス応答が（１−Ｄ）^{（Ｌ−１）}（Ｌは２以上の整数）で表される遅延器を有するＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｎｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを含むことが好ましい。

本発明においては、上記受信装置が移動する速度を検出する移動速度測定部を更に備え、
上記移動速度測定部により得られた移動速度情報に応じて、上記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することが好ましい。
この場合、特に周波数変動の影響を更に軽減することができる。

本発明においては、上記受信装置は、移動体の速度パルス発生部を含み、
上記移動速度測定部は、上記速度パルス発生部が出力する速度パルスに基づき、上記受信装置の移動速度情報を求めることが好ましい。
この場合、特に周波数変動の影響を更に軽減することができる。

本発明においては、上記移動速度測定部は、所定の時間間隔で上記受信装置の位置情報を取得し、上記位置情報と上記時間間隔に基づき、上記受信装置の移動速度情報を求めることが好ましい。
この場合、特に周波数変動の影響を更に軽減することができる。

本発明に係るマルチキャリア伝送方式の受信装置は、互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における受信装置であって、
送信装置から受信したマルチキャリア変調信号を入力し、上記マルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調部と、
上記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する上記サブキャリアに各々対応する上記復調ベクトルに対してキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキャンセリングフィルタ部と、
上記フィルタリングされた復調ベクトルを入力し、上記フィルタリング処理の状態変数を用いたトレリス遷移に基づいて上記フィルタリングされた復調ベクトルの復号処理を行い、該復号処理により得られた受信データを出力するトレリス復号部とを備え、
上記マルチキャリア復調部は、上記サブキャリアを１対１の関係で変調した上記変調ベクトルを復調する、ことを特徴とする。

本発明によれば、キャンセリングフィルタ部が、キャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施す。よって、キャリア間干渉が低減する。また、トレリス復号部が、フィルタリングされた復調ベクトルを入力し、フィルタリング処理の状態変数を用いたトレリス遷移に基づいて、フィルタリングされた復調ベクトルの復号処理を行い、該復号処理により得られた受信データを出力する。よって、フィルタリング処理により信号点の数が増加しても、送信装置において送信データにプリコード処理を施すことなく、受信装置において送信データを正確に復元することができる。また、マルチキャリア復調部は、サブキャリアを１対１の関係で変調した変調ベクトルを復調する。各サブキャリアに個別に送信データが乗るので、伝送効率が低下しない。
従って、本発明によれば、伝送効率を低下させることなく、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減し、該受信装置において正確に送信データを復元することが可能となる。しかも、プリコード部を含まない一般の送信装置から信号を受信し、これらの効果を奏することができる。

本発明によれば、全てのサブキャリアに各々独立に変調を施す。よって、伝送効率を劣化させずに、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減し、高品質な移動体通信を実現することができる。

図１は、本発明の実施の形態１における、マルチキャリア伝送方式の送信装置および受信装置の構成を示すブロック図である。 図２は、本発明の実施の形態１における、キャンセリングフィルタ部の構成例を示すブロック図である。 図３は、本発明の実施の形態１における、（ａ）変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態、並びに、（ｂ）変調ベクトル及びキャンセリングフィルタ処理された復調ベクトルの各信号点配置（複素平面上）を示す図である。 図４は、本発明の実施の形態１における、プリコード部の構成例を示すブロック図である。 図５は、本発明の実施の形態１における、マルチキャリア変調部の構成例を示すブロック図である。 図６は、本発明の実施の形態１における、マルチキャリア復調部の構成例を示すブロック図である。 図７は、本発明の実施の形態１における、プリコード部の演算及びキャンセリングフィルタ部の演算を示す図である。 図８は、本発明の実施の形態２における、マルチキャリア伝送方式の受信装置の構成を示すブロック図である。 図９は、本発明の実施の形態３における、マルチキャリア伝送方式の受信装置の構成の一部を示すブロック図である。 図１０は、本発明の実施の形態４における、マルチキャリア伝送方式の受信装置の構成の一部を示すブロック図である。 図１１は、セルフキャンセレーション法を用いた従来のＯＦＤＭ伝送方式の送信装置および受信装置の構成を示すブロック図である。 図１２は、セルフキャンセレーション法を用いた従来のＯＦＤＭ伝送方式における、（ａ）変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態、並びに、（ｂ）変調ベクトル及びキャンセリング復調された復調ベクトルの各信号点配置（複素平面上）を示す図である。 図１３は、セルフキャンセレーション法を用いた従来のＯＦＤＭ伝送方式の電力−時間応答を示す図である。 図１４は、セルフキャンセレーション法を用いた従来のＯＦＤＭ伝送方式において変調ベクトルの極性を反転させない場合の、（ａ）変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態、並びに、（ｂ）変調ベクトル及びキャンセリング復調された復調ベクトルの各信号点配置（複素平面上）を示す図である。

符号の説明

２０１ 送信装置
２０２、２０２０ 受信装置
２１１ プリコード部
２１２ ベクトル変調部
２１３ マルチキャリア変調部
２２２ マルチキャリア復調部
２２３ キャンセリングフィルタ部
２２４ ベクトル復調部
２２５ トレリス復号部
２２６ 変動量推定部
２２７ 移動速度測定部

以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるマルチキャリア伝送方式に基づいた送信装置および受信装置の構成を示すブロック構成図である。

送信装置２０１は、送信データを入力し、入力された送信データに基づいてマルチキャリア変調を施し、マルチキャリア信号を生成して送出するものである。送信装置２０１から送出されたマルチキャリア信号は伝送路２０３を介して受信装置２０２に与えられる。受信装置２０２は、伝送路２０３を経て受信したマルチキャリア信号を復調し、受信データを出力する。

送信装置２０１は、プリコード部２１１と、ベクトル変調部２１２と、マルチキャリア変調部２１３、及び周波数変換部２１４を備えている。以下に送信装置２０１の各部の動作を説明するが、本発明の要旨を簡潔に説明するために、マルチキャリア伝送における１シンボルあたりの動作について説明する。

１シンボルごとに、Ｋビットの送信データが送信装置２０１に入力される。送信装置２０１に入力された送信データはプリコード部２１１に供給される。

プリコード部２１１におけるプリコード処理は、受信装置１０２のベクトル復調部２２４が復調ベクトルから復調データを容易に判定できるようにするためのものである。

プリコード部２１１は、Ｋビットの送信データを入力し、入力されたＫビットの送信データをＮ個のグループに分割する。この分割処理により仮の変調情報が生成される。プリコード部２１１は、各グループが有する（Ｋ／Ｎ）ビットの送信データ、すなわち仮の変調情報に後述するプリコード処理を施し、Ｎ個の変調情報を生成して出力する。ここで、プリコード部２１１は、受信装置２０２のキャンセリングフィルタ部２２３の処理に対応するプリコード処理を行う。Ｋ、Ｎは０より大きい整数である。本実施の形態１を説明するに当たって、ＫをＮの倍数としても問題は生じないので、以降の説明ではＫはＮの倍数とする。

ベクトル変調部２１２は、プリコード部２１１が出力するＮ個のプリコードされた変調情報を入力する。ベクトル変調部２１２は、入力した変調情報に基づき変調ベクトルを生成し、該Ｎ個の変調ベクトルを出力する。

マルチキャリア変調部２１３は、ベクトル変調部２１２が出力するＮ個の変調ベクトルを入力する。マルチキャリア変調部２１３は、そのＮ個の変調ベクトルでＮ個のサブキャリアに各々変調を施してベースバンドのマルチキャリア変調信号を生成し、出力する。

周波数変換部２１４は、マルチキャリア変調部２１３が出力するベースバンドのマルチキャリア変調信号を入力する。周波数変換部２１４は、入力されたベースバンドのマルチキャリア変調信号を所定の無線周波数帯の信号に周波数変換し、周波数変換した信号をマルチキャリア変調信号として出力する。周波数変換部２１４が出力するマルチキャリア変調信号は、送信装置２０１の出力するマルチキャリア変調信号として、空中線を介して伝送路２０３に供給される。

伝送路２０３を経由した上記マルチキャリア変調信号は、空中線を介して受信装置２０２に供給される。

受信装置２０２は、周波数変換部２２１、マルチキャリア復調部２２２、キャンセリングフィルタ部２２３、及びベクトル復調部２２４を備えている。以下に受信装置２０２の各部の動作を説明する。本発明の要旨を簡潔に説明するために、マルチキャリア伝送における１シンボルあたりの動作について説明する。

受信装置２０２が伝送路２０３を経由して受信したマルチキャリア変調信号は、周波数変換部２２１に供給される。

周波数変換部２２１は、受信装置２０２が受信したマルチキャリア変調信号を入力する。周波数変換部２２１は、入力されたマルチキャリア変調信号をベースバンド帯域の信号に周波数変換し、周波数変換した信号をベースバンドのマルチキャリア変調信号として出力する。

マルチキャリア復調部２２２は、周波数変換部２２１が出力するベースバンドのマルチキャリア変調信号を入力する。マルチキャリア復調部２２２は、Ｎ個のサブキャリアに対応するマルチキャリア変調信号を各々復調してＮ個の復調ベクトルを生成し、出力する。

キャンセリングフィルタ部２２３は、マルチキャリア復調部２２２が出力するＮ個の復調ベクトルを入力する。詳細は後述するが、キャンセリングフィルタ部２２３は、隣接するサブキャリアに各々対応する復調ベクトルに個別にフィルタリング処理を施し、これによりＮ個のフィルタリングされた復調ベクトルを生成し、出力する。

ベクトル復調部２２４は、キャンセリングフィルタ部２２３が出力するＮ個のフィルタリングされた復調ベクトルを入力する。ベクトル復調部２２４は、そのフィルタリングされた復調ベクトルからＫビットの復調データを判定し、出力する。

ベクトル復調部２２４の出力するＫビットの復調データは、受信装置１０２から復調データとして出力される。

図２は、本発明の実施の形態１における受信装置１０２のキャンセリングフィルタ部２２３の構成例を示すブロック図である。図３（ａ）は、本発明の実施の形態１における変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態を示す図である。図３（ｂ）は、実施の形態１における変調ベクトル及びキャンセリングフィルタ処理された復調ベクトルの各信号点配置（複素平面上）を示す図である。なお、図３（ｂ）において、×印は、ベクトル変調部２１２から出力される変調ベクトルの一例を信号点で表したものである。●印は、キャンセリングフィルタ部２２３から出力されるフィルタリング処理された復調ベクトルの一例を信号点で表したものである。

図２に示されるキャンセリングフィルタ部２２３は、マルチキャリア復調部２２２からＮ個の復調ベクトルを順次入力する。キャンセリングフィルタ部２２３は、入力したＮ個の復調ベクトル（図３参照）に、１対１の関係でＮ個のサブキャリアを対応させる。なお、サブキャリアを変調ベクトルでマルチキャリア変調する処理は、マルチキャリア変調部２１３で行われる。図３（ａ）に示す例では、変調ベクトルの向きを全て一方向に揃えているが、これは便宜的なものであって、送信データに応じて信号点（図３（ｂ）参照）の位置が異なれば変調ベクトルの向きも異なる。Ｎ個のサブキャリアには、その周波数軸方向の配置順に１番からＮ番までの番号が付されている。Ｎ個の復調ベクトルは、順にＹ_１、Ｙ_２、・・・、Ｙ_Ｎと表される。キャンセリングフィルタ部２２３は、フィルタリングのためにフィルタリングの式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）^{（Ｌ−１）}（Ｌは２以上の整数）を用いる。式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）^{（Ｌ−１）}を展開すると、多項式Ｐ（Ｄ）＝Ｐ_０＋Ｐ_１Ｄ＋Ｐ_２Ｄ^２＋・・・＋Ｐ_{（Ｌ−１）}Ｄ^{（Ｌ−１）}が得られる。キャンセリングフィルタ部２２３は以下の式（１）を用いてＮ個のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_１、Ｙ’_２、・・・、Ｙ’_Ｎを求める。キャンセリングフィルタ部２２３は、求めた復調ベクトルを順次出力する。

式（１）（特許請求の範囲に記載した式（２）に相当）

キャンセリングフィルタ部２２３はＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型フィルタとして構成することができる。例えば、上記フィルタリングの式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）^{（Ｌ−１）}においてフィルタ長Ｌを２とすると、Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）となる。すなわち、式Ｐ（Ｄ）の展開式においてＰ_０＝１、Ｐ_１＝−１となる。この場合、キャンセリングフィルタ部２２３は図２に示されるように構成することができる。図２に示されるように、キャンセリングフィルタ部２２３は、遅延器３０１と、係数付与器３０２及び３０３と、加算器３０４とを含む。キャンセリングフィルタ部２２３は、マルチキャリア復調部２２２からＮ個の復調ベクトルＹ_ｉを順次入力する。遅延器３０１は、順次入力された復調ベクトルＹ_ｉを１サンプル分遅延させて出力する。遅延器３０１は、復調ベクトルＹ_ｉが入力されている時刻に１サンプル前の復調ベクトルＹ_ｉ−１を出力する。入力された復調ベクトルＹ_ｉには、係数付与器３０２でフィルタ係数”１”が乗算される。この係数は「Ｐ_０＝１」に基づき設定されるものである。遅延器３０１が出力する復調ベクトルＹ_ｉ−１には、係数付与器３０３でフィルタ係数”−１”が乗算される。この係数は「Ｐ_１＝−１」に基づき設定されるものである。加算器３０４において、係数付与器３０２と係数付与器３０３で各々係数が乗算された復調ベクトルの和が求められる。これにより、フィルタリングされた復調ベクトルＹ’_ｉが順次求められる。キャンセリングフィルタ部２２３は、フィルタリングされた復調ベクトルＹ’_ｉを順次出力する。

背景技術の欄で述べたように、ｉ番目のサブキャリアとｋ番目のサブキャリア間に生じるキャリア間干渉と、（ｉ＋１）番目のサブキャリアとｋ番目のサブキャリア間に生じるキャリア間干渉の和は実質的にゼロとなり、これらキャリア間干渉は互いに相殺し合う。よって、キャンセリングフィルタ部２２３においてフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_ｉは干渉成分が実質的にゼロとなる。つまり、隣接するサブキャリアが各々他のサブキャリアに及ぼすキャリア間干渉は、多項式Ｐ（Ｄ）に基づくフィルタリング作用で互いに相殺される。従って、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉は、キャンセリングフィルタ部２２３において軽減することができる。また、実施の形態１では、Ｎ個の変調ベクトルをＮ個のサブキャリアに各々割り当てるので、変調ベクトルとサブキャリアが１対１に対応する。よって、上記従来技術と異なり、伝送効率が低下しない。

図４は、本発明の実施の形態１における送信装置２０１のプリコード部２１１の構成例を示すブロック図である。プリコード部２１１は、キャンセリングフィルタ部２２３をパーシャルレスポンスフィルタとみなして非特許文献２に記載されるように構成することができる。プリコード部２１１は、ベクトル復調部２２４においてキャンセリングフィルタ部２２３が出力するフィルタリングされた復調ベクトルから復調データを判定する際に、その判定を容易にするためのものである。プリコード部２１１は、キャンセリングフィルタ部２２３での処理に対応して送信データを予め符号化する。以下、プリコード部２１１の構成及び動作を詳細に説明する。

プリコード部２１１は、まず、入力されたＫビットの送信データをＮ個のグループに分割して仮の変調情報Ｘ_１，Ｘ_２，・・・，Ｘ_Ｎを生成する。プリコード部２１１は、以下の式（２）に従って仮の変調情報Ｘ_１，Ｘ_２，・・・，Ｘ_Ｎの符号化を行う。これにより、プリコード部２１１は、Ｎ個の変調情報Ｘ’_１，Ｘ’_２，・・・，Ｘ’_Ｎを生成し、出力する。

式（２）（特許請求の範囲に記載した式（１）に相当）

例えば、キャンセリングフィルタ部２２３のフィルタ長Ｌを２としてフィルタリングの式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）とした場合、キャンセリングフィルタ部２２３に対応するプリコード部２１１は図４に示されるように構成することができる。図４に示されるように、プリコード部２１１は、分割器４０１と、加算器４０２と、剰余器４０３と、遅延器４０４とを含む。分割器４０１は、プリコード部２１１が入力するＫビットの送信データを入力する。分割器４０１は、入力された送信データをＮ個のグループに分割して仮の変調情報Ｘ_１，Ｘ_２，・・・，Ｘ_Ｎを生成し、順次出力する。仮の変調情報は、Ｘ_ｉ（１≦ｉ≦Ｎ、ｉは整数）と表すことができる。遅延器４０４は、プリコード部２１１が順次出力するプリコードされた変調情報Ｘ’_ｉを入力し、入力した情報を１サンプル分遅延して出力する。１サンプル前の変調情報はＸ’_ｉ−１と表される。加算器４０２は、分割器４０１が出力する仮の変調情報Ｘ_ｉと遅延器４０４が出力する１サンプル前のプリコードされた変調情報Ｘ’_ｉ−１の和を求める。剰余器４０３は、加算器４０２が出力する加算結果を多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）で割った剰余を求める。剰余器４０３は、求めた剰余をプリコードされた変調情報Ｘ’_ｉとして出力する。

ベクトル変調部２１２における変調規則にＭ値ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの振幅変調を用いる場合、仮の変調情報Ｘ_ｉおよびプリコードされた変調情報Ｘ’_ｉはＭ個の実数値で表される。剰余器４０３は、Ｍ個の実数値を各々Ｍで割った剰余を求める。なおＭが２の場合、変調規則は２値ＰＡＭとなり、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と等価となる。

ベクトル変調部２１２における変調規則にＭ値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの直交振幅変調を用いる場合、仮の変調情報Ｘ_ｉおよび変調情報Ｘ’_ｉは、ｍ個の実数部とｍ個の虚数部とを有するｍ^２個の複素数値で表される。なお、Ｍ＝ｍ^２である。剰余器４０３は、実数部の値および虚数部の値を各々Ｍで割った剰余を求める。なお、ｍが２（すなわち、Ｍが４）の場合、変調規則は４値ＱＡＭとなり、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と等価となる。

ここで、プリコード部２１１が上記式（２）に従ってＮ個の変調情報Ｘ’_１，Ｘ’_２，・・・，Ｘ’_Ｎを順次求める際、最初に変調情報Ｘ’_１を求める。変調情報Ｘ’_１を求めるには、遅延器４０４が出力する値として予め（Ｌ−１）個の変調情報Ｘ’_２−Ｌ，・・・，Ｘ’_０が必要となる。そこで、変調情報Ｘ’_２−Ｌ，・・・，Ｘ’_０には、予め既知の値が与えられるものとする。プリコード部２１１はそれらの変調情報Ｘ’_２−Ｌ，・・・，Ｘ’_０を変調情報Ｘ’_１、Ｘ’_２，・・・，Ｘ’_Ｎに先行して入力保持し、送出すればよい。例えば、Ｌ＝２の場合を想定した図４に示されるプリコード部２１１においては、Ｎ個の変調情報Ｘ’_１，Ｘ’_２，・・・，Ｘ’_Ｎを求める際に、遅延器４０４が出力する値として１個の変調情報Ｘ’_０が予め必要となる。すなわち、分割器４０１が仮の変調情報Ｘ_１を出力するのと同時に遅延器４０４が変調情報Ｘ’_０を出力する必要がある。この場合、変調情報Ｘ’_０を既知の値として予め遅延器４０４に保持しておくとともに、分割器４０１が仮の変調情報Ｘ_１を出力するのと同期して遅延器４０４から変調情報Ｘ’_０を出力すればよい。

また、キャンセリングフィルタ部２２３で式（１）に従ってＮ個のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_１、Ｙ’_２、・・・、Ｙ’_Ｎを求める際、最初にフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_１を求める。復調ベクトルＹ’_１を求めるには、遅延器３０１が出力する値として予め（Ｌ−１）個の復調ベクトルＹ_２−Ｌ，・・・，Ｙ_０が必要となる。そこで、プリコード部２１１が送出する既知の上記（Ｌ−１）個の変調情報Ｘ’_２−Ｌ，・・・，Ｘ’_０に対応する復調ベクトルＹ_２−Ｌ、・・・、Ｙ_０を、キャンセリングフィルタ部２２３が予め入力しておけばよい。受信装置２０２は、復調ベクトルＹ_２−Ｌ、・・・、Ｙ_０を送信装置２０１から予め受信しておき、その受信した復調ベクトルをキャンセリングフィルタ部２２３が入力する。例えば、Ｌ＝２の場合を想定した図２に示されるキャンセリングフィルタ部２２３においては、Ｎ個のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_１、Ｙ’_２、・・・、Ｙ’_Ｎを順次求める際に、遅延器３０１が出力する値として復調ベクトルＹ_０が予め必要となる。すなわち、キャンセリングフィルタ部２２３が復調ベクトルＹ_１を入力するのと同時に遅延器３０１が復調ベクトルＹ_０を出力する必要がある。この場合、キャンセリングフィルタ部２２３に復調ベクトルＹ_１が入力されるまでに遅延器３０１に復調ベクトルＹ_０を先行して受信し入力しておけばよい。

以上の構成によれば、送信装置２０１におけるプリコード部２１１は、送信データをＮ個のグループに分割し、分割したデータにプリコード処理を施してＮ個の変調情報を生成する。ベクトル変調部２１２は、Ｎ個の変調情報からＮ個の変調ベクトルを生成する。マルチキャリア変調部２１３は、Ｎ個の変調ベクトルによりＮ個のサブキャリアを各々マルチキャリア変調する。よって、Ｎ個のサブキャリア全てに各々独立に送信データが乗せられるため、伝送効率が低下しない。また、受信装置２０２におけるキャンセリングフィルタ部２２３は、隣接するサブキャリア間のキャリア間干渉特性に基づきフィルタリング処理を施し、キャリア間干渉を相殺する。よって、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減することができる。また、送信装置２０１において、従来の如くサブキャリアを２個ずつにグループ分けし、各グループに割り当てられる変調ベクトルの極性を隣接するサブキャリア間で反転させるといった処理をしない。よって、マルチキャリア変調部２１３から出力されるマルチキャリア変調信号の時間応答波形は，図１３上側に示されるように比較的平坦となる。上記従来技術の如くシンボル中央部の時間に高出力の信号が集中し、シンボル中央部の信号振幅が大きくなるといった不都合は生じない。従って、送信装置２０１における高周波電力増幅器の最大出力電力を上げずに済む。また、後述の実施例で示すように、キャンセリング処理を行って信号点数が増加しても、送信側でプリコード処理を行うことにより、受信側で一意的に元の送信データを復元することができる。

なお、本実施の形態においては、マルチキャリア伝送方式の一例としてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送方式を挙げることができる。ＯＦＤＭ伝送方式を用いた場合は、マルチキャリア変調部２１３およびマルチキャリア復調部２２２を各々、図５および図６に示されるように構成することができる。

図５に示されるように、マルチキャリア変調部２１３は、ＩＤＦＴ部２３１と、ガードインターバル付加部２３２とを含んでいる。ＩＤＦＴ部２３１は、マルチキャリア変調部２１３に入力されたＮ個の変調ベクトルを入力し、入力された変調ベクトルに逆フーリエ変換を施してベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号を生成し、出力する。ガードインターバル付加部２３２は、ＩＤＦＴ部２３１が出力するベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号を入力し、入力したベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号に周期拡張したガードインターバルの信号を付加する。ガードインターバル付加部２３２は、ガードインターバルの信号を付加したベースバンド帯域のマルチキャリア変調信号をマルチキャリア変調部２１３から出力する。

図６に示されるように、マルチキャリア復調部２２２は、ガードインターバル除去部２４１と、ＤＦＴ部２４２とを含む。ガードインターバル除去部２４１は、マルチキャリア復調部２２２が入力するベースバンド帯域のマルチキャリア変調信号からガードインターバルの信号を除去して出力する。ＤＦＴ部２４２は、ガードインターバル除去部２４１が出力する信号をフーリエ変換してＮ個の復調ベクトルを求める。次いでＤＦＴ部２４２は、Ｎ個の復調ベクトルをマルチキャリア復調部２２２から出力する。

（実施例）
以下、実施の形態１についての実施例を紹介する。プリコード部２１１及びキャンセリングフィルタ部２２３の作用を、図２、３、４、及び７を参照しつつ説明する。図７は、プリコード部２１１で行われる演算処理と、キャンセリングフィルタ部２２３で行われる演算処理とを並べて示す図である。この例では、マルチキャリア変調方式の多値数Ｍが４である場合を想定する。具体的な変調方式は特に限定されるものではないが、例えば、ＱＡＭを用いることができる。キャンセリングフィルタ部２２３のフィルタ長Ｌを２とし、フィルタの多項式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）とする。図７は、ｉ番目の変調情報Ｘ’_ｉ及びｉ番目の復調ベクトルＹ’_ｉを求める演算のすべての組み合わせを示している。図７では、各々の列が、左端列から順に、Ｘ_ｉ、Ｘ’_ｉ−１、Ｘ’_ｉ、Ｙ_ｉ、Ｙ_ｉ−１、Ｙ’_ｉを示している。

図４において、プリコード部２１１に入力された送信データは、まず分割器４０１に入力される。分割器４０１は、入力した送信データを２ビットずつに分割し、分割した２ビットを１シンボルに割り当てる。送信データを２ビットずつに分割することで、送信データは４個の値に符号化される。これにより、送信データは、［０，１，２，３］の４値（すなわち多値数４）を持つ仮の変調情報Ｘ_ｉに変換され、分割器４０１から出力される。加算器４０２は、ｉ番目の仮の変調情報Ｘ_ｉと、遅延器４０４に保持されている（ｉ−１）番目の変調情報Ｘ’_ｉ−１とを合算する。（ｉ−１）番目の変調情報Ｘ’_ｉ−１も［０，１，２，３］の４個の値を持つ。その合算値は、剰余器４０３に入力される。剰余器４０３は、入力された合算値を多値数４で割って余りを求める。剰余器４０３で求められた余りは、ｉ番目の変調情報Ｘ’_ｉとしてプリコード部２１１から出力される。ここで、ｉ番目の変調情報Ｘ’_ｉは剰余器４０３において多値数４で割った余りであるため、図１１に示される如く［０，１，２，３］の４個の値を持つ。すなわち、ｉ番目の仮の変調情報Ｘ_ｉと（ｉ−１）番目の変調情報Ｘ’_ｉ−１とからｉ番目の変調情報Ｘ’_ｉが得られる。得られた変調情報Ｘ’_ｉは、ベクトル変調部２１２において複素平面上の変調ベクトルに変換される。得られた変調ベクトルは、マルチキャリア変調部２１３においてサブキャリアのマルチキャリア変調に用いられる。得られたマルチキャリア変調信号は、周波数変換部２１４において無線通信に適した周波数帯域の信号に周波数変換され、送信装置２０１から送出される。

送信装置２０１から送出されたマルチキャリア変調信号は、受信装置２０２で受信される。受信装置２０２において、マルチキャリア変調信号は、周波数変換器２２１においてベースバンド帯域のマルチキャリア変調信号に変換される。ベースバンド帯域のマルチキャリア変調信号は、マルチキャリア復調器２２２において復調される。復調された信号は、キャンセリングフィルタ部２２３においてフィルタリング処理される。図２において、キャンセリングフィルタ部２２３にｉ番目の復調ベクトルＹ_ｉが入力されるとき、遅延器３０１には既に（ｉ−１）番目の復調ベクトルＹ_ｉ−１が保持されている。ｉ番目の復調ベクトルＹ_ｉには係数付与器３０２でフィルタ係数”１”が乗算され、（ｉ−１）番目の復調ベクトルＹ_ｉ−１には係数付与器３０３でフィルタ係数”−１”が乗算される。各々フィルタ係数が乗算されたＹ_ｉとＹ_ｉ−１は、加算器３０４で合算される。加算器３０４で得られた合算結果は、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_ｉとしてキャンセリングフィルタ部２２３から出力される。すなわち、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_ｉは、ｉ番目の復調ベクトルＹ_ｉから（ｉ−１）番目の復調ベクトルＹ_ｉ−１を減算したものになる。これは、隣接するサブキャリアに各々対応する２つの復調ベクトル同士の引き算をしていることを意味する。

送信装置２０１と受信装置２０２間の伝送においてキャリア間干渉以外に伝送誤りがないものとする。つまり、ｉ番目の復調ベクトルＹ_ｉはｉ番目の変調情報Ｘ’_ｉと等しく、（ｉ−１）番目の復調ベクトルＹ_ｉ−１は（ｉ−１）番目の変調情報Ｘ’_ｉ−１と等しいものとする。この場合、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_ｉは図７の右端列に示されるような値となる。フィルタリングされた復調ベクトルＹ’_ｉは、キャンセリングフィルタ部２２３の出力である。図７から、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_ｉが”０”の場合は、左端列に示されるようにｉ番目の仮の変調情報Ｘ_ｉとして”０”が送信されたことが分かる。同様に、Ｙ’_ｉが”１”または”−３”の場合はＸ_ｉとして”１”が送信されたことが分かる。Ｙ’_ｉが”２”または”−２”の場合はＸ_ｉとして”２”が送信されたことが分かる。Ｙ’_ｉが”３”または”−１”の場合はＸ_ｉとして”３”が送信されたことが分かる。すなわち、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_ｉを観測すれば、送信されたｉ番目の仮の変調情報Ｘ_ｉを一意に推定することができる。仮の変調情報Ｘ_ｉを一意に求まれば、該仮の変調情報Ｘ_ｉに対応する送信データを求めることができる。従って、実施の形態１では、図３（ｂ）に示される如くキャンセリング復調直後に信号点の数が増加しても、ベクトル復調部２２４において、容易且つ一意に送信データを復元することができる。

キャンセリングフィルタ部２２３の処理では、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_ｉは、（ｉ−１）番目の復調ベクトルＹ_ｉ−１に基づき求められる。本実施例においては、プリコード部２１１の作用によって、（ｉ−１）番目の復調ベクトルＹ_ｉ−１すなわち（ｉ−１）番目の変調情報Ｘ’_ｉ−１がどのような値であっても、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ_ｉから送信されたｉ番目の仮の変調情報Ｘ_ｉを一義的に推定することができる。以上の説明により、送信装置においてプリコード処理を行うことで、上記従来技術の如くサブキャリアをＬ個ずつにグループ分けし、各グループを構成する隣接サブキャリア間で変調ベクトルの関係を一意に決定させなくても、受信側において正確に送信データを復元できることが分かる。よって、実施の形態１は、上記従来技術の如く信号の伝送効率が１／Ｌになってしまうことがなく、伝送効率が低下しない。

（実施の形態２）
図８は、本発明の実施の形態２におけるマルチキャリア伝送方式の受信装置の構成を示すブロック図である。

図８に示されるように、受信装置２０２０は、周波数変換部２２１と、マルチキャリア復調部２２２と、キャンセリングフィルタ部２２３と、トレリス復号部２２５とを含む。受信装置２０２０は、実施の形態１における受信装置２０２（図１参照）のベクトル復調部２２４を、トレリス復号部２２５に置き換えたものであり、その他の構成については同一とすることができる。以下の説明では、実施の形態１と同じ構成については同一の参照符号を付してその説明を省略する。

トレリス復号部２２５は、キャンセリングフィルタ部２２３が出力するＮ個のフィルタリングされた復調ベクトルを入力する。トレリス復号部２２５は、フィルタリングされた復調ベクトルのトレリス復号を行ってＫ個の復調データを生成し、出力する。トレリス復号部２２５から出力されたＫ個の復調データは、受信装置２０２０から出力される。

トレリス復号部２２５は、キャンセリングフィルタ部２２３の遅延器３０１が保持する（Ｌ−１）個の復調ベクトルを状態変数とするトレリス遷移に基づいて、入力された復調ベクトルから尤も確からしい遷移を求める。トレリス復号部２２５は、その尤も確からしい遷移を生起するデータを、復調データとして得る。トレリス復号部２２５は、復号アルゴリズムとして例えば、ビタビアルゴリズム（非特許文献３）、ＢＣＪＲアルゴリズム（非特許文献４）、ＭＡＰ（最大事後確率）復号などを用いることで構成することができる。

この受信装置２０２０によれば、キャンセリングフィルタ部２２３でフィルタリング処理を施し、トレリス復号部２２５でキャンセリングフィルタ部２２３の状態遷移を復号する。よって、受信装置２０２０は、信号の伝送効率を劣化させることなく、周波数変動、振幅変動、または位相変動などにより発生するキャリア間干渉を低減し、送信データを正確に復元することができる。また、送信装置２０１において従来の如く隣接する２つのサブキャリアを各々変調する変調ベクトルの極性を互いに反転させるといった処理をしない。よって、マルチキャリア変調部２１３から出力されるマルチキャリア変調信号の時間応答波形は比較的平坦となる。従って、送信装置２０１における高周波電力増幅器の最大出力電力を上げずに済む。

なお、受信装置２０２にトレリス復号部２２５を用いる場合は、送信装置２０１でプリコード処理を行わなくてもよい。この場合、プリコード部２１１に代えて、分割器４０１を設ければよい。プリコード部２１１に代えて、分割器４０１を設けたものは、ＯＦＤＭ伝送用の一般の送信装置として既に存在する。よって、本実施の形態に係る送信装置２０１に代えて、一般の送信装置を使用することができる。これにより、その一般の送信装置を使用しても、実施の形態１における上記の優れた効果を奏することができる。実施の形態２は、放送用送信装置等の如くプリコード部２１１を設けることに制約がある場合に特に有効である。

（実施の形態３）
図９は、本発明の実施の形態３におけるマルチキャリア伝送方式の受信装置の一部を示すブロック図である。

実施の形態３における受信装置（図示せず）は、図９に示される如く、キャンセリングフィルタ部２２３の係数付与部３０２、３０３に変動量推定部２２６が接続されている点が実施の形態１と異なっており、他の構成は実施の形態１と同一である。実施の形態１と同一の構成については同じ参照符号を付してその説明を省略する。変動量推定部２２６は、周波数変動、振幅変動、または位相変動などの変動量を推定する。変動量推定部２２６は、例えば、マルチキャリア変調信号に付加された既知のパイロット信号から伝送路応答を推定し、その伝送路応答の時間変動から周波数変動、振幅変動、または位相変動などの変動量を推定する。変動量推定部２２６で推定された変動量に基づき、キャンセリングフィルタ部２２３は、その係数付与器３０２、３０３の係数を制御することができる。

変動量推定部２２６で推定された変動量に応じて係数付与器３０２、３０３の係数を制御することで、周波数変動、位相変動、または振幅変動などの変動によって生じる伝送路応答のずれを補正し、変動の影響を更に軽減することができる。

（実施の形態４）
図１０は、本発明の実施の形態４におけるマルチキャリア伝送方式の受信装置の一部を示すブロック図である。実施の形態４における受信装置（図示せず）は、図１０に示される如く、キャンセリングフィルタ部２２３の係数付与部３０２、３０３に移動速度測定部２２７が接続されている点が実施の形態１と異なっており、他の構成は実施の形態１と同一である。実施の形態１と同一の構成については同じ参照符号を付してその説明を省略する。移動速度測定部２２７は、例えば、受信装置２０２が自動車等の移動体上に設置され、或いは、受信装置２０２が人に持ち運びされる場合を想定して設けられている。移動速度測定部２２７における移動速度測定手段は特に限定されるものではないが、例えば、車速パルス発生器等、移動体の速度パルス発生器を用いて受信装置２０２の移動速度を検出することができる。或いは、移動速度測定部２２７は、ＧＰＳ等の位置測定技術を用いて、所定の時間間隔で移動体の現在位置を測定し、その所定の時間に移動した距離から移動速度を算出してもよい。

一般に、ドップラ現象に起因するキャリア間干渉は、送信装置或いは受信装置の移動速度との相関が高い。よって、移動速度測定部２２７より得られた受信装置２０２の移動速度情報に基づいて、キャンセリングフィルタ部２２３の係数付与器３０２、３０３の係数を制御することで、特に周波数変動の影響を更に軽減することができる。

なお、以上に述べた全実施の形態は、集積回路であるＬＳＩとして実現することができる。各実施の形態は、個別に１チップ化されてもよいし、或いは、全実施の形態を含むように１チップ化されてもよい。

なお、上記ＬＳＩは、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩ等の各種ＬＳＩを含むものとする。

また、各実施の形態の集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。或いは、ＬＳＩ製造後にプログラミングすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続或いは設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。

本発明にかかるマルチキャリア伝送方式における送信装置および受信装置は、ドップラ現象による周波数変動などで発生するキャリア間干渉を軽減することができ、移動体通信等において有用である。

本発明はマルチキャリア伝送方式に関するものであり、より特定的には、移動体通信における伝送路応答の変動及び送受信装置内で発生する位相雑音等に起因するキャリア間干渉を軽減する技術に関するものである。

地上波ディジタルテレビジョン放送や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）など、マルチパスによる遅延分散を伴う伝送路を介して安定に通信を行う方法として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）伝送方式（以下、ＯＦＤＭ伝送方式という）に代表されるマルチキャリア伝送方式が広く用いられている。一方、送信装置或いは受信装置又はその両方が移動しながら通信を行う移動体通信においては、ドップラ現象による周波数変動、マルチパスによる遅延分散に起因する受信信号の振幅変動が発生する。また、送信装置または受信装置の周波数変換部において、発振回路の位相雑音によって位相変動が発生する場合もある。ＯＦＤＭ伝送方式は、各サブキャリアの変調波をその周波数スペクトルが互いに重なり合うように密に多重して伝送する方式である。よって、ＯＦＤＭ伝送方式を移動体通信に用いた場合、前述の周波数変動、振幅変動、または位相変動などによってサブキャリア間の直交性が損なわれ、サブキャリア間でキャリア間干渉が発生し、通信品質が劣化するという問題がある。

ＯＦＤＭ伝送方式における従来のキャリア間干渉軽減技術としては、非特許文献１に記載されている方法（以下、セルフキャンセレーション法という）が知られている。このセルフキャンセレーション法は、ＯＦＤＭ伝送方式における複数のサブキャリアを、周波数配置が連続するＬ個のサブキャリア（Ｌは２以上の整数）を各々有する複数のグループに分割し、同一グループのＬ個のサブキャリアの変調に特定の相関を持たせる。これにより、キャリア間干渉が相殺抑圧される。

以下に図面を参照しながら、従来のキャリア間干渉軽減技術であるセルフキャンセレーション法について具体的に説明する。

図１１は、上記セルフキャンセレーション法を用いたＯＦＤＭ伝送方式における送信装置および受信装置の構成を示すブロック図である。図１２は、セルフキャンセレーション法を用いたＯＦＤＭ伝送方式における、（ａ）変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態、並びに、（ｂ）変調ベクトル及びキャンセリング復調された復調ベクトルの各信号点配置（複素平面上）を示す図である。図１１において、送信装置１０１は、送信データを入力し、その入力された送信データに基づいて搬送波にＯＦＤＭ変調を施し、ＯＦＤＭ信号を生成して送出する。送信装置１０１から送出されたＯＦＤＭ信号は伝送路１０３を介して受信装置１０２で受信される。受信装置１０２は、伝送路１０３を経て受信したＯＦＤＭ信号を復調し、受信データを出力する。

送信装置１０１は、ベクトル変調部１１１と、キャンセリング変調部１１２と、ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１１３と、ガードインターバル付加部１１４と、周波数変換部１１５とを備えている。ＩＤＦＴ部１１３とガードインターバル付加部１１４は、マルチキャリア変調部１２６を構成する。以下に送信装置１０１の各部の動作を説明するが、従来技術の要旨を簡潔に説明するために、ＯＦＤＭ伝送方式における１シンボル当たりの動作について説明する。

ＯＦＤＭ伝送方式における１シンボルごとに、Ｋビットの送信データが送信装置１０１に入力される。送信装置１０１に入力された送信データはベクトル変調部１１１に供給される。

ベクトル変調部１１１は、Ｋビットの送信データを入力する。ベクトル変調部１１１は、入力したＫビットの送信データをＧ個のグループに分割し、各グループに与えられた（Ｋ／Ｇ）ビットの送信データに基づいてＧ個の変調ベクトルを生成し、出力する。ベクトル変調部１１１が出力する各変調ベクトルは（Ｋ／Ｇ）ビットの送信データを含むことになる。ここで、Ｋ、Ｇは０より大きい整数である。なお、セルフキャンセレーション法を説明するに当たり、ＫをＧの倍数としても問題は生じないので、以降の説明ではＫはＧの倍数とする。

ベクトル変調部１１１が出力するＧ個の変調ベクトルは、キャンセリング変調部１１２に供給される。キャンセリング変調部１１２は、入力されたＧ個の変調ベクトルをＧ個のサブキャリアグループにそれぞれ割り当てる。ここで、Ｇ個のサブキャリアグループは、Ｎ個のサブキャリアを、周波数配置が連続するＬ個のサブキャリアごとにＧ個のグループに分割して得られるものである。Ｎ＝Ｇ×Ｌの関係が成り立つ。

キャンセリング変調部１１２は、遅延要素をＤとする離散フィルタの多項式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）^(L-1)に基づき、フィルタの係数を定めている。上記離散フィルタの多項式は、フィルタのインパルス応答を表すものである。フィルタの係数は、式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）^(L-1)を展開することで得られる。その展開式は、Ｄについての多項式として表される。Ｄの各次数の係数を、次数０から順にＰ₀、Ｐ₁、Ｐ₂、・・・、Ｐ_(L-1)とすると、展開式は、Ｐ（Ｄ）＝Ｐ₀＋Ｐ₁Ｄ＋Ｐ₂Ｄ²＋・・・＋Ｐ_(L-1)Ｄ^(L-1)と表される。なお、Ｐ₀、Ｐ₁、Ｐ₂、・・・、Ｐ_(L-1)は各々、Ｐ_i（但し、０≦ｉ≦（Ｌ−１）で且つｉは整数）で表すことができる。

上記の如く、Ｇ個のサブキャリアグループは、各々、Ｌ個のサブキャリアを有する。Ｌ個のサブキャリアには、周波数が小さいものから順に０番から（Ｌ−１）番の番号が付されている。キャンセリング変調部１１２は、各サブキャリアグループを構成するｉ番目（０≦ｉ≦（Ｌ−１）で且つｉは整数）のサブキャリアにマルチキャリア変調を施す係数付き変調ベクトルを生成する。係数付き変調ベクトルは、各グループに割り当てられた上記変調ベクトルに上記係数Ｐ_iを乗じることで得られる。これにより、キャンセリング変調部１１２は、入力したＧ個の変調ベクトルと、サブキャリアごとに割り当てられたＬ個の係数Ｐ_iとに基づき、Ｎ個（Ｎ＝Ｇ×Ｌ）の係数付き変調ベクトルを生成し、出力する。

なお、Ｌが２の場合にはＰ（Ｄ）＝１−Ｄとなる（すなわち、Ｐ₀＝１、Ｐ₁＝−１）ので、隣接する２つのサブキャリアを各々変調する変調ベクトルの極性を互いに反転させる（図１２（ａ）参照）。これにより、互いに極性が反転した変調ベクトルの対が構成される。対を構成する２つの変調ベクトルには、同じ送信データが乗せられるものとする。また、Ｌが２の場合には、隣接する２つのサブキャリアを１グループとして、Ｇ＝Ｎ／２個のグループが構成される。

マルチキャリア変調部１２６を構成するＩＤＦＴ部１１３は、キャンセリング変調部１１２が出力するＮ個の係数付き変調ベクトルを入力する。ＩＤＦＴ部１１３は、入力したＮ個の係数付き変調ベクトルに逆フーリエ変換を施す。ＩＤＦＴ部１１３は、逆フーリエ変換後の信号をベースバンドＯＦＤＭ信号として出力する。

ガードインターバル付加部１１４は、ＩＤＦＴ部１１３が出力するベースバンドＯＦＤＭ信号を入力する。ガードインターバル付加部１１４は、入力したベースバンドＯＦＤＭ信号にガードインターバルの信号を付加し、出力する。

周波数変換部１１５は、ガードインターバル信号を付加したベースバンドＯＦＤＭ信号を入力する。周波数変換部１１５は、入力したベースバンドＯＦＤＭ信号を無線周波数帯域の信号に周波数変換し、無線周波数帯域のＯＦＤＭ信号を出力する。周波数変換部１１５が出力するＯＦＤＭ信号は、送信装置１０１の出力するＯＦＤＭ信号として、空中線を介して伝送路１０３に供給される。

伝送路１０３を経由した上記ＯＦＤＭ信号は、空中線を介して受信装置１０２に供給される。

受信装置１０２は、周波数変換部１２１、ガードインターバル除去部１２２、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１２３、キャンセリング復調部１２４、および、ベクトル復調部１２５からなる。ガードインターバル除去部１２２とＤＦＴ部１２３は、マルチキャリア復調部１２７を構成する。以下に受信装置１０２の各部の動作を説明する。なお、従来技術の要旨を簡潔に説明するために、ＯＦＤＭ伝送方式における１シンボル当たりの動作について説明する。

受信装置１０２が伝送路１０３を経由して受信したＯＦＤＭ信号は、周波数変換部１２１に供給される。

周波数変換部１２１は、受信装置１０２が受信した無線周波数帯域のＯＦＤＭ信号を入力する。周波数変換部１２１は、入力したＯＦＤＭ信号をダウンコンバージョンしてベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、出力する。

ガードインターバル除去部１２２は、周波数変換部１２１が出力するベースバンドＯＦＤＭ信号を入力する。ガードインターバル除去部１２２は、入力されたベースバンドＯＦＤＭ信号からガードインターバル信号を除去し、出力する。

マルチキャリア復調部１２７を構成するＤＦＴ部１２３は、ガードインターバル信号が除去されたベースバンドＯＦＤＭ信号を入力する。ＤＦＴ部１２３は、入力したベースバンドＯＦＤＭ信号にフーリエ変換を施してＮ個の係数付き復調ベクトルを生成し、出力する。

キャンセリング復調部１２４は、Ｎ個の係数付き復調ベクトルを入力する。キャンセリング復調部１２４は、まず、入力したＮ個の係数付き復調ベクトルをＧ個のグループに分割する。次いで、キャンセリング復調部１２４は、各グループ毎に、各グループのｉ番目（０≦ｉ≦（Ｌ−１））の係数付き復調ベクトルに上記係数Ｐ_iの逆数を乗じて係数Ｐ_iを取り去り、係数Ｐ_iを取り去ったものの総和を求めて復調ベクトルを生成し、出力する。復調ベクトルは、サブキャリアグループごとに１つのベクトルが生成され、出力される。よって、全てのサブキャリアグループについてはＧ個の復調ベクトルが生成され、出力される。

ベクトル復調部１２５は、キャンセリング復調部１２４が出力するＧ個の復調ベクトルを入力する。ベクトル復調部１２５は、入力したＧ個の復調ベクトルからＫ個の復調データを判定し出力する。

ベクトル復調部１２５が出力するＫ個の復調データは、受信装置１０２から復調データとして出力される。

ここで、セルフキャンセレーション法によるキャリア間干渉軽減技術の原理を説明する。

ドップラ現象により或るサブキャリアに周波数変動が生じた場合、そのサブキャリアと他の複数のサブキャリアとの間にキャリア間干渉が生じる。キャリア間干渉の干渉成分は周波数軸方向に隣接するサブキャリアの間で相関が大きい。すなわち、ｉ番目のサブキャリアの周波数変動により該サブキャリアとｋ番目のサブキャリアの間に生じるキャリア間干渉の干渉係数をＳ（ｉ−ｋ）とし、（ｉ＋１）番目のサブキャリアの周波数変動により該サブキャリアとｋ番目のサブキャリアの間に生じるキャリア間干渉の干渉係数をＳ（ｉ＋１−ｋ）とすると、干渉係数同士の間にＳ（ｉ−ｋ）≒Ｓ（ｉ＋１−ｋ）なる関係が存在することが知られている（詳細は非特許文献１に記載されている）。

最も簡単な例として、上記グループを構成するサブキャリアの数Ｌが２である場合について説明する。Ｌ＝２の場合、上記多項式Ｐ（Ｄ）の展開式はＰ（Ｄ）＝１−Ｄとなり、Ｐ₀＝１、Ｐ₁＝−１となる。或るサブキャリアグループを構成するｉ番目と（ｉ＋１）番目の２つのサブキャリアで伝送される変調ベクトル（ベクトル変調部１１１から与えられる）をＸ（ｉ）とする。Ｐ₀＝１、Ｐ₁＝−１であるから、キャンセリング変調部１１２はｉ番目のサブキャリアにＰ₀Ｘ（ｉ）＝Ｘ（ｉ）を、（ｉ＋１）番目のサブキャリアにはＰ₁Ｘ（ｉ）＝−Ｘ（ｉ）を割り当ててキャンセリング変調を行う。ここで、周波数変動したｉ番目及び（ｉ＋１）番目の２つのサブキャリアと、ｋ番目のサブキャリアとの間に生じるキャリア間干渉量の差Ｓｃは、Ｓｃ＝Ｘ（ｉ）Ｓ（ｉ−ｋ）−Ｘ（ｉ）Ｓ（ｉ＋１−ｋ）となる。右辺をＸ（ｉ）で括ると、Ｓｃ＝Ｘ（ｉ）（Ｓ（ｉ−ｋ）−Ｓ（ｉ＋１−ｋ））となる。キャリア間干渉の干渉係数Ｓ（ｉ−ｋ）とＳ（ｉ＋１−ｋ）の間には上記の如くＳ（ｉ−ｋ）≒Ｓ（ｉ＋１−ｋ）の関係があり、右辺を左辺に移項すると、Ｓ（ｉ−ｋ）−Ｓ（ｉ＋１−ｋ）≒０となる。よって、上記キャリア間干渉量の差は実質的にゼロ（Ｓｃ≒０）となる。つまり、ｉ番目のサブキャリアとｋ番目のサブキャリア間に生じるキャリア間干渉量と、（ｉ＋１）番目のサブキャリアとｋ番目のサブキャリア間に生じるキャリア間干渉量の差は実質的にゼロとなり、これらキャリア間干渉量は互いに相殺し合うことになる。よって、キャリア間干渉の発生が軽減される。

受信装置１０２を構成するキャンセリング復調部１２４は、以上の原理に基づいてキャリア間干渉を相殺する。
Ｙ．Ｚｈａｏ ａｎｄ Ｓ．−Ｇ．Ｈａｇｇｍａｎ，"Ｉｎｔｅｒ ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｅｌｆ−Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．４９，Ｎｏ．７，ｐｐ．１１８５−１１９１，Ｊｕｌｙ ２００１（ワイ．チャオ アンド エス．−ジー．ハグマン，"インター キャリア インターフェアレンス セルフ−キャンセレーション スキーム フォア オーエフディーエム モバイル コミュニケーション システムズ"，アイトリプルイー トランザクションズ オン コミュニケーションズ，ボル．４９，ナンバー．７，ピーピー．１１８５−１１９１，ジュライ ２００１） Ｊ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ，"ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ｓｅｃｏｎｄ ｅｄｉｔｉｏｎ"，ｐｐ．５３６−５４４，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ（ジェイ．ジー．プローキンズ，"ディジタル コミュニケーションズ セカンド エディション"，ピーピー．５３６−５４４，マクグロウ−ヒル） Ａ．Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂｉ，"Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ Ｃｏｄｅｓ ａｎｄ Ｔｈｅｉｒ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−１９，ｐｐ．７５１−７７２，１９７１（エー．ジェイ．ビタビ，"コンボリューショナル コードス アンド テアー パフォーマンス イン コミュニケーション システムズ"，アイトリプルイー トランザクションズ オン コミュニケーションズ，ボル．コム−１９，ピーピー．７５１−７７２，１９７１） Ｌ．Ｒ．Ｂａｈｌ， Ｊ．Ｃｏｃｋｅ， Ｆ．Ｊｅｌｉｎｅｋ，Ｊ．Ｒａｖｉｖ，"Ｏｐｔｉｍａｌ ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｏｆ ｌｉｎｅａｒ ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ ｍｉｎｉｍｉｚｉｎｇ ｓｙｍｂｏｌ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．２０，ｐｐ．２８４−２８７，１９７４（エル．アール．バール， ジェイ．コッケ， エフ．ジェリネック，ジェイ．ラビブ，"オプティマル デコーディング オブ リニア コードス フォア ミニマイジング シンボル エラー レート"，アイトリプルイー トランザクションズ オン インフォメーション セオリー，ボル．２０，ピーピー．２８４−２８７，１９７４）

しかしながら上記従来の技術では、キャンセリング変調部１１２において、Ｌ個のサブキャリアを１つのサブキャリアグループとし、各グループにつき、同じ送信データが乗った１つの変調ベクトルしか伝送しない。よって、上記従来の技術は、全サブキャリアに各々独立に変調ベクトルを割り当てる通常のＯＦＤＭ伝送方式に比べて信号伝送効率がＬ分の一になり、伝送効率が低下するという課題を有していた。また、通常のＯＦＤＭ伝送方式と同じ伝送効率を実現しようとすると、ベクトル変調部１１１において、１つの変調ベクトルに対して通常のＯＦＤＭ伝送方式に比べてＬ倍の送信データを含めなければならない。この場合、送信データの信号点間距離が短くなる。信号点間距離は、雑音に対する耐性を示すものである。信号点間距離が大きい程、雑音に強い。よって、送信データを多く含めることは信号点間距離を小さくすることに繋がり、伝送品質の劣化を招くという課題を有していた。例えば、１６ＱＡＭは、１個の変調ベクトルあたり４ビットの情報を伝送可能である。この１６ＱＡＭを用いて通常のＯＦＤＭ伝送を行う場合と同じ伝送効率を上記従来技術で実現しようとすると、Ｌ＝２としても１個の変調ベクトルあたり８ビット伝送可能な２５６ＱＡＭを用いる必要がある。この場合、伝送品質が劣化することは容易に理解できる。

また、上記従来技術では、キャンセリング変調部１１２において、フィルタリングの多項式Ｐ（Ｄ）に基づき極性を互いに反転させた変調ベクトルにより、隣接する２つのサブキャリアに対して各々キャンセリング変調を施す。この場合、キャンセリング変調部１１２のフィルタリング効果によって、ＩＤＦＴ部１１３が出力するベースバンドＯＦＤＭ信号の時間応答波形はシンボル中央部の時間に高出力の信号が集中し、シンボル中央部の信号振幅が大きくなる（図１３下段参照）。図１３上段に通常のＯＦＤＭ信号の電力−時間応答、図１３下段に上記従来技術（セルフキャンセレーション法）を用いた場合のＯＦＤＭ信号の電力−時間応答を示す。図１３において、横軸はシンボル内のサンプリング時間、縦軸は平均電力を１としたときの瞬時電力値である。一般にＯＦＤＭ伝送方式は送信平均電力に対して送信ピーク電力が高く、最大出力電力が高い高周波電力増幅器が必要であるという課題を有している。ところが、セルフキャンセレーション法を用いるとシンボル中央部において更に送信ピーク電力が高くなる。よって、上記従来技術は最大出力電力が通常のＯＦＤＭ伝送方式よりも高い高周波電力増幅器を必要とするという課題を有している。例えば、セルフキャンセレーション法において上記サブキャリア数Ｌを２とした場合、送信ピーク電力は通常のＯＦＤＭ伝送方式に比べて２倍になる（図１３参照）。

また、上記従来技術では、図１２（ａ）に例示する如く、極性が反転し且つ同一の送信データが乗った変調ベクトルの対を構成する。これは、変調ベクトルの信号点数（信号点配置を表す複素平面上の）に対し、キャンセリング復調された復調ベクトルの信号点数を増加させないためである（図１２（ｂ）参照）。信号点数を増加させなければ、信号点を送信側と受信側とで１対１で得ることができ（図１２（ｂ）参照）、受信側で容易に送信データを復元することができる。図１２（ｂ）に示される例では、変調ベクトルの信号点数が４（×印の数）であり、キャンセリング復調後の復調ベクトルの信号点数も４（●の数）である。

キャンセリング復調は、上記したキャリア間干渉の特性に基づき、隣接するサブキャリアに対応する復調ベクトル同士の引き算により行われる。極性を反転させた信号点は、信号点配置図の原点を中心とした点対称の位置に移る（図１２（ｂ）参照）。よって、隣接するサブキャリアに対応する復調ベクトル同士の引き算をしても、ベクトルの大きさが２倍になる、すなわち、信号点配置上は信号点の位置が外側にずれるだけである。図１２（ｂ）に示される如く、キャンセリング復調の前後で信号点の数は変化しない。

一方、図１４（ａ）に示されるように極性の反転を行わない変調ベクトルを使用すると、キャンセリング復調後に信号点数が増加する。なお、極性の反転を行わない場合、全ての変調ベクトルは各々、対応する送信データに応じた向きを有する。図１４（ａ）では、図示の便宜上、全ての変調ベクトルの向きを揃えて図示している。図１４（ｂ）に示される例では、変調ベクトルの信号点数が４（×印の数）であるのに対し、キャンセリング復調された復調ベクトルの信号点数が９（●の数）となる。これは、４個の信号点につき、各信号点同士のベクトルの引き算を行うため、結果として９個の信号点が現れるのである。この場合、何らかの手段を講じない限り、受信側において元の送信データを一義的に復元することができない。これは、データの正確な伝送ができないことを意味する。

このような理由により、従来、キャリア間干渉の軽減を行うために、各グループに割り当てられるサブキャリア数Ｌが例えば２の場合には、各サブキャリアグループにつき極性が反転した変調ベクトルの対を構成していた。しかしながら、サブキャリアをグループ分けした場合、各グループのサブキャリアに同じ送信データしか乗せないことから、伝送効率が１／Ｌになってしまうことは上述の通りである。なお、上記信号点の増加は、キャリア間干渉の軽減のためにキャンセリング復調を行った場合に生じるものであって、キャンセリング復調を行わない場合には生じない。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、伝送効率を低下させることなく、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減することができるマルチキャリア伝送方式を提供することを目的とする。

本発明に係る伝送方式における送信装置は、互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における送信装置であって、
送信データを入力し、上記送信データにプリコード処理を施してプリコードされた変調情報を生成し、該プリコードされた変調情報を出力するプリコード部と、
上記プリコードされた変調情報を複素平面上の変調ベクトルに変換して出力するベクトル変調部と、
上記変調ベクトルで上記サブキャリアに変調を施してマルチキャリア変調信号を生成し、該マルチキャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調部とを備え、
上記マルチキャリア変調部は、上記サブキャリアを上記変調ベクトルにより１対１の関係で変調し、
受信装置で上記マルチキャリア変調信号がマルチキャリア復調され、該復調により得られる復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理が施されたとき、該フィルタリング処理により得られるフィルタリングされた復調ベクトルは、上記プリコードされた変調情報に一義的に対応する、ことを特徴とする。

本発明におけるマルチキャリア伝送には、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）伝送の他、ウェーブレット変調等を用いた伝送も含まれる。
本発明によれば、プリコード部が送信データにプリコード処理を施す。このプリコード処理は、受信装置においてキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理が施された復調ベクトルが、送信装置においてプリコードされた変調情報に一義的に対応するように、送信データに予め施しておく符号化処理である。プリコード処理を行うことで、受信装置におけるフィルタリング処理によって信号点の数が増加しても、受信装置において、プリコードされた変調情報を一義的に導出することができる。プリコードされた変調情報を一義的に導出できれば、該変調情報に基づいて、送信データを正確に復元することができる。また、マルチキャリア変調部が、サブキャリアを変調ベクトルにより１対１の関係で変調する。よって、各サブキャリアに個別に送信データが乗ることになり、伝送効率が低下しない。
従って、本発明によれば、伝送効率を低下させることなく、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減し、受信装置において正確に送信データを復元することが可能となる。

本発明においては、上記プリコード処理の開始に当たり、上記プリコード部は、上記送信データを複数のグループに分割し、各グループが有する上記送信データを仮の変調情報とし、上記プリコード部は、プリコード処理を行うための式（１）に従い上記仮の変調情報の最初の情報Ｘ₁にプリコード処理を施す際に必要とされる（Ｌ−１）個の変調情報Ｘ’_2-L，・・・，Ｘ’₀を、変調情報Ｘ₁の入力前に初期値として予め入力し保持しておくことが好ましい。
式（１）

この場合、プリコード部に所定の初期値を予め入力しておくので、確実にプリコード処理を行うことができる。

本発明においては、上記プリコード部は、剰余器を含み且つ遅延要素をＤとしてインパルス応答が１／（１−Ｄ）^(L-1)（Ｌは２以上の整数）で表されるＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｎｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで構成されることが好ましい。

本発明に係るマルチキャリア伝送方式の受信装置は、互いに直交する複数のサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における受信装置であって、
受信したマルチキャリア変調信号を入力し、入力したマルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調部と、
上記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する上記サブキャリアに各々対応する上記復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキャンセリングフィルタ部と、
上記フィルタリングされた復調ベクトルから受信データを判定して出力するベクトル復調部とを備え、
上記マルチキャリア復調部は、上記サブキャリアを１対１の関係で変調した上記変調ベクトルを復調し、
上記フィルタリングされた復調ベクトルは、送信装置で送信データにプリコード処理を施して得られたプリコードされた変調情報に一義的に対応し、且つ、その対応関係を上記ベクトル復調部で判定可能である、ことを特徴とする。

本発明によれば、キャンセリングフィルタ部が、キャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施す。よって、キャリア間干渉が低減する。また、フィルタリングされた復調ベクトルは、送信装置においてプリコードされた変調情報に一義的に対応する。ベクトル復調部は、その対応関係を判定可能である。よって、フィルタリング処理により信号点の数が増加しても、ベクトル復調部は、フィルタリングされた復調ベクトルに対応する送信データを正確に復元することができる。また、マルチキャリア復調部は、サブキャリアを１対１の関係で変調した変調ベクトルを復調する。各サブキャリアに個別に送信データが乗るので、伝送効率が低下しない。
従って、本発明によれば、伝送効率を低下させることなく、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減し、該受信装置において正確に送信データを復元することが可能となる。

本発明においては、上記フィルタリング処理を開始するに当たり、上記キャンセリングフィルタ部は、フィルタリング処理を行うための式（２）に従い上記復調ベクトルの最初の値Ｙ₁にフィルタリング処理を施す際に必要とされる（Ｌ−１）個の上記復調ベクトルＹ_2-L，・・・，Ｙ₀を、上記復調ベクトルＹ₁の入力前に初期値として予め送信装置から受信入力し保持しておくことが好ましい。
式（２）

この場合、キャンセリングフィルタ部に所定の初期値を予め受信入力しておくので、確実にキャリア間干渉のキャンセリング処理を行うことができる。

本発明においては、受信した上記マルチキャリア変調信号の周波数変動、振幅変動、または位相変動のうち少なくともいずれか一つの変動量を推定する変動量推定部を更に備え、
上記変動量推定部は、上記推定された変動量に応じて、上記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することが好ましい。
この場合、周波数変動、位相変動、または振幅変動などの変動によって生じる伝送路応答のずれを補正し、変動の影響を更に軽減することができる。

本発明においては、上記キャンセリングフィルタ部は、遅延要素をＤとしてインパルス応答が（１−Ｄ）^(L-1)（Ｌは２以上の整数）で表される遅延器を有するＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｎｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを含むことが好ましい。

本発明においては、上記受信装置が移動する速度を検出する移動速度測定部を更に備え、
上記移動速度測定部により得られた移動速度情報に応じて、上記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することが好ましい。
この場合、特に周波数変動の影響を更に軽減することができる。

本発明においては、上記受信装置は、移動体の速度パルス発生部を含み、
上記移動速度測定部は、上記速度パルス発生部が出力する速度パルスに基づき、上記受信装置の移動速度情報を求めることが好ましい。
この場合、特に周波数変動の影響を更に軽減することができる。

本発明においては、上記移動速度測定部は、所定の時間間隔で上記受信装置の位置情報を取得し、上記位置情報と上記時間間隔に基づき、上記受信装置の移動速度情報を求めることが好ましい。
この場合、特に周波数変動の影響を更に軽減することができる。

本発明に係るマルチキャリア伝送方式の受信装置は、互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における受信装置であって、
送信装置から受信したマルチキャリア変調信号を入力し、上記マルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調部と、
上記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する上記サブキャリアに各々対応する上記復調ベクトルに対してキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキャンセリングフィルタ部と、
上記フィルタリングされた復調ベクトルを入力し、上記フィルタリング処理の状態変数を用いたトレリス遷移に基づいて上記フィルタリングされた復調ベクトルの復号処理を行い、該復号処理により得られた受信データを出力するトレリス復号部とを備え、
上記マルチキャリア復調部は、上記サブキャリアを１対１の関係で変調した上記変調ベクトルを復調する、ことを特徴とする。

本発明によれば、キャンセリングフィルタ部が、キャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施す。よって、キャリア間干渉が低減する。また、トレリス復号部が、フィルタリングされた復調ベクトルを入力し、フィルタリング処理の状態変数を用いたトレリス遷移に基づいて、フィルタリングされた復調ベクトルの復号処理を行い、該復号処理により得られた受信データを出力する。よって、フィルタリング処理により信号点の数が増加しても、送信装置において送信データにプリコード処理を施すことなく、受信装置において送信データを正確に復元することができる。また、マルチキャリア復調部は、サブキャリアを１対１の関係で変調した変調ベクトルを復調する。各サブキャリアに個別に送信データが乗るので、伝送効率が低下しない。
従って、本発明によれば、伝送効率を低下させることなく、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減し、該受信装置において正確に送信データを復元することが可能となる。しかも、プリコード部を含まない一般の送信装置から信号を受信し、これらの効果を奏することができる。

本発明によれば、全てのサブキャリアに各々独立に変調を施す。よって、伝送効率を劣化させずに、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減し、高品質な移動体通信を実現することができる。

以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるマルチキャリア伝送方式に基づいた送信装置および受信装置の構成を示すブロック構成図である。

送信装置２０１は、送信データを入力し、入力された送信データに基づいてマルチキャリア変調を施し、マルチキャリア信号を生成して送出するものである。送信装置２０１から送出されたマルチキャリア信号は伝送路２０３を介して受信装置２０２に与えられる。受信装置２０２は、伝送路２０３を経て受信したマルチキャリア信号を復調し、受信データを出力する。

送信装置２０１は、プリコード部２１１と、ベクトル変調部２１２と、マルチキャリア変調部２１３、及び周波数変換部２１４を備えている。以下に送信装置２０１の各部の動作を説明するが、本発明の要旨を簡潔に説明するために、マルチキャリア伝送における１シンボルあたりの動作について説明する。

１シンボルごとに、Ｋビットの送信データが送信装置２０１に入力される。送信装置２０１に入力された送信データはプリコード部２１１に供給される。

プリコード部２１１におけるプリコード処理は、受信装置１０２のベクトル復調部２２４が復調ベクトルから復調データを容易に判定できるようにするためのものである。

プリコード部２１１は、Ｋビットの送信データを入力し、入力されたＫビットの送信データをＮ個のグループに分割する。この分割処理により仮の変調情報が生成される。プリコード部２１１は、各グループが有する（Ｋ／Ｎ）ビットの送信データ、すなわち仮の変調情報に後述するプリコード処理を施し、Ｎ個の変調情報を生成して出力する。ここで、プリコード部２１１は、受信装置２０２のキャンセリングフィルタ部２２３の処理に対応するプリコード処理を行う。Ｋ、Ｎは０より大きい整数である。本実施の形態１を説明するに当たって、ＫをＮの倍数としても問題は生じないので、以降の説明ではＫはＮの倍数とする。

ベクトル変調部２１２は、プリコード部２１１が出力するＮ個のプリコードされた変調情報を入力する。ベクトル変調部２１２は、入力した変調情報に基づき変調ベクトルを生成し、該Ｎ個の変調ベクトルを出力する。

マルチキャリア変調部２１３は、ベクトル変調部２１２が出力するＮ個の変調ベクトルを入力する。マルチキャリア変調部２１３は、そのＮ個の変調ベクトルでＮ個のサブキャリアに各々変調を施してベースバンドのマルチキャリア変調信号を生成し、出力する。

周波数変換部２１４は、マルチキャリア変調部２１３が出力するベースバンドのマルチキャリア変調信号を入力する。周波数変換部２１４は、入力されたベースバンドのマルチキャリア変調信号を所定の無線周波数帯の信号に周波数変換し、周波数変換した信号をマルチキャリア変調信号として出力する。周波数変換部２１４が出力するマルチキャリア変調信号は、送信装置２０１の出力するマルチキャリア変調信号として、空中線を介して伝送路２０３に供給される。

伝送路２０３を経由した上記マルチキャリア変調信号は、空中線を介して受信装置２０２に供給される。

受信装置２０２は、周波数変換部２２１、マルチキャリア復調部２２２、キャンセリングフィルタ部２２３、及びベクトル復調部２２４を備えている。以下に受信装置２０２の各部の動作を説明する。本発明の要旨を簡潔に説明するために、マルチキャリア伝送における１シンボルあたりの動作について説明する。

受信装置２０２が伝送路２０３を経由して受信したマルチキャリア変調信号は、周波数変換部２２１に供給される。

周波数変換部２２１は、受信装置２０２が受信したマルチキャリア変調信号を入力する。周波数変換部２２１は、入力されたマルチキャリア変調信号をベースバンド帯域の信号に周波数変換し、周波数変換した信号をベースバンドのマルチキャリア変調信号として出力する。

マルチキャリア復調部２２２は、周波数変換部２２１が出力するベースバンドのマルチキャリア変調信号を入力する。マルチキャリア復調部２２２は、Ｎ個のサブキャリアに対応するマルチキャリア変調信号を各々復調してＮ個の復調ベクトルを生成し、出力する。

キャンセリングフィルタ部２２３は、マルチキャリア復調部２２２が出力するＮ個の復調ベクトルを入力する。詳細は後述するが、キャンセリングフィルタ部２２３は、隣接するサブキャリアに各々対応する復調ベクトルに個別にフィルタリング処理を施し、これによりＮ個のフィルタリングされた復調ベクトルを生成し、出力する。

ベクトル復調部２２４は、キャンセリングフィルタ部２２３が出力するＮ個のフィルタリングされた復調ベクトルを入力する。ベクトル復調部２２４は、そのフィルタリングされた復調ベクトルからＫビットの復調データを判定し、出力する。

ベクトル復調部２２４の出力するＫビットの復調データは、受信装置１０２から復調データとして出力される。

図２は、本発明の実施の形態１における受信装置１０２のキャンセリングフィルタ部２２３の構成例を示すブロック図である。図３（ａ）は、本発明の実施の形態１における変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態を示す図である。図３（ｂ）は、実施の形態１における変調ベクトル及びキャンセリングフィルタ処理された復調ベクトルの各信号点配置（複素平面上）を示す図である。なお、図３（ｂ）において、×印は、ベクトル変調部２１２から出力される変調ベクトルの一例を信号点で表したものである。●印は、キャンセリングフィルタ部２２３から出力されるフィルタリング処理された復調ベクトルの一例を信号点で表したものである。

図２に示されるキャンセリングフィルタ部２２３は、マルチキャリア復調部２２２からＮ個の復調ベクトルを順次入力する。キャンセリングフィルタ部２２３は、入力したＮ個の復調ベクトル（図３参照）に、１対１の関係でＮ個のサブキャリアを対応させる。なお、サブキャリアを変調ベクトルでマルチキャリア変調する処理は、マルチキャリア変調部２１３で行われる。図３（ａ）に示す例では、変調ベクトルの向きを全て一方向に揃えているが、これは便宜的なものであって、送信データに応じて信号点（図３（ｂ）参照）の位置が異なれば変調ベクトルの向きも異なる。Ｎ個のサブキャリアには、その周波数軸方向の配置順に１番からＮ番までの番号が付されている。Ｎ個の復調ベクトルは、順にＹ₁、Ｙ₂、・・・、Ｙ_Nと表される。キャンセリングフィルタ部２２３は、フィルタリングのためにフィルタリングの式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）^(L-1) （Ｌは２以上の整数）を用いる。式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）^(L-1)を展開すると、多項式Ｐ（Ｄ）＝Ｐ₀＋Ｐ₁Ｄ＋Ｐ₂Ｄ²＋・・・＋Ｐ_(L-1)Ｄ^(L-1)が得られる。キャンセリングフィルタ部２２３は以下の式（１）を用いてＮ個のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’₁、Ｙ’₂、・・・、Ｙ’_Nを求める。キャンセリングフィルタ部２２３は、求めた復調ベクトルを順次出力する。

式（１）（特許請求の範囲に記載した式（２）に相当）

キャンセリングフィルタ部２２３はＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型フィルタとして構成することができる。例えば、上記フィルタリングの式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）^(L-1)においてフィルタ長Ｌを２とすると、Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）となる。すなわち、式Ｐ（Ｄ）の展開式においてＰ₀＝１、Ｐ₁＝−１となる。この場合、キャンセリングフィルタ部２２３は図２に示されるように構成することができる。図２に示されるように、キャンセリングフィルタ部２２３は、遅延器３０１と、係数付与器３０２及び３０３と、加算器３０４とを含む。キャンセリングフィルタ部２２３は、マルチキャリア復調部２２２からＮ個の復調ベクトルＹ_iを順次入力する。遅延器３０１は、順次入力された復調ベクトルＹ_iを１サンプル分遅延させて出力する。遅延器３０１は、復調ベクトルＹ_iが入力されている時刻に１サンプル前の復調ベクトルＹ_i-1を出力する。入力された復調ベクトルＹ_iには、係数付与器３０２でフィルタ係数”１”が乗算される。この係数は「Ｐ₀＝１」に基づき設定されるものである。遅延器３０１が出力する復調ベクトルＹ_i-1には、係数付与器３０３でフィルタ係数”−１”が乗算される。この係数は「Ｐ₁＝−１」に基づき設定されるものである。加算器３０４において、係数付与器３０２と係数付与器３０３で各々係数が乗算された復調ベクトルの和が求められる。これにより、フィルタリングされた復調ベクトルＹ’_iが順次求められる。キャンセリングフィルタ部２２３は、フィルタリングされた復調ベクトルＹ’_iを順次出力する。

背景技術の欄で述べたように、ｉ番目のサブキャリアとｋ番目のサブキャリア間に生じるキャリア間干渉と、（ｉ＋１）番目のサブキャリアとｋ番目のサブキャリア間に生じるキャリア間干渉の和は実質的にゼロとなり、これらキャリア間干渉は互いに相殺し合う。よって、キャンセリングフィルタ部２２３においてフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_iは干渉成分が実質的にゼロとなる。つまり、隣接するサブキャリアが各々他のサブキャリアに及ぼすキャリア間干渉は、多項式Ｐ（Ｄ）に基づくフィルタリング作用で互いに相殺される。従って、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉は、キャンセリングフィルタ部２２３において軽減することができる。また、実施の形態１では、Ｎ個の変調ベクトルをＮ個のサブキャリアに各々割り当てるので、変調ベクトルとサブキャリアが１対１に対応する。よって、上記従来技術と異なり、伝送効率が低下しない。

図４は、本発明の実施の形態１における送信装置２０１のプリコード部２１１の構成例を示すブロック図である。プリコード部２１１は、キャンセリングフィルタ部２２３をパーシャルレスポンスフィルタとみなして非特許文献２に記載されるように構成することができる。プリコード部２１１は、ベクトル復調部２２４においてキャンセリングフィルタ部２２３が出力するフィルタリングされた復調ベクトルから復調データを判定する際に、その判定を容易にするためのものである。プリコード部２１１は、キャンセリングフィルタ部２２３での処理に対応して送信データを予め符号化する。以下、プリコード部２１１の構成及び動作を詳細に説明する。

プリコード部２１１は、まず、入力されたＫビットの送信データをＮ個のグループに分割して仮の変調情報Ｘ₁，Ｘ₂，・・・，Ｘ_Nを生成する。プリコード部２１１は、以下の式（２）に従って仮の変調情報Ｘ₁，Ｘ₂，・・・，Ｘ_Nの符号化を行う。これにより、プリコード部２１１は、Ｎ個の変調情報Ｘ’₁，Ｘ’₂，・・・，Ｘ’_Nを生成し、出力する。

式（２）（特許請求の範囲に記載した式（１）に相当）

例えば、キャンセリングフィルタ部２２３のフィルタ長Ｌを２としてフィルタリングの式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）とした場合、キャンセリングフィルタ部２２３に対応するプリコード部２１１は図４に示されるように構成することができる。図４に示されるように、プリコード部２１１は、分割器４０１と、加算器４０２と、剰余器４０３と、遅延器４０４とを含む。分割器４０１は、プリコード部２１１が入力するＫビットの送信データを入力する。分割器４０１は、入力された送信データをＮ個のグループに分割して仮の変調情報Ｘ₁，Ｘ₂，・・・，Ｘ_Nを生成し、順次出力する。仮の変調情報は、Ｘ_i（１≦ｉ≦Ｎ、ｉは整数）と表すことができる。遅延器４０４は、プリコード部２１１が順次出力するプリコードされた変調情報Ｘ’_iを入力し、入力した情報を１サンプル分遅延して出力する。１サンプル前の変調情報はＸ’_i-1と表される。加算器４０２は、分割器４０１が出力する仮の変調情報Ｘ_iと遅延器４０４が出力する１サンプル前のプリコードされた変調情報Ｘ’_i-1の和を求める。剰余器４０３は、加算器４０２が出力する加算結果を多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数）で割った剰余を求める。剰余器４０３は、求めた剰余をプリコードされた変調情報Ｘ’_iとして出力する。

ベクトル変調部２１２における変調規則にＭ値ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの振幅変調を用いる場合、仮の変調情報Ｘ_iおよびプリコードされた変調情報Ｘ’_iはＭ個の実数値で表される。剰余器４０３は、Ｍ個の実数値を各々Ｍで割った剰余を求める。なおＭが２の場合、変調規則は２値ＰＡＭとなり、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Kｅｙｉｎｇ）と等価となる。

ベクトル変調部２１２における変調規則にＭ値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの直交振幅変調を用いる場合、仮の変調情報Ｘ_iおよび変調情報Ｘ’_iは、ｍ個の実数部とｍ個の虚数部とを有するｍ²個の複素数値で表される。なお、Ｍ＝ｍ²である。剰余器４０３は、実数部の値および虚数部の値を各々Ｍで割った剰余を求める。なお、ｍが２（すなわち、Ｍが４）の場合、変調規則は４値ＱＡＭとなり、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と等価となる。

ここで、プリコード部２１１が上記式（２）に従ってＮ個の変調情報Ｘ’₁，Ｘ’₂，・・・，Ｘ’_Nを順次求める際、最初に変調情報Ｘ’₁を求める。変調情報Ｘ’₁を求めるには、遅延器４０４が出力する値として予め（Ｌ−１）個の変調情報Ｘ’_2-L，・・・，Ｘ’₀が必要となる。そこで、変調情報Ｘ’_2-L，・・・，Ｘ’₀には、予め既知の値が与えられるものとする。プリコード部２１１はそれらの変調情報Ｘ’_2-L，・・・，Ｘ’₀を変調情報Ｘ’₁、Ｘ’₂，・・・，Ｘ’_Nに先行して入力保持し、送出すればよい。例えば、Ｌ＝２の場合を想定した図４に示されるプリコード部２１１においては、Ｎ個の変調情報Ｘ’₁，Ｘ’₂，・・・，Ｘ’_Nを求める際に、遅延器４０４が出力する値として１個の変調情報Ｘ’₀が予め必要となる。すなわち、分割器４０１が仮の変調情報Ｘ₁を出力するのと同時に遅延器４０４が変調情報Ｘ’₀を出力する必要がある。この場合、変調情報Ｘ’₀を既知の値として予め遅延器４０４に保持しておくとともに、分割器４０１が仮の変調情報Ｘ₁を出力するのと同期して遅延器４０４から変調情報Ｘ’₀を出力すればよい。

また、キャンセリングフィルタ部２２３で式（１）に従ってＮ個のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’₁、Ｙ’₂、・・・、Ｙ’_Nを求める際、最初にフィルタリングされた復調ベクトルＹ’₁を求める。復調ベクトルＹ’₁を求めるには、遅延器３０１が出力する値として予め（Ｌ−１）個の復調ベクトルＹ_2-L，・・・，Ｙ₀が必要となる。そこで、プリコード部２１１が送出する既知の上記（Ｌ−１）個の変調情報Ｘ’_2-L，・・・，Ｘ’₀に対応する復調ベクトルＹ_2-L、・・・、Ｙ₀を、キャンセリングフィルタ部２２３が予め入力しておけばよい。受信装置２０２は、復調ベクトルＹ_2-L、・・・、Ｙ₀を送信装置２０１から予め受信しておき、その受信した復調ベクトルをキャンセリングフィルタ部２２３が入力する。例えば、Ｌ＝２の場合を想定した図２に示されるキャンセリングフィルタ部２２３においては、Ｎ個のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’₁、Ｙ’₂、・・・、Ｙ’_Nを順次求める際に、遅延器３０１が出力する値として復調ベクトルＹ₀が予め必要となる。すなわち、キャンセリングフィルタ部２２３が復調ベクトルＹ₁を入力するのと同時に遅延器３０１が復調ベクトルＹ₀を出力する必要がある。この場合、キャンセリングフィルタ部２２３に復調ベクトルＹ₁が入力されるまでに遅延器３０１に復調ベクトルＹ₀を先行して受信し入力しておけばよい。

以上の構成によれば、送信装置２０１におけるプリコード部２１１は、送信データをＮ個のグループに分割し、分割したデータにプリコード処理を施してＮ個の変調情報を生成する。ベクトル変調部２１２は、Ｎ個の変調情報からＮ個の変調ベクトルを生成する。マルチキャリア変調部２１３は、Ｎ個の変調ベクトルによりＮ個のサブキャリアを各々マルチキャリア変調する。よって、Ｎ個のサブキャリア全てに各々独立に送信データが乗せられるため、伝送効率が低下しない。また、受信装置２０２におけるキャンセリングフィルタ部２２３は、隣接するサブキャリア間のキャリア間干渉特性に基づきフィルタリング処理を施し、キャリア間干渉を相殺する。よって、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減することができる。また、送信装置２０１において、従来の如くサブキャリアを２個ずつにグループ分けし、各グループに割り当てられる変調ベクトルの極性を隣接するサブキャリア間で反転させるといった処理をしない。よって、マルチキャリア変調部２１３から出力されるマルチキャリア変調信号の時間応答波形は，図１３上側に示されるように比較的平坦となる。上記従来技術の如くシンボル中央部の時間に高出力の信号が集中し、シンボル中央部の信号振幅が大きくなるといった不都合は生じない。従って、送信装置２０１における高周波電力増幅器の最大出力電力を上げずに済む。また、後述の実施例で示すように、キャンセリング処理を行って信号点数が増加しても、送信側でプリコード処理を行うことにより、受信側で一意的に元の送信データを復元することができる。

なお、本実施の形態においては、マルチキャリア伝送方式の一例としてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送方式を挙げることができる。ＯＦＤＭ伝送方式を用いた場合は、マルチキャリア変調部２１３およびマルチキャリア復調部２２２を各々、図５および図６に示されるように構成することができる。

図５に示されるように、マルチキャリア変調部２１３は、ＩＤＦＴ部２３１と、ガードインターバル付加部２３２とを含んでいる。ＩＤＦＴ部２３１は、マルチキャリア変調部２１３に入力されたＮ個の変調ベクトルを入力し、入力された変調ベクトルに逆フーリエ変換を施してベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号を生成し、出力する。ガードインターバル付加部２３２は、ＩＤＦＴ部２３１が出力するベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号を入力し、入力したベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号に周期拡張したガードインターバルの信号を付加する。ガードインターバル付加部２３２は、ガードインターバルの信号を付加したベースバンド帯域のマルチキャリア変調信号をマルチキャリア変調部２１３から出力する。

図６に示されるように、マルチキャリア復調部２２２は、ガードインターバル除去部２４１と、ＤＦＴ部２４２とを含む。ガードインターバル除去部２４１は、マルチキャリア復調部２２２が入力するベースバンド帯域のマルチキャリア変調信号からガードインターバルの信号を除去して出力する。ＤＦＴ部２４２は、ガードインターバル除去部２４１が出力する信号をフーリエ変換してＮ個の復調ベクトルを求める。次いでＤＦＴ部２４２は、Ｎ個の復調ベクトルをマルチキャリア復調部２２２から出力する。

（実施例）
以下、実施の形態１についての実施例を紹介する。プリコード部２１１及びキャンセリングフィルタ部２２３の作用を、図２、３、４、及び７を参照しつつ説明する。図７は、プリコード部２１１で行われる演算処理と、キャンセリングフィルタ部２２３で行われる演算処理とを並べて示す図である。この例では、マルチキャリア変調方式の多値数Ｍが４である場合を想定する。具体的な変調方式は特に限定されるものではないが、例えば、ＱＡＭを用いることができる。キャンセリングフィルタ部２２３のフィルタ長Ｌを２とし、フィルタの多項式Ｐ（Ｄ）＝（１−Ｄ）とする。図７は、ｉ番目の変調情報Ｘ’_i及びｉ番目の復調ベクトルＹ’_iを求める演算のすべての組み合わせを示している。図７では、各々の列が、左端列から順に、Ｘ_i、Ｘ’_i-1、Ｘ’_i、Ｙ_i、Ｙ_i-1、Ｙ’_iを示している。

図４において、プリコード部２１１に入力された送信データは、まず分割器４０１に入力される。分割器４０１は、入力した送信データを２ビットずつに分割し、分割した２ビットを１シンボルに割り当てる。送信データを２ビットずつに分割することで、送信データは４個の値に符号化される。これにより、送信データは、［０，１，２，３］の４値（すなわち多値数４）を持つ仮の変調情報Ｘ_iに変換され、分割器４０１から出力される。加算器４０２は、ｉ番目の仮の変調情報Ｘ_iと、遅延器４０４に保持されている（ｉ−１）番目の変調情報Ｘ’_i-1とを合算する。（ｉ−１）番目の変調情報Ｘ’_i-1も［０，１，２，３］の４個の値を持つ。その合算値は、剰余器４０３に入力される。剰余器４０３は、入力された合算値を多値数４で割って余りを求める。剰余器４０３で求められた余りは、ｉ番目の変調情報Ｘ’_iとしてプリコード部２１１から出力される。ここで、ｉ番目の変調情報Ｘ’_iは剰余器４０３において多値数４で割った余りであるため、図１１に示される如く［０，１，２，３］の４個の値を持つ。すなわち、ｉ番目の仮の変調情報Ｘ_iと（ｉ−１）番目の変調情報Ｘ’_i-1とからｉ番目の変調情報Ｘ’_iが得られる。得られた変調情報Ｘ’_iは、ベクトル変調部２１２において複素平面上の変調ベクトルに変換される。得られた変調ベクトルは、マルチキャリア変調部２１３においてサブキャリアのマルチキャリア変調に用いられる。得られたマルチキャリア変調信号は、周波数変換部２１４において無線通信に適した周波数帯域の信号に周波数変換され、送信装置２０１から送出される。

送信装置２０１から送出されたマルチキャリア変調信号は、受信装置２０２で受信される。受信装置２０２において、マルチキャリア変調信号は、周波数変換器２２１においてベースバンド帯域のマルチキャリア変調信号に変換される。ベースバンド帯域のマルチキャリア変調信号は、マルチキャリア復調器２２２において復調される。復調された信号は、キャンセリングフィルタ部２２３においてフィルタリング処理される。図２において、キャンセリングフィルタ部２２３にｉ番目の復調ベクトルＹ_iが入力されるとき、遅延器３０１には既に（ｉ−１）番目の復調ベクトルＹ_i-1が保持されている。ｉ番目の復調ベクトルＹ_iには係数付与器３０２でフィルタ係数”１”が乗算され、（ｉ−１）番目の復調ベクトルＹ_i-1には係数付与器３０３でフィルタ係数”−１”が乗算される。各々フィルタ係数が乗算されたＹ_iとＹ_i-1は、加算器３０４で合算される。加算器３０４で得られた合算結果は、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_iとしてキャンセリングフィルタ部２２３から出力される。すなわち、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_iは、ｉ番目の復調ベクトルＹ_iから（ｉ−１）番目の復調ベクトルＹ_i-1を減算したものになる。これは、隣接するサブキャリアに各々対応する２つの復調ベクトル同士の引き算をしていることを意味する。

送信装置２０１と受信装置２０２間の伝送においてキャリア間干渉以外に伝送誤りがないものとする。つまり、ｉ番目の復調ベクトルＹ_iはｉ番目の変調情報Ｘ’_iと等しく、（ｉ−１）番目の復調ベクトルＹ_i-1は（ｉ−１）番目の変調情報Ｘ’_i-1と等しいものとする。この場合、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_iは図７の右端列に示されるような値となる。フィルタリングされた復調ベクトルＹ’_iは、キャンセリングフィルタ部２２３の出力である。図７から、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_iが”０”の場合は、左端列に示されるようにｉ番目の仮の変調情報Ｘ_iとして”０”が送信されたことが分かる。同様に、Ｙ’_iが”１”または”−３”の場合はＸ_iとして”１”が送信されたことが分かる。Ｙ’_iが”２”または”−２”の場合はＸ_iとして”２”が送信されたことが分かる。Ｙ’_iが”３”または”−１”の場合はＸ_iとして”３”が送信されたことが分かる。すなわち、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_iを観測すれば、送信されたｉ番目の仮の変調情報Ｘ_iを一意に推定することができる。仮の変調情報Ｘ_iを一意に求まれば、該仮の変調情報Ｘ_iに対応する送信データを求めることができる。従って、実施の形態１では、図３（ｂ）に示される如くキャンセリング復調直後に信号点の数が増加しても、ベクトル復調部２２４において、容易且つ一意に送信データを復元することができる。

キャンセリングフィルタ部２２３の処理では、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ’_iは、（ｉ−１）番目の復調ベクトルＹ_i-1に基づき求められる。本実施例においては、プリコード部２１１の作用によって、（ｉ−１）番目の復調ベクトルＹ_i-1すなわち（ｉ−１）番目の変調情報Ｘ’_i-1がどのような値であっても、ｉ番目のフィルタリングされた復調ベクトルＹ_iから送信されたｉ番目の仮の変調情報Ｘ_iを一義的に推定することができる。以上の説明により、送信装置においてプリコード処理を行うことで、上記従来技術の如くサブキャリアをＬ個ずつにグループ分けし、各グループを構成する隣接サブキャリア間で変調ベクトルの関係を一意に決定させなくても、受信側において正確に送信データを復元できることが分かる。よって、実施の形態１は、上記従来技術の如く信号の伝送効率が１／Ｌになってしまうことがなく、伝送効率が低下しない。

（実施の形態２）
図８は、本発明の実施の形態２におけるマルチキャリア伝送方式の受信装置の構成を示すブロック図である。

図８に示されるように、受信装置２０２０は、周波数変換部２２１と、マルチキャリア復調部２２２と、キャンセリングフィルタ部２２３と、トレリス復号部２２５とを含む。受信装置２０２０は、実施の形態１における受信装置２０２（図１参照）のベクトル復調部２２４を、トレリス復号部２２５に置き換えたものであり、その他の構成については同一とすることができる。以下の説明では、実施の形態１と同じ構成については同一の参照符号を付してその説明を省略する。

トレリス復号部２２５は、キャンセリングフィルタ部２２３が出力するＮ個のフィルタリングされた復調ベクトルを入力する。トレリス復号部２２５は、フィルタリングされた復調ベクトルのトレリス復号を行ってＫ個の復調データを生成し、出力する。トレリス復号部２２５から出力されたＫ個の復調データは、受信装置２０２０から出力される。

トレリス復号部２２５は、キャンセリングフィルタ部２２３の遅延器３０１が保持する（Ｌ−１）個の復調ベクトルを状態変数とするトレリス遷移に基づいて、入力された復調ベクトルから尤も確からしい遷移を求める。トレリス復号部２２５は、その尤も確からしい遷移を生起するデータを、復調データとして得る。トレリス復号部２２５は、復号アルゴリズムとして例えば、ビタビアルゴリズム（非特許文献３）、ＢＣＪＲアルゴリズム（非特許文献４）、ＭＡＰ（最大事後確率）復号などを用いることで構成することができる。

この受信装置２０２０によれば、キャンセリングフィルタ部２２３でフィルタリング処理を施し、トレリス復号部２２５でキャンセリングフィルタ部２２３の状態遷移を復号する。よって、受信装置２０２０は、信号の伝送効率を劣化させることなく、周波数変動、振幅変動、または位相変動などにより発生するキャリア間干渉を低減し、送信データを正確に復元することができる。また、送信装置２０１において従来の如く隣接する２つのサブキャリアを各々変調する変調ベクトルの極性を互いに反転させるといった処理をしない。よって、マルチキャリア変調部２１３から出力されるマルチキャリア変調信号の時間応答波形は比較的平坦となる。従って、送信装置２０１における高周波電力増幅器の最大出力電力を上げずに済む。

なお、受信装置２０２にトレリス復号部２２５を用いる場合は、送信装置２０１でプリコード処理を行わなくてもよい。この場合、プリコード部２１１に代えて、分割器４０１を設ければよい。プリコード部２１１に代えて、分割器４０１を設けたものは、ＯＦＤＭ伝送用の一般の送信装置として既に存在する。よって、本実施の形態に係る送信装置２０１に代えて、一般の送信装置を使用することができる。これにより、その一般の送信装置を使用しても、実施の形態１における上記の優れた効果を奏することができる。実施の形態２は、放送用送信装置等の如くプリコード部２１１を設けることに制約がある場合に特に有効である。

（実施の形態３）
図９は、本発明の実施の形態３におけるマルチキャリア伝送方式の受信装置の一部を示すブロック図である。

実施の形態３における受信装置（図示せず）は、図９に示される如く、キャンセリングフィルタ部２２３の係数付与部３０２、３０３に変動量推定部２２６が接続されている点が実施の形態１と異なっており、他の構成は実施の形態１と同一である。実施の形態１と同一の構成については同じ参照符号を付してその説明を省略する。変動量推定部２２６は、周波数変動、振幅変動、または位相変動などの変動量を推定する。変動量推定部２２６は、例えば、マルチキャリア変調信号に付加された既知のパイロット信号から伝送路応答を推定し、その伝送路応答の時間変動から周波数変動、振幅変動、または位相変動などの変動量を推定する。変動量推定部２２６で推定された変動量に基づき、キャンセリングフィルタ部２２３は、その係数付与器３０２、３０３の係数を制御することができる。

変動量推定部２２６で推定された変動量に応じて係数付与器３０２、３０３の係数を制御することで、周波数変動、位相変動、または振幅変動などの変動によって生じる伝送路応答のずれを補正し、変動の影響を更に軽減することができる。

（実施の形態４）
図１０は、本発明の実施の形態４におけるマルチキャリア伝送方式の受信装置の一部を示すブロック図である。実施の形態４における受信装置（図示せず）は、図１０に示される如く、キャンセリングフィルタ部２２３の係数付与部３０２、３０３に移動速度測定部２２７が接続されている点が実施の形態１と異なっており、他の構成は実施の形態１と同一である。実施の形態１と同一の構成については同じ参照符号を付してその説明を省略する。移動速度測定部２２７は、例えば、受信装置２０２が自動車等の移動体上に設置され、或いは、受信装置２０２が人に持ち運びされる場合を想定して設けられている。移動速度測定部２２７における移動速度測定手段は特に限定されるものではないが、例えば、車速パルス発生器等、移動体の速度パルス発生器を用いて受信装置２０２の移動速度を検出することができる。或いは、移動速度測定部２２７は、ＧＰＳ等の位置測定技術を用いて、所定の時間間隔で移動体の現在位置を測定し、その所定の時間に移動した距離から移動速度を算出してもよい。

一般に、ドップラ現象に起因するキャリア間干渉は、送信装置或いは受信装置の移動速度との相関が高い。よって、移動速度測定部２２７より得られた受信装置２０２の移動速度情報に基づいて、キャンセリングフィルタ部２２３の係数付与器３０２、３０３の係数を制御することで、特に周波数変動の影響を更に軽減することができる。

なお、以上に述べた全実施の形態は、集積回路であるＬＳＩとして実現することができる。各実施の形態は、個別に１チップ化されてもよいし、或いは、全実施の形態を含むように１チップ化されてもよい。

なお、上記ＬＳＩは、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩ等の各種ＬＳＩを含むものとする。

また、各実施の形態の集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。或いは、ＬＳＩ製造後にプログラミングすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続或いは設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。

本発明にかかるマルチキャリア伝送方式における送信装置および受信装置は、ドップラ現象による周波数変動などで発生するキャリア間干渉を軽減することができ、移動体通信等において有用である。

本発明の実施の形態１における、マルチキャリア伝送方式の送信装置および受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１における、キャンセリングフィルタ部の構成例を示すブロック図 本発明の実施の形態１における、（ａ）変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態、並びに、（ｂ）変調ベクトル及びキャンセリングフィルタ処理された復調ベクトルの各信号点配置（複素平面上）を示す図 本発明の実施の形態１における、プリコード部の構成例を示すブロック図 本発明の実施の形態１における、マルチキャリア変調部の構成例を示すブロック図 本発明の実施の形態１における、マルチキャリア復調部の構成例を示すブロック図 本発明の実施の形態１における、プリコード部の演算及びキャンセリングフィルタ部の演算を示す図 本発明の実施の形態２における、マルチキャリア伝送方式の受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３における、マルチキャリア伝送方式の受信装置の構成の一部を示すブロック図 本発明の実施の形態４における、マルチキャリア伝送方式の受信装置の構成の一部を示すブロック図 セルフキャンセレーション法を用いた従来のＯＦＤＭ伝送方式の送信装置および受信装置の構成を示すブロック図 セルフキャンセレーション法を用いた従来のＯＦＤＭ伝送方式における、（ａ）変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態、並びに、（ｂ）変調ベクトル及びキャンセリング復調された復調ベクトルの各信号点配置（複素平面上）を示す図 セルフキャンセレーション法を用いた従来のＯＦＤＭ伝送方式の電力−時間応答を示す図 セルフキャンセレーション法を用いた従来のＯＦＤＭ伝送方式において変調ベクトルの極性を反転させない場合の、（ａ）変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態、並びに、（ｂ）変調ベクトル及びキャンセリング復調された復調ベクトルの各信号点配置（複素平面上）を示す図

符号の説明

２０１ 送信装置
２０２、２０２０ 受信装置
２１１ プリコード部
２１２ ベクトル変調部
２１３ マルチキャリア変調部
２２２ マルチキャリア復調部
２２３ キャンセリングフィルタ部
２２４ ベクトル復調部
２２５ トレリス復号部
２２６ 変動量推定部
２２７ 移動速度測定部

Claims (20)

1. 互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における送信装置であって、
   送信データを入力し、前記送信データにプリコード処理を施してプリコードされた変調情報を生成し、該プリコードされた変調情報を出力するプリコード部と、
   前記プリコードされた変調情報を複素平面上の変調ベクトルに変換して出力するベクトル変調部と、
   前記変調ベクトルで前記サブキャリアに変調を施してマルチキャリア変調信号を生成し、該マルチキャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調部とを備え、
   前記マルチキャリア変調部は、前記サブキャリアを前記変調ベクトルにより１対１の関係で変調し、
   受信装置で前記マルチキャリア変調信号がマルチキャリア復調され、該復調により得られる復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理が施されたとき、該フィルタリング処理により得られるフィルタリングされた復調ベクトルは、前記プリコードされた変調情報に一義的に対応する、ことを特徴とするマルチキャリア伝送方式における送信装置。
2. 前記プリコード処理の開始に当たり、前記プリコード部は、前記送信データを複数のグループに分割し、各グループが有する前記送信データを仮の変調情報とし、前記プリコード部は、プリコード処理を行うための式（１）に従い前記仮の変調情報の最初の情報Ｘ_１にプリコード処理を施す際に必要とされる（Ｌ−１）個の変調情報Ｘ’_２−Ｌ，・・・，Ｘ’_０を、変調情報Ｘ_１の入力前に初期値として予め入力し保持しておくことを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア伝送方式の送信装置。
   式（１）
   

   
3. 前記プリコード部は、剰余器を含み且つ遅延要素をＤとしてインパルス応答が１／（１−Ｄ）^{（Ｌ−１）}（Ｌは２以上の整数）で表されるＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｎｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで構成されることを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア伝送方式の送信装置。
4. 互いに直交する複数のサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における受信装置であって、
   受信したマルチキャリア変調信号を入力し、入力したマルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調部と、
   前記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する前記サブキャリアに各々対応する前記復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキャンセリングフィルタ部と、
   前記フィルタリングされた復調ベクトルから受信データを判定して出力するベクトル復調部とを備え、
   前記マルチキャリア復調部は、前記サブキャリアを１対１の関係で変調した前記変調ベクトルを復調し、
   前記フィルタリングされた復調ベクトルは、送信装置で送信データにプリコード処理を施して得られたプリコードされた変調情報に一義的に対応し、且つ、その対応関係を前記ベクトル復調部で判定可能である、ことを特徴とするマルチキャリア伝送方式の受信装置。
5. 前記フィルタリング処理を開始するに当たり、前記キャンセリングフィルタ部は、フィルタリング処理を行うための式（２）に従い前記復調ベクトルの最初の値Ｙ_１にフィルタリング処理を施す際に必要とされる（Ｌ−１）個の前記復調ベクトルＹ_２−Ｌ，・・・，Ｙ_０を、前記復調ベクトルＹ_１の入力前に初期値として予め送信装置から受信入力し保持しておくことを特徴とする請求項４記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。
   式（２）
   

   
6. 受信した前記マルチキャリア変調信号の周波数変動、振幅変動、または位相変動のうち少なくともいずれか一つの変動量を推定する変動量推定部を更に備え、
   前記変動量推定部は、前記推定された変動量に応じて、前記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することを特徴とする請求項４記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。
7. 前記キャンセリングフィルタ部は、遅延要素をＤとしてインパルス応答が（１−Ｄ）^{（Ｌ−１）}（Ｌは２以上の整数）で表されるＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｎｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで構成されることを特徴とする請求項４記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。
8. 前記受信装置が移動する速度を検出する移動速度測定部を更に備え、
   前記移動速度測定部により得られた移動速度情報に応じて、前記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することを特徴とする請求項４記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。
9. 前記受信装置は、移動体の速度パルス発生部を含み、
   前記移動速度測定部は、前記速度パルス発生部が出力する速度パルスに基づき、前記受信装置の移動速度情報を求めることを特徴とする請求項８記載の受信装置。
10. 前記移動速度測定部は、所定の時間間隔で前記受信装置の位置情報を取得し、前記位置情報と前記時間間隔に基づき、前記受信装置の移動速度情報を求めることを特徴とする請求項８記載の受信装置。
11. 互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における受信装置であって、
    送信装置から受信したマルチキャリア変調信号を入力し、前記マルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調部と、
    前記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する前記サブキャリアに各々対応する前記復調ベクトルに対してキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキャンセリングフィルタ部と、
    前記フィルタリングされた復調ベクトルを入力し、前記フィルタリング処理の状態変数を用いたトレリス遷移に基づいて前記フィルタリングされた復調ベクトルの復号処理を行い、該復号処理により得られた受信データを出力するトレリス復号部とを備え、
    前記マルチキャリア復調部は、前記サブキャリアを１対１の関係で変調した前記変調ベクトルを復調する、ことを特徴とするマルチキャリア伝送方式の受信装置。
12. 前記フィルタリング処理を開始するに当たり、前記キャンセリングフィルタ部は、フィルタリング処理を行うための式（２）に従い前記復調ベクトルの最初の値Ｙ_１にフィルタリング処理を施す際に必要とされる（Ｌ−１）個の前記復調ベクトルＹ_２−Ｌ，・・・，Ｙ_０を、前記復調ベクトルＹ_１の入力前に初期値として予め送信装置から受信入力し保持しておくことを特徴とする請求項１１記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。
    式（２）
    

    
13. 受信した前記マルチキャリア変調信号の周波数変動、振幅変動、または位相変動のうち少なくともいずれか一つの変動量を推定する変動量推定部を更に備え、
    前記変動量推定部は、前記推定された変動量に応じて、前記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することを特徴とする請求項１１記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。
14. 前記キャンセリングフィルタ部は、遅延要素をＤとしてインパルス応答が（１−Ｄ）^{（Ｌ−１）}（Ｌは２以上の整数）で表されるＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｎｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで構成されることを特徴とする請求項１１記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。
15. 前記受信装置が移動する速度を検出する移動速度測定部を更に備え、
    前記移動速度測定部により得られた移動速度情報に基づき、前記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することを特徴とする請求項１１記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。
16. 前記受信装置は、移動体の速度パルス発生部を含み、
    前記移動速度測定部は、前記速度パルス発生部が出力する速度パルスに基づき、前記受信装置の移動速度情報を求めることを特徴とする請求項１５記載の受信装置。
17. 前記移動速度測定部は、所定の時間間隔で前記受信装置の位置情報を取得し、前記位置情報と前記時間間隔に基づき、前記受信装置の移動速度情報を求めることを特徴とする請求項１５記載の受信装置。
18. 互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式を用いた送信方法であって、
    送信データを入力し、前記送信データにプリコード処理を施してプリコードされた変調情報を生成し、該プリコードされた変調情報を出力するプリコード段階と、
    前記プリコードされた変調情報を複素平面上の変調ベクトルに変換して出力するベクトル変調段階と、
    前記変調ベクトルで前記サブキャリアに変調を施してマルチキャリア変調信号を生成し、該マルチキャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調段階とを備え、
    前記マルチキャリア変調段階は、前記サブキャリアを前記変調ベクトルにより１対１の関係で変調し、
    受信装置で前記マルチキャリア変調信号がマルチキャリア復調され、該復調により得られる復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理が施されたとき、該フィルタリング処理により得られるフィルタリングされた復調ベクトルは、前記プリコードされた変調情報に一義的に対応する、ことを特徴とするマルチキャリア伝送方式を用いた送信方法。
19. 互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式を用いた受信方法であって、
    受信したマルチキャリア変調信号を入力し、入力したマルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調段階と、
    前記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する前記サブキャリアに各々対応する前記復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキャンセリングフィルタ段階と、
    前記フィルタリングされた復調ベクトルから受信データを判定して出力するベクトル復調段階とを備え、
    前記マルチキャリア復調段階は、前記サブキャリアを１対１の関係で変調した前記変調ベクトルを復調し、
    前記フィルタリングされた復調ベクトルは、送信装置で送信データにプリコード処理を施して得られたプリコードされた変調情報に一義的に対応し、且つ、その対応関係を前記ベクトル復調段階で判定可能である、ことを特徴とするマルチキャリア伝送方式を用いた受信方法。
20. 互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式を用いた受信方法であって、
    送信装置から受信したマルチキャリア変調信号を入力し、前記マルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調段階と、
    前記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する前記サブキャリアに各々対応する前記復調ベクトルに対してキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキャンセリングフィルタ段階と、
    前記フィルタリングされた復調ベクトルを入力し、前記フィルタリング処理の状態変数を用いたトレリス遷移に基づいて前記フィルタリングされた復調ベクトルの復号処理を行い、該復号処理により得られた受信データを出力するトレリス復号段階とを備え、
    前記マルチキャリア復調段階は、前記サブキャリアを１対１の関係で変調した前記変調ベクトルを復調する、ことを特徴とするマルチキャリア伝送方式を用いた受信方法。

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