JP2008278017A - Ｏｆｄｍ信号の送信方法、ｏｆｄｍ送信機及びｏｆｄｍ受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】受信機側でマクロダイバーシティ受信を行う場合に計算量が少なく、干渉によるチャネル推定精度の劣化が小さく、制御が簡単で、復号後ビット誤り率を低減できるＯＦＤＭ送信機を提供する。
【解決手段】通信路符号化によって得られるビット列を変調してデータ信号を生成するデータ信号生成部１０２、パイロット信号生成部１０１、パイロット信号とデータ信号をパイロットサブキャリアとデータサブキャリアに割り当てる割り当て部１０３、パイロットサブキャリア及びデータサブキャリアを含む複数のサブキャリアグループが形成され、サブキャリアグループ毎に系列長がＫでかつ互いに直交するＣ（Ｃ≦Ｋ）個の複素数値系列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の要素を並べて生成される長さＣの複素数値系列をパイロット信号及びデータ信号に乗じる乗算部１０５、及び複素数値が乗じられたパイロット信号とデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部１０６を有する。
【選択図】図２

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を送信する方法とＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機に関する。

複数の送信機から同じパイロット信号及びデータ信号を同じキャリア周波数で送信し、これらを受信機で合成して受信することにより所要の利得を得るマクロダイバーシティ受信技術が知られている。非特許文献１には、マクロダイバーシティ受信を適用する信号と適用しない信号が混在するＯＦＤＭ無線通信システムにおいて、マクロダイバーシティを実施するためのフレーム構成を開示している。

非特許文献１に記載されたフレーム構成では、パイロット信号についてのみ、送信機毎に定められたスクランブリングパターンを用いてスクランブルを行う。データ信号については、スクランブルを行わない。スクランブリングパターンは、互いに直交もしくは擬似直交の関係になるように設定される。このフレーム構成によると、パイロット信号は他の送信機から送信される信号と直交化または擬似直交化されていることで、受信機側において他の送信機からの信号と分離することができる。従って、マクロダイバーシティ受信を適用しない信号に対するチャネル応答の推定のために当該パイロット信号を用いることができる。
"MBMS transmission in E-UTRA", LG Electronics，[online]，平成17年12月16日，［平成17年12月20日検索］，インターネット＜URL: http://www.3gpp.org/ftp/tsg_ran/WG1_RL1/TSGR1_43/Docs/R1-051300.zip＞

非特許文献１に示されるフレーム構成で送信された信号に対して受信機側でマクロダイバーシティ受信を行うためには、２段階の処理が必要になる。第１段階では、パイロット信号にかけられているスクランブリングパターンが各送信機間で直交もしくは擬似直交の関係にあることを利用して、各送信機から受信機までの各チャネルの応答を個別に推定する。第２段階では、個別に推定した各チャネル応答の和を用いて、受信したデータ信号が受けているチャネル歪みを補償するための等化、すなわちチャネル等化を行う。このようにして、各送信機から各チャネルを経て受信機に達するデータ信号に対してチャネル等化を行うことができる。

非特許文献１に示されるフレーム構成の信号に対して受信機側でマクロダイバーシティ受信を行うためには、各送信機から受信機までの各チャネルの応答を個別に推定する必要がある。すなわち、本来であればマクロダイバーシティ受信におけるチャネル等化には各チャネル応答の和だけが必要であるにもかかわらず、非特許文献１では各チャネル応答を個別に求める必要がある。このために計算量が増加する。

一方、各チャネル応答を個別に推定する処理においては、スクランブリングパターンが送信機間で互いに直交もしくは擬似直交関係にあることを利用して他チャネルのチャネル応答を打ち消すことによって、所望チャネルのチャネル応答のみを取り出す。しかしながらチャネル歪みにより直交性もしくは擬似直交性が弱められてしまい、他のチャネル応答を打ち消す効果が小さくなってしまう場合がある。そのような場合、他のチャネル応答は所望のチャネル応答に干渉として重畳されるため、所望のチャネル応答の推定精度が劣化する。

さらに、各チャネル応答を個別に推定する処理においては、受信信号に含まれる全てのスクランブリングパターンを受信機が過不足なく認識している必要がある。スクランブリングパターンの一部を受信機が認識しなかった場合、各スクランブリングパターンに対応する、送信機から受信機までのチャネル応答を推定することができないため、受信性能が劣化する。また、受信信号に含まれていないスクランブリングパターンを受信機が誤って認識していた場合、この誤って認識されたスクランブリングパターンによって生成されるチャネル応答の推定値は干渉しか含まないため、やはり受信性能を劣化させてしまう。受信機側でスクランブリングパターンを過不足なく認識するためには、受信機側でどのスクランブリングパターンに対応する信号が受信されているのかという情報を制御する必要があるため、受信機側の制御が複雑になる。

このように非特許文献１に示される従来の構成で送信された信号を受信機側でマクロダイバーシティ受信しようとした場合に、計算量の増加、干渉によるチャネル推定精度の劣化及び制御の複雑化といった問題があった。また、従来では通信路符号化を適用した場合の復号後のビット誤り率を低減したいという要望があった。

従って、本発明は受信機側でマクロダイバーシティ受信を行う場合に計算量が少なく、干渉によるチャネル推定精度の劣化が小さく、さらに制御が簡単なＯＦＤＭ信号の送信方法、ＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機を提供することを目的とする。

また、本発明は受信側で復号前の信号のバースト誤りの発生を低減でき、復号後に良好なビット誤り率特性が得られるＯＦＤＭ信号の送信方法、ＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機を提供することを目的とする。

本発明の第１の態様によると、複数の送信機からＯＦＤＭ信号を送信する方法であって、通信路符号化によって得られるビット列を変調してデータ信号を生成するステップと；パイロット信号を生成するステップと；前記パイロット信号と前記データ信号を前記送信機間で同一のパイロットサブキャリアとデータサブキャリアに割り当てるステップと；前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループ毎に、系列長がＫでかつ互いに直交するＣ（Ｃ≦Ｋ）個の複素数値系列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の要素を並べて生成される長さＣの複素数値系列を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じるステップと；前記ＯＦＤＭ信号を生成するために前記長さＣの複素数値系列が乗じられたパイロット信号とデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調ステップと；生成されたＯＦＤＭ信号を送信するステップと；
を具備するＯＦＤＭ信号の送信方法を提供する。

本発明の第２の態様によると、通信路符号化によって得られるビット列を変調してデータ信号を生成するデータ信号生成部と；パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と；前記パイロット信号と前記データ信号を、パイロットサブキャリアとデータサブキャリアに割り当てる割り当て部と；前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記サブキャリアグループ毎に、前記サブキャリアグループ毎に、系列長がＫでかつ互いに直交するＣ（Ｃ≦Ｋ）個の複素数値系列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の要素を並べて生成される長さＣの複素数値系列を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じる複素数値乗算部と；前記複素数値が乗じられたパイロット信号とデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部と；を具備するＯＦＤＭ信号送信機を提供する。

本発明の第３の態様によると、第１の態様によるＯＦＤＭ送信機から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信ユニットと；受信された前記ＯＦＤＭ信号を前記サブキャリア毎の信号に分割するために該ＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭ復調を施すＯＦＤＭ復調部と；前記サブキャリア毎の信号から少なくとも一つのサブキャリアグループに含まれるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号を分離する分離部と；前記分離部により分離されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定する推定部と；前記推定部により推定されたチャネル応答に従って、前記分離されたデータ信号を等化する等化部と；前記等化部により等化された第１データ信号を通信路復号化して復調するデータ復調部と；を具備するＯＦＤＭ受信機を提供する。

本発明によると、復号後のビット誤り率特性を改善できる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
［第１の実施形態］
（無線通信システム）
図１に示されるように、本発明の一実施形態に係る無線通信システムは複数（Ｎ）のＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎと、各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎから異なるチャネル（伝搬路）を経て送信されてくるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機２０を含む。ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎの各々は、ＯＦＤＭ信号を送信する。ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、全て異なる場所に設置されている必要は必ずしもなく、幾つかが同じ場所に設置されてもよい。例えば、２つのＯＦＤＭ送信機が一つの無線通信装置の中に含まれてもよい。それらの場合、ＯＦＤＭ送信機の構成要素の一部である後述するサブキャリア割り当て部やサブキャリアグループ設定部のような、送信機間で共通の要素については、複数のＯＦＤＭ送信機で共用してもよい。

（送信機）
図２は、一つのＯＦＤＭ送信機の構成を示している。図３は、図２中のサブキャリア割り当て部１０３によるサブキャリアの割り当て及びサブキャリアグループ設定部１０４によるサブキャリアグループの設定の様子を示している。図３においては、横の時間軸に沿ってＯＦＤＭシンボルが配置され、縦の周波数軸に沿って各ＯＦＤＭシンボルを形成する複数のサブキャリアが配置される。周波数軸に沿って記載された１，２，・・・，Ｍはサブキャリア番号を表す。時間軸に沿って記載された１，２，・・・はＯＦＤＭシンボル番号を表す。

図２において、パイロット信号生成部１０１はパイロット信号の元となるビット列に対して、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）のようなディジタル変調を施すことによって、パイロット信号を生成する。同様に、データ信号生成部１０２はデータ信号の元となるビット列にＱＰＳＫのようなディジタル変調を施すことによって、データ信号を生成する。パイロット信号及びデータ信号は、いずれも複素数値で表される。なお、パイロット信号は例えばチャネル推定（チャネル応答の推定）に用いられる。パイロット信号は、タイミング同期や周波数同期に用いてもよい。以下の実施形態では、パイロット信号をチャネル推定に用いた場合について説明をしている。

生成されたパイロット信号及びデータ信号は、サブキャリア割り当て部１０３によって対応するサブキャリア、すなわちパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられる。「信号をサブキャリアに割り当てる」とは、複素数値で表される信号に対して、対応するサブキャリアの時間軸上及び周波数軸上の位置を表すサブキャリアインデックスを付加することを意味する。例えば、図３中のデータ信号３００には（３，L−２）というサブキャリアインデックスが付加される。

サブキャリア割り当て部１０３によってパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、サブキャリアグループ設定部１０４に入力される。サブキャリアグループ設定部１０４は、パイロット信号が割り当てられる少なくとも１つ以上のパイロットサブキャリアと、データ信号が割り当てられる１つ以上のデータサブキャリアを含む、少なくとも一つのサブキャリアグループを設定する。図３の例では、複数（Ｍ）のサブキャリアグループ３０１，３０２，・・・，３０Ｍが設定される。「サブキャリアグループを設定する」とは、サブキャリアインデックスが付加されたパイロット信号及びデータ信号にインデックス（グループインデックスという）を付加することを意味している。いずれのサブキャリアグループにも属さない信号には、グループインデックスは付加されない。

ここで、図１中のＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、サブキャリアグループ設定部１０４によって送信機間で同一の少なくとも一つのサブキャリアグループを設定する。すなわち、ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎの各々のサブキャリア設定部１０４が設定するサブキャリアグループのうち、少なくとも一つは共通である。共通のサブキャリアグループでは、各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Nに共通のパイロット信号及び共通のデータ信号がパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられる。

サブキャリアグループ設定部１０４によってサブキャリアグループが設定された信号１２１、すなわちグループインデックスが付加されたパイロット信号（第１パイロット信号）及びデータ信号（第１データ信号）は、複素数値乗算部１０５を経てＯＦＤＭ変調器である逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット１０６に入力される。サブキャリアグループが設定されない信号１２２、すなわちグループインデックスが付加されていないパイロット信号（第２パイロット信号）及びデータ信号（第２データ信号）は、直接ＩＦＦＴユニット１０６に入力される。

複素数値乗算部１０５は、グループインデックスが付加されたパイロット信号及びデータ信号に対して、グループインデックスが等しいパイロット信号及びデータ信号毎に定められた複素数値系列を乗じる。図３の例では、サブキャリアグループ３０１，３０２，・・・，３０Ｍに対して、それぞれ一つの複素数値Ｒ［１］，Ｒ［２］，・・・，Ｒ［Ｍ］が乗じられる。サブキャリアグループ毎に定められた複素数値系列の複素数値は、絶対値が全て同じでもよい。絶対値を同じにすることにより、サブキャリアグループ間で電力差が生じることを回避できる。ここで、複素数値は実数値を包含しており、例えば±１のような実数値であってもよい。複素数値系列が乗じられたパイロット信号及びデータ信号は、ＩＦＦＴユニット１０６に入力される。

ＩＦＦＴユニット１０６は、サブキャリアグループ設定部１０４及び複素数値乗算部１０５から入力された信号に対してＯＦＤＭ変調を施すことにより、複数のＯＦＤＭシンボルの系列であるＯＦＤＭ信号を生成する。すなわち、ＩＦＦＴユニット１０６は周波数領域の信号を時間領域の信号に変換することによってＯＦＤＭ信号を生成する。生成されたＯＦＤＭ信号は、ＧＩ付加部１０７によってガードインターバル（ＧＩ）が付加された後、ディジタル−アナログ変換器、アップコンバータ及び電力増幅器などを含む無線送信部１０８によって無線（ＲＦ）信号に変換され、アンテナ１０９から送信される。ＧＩ付加部１０７において付加されるガードインターバルの長さは、後述するようにサブキャリアグループ設定部２０５からの指示に従って設定される。

（受信機）
次に、図４を用いて図１中のＯＦＤＭ受信機２０について説明する。図４は、ＯＦＤＭ受信機２０のマクロダイバーシティ受信に関わる構成を示している。アンテナ２０１によって受信されたＲＦ信号は、低雑音増幅器、ダウンコンバータ及びアナログ−ディジタル変換器などを含む無線受信部２０２によってベースバンドディジタル信号に変換される。ベースバンドディジタル信号は、ＧＩ除去部２０３によってガードインターバルが除去された後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット２０４により時間領域の信号から周波数領域の信号、すなわちサブキャリア毎の信号に分割される。ＦＦＴユニット２０４からの出力信号は、信号分離部２０５に入力される。

信号分離部２０５は、サブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられているパイロット信号２２１及びデータ信号２２２を分離する。分離されたパイロット信号２２１はチャネル推定部２０６に入力され、データ信号２２２はチャネル等化部２０７に入力される。チャネル推定部２０６は、サブキャリアグループ毎にパイロット信号２２１の平均化または補間を行うことによりチャネル推定を行い、チャネル応答を示すチャネル推定値を出力する。チャネル等化部２０７は、チャネル推定部２０６から出力されるチャネル推定値を用いてデータ信号２２２に対してチャネル等化を行う。チャネル等化後のデータ信号は復調部２０８によって復調され、データ信号の元となるビット列が再生される。

（チャネル推定） 次に、チャネル推定部２０６の動作をさらに詳細に説明する。説明の簡単のため、サブキャリアグループの時間方向及び周波数方向の幅は、チャネルの時間方向及び周波数方向の変動周期に比べてそれぞれ十分小さいと仮定する。この場合、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に対するチャネル応答は、ほぼ一定とみなすことができる。図２で説明したように、サブキャリアグループ設定部１０４によって設定されたサブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられた全てのパイロット信号及びデータ信号には、複素数値乗算部１０５によってサブキャリアグループ毎に定められた複素数値が乗じられている。複素数値をＲとし、チャネル応答をＨとすると、同一のサブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、Ｈ＊Ｒで表される歪みを共通に受ける。これは結果として、ＯＦＤＭ送信機から送信されるＯＦＤＭ信号がＨ＊Ｒで表されるチャネル応答を受けることと等価であるとみなすことができる。

すなわち、ＯＦＤＭ受信機２０では各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Nから同一のサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号が、それぞれ異なる複素数値が乗じられた後に送信される場合においても、複素数値が乗じられずに送信される場合と同様に扱うことができる。従って、チャネル推定部２０６ではＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Nにおいて乗じられた複素数値によらず、受信したパイロット信号を元のパイロット信号で除することによりチャネル推定値を求めることができる。元のパイロット信号はＯＦＤＭ受信機において既知の信号である。

サブキャリアグループ内に複数のパイロットサブキャリアが存在する場合には、それぞれのパイロットサブキャリアに割り当てられているパイロット信号を元のパイロット信号で除した値を平均化することにより、精度の高いチャネル推定値を求めることができる。さらに、サブキャリアグループ内に複数のパイロットサブキャリアが離れて配置されている場合には、それぞれのパイロットサブキャリアに割り当てられているパイロット信号を元のパイロット信号で除して得られる値を用いて補間を行うことにより、精度の高いチャネル推定値を得ることができる。

サブキャリアグループ内のあるデータサブキャリアに対するチャネル推定及びチャネル等化のプロセスについて、数式を用いて説明する。以下の説明では、あるデータ信号をＤ、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられるパイロット信号をＰ、ｎ番目のＯＦＤＭ送信機１ｎにおいて当該サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号及びデータ信号に乗じられている複素数値をＲｎとする。

また、説明の簡単のためサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号及びデータ信号が受けるチャネル歪みは一定とみなすことができるとし、ＯＦＤＭ送信機１ｎからＯＦＤＭ受信機２０までのチャネルのチャネル歪みをＨnと表すことにする。

この場合、ＯＦＤＭ送信機１ｎから送信されるパイロット信号及びデータ信号は、それぞれＰ・Ｒ_n及びＤ・Ｒ_nで与えられる。Ｐ・Ｒ_n及びＤ・Ｒ_nは、チャネル歪みを受けた後ＯＦＤＭ受信機２０のアンテナ２０１によって合成されるので、受信されるパイロット信号Ｐ_rxは次式で表される。

ただし、ＮはＯＦＤＭ送信機の数を表す。

一方、受信されるデータ信号Ｄ_rxは次式で表される。

この場合、次式に示されるように、受信したパイロット信号Ｐ_rxの逆数及び既知である元のパイロット信号Ｐをデータ信号Ｄ_rxに乗じることにより、データ信号Ｄを復元することができる。

一方、非特許文献１に示される方法によれば、送信機においてデータ信号に対しては複素数値が乗じられない。そのため、受信されるパイロット信号Ｐ_rxは

となり、受信されるデータ信号Ｄ_rxは

となる。この場合、次式に示されるように、受信したパイロット信号の逆数とＰをデータ信号に乗じても、元のデータ信号Ｄは復元されないことは明らかである。

元のデータ信号Ｄを復元するためには、Ｈ_nをそれぞれ個別に推定した上で

を算出するプロセスが必要になる。前述の通り、Ｈ_nをそれぞれ個別に推定する処理においては干渉が重畳される場合があり、チャネル推定値の精度が劣化してしまう。

以上では受信したパイロット信号の逆数とＰを受信したデータ信号に乗じることで、元のデータ信号を復元する方法について説明したが、これ以外にも次のような方法がある。Ｈ_combを

と置くと、Ｈ_combの複素共役とＨ_combの絶対値の逆数を受信したデータ信号に乗じることで、次式のようにデータ信号を復元することができる。

ただし、この場合は振幅が｜Ｈ_comb｜だけずれるので、復調する際に比較を行う変調点についても｜Ｈ_comb｜だけずらす必要がある。

以上述べたように、本実施形態によればＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎから送信される信号に対してＯＦＤＭ受信機２０においてマクロダイバーシティ受信を行う場合、各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１ＮからＯＦＤＭ受信機２０までの各チャネル応答を個別に推定する必要がないために計算量が減少する。すなわち、数式（３）に示されるように、受信したパイロット信号Ｄ_rxに対して受信したパイロット信号Ｐの逆数及び元のパイロット信号Ｐを乗じるだけで元のデータ信号Ｄを復元することができる。また、各チャネル応答を個別に推定する際には生じる干渉の問題も回避することができる。さらに、各チャネル応答を個別に推定するためのスクランブリングパターンの管理を制御する必要がなくなる。

（サブキャリアグループ以外の処理）
次に、ＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機の他の例について説明する。図５に示されるＯＦＤＭ送信機では、図２に示したＯＦＤＭ送信機に対してスクランブル部１１０が追加されている。スクランブル部１１０は、サブキャリアグループ設定部１０４により設定されるサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号１２２、すなわちグループインデックスが付加されていないパイロット信号及びデータ信号に対して、ＯＦＤＭ送信機毎に異なるスクランブリングパターンによりスクランブルを施す。スクランブルが施された信号は、ＩＦＦＴユニット１０６に入力される。

図６は、図５に対応するＯＦＤＭ受信機であり、図４に示したＯＦＤＭ受信機に対してデスクランブル部２１０と第２のチャネル推定部２１１及び第２のチャネル等化部２１２が追加されている。サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号は、図４に示したＯＦＤＭ受信機と同様に処理される。すなわち、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１及びパイロット信号２２２は、それぞれチャネル推定部２０６及びチャネル等化部２０７に入力される。チャネル推定部２０６から出力されるチャネル推定値を用いて、チャネル等化部２０７によりデータ信号２２２に対してチャネル等化が行われる。チャネル等化部２０７によるチャネル等化後のデータ信号は復調部２１３によって復調され、これによってデータ信号の元となるビット列が再生される。

一方、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、デスクランブル部２１０によりデスクランブルされる。デスクランブル部２１０は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機において用いられるスクランブルパターンと逆のデスクランブリングパターンによってデスクランブルを行う。デスクランブル部２１０によりデスクランブルされたパイロット信号２２３はチャネル推定部２１１に入力され、デスクランブルされたデータ信号２２４はチャネル等化部２１２に入力される。

チャネル推定部２１１は、近接するパイロット信号の平均化及び補間によりチャネル推定を行い、チャネル応答を示すチャネル推定値を算出する。チャネル等化部２１２は、チャネル推定部２１１から出力されるチャネル推定値を用いて、デスクランブルされたデータ信号に対してチャネル等化を行う。チャネル等化部２１２からのチャネル等化後のデータ信号は復調部２１３に入力され、データ信号の元となるビット列が再生される。

チャネル推定部２１１において行われる平均化の処理によって、スクランブリングパターンが異なるＯＦＤＭ送信機から送信されたパイロット信号については電力を小さくすることができ、所望のチャネル推定値の精度を向上させることができる。

このようにサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号、すなわちＯＦＤＭ受信機２０においてマクロダイバーシティ受信を行わない信号に対しては、ＯＦＤＭ送信機間で異なるスクランブリングパターンを用いてスクランブリングをかけている。これによりマクロダイバーシティ受信でない通常受信を行う際のチャネル推定値の精度を高くすることができる。なお、スクランブリングパターンは送受信機間で予め決めておいてもよい。或いは、ＯＦＤＭ受信機２０がＯＦＤＭ送信機（例えばＯＦＤＭ送信機１１）と通信を開始する際に、ＯＦＤＭ送信機１１からスクランブリングパターンの通知を受けてもよい。マクロダイバーシティ受信を行わない信号についてスクランブルをかけているので、ＯＦＤＭ受信機２０は、全てのＯＦＤＭ送信機のスクランブリングパターンを知る必要はない。

上述の理由説明から分かるように、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられている信号のうち、データ信号については必ずしもスクランブルする必要はない。従って、図５中のスクランブル部１１０においてはパイロット信号のみをスクランブルしてもよい。この場合、図６中のデスクランブル部２１０においてはパイロット信号のみをデスクランブルする。

（サブキャリアグループの設定方法）
次に、図７〜図１６及び図１７（ａ）（ｂ）を用いてサブキャリアグループのより具体的な設定方法について説明する。
前述したように、サブキャリアグループは少なくとも一つのパイロットサブキャリアと少なくとも一つのデータサブキャリアを含むように設定される。以下では、パイロットサブキャリアが周波数軸上で４サブキャリア当たり１つ、時間軸上で７サブキャリア当たり１つの周期で挿入されている場合を例にして、サブキャリアグループの設定方法の具体例を示す。以下の説明において、ＯＦＤＭシンボルとは１回のＩＦＦＴにより生成される単位を表している。１つのＯＦＤＭシンボルには、複数のサブキャリアが含まれる。図７〜図１６及び図１７（ａ）（ｂ）における周波数軸は、１つのＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアの番号を表しており、時間軸はＯＦＤＭシンボルの番号を表している。

第１のサブキャリアグループ設定方法によると、時間軸及び周波数軸によって方形に区切られた特定領域内のサブキャリアによって一つのサブキャリアグループを設定する。言い換えれば、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるサブキャリア（パイロットサブキャリア及びデータサブキャリア）により一つのサブキャリアグループを設定する。例えば、図７の例は式を用いて次のように表される。図７において周波数軸上の位置をｉ、時間軸上の位置をｊとし、サブキャリア４０１の位置を（ｉ，ｊ）＝（１，１）とし、位置（ｉ，ｊ）のサブキャリアに割り当てられる信号をＳ_i,j、サブキャリアグループ３０１内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗ずる複素数値をＲ［１］、サブキャリアグループ３０２に乗ずる複素数値をＲ［２］とする。サブキャリアグループ毎に１つの複素数値を乗じる処理は、以下の式で表される。

第１のサブキャリアグループ設定方法によれば、周波数軸及び時間軸上で一定のサブキャリア間隔で境界（例えば、フレームの境界）が定められていた場合に、サブキャリアグループが当該境界をまたがないようなサブキャリア配置をしやすいという利点がある。例えば、７ＯＦＤＭシンボルで１フレームを形成する場合には、図７、図８及び図９に示すように周波数方向に４サブキャリア、時間方向に７サブキャリアの大きさの方形のサブキャリアグループ３０１及び３０２、あるいはサブキャリア３０１，３０２及び３０３を設定する。これによりフレームの境界をまたがないようにサブキャリアグループを生成できると共に、いずれのサブキャリアグループにも１つのパイロットサブキャリアが含まれるようにすることができる。

図７及び図８は、それぞれフレームの境界がパイロットサブキャリアのあるＯＦＤＭシンボルから数えて７番目及び６番目にある場合の例を示している。図９は、ある時間区間においてはサブキャリアグループ３０１，３０２及び３０３を周波数方向に敷き詰めて、すなわちＯＦＤＭシンボルの全長にわたり連続して配置した例を示している。図９の例によると、当該時間区間においては全てのサブキャリアがサブキャリアグループ３０１，３０２及び３０３のいずれかに属する。従って、当該時間区間の間はＯＦＤＭ受信機においていずれのサブキャリアもマクロダイバーシティ受信できる。図１０は、サブキャリアグループ３０１及び３０２内のパイロットサブキャリアの密度をサブキャリアグループ外のパイロットサブキャリアの密度より高くした例を示している。図１０の例によると、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアの受信性能を向上させることができる。

第２のサブキャリアグループ設定方法では、時間軸及び周波数軸によって区切られた方形領域内のサブキャリア（パイロットサブキャリア及びデータサブキャリア）と、これら方形領域内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと周波数方向の位置が同一で、かつ時間軸上の位置が異なるように方形領域外に配置された少なくとも一つのパイロットサブキャリアを組み合わせて１つのサブキャリアグループを設定する。言い換えれば、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるサブキャリア（パイロットサブキャリア及びデータサブキャリア）と、当該連続する複数のＯＦＤＭシンボル内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと同一周波数を有し、かつ当該連続する複数のＯＦＤＭシンボルに近接する少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリアとによりサブキャリアグループを設定する。

例えば、図１１は図７に示したサブキャリアグループ（方形領域）内のパイロットサブキャリアと周波数方向の位置が同じで、かつ方形領域の右側に接する一つのパイロットサブキャリアを加えたサブキャリアグループ３０１及び３０２を示している。同様に図１２は、図８に示したサブキャリアグループ（方形領域）内のパイロットサブキャリアと周波数方向の位置が同じで、かつ方形領域の右側に近接する一つのパイロットサブキャリアを加えたサブキャリアグループ３０１及び３０２を示している。さらに、図１３は図１１のサブキャリアグループの前後に位置する２つのパイロットサブキャリアを加えたサブキャリアグループ３０１及び３０２を示している。

第２のサブキャリアグループ設定方法によると、サブキャリアグループ毎に行われるチャネル推定においてチャネル応答の時間的な変動を推定しやすくなる。従って、この変動が大きい場合のチャネル推定精度が向上するという利点がある。

第２のサブキャリアグループ設定方法を図５に示したＯＦＤＭ送信機に適用する場合には、サブキャリアグループの範囲について異なる解釈をすることも可能である。図５に示したＯＦＤＭ送信機においては、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられた信号にスクランブリングが施される。図７のサブキャリアグループ３０１内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗じる複素数値をパイロットサブキャリア４０２に割り当てられるパイロット信号をスクランブルするのに用いる複素数値と同一とした場合、図７のサブキャリアグループは実質的に図１１に示したサブキャリアグループと同一であるとみなすことができる。

同様に、図８のサブキャリアグループ３０１内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗じる複素数値をパイロットサブキャリア４０３に割り当てられるパイロット信号をスクランブルするのに用いる複素数値と同一とした場合、図８のサブキャリアグループは図１２に示したサブキャリアグループと等価とみなすことができる。

このようにサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗じられる複素数値をサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号をスクランブルするのに用いる複素数値と同一にすることにより、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号をサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号と等価に扱うことができる。従って、サブキャリアグループに対応するチャネルのチャネル推定精度を向上させることができる。

サブキャリアグループの形状は、必ずしも完全な方形でなくともよい。例えば、サブキャリアグループ内の全サブキャリアのうちの半分よりも少ない一部を除いたサブキャリアが方形を成してもよい。こうすることにより、より自由度の高いサブキャリアグループの設計を行うことができる。サブキャリアグループの自由度をさらに高めたい場合には、サブキャリアグループ内のサブキャリアは、必ずしも方形に近い形状を成していなくともよい。その場合、例えば少なくともサブキャリアグループ内のデータサブキャリアは、周波数方向または時間方向に連続していてもよい。そうすることにより、サブキャリアグループ内のデータサブキャリア間でチャネル歪みの相関が高くなるため、チャネル等化を行いやすくなる。

（パイロットサブキャリアの配置方法）
次に、図１４、図１５及び図１６を用いてサブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法の具体例を示す。図１４に示す例では、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアを時間方向及び周波数方向に一様に分散させて配置する。このようにパイロットサブキャリアをサブキャリアグループ内に分散して配置することで、チャネル応答の時間方向と周波数方向の両方の変動に追従したチャネル推定を行うことができる。

図１５に示す例では、サブキャリアグループ内の周波数方向の両端に優先的にパイロットサブキャリアを配置する。チャネル応答の周波数方向の変動が大きい場合、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号を用いてチャネル応答の変動を推定することになる。パイロット信号を用いてチャネル推定を行う場合、パイロット信号が割り当てられていないサブキャリア位置（周波数）においてもチャネル応答を知ることが正確にチャネル推定のために望まれる。このため、パイロット信号が割り当てられていないサブキャリア位置のパイロット信号を内挿（補間）または外挿により求めることが必要となる。ここで、パイロット信号の内挿を行うよりも、外挿を行う方がチャネル推定精度は低いことは知られている。図１５のようにパイロットサブキャリアをサブキャリアグループ内の周波数方向の両端に優先して配置することにより、パイロット信号の外挿を行う必要性が減るので、チャネル推定精度が向上する。

図１６に示す例では、サブキャリアグループ内の時間方向の両端に優先的にパイロットサブキャリアを配置する。チャネル応答の時間方向の変動が大きい場合、図１５の例と同様の理由でパイロット信号の外挿を行う必要性が減ることにより、チャネル推定精度が向上する。

（複素数値系列の設定方法）
次に、図１７（ａ）（ｂ）を用いてサブキャリアグループ毎に異なる複素数値系列を用いる例について説明する。複素数値系列としては、ＯＦＤＭ送信機間で異なる系列が選択される場合もあるし、同じ系列が選択される場合もある。ここでは、ＯＦＤＭ送信機間で異なる複素数値系列が選択されている場合について具体的な例を示す。

図１７（ａ）（ｂ）は、ＯＦＤＭ送信機１１及び１２からそれぞれ送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置と複素数値系列をそれぞれ表している。図１７（ａ）における複素数値系列はＲ₁［１］, Ｒ₁［２］，…，Ｒ₁［Ｎ］であり、図１７（ｂ）における複素数値系列はＲ₂［１］，Ｒ₂［２］，…,，…，Ｒ₂［Ｎ］である。図５に示したＯＦＤＭ送信機では、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号にスクランブリングを施すことによって、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号については干渉を低減することができる。これはサブキャリアグループに属しているサブキャリアに割り当てられる信号とは異なり、他のＯＦＤＭ送信機からの信号は干渉となってしまうためである。

そこで、この例では複素数値系列はＲ₁［１］，Ｒ₁［２］，…，Ｒ₁［Ｎ］とＲ₂［１］，Ｒ₂［２］，…，Ｒ₂［Ｎ］とを互いに直交または擬似直交の関係とする。これにより、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられるパイロット信号についても干渉を低減することができ、マクロダイバーシティでない受信のチャネル推定に用いることができる。ここで、前述したように「互いに直交」とは相関値が０になることをいい、「互いに擬似直交」とは相関値の絶対値が自己相関値と比べて小さい値になることをいう。ある系列ｘ［ｋ］（ｋ＝１，・・・，Ｋ）の自己相関値、及び２つの系列ｘ［ｋ］，ｙ［ｋ］（ｋ＝１，・・・，Ｋ）の相関値は、それぞれ次式で表される。

系列長が４の場合、互いに直交の関係にある複素数値系列の例として、以下の４つの系列Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃及びＲ₄が挙げられる。

数式（１３）の４つの複素数値系列Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃及びＲ₄は、６個の相関値が全て０であり、互いに直交している。一般に系列長を２^Kとすると、最大で２^K個の互いに直交関係にある複素数値系列を生成することができる。他の例として、例えば

のような４つの複素数値系列Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃及びＲ₄も、６個の相関値が全て０であり、互いに直交している。

一方、擬似直交関係にある複素数値系列の例としては、以下の６つの系列Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃，Ｒ₄，Ｒ₅及びＲ₆が挙げられる。

数式（１５）の系列長が４である６つの複素数値系列Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃，Ｒ₄，Ｒ₅及びＲ₆は、自己相関値はいずれも４であるのに対して、相関値は０または２のいずれかになる。例えば、Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃及びＲ₄の間の６個の相関値及びＲ_５及びＲ_６の間の相関値は、いずれも０であるが、Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃及びＲ₄と、Ｒ_５及びＲ_６との間の４個の相関値は、いずれも２である。このように複素数値系列として互いに疑似直交の関係にある系列、すなわち相関値を０に限定しない系列を含ませることにより、互いに直交の関係にある系列、すなわち相関値を０に限定した系列よりも多くの系列を生成することができる。

図１８は、複素数値系列が送信機間で直交化または擬似直交化されている場合に適したＯＦＤＭ受信機を示している。図６のＯＦＤＭ受信機との相違は信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１が複素数値乗算部２１４にも入力される点と、複素数値乗算部２１４によって複素数値が乗じられたパイロット信号２２５がチャネル推定部２１１に入力される点と、チャネル推定部２１１がパイロット信号２２３とパイロット信号２２５をチャネル推定を行う点である。

サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号は、基本的に図６に示したＯＦＤＭ受信機と同様に処理される。すなわち、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ毎のパイロット信号２２１及びパイロット信号２２２は、それぞれチャネル推定部２０６及びチャネル等化部２０７に入力される。チャネル推定部２０６から出力されるチャネル推定値を用いて、チャネル等化部２０７によりデータ信号２２２に対してチャネル等化が行われる。チャネル等化部２０７によるチャネル等化後のデータ信号は復調部２１３によって復調され、データ信号の元となるビット列が再生される。

一方、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられた信号も、図６に示したＯＦＤＭ受信機と同様に処理される。すなわち、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、デスクランブル部２１０によりデスクランブルされる。デスクランブル部２１０は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機において用いられるスクランブルパターンと逆のデスクランブリングパターンによってデスクランブルを行う。デスクランブル部２１０によりデスクランブルされたパイロット信号２２３はチャネル推定部２１１に入力され、デスクランブルされたデータ信号２２４はチャネル等化部２１２に入力される。

一方、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１は、さらに複素数値乗算部２１４によって複素数値が乗じられる。複素数値乗算部２１４は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機内の図５中に示した複素数値乗算部１０５において用いられた複素数値の複素共役に相当する複素数値をパイロット信号２２１に対して乗じる。複素数値乗算部２１４により複素数値が乗じられたパイロット信号２２５は、チャネル推定部２１１に入力される。

チャネル推定部２１１は、近接するパイロット信号の平均化及び補間によりチャネル推定を行い、チャネル応答を示すチャネル推定値を算出する。チャネル等化部２１２は、チャネル推定部２１１から出力されるチャネル推定値を用いて、デスクランブルされたデータ信号に対してチャネル等化を行う。チャネル等化部２１２からのチャネル等化後のデータ信号は復調部２１３に入力され、データ信号の元となるビット列が再生される。

チャネル推定部２１１において行われる平均化の処理によって、スクランブリングパターンが異なるＯＦＤＭ送信機から送信されたパイロット信号については電力を小さくすることができ、所望のチャネル推定値の精度を向上させることができる。

さらに、チャネル推定部２１１では、デスクランブル部２１０によってデスクランブルされた、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２３に加えて、複素数値乗算部２１４により複素数値が乗じられた、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２５を用いてチャネル推定を行う。従って、チャネル推定部２１１では図６のＯＦＤＭ受信機と比べてチャネル推定により多くのパイロット信号を用いることができるため、チャネル推定の精度がより一層向上する。

（ガードインターバルについて）
次に、図２または図５中に示したＧＩ付加部１０７において付加されるガードインターバルの長さを設定する方法について説明する。ガードインターバルは、１ＯＦＤＭシンボル毎に時間波形の一部をコピーすることで付加される。ＯＦＤＭシンボルにガードインターバルを付加することによって、遅延波によるシンボル間干渉を低減することができる。一般に、ガードインターバル長が大きいほど、遅延広がり（遅延プロファイルともいう）の大きいマルチパス環境に耐えることができる。

前述したようにサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられる信号については、ＯＦＤＭ受信機２０においてマクロダイバーシティ受信を行うことができる。この場合、ＯＦＤＭ受信機２０は複数のＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎからの信号を同時に受信することになるため、一つの送信機からの信号を受信するときと比べて遅延広がりが相対的に大きくなる場合がある。

そこで、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルについては、それ以外のＯＦＤＭシンボルよりもガードインターバルを長く設定することにより、受信性能を改善する。具体的には、図２及び図５に示されるようにサブキャリアグループ設定部１０４からサブキャリアグループ内のサブキャリアの位置を示すサブキャリア位置情報がＧＩ付加部１０７に与えられる。ＧＩ付加部１０７は、サブキャリア位置情報に基づいて、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルがＩＦＦＴユニット１０６から入力されるときは、サブキャリアグループ外のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルが入力される場合に比較して長いガードインターバルをＯＦＤＭ信号に付加する。

このようにガードインターバル長を設定することにより、ＯＦＤＭ受信機２０がマクロダイバーシティ受信を行う際の大きな遅延広がりにも対処できることにより、受信性能が改善される。

次に、ガードインターバル長の具体的な設定例について述べる。例えば、図７に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含む７つのＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長を、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長よりも大きく設定する。一方、図１１に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアを含む７つのＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長をサブキャリアグループ内のデータサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長よりも大きく設定する。また、図１１に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアまたはパイロットサブキャリアを含む８つのＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長をサブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長よりも大きく設定してもよい。

図１９に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルのガードインターバル長をサブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルよりも長くする。さらに、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルを間引いてもよい。

図２０に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルのガードインターバルをサブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルよりも長くする。さらに、サブキャリアグループ内のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルを間引いてもよい。

次に、図２１を用いて上述のようにＯＦＤＭシンボルを間引いた場合のガードインターバル長の設定例について説明する。通常のガードインターバル長では、図２１のフレーム構成５０１に示されるように７つのＯＦＤＭシンボルで１つのフレームを構成しているとする。例えば、図１９のようにガードインターバル長が他のＯＦＤＭシンボルよりも大きいＯＦＤＭシンボルが１つのフレーム内に収まっている場合は、フレーム構成５０２に示されるようにＯＦＤＭシンボルを１つ以上間引き、その分だけガードインターバル長を大きくすればよい。

図２０の例でサブキャリアグループ内のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルのガードインターバル長を他のＯＦＤＭシンボルよりも大きくした場合のように、ガードインターバル長が他よりも大きいＯＦＤＭシンボルが１つのフレーム内に収まっていない場合には、フレーム構成５０３に示されるようにフレームの一部を後続のフレームの最初に位置するＯＦＤＭシンボルのガードインターバルに当てる。これによって、後続のフレームについてはＯＦＤＭシンボルを間引くことなく、最初のＯＦＤＭシンボルだけガードインターバル長を大きく設定することができる。

（データの種類について）
次に、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるデータ信号の内容例について説明する。図２または図５に示されるＯＦＤＭ送信機はセルラーシステム（携帯電話システム）における基地局であり、図４、図６または図１８に示されるＯＦＤＭ受信機が端末である場合を例にとって説明する。基地局は複数のセクタを形成してもよい。その場合、基地局はセクタ数分のＯＦＤＭ送信機を含む。データ信号は、例えば以下のようにブロードキャスト通信、マルチキャスト通信、あるいはソフトハンドオーバに用いられる。

まず、ブロードキャスト通信及びマルチキャスト通信を実施する例について述べる。複数の基地局から、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに同じデータ信号を割り当てて送信を行う。この場合、当該基地局に接続している全ての端末は同じデータ信号を同時に受信することが可能である。従って、セルラーシステムはサブキャリアグループ内のサブキャリアを利用して、ブロードキャスト通信やマルチキャスト通信を行うことができる。ブロードキャスト通信とは、ユーザを特定せずにデータ信号を送信するサービスをいう。マルチキャスト通信とは、２以上の特定の端末宛に同じデータ信号を送信するサービスをいう。ブロードキャスト通信及びマルチキャスト通信は、Multimedia Broadcast and Multicast Service(ＭＢＭＳ)通信と総称される場合もある。一方、１の特定の端末宛にデータを送信するサービスは、ユニキャストと呼ばれる。

そこで、サブキャリアグループ内のサブキャリアについてはブロードキャスト通信やマルチキャスト通信に用い、サブキャリアグループ外のサブキャリアについてはユニキャスト通信に用いるという形態が考えられる。ブロードキャスト通信またはマルチキャスト通信によってデータ信号を送信する例としては、例えば動画データや音楽データのストリーミング、及び電子メールの一括送信などが挙げられる。

次に、ソフトハンドオーバを実施する例について説明する。複数の基地局から、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに同じデータ信号を割り当てて送信する。この場合、セル境界にいる端末は、境界に接する複数の基地局からの信号を同時に受信することが可能である。従って、セルラーシステムはサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたデータ信号を利用して、以下のようにソフトハンドオーバを実現することができる。

まず、端末は第１基地局のセルの中心付近に存在している間は、第１基地局において設定されるサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたデータ信号について、通常受信を行う。次に、当該端末は第１基地局のセルと第１基地局に隣接する第２基地局のセルとの境界付近に来たときには、第１基地局及び第２基地局においてそれぞれ設定されるサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたデータ信号について、マクロダイバーシティ受信を行う。この後、当該端末は第２基地局のセルの中心付近に移動すると、第２基地局において設定されるサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたデータ信号について通常受信を行う。このようにして、サブキャリアグループに割り当てられるデータ信号を用いてソフトハンドオーバを実施することができる。

［第２の実施形態］
（送信機）
図２、図４及び図２２〜３１を用いて、本発明の他の実施形態について説明する。本実施形態では、図２に示したＯＦＤＭ送信機中のデータ信号生成部１０２が図２２に示すようにビット列生成部１０２１、符号化器１０２２、インタリーバ１０２３及びディジタル変調器１０２４により構成される。図２２のデータ信号生成部１０２では、以下のようにしてデータ信号が生成される。ビット列生成部１０２１によって生成されたビット列は、符号化器１０２２に入力される。符号化器１０２２では、入力されたビット列に対して例えばビタビ符号化、ターボ符号化、リードソロモン符号化あるいは低密度パリティチェック符号（low-density parity-check codes：ＬＤＰＣ）符号化といった通信路符号化（チャネル符号化）を施し、符号化率に相当する分だけ長くなったビット列を出力する。

符号化器１０２２により符号化されたビット列は、インタリーバ１０２３によってインタリーブが施される。インタリーブが施されたビット列に、ディジタル変調器１０２４によりＱＰＳＫのようなディジタル変調が施されることによってデータ信号が生成される。こうして生成されたデータ信号は、図２中のサブキャリア割り当て部１０３を経てサブキャリアグループ設定部１０４により複数のサブキャリアグループに割り当てられる。

ここで、複数のサブキャリアグループは複数のＯＦＤＭ送信機でそれぞれ同一である。言い換えると、複数のサブキャリアグループは複数のＯＦＤＭ送信機でそれぞれ共通である。「サブキャリアグループが同一である」とは、例えば図１７（ａ）のサブキャリアグループ３０１と図１７（ｂ）のサブキャリアグループ３０１との関係のように、サブキャリアグループに含まれるサブキャリアのサブキャリアインデックスが同じであることを意味している。ＯＦＤＭ送信機間で同一のサブキャリアグループに含まれるサブキャリアには、ＯＦＤＭ送信機間で同一のデータ信号とパイロット信号が割り当てられる。

ＯＦＤＭ送信機間で同一のデータ信号は、例えば複数のＯＦＤＭ送信機と通信可能な外部装置から各ＯＦＤＭ送信機において同一のビット列を取得し、このビット列から通信路符号化、インタリーブ及びディジタル変調を経て生成することもできる。他の例では、複数のＯＦＤＭ送信機と通信可能な外部装置において、ビット列から通信路符号化、インタリーブ、ディジタル変調を経てデータ信号を生成し、これを複数のＯＦＤＭ送信機に渡すことによっても得ることもできる。すなわち、データ信号生成部１０２の構成要素の一部または全部はＯＦＤＭ送信機の外部に設けられていても構わない。

サブキャリアグループ毎に用いられる複素数値系列は、先の実施形態と同様にＯＦＤＭ送信機間で異なる系列となるように設定される。
（受信機）
一方、本実施形態に従うＯＦＤＭ受信機においては、図４中の復調部２０８が図２３に示すようにディジタル復調器２０８１、デインタリーバ２０８２及び復号化器２０８３によって構成される。すなわち、図４中のチャネル等化部２０７から出力された信号はディジタル復調器２０８１によって復調され、軟判定値が得られる。軟判定値の列は、デインタリーバ２０８２によってデインタリーブされる。デインタリーブ後の軟判定値の列は、復号化器２０８３によりＯＦＤＭ送信機における符号化方法（図２２中の符号化器１０２２の符号化方法）に対応する復号方法によって復号されることにより、元のビット列が再生される。

一般に通信路符号化を実施する場合、復号前の信号にバースト誤りが発生すると復号後のビット誤り率特性が劣化することが知られている。本実施形態によれば、各ＯＦＤＭ送信機で異なる複素数値系列をサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に乗じなかった場合と比べて、復号前の信号にバースト誤りが発生する確率が低くなる。その結果として、復号後のビット誤り率特性を改善できるという効果がある。以下、本効果について詳細に説明する。

まず、バースト誤り率が発生する確率が低くなることは、次のように説明できる。数式（２）に示されるように、受信した信号の振幅は数式（２）の一部である数式（１６）の値に応じて変わる。より詳細には数式（１６）の値は、信号に乗じた複素数値とチャネル歪みとの積の位相がインデックスｎ毎に近い値を持っていた場合には大きくなり、位相がインデックスｎ毎に無相関な値を持っていた場合には、複素数値とチャネル歪みの積が打ち消しあって小さくなる。

サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に、ＯＦＤＭ送信機で同じ複素数値が乗じられた場合、もしくは複素数が乗じられなかった場合、数式（１６）の値はチャネル歪みの項によってのみ増減する。すなわち、周波数方向または時間方向あるいはその両方向においてチャネル歪みの相関が強い環境下においては、広いサブキャリア範囲にわたって同じように電力の増減が起こることになる。広い範囲にわたって電力の低下が起こると、バースト的な誤りを発生させる場合がある。

一方、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に、ＯＦＤＭ送信機で異なる複素数値が乗じられた場合、数式（１６）の値は複素数値とチャネル歪みによって増減する。すなわち、周波数方向または時間方向あるいはその両方向においてチャネル歪みの相関が強い環境下においても、サブキャリアグループ毎にＯＦＤＭ送信機で異なる複素数値系列が乗じられるために、サブキャリアグループの範囲を超えた広い範囲にわたって同じように電力の増減が起こる可能性が低くなる。言い換えると、あるサブキャリアグループの電力が小さくなった場合においても、その他のサブキャリアグループの電力が同様に小さくなってしまう可能性が小さくなる。これによりバースト誤りが発生する可能性を小さくすることができるという効果がある。バースト誤りの発生確率を低減できることにより、例えば以下のような利点がある。例えば送信しているデータが音声であった場合、音声通信の長期中断を防ぐことができる。例えば、ＯＦＤＭ送信機によって送信するデータ信号が動画であった場合、動画の長期欠損などを防ぐことができる。

次に、通信路符号化による復号後のビット誤り率特性を改善できる点について詳細に説明する。前述したビタビ符号化、ターボ符号化、リードソロモン符号化あるいはＬＤＰＣ符号化といった通信路符号化をビット列に施すと、通信路において信号の一部に誤りが生じた場合においても、受信側においてその誤りを訂正してもとの信号を復元することが可能である。

しかし、このような通信路符号化はバースト誤りに対しては誤り訂正能力が劣化することが知られている。ここで、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号にＯＦＤＭ送信機間で異なる複素数値系列を乗じた場合、サブキャリアグループの範囲を超えた広い範囲でバースト誤りが発生する確率が低くなる。このため、図２２に示したデータ生成部１０２により通信路符号化によって得られるビット列を変調して生成されるデータ信号を複数のサブキャリアグループにわたって割り当てることにより、バースト誤りが発生する確率を低減できる。その結果として、復号後のビット誤り率を改善できるという効果が得られる。この場合、信号が割り当てられるサブキャリアグループの数が多いほど、バースト誤りが発生する確率を低減することができるため、復号後のビット誤り率特性の改善量も大きくなる傾向がある。

図２４に、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に乗じる複素数値系列をＯＦＤＭ送信機間で同一に設定した場合と異なるように設定した場合について、シミュレーションによる性能評価を行った例を示す。図２４において横軸は信号対雑音比（ＳＮＲ）、縦軸はブロックエラー率（block error rate:ＢＬＥＲ）をそれぞれ表している。ＢＬＥＲとは、符号化されたビット列のうち１ビットでも誤った場合を誤りとし、全てのビットが正しかった場合に正しいとした場合の誤り率である。図２４に示されるように、ＯＦＤＭ送信機間で異なる複素数値系列を設定することにより、特性を改善できることが分かる。

このように各ＯＦＤＭ送信機で異なる複素数値系列が選択されている場合においては、バースト誤りを低減する効果を得ることができる。本効果は、全てのサブキャリアがサブキャリアグループに割り当てられている場合においても発揮される。すなわち本効果を得るためには、図２のＯＦＤＭ送信機においてサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号１２２はなくてもよい。この場合、サブキャリアグループの設定は図２５〜図２８に示されるように、全てのサブキャリアがいずれかのサブキャリアグループに属するように割り当てられる。

（複素数値系列が送信機間で異なることについての説明）
次に、サブキャリアグループ毎に用いられる複素数値系列がＯＦＤＭ送信機間で異なることについてより詳細に説明する。
Ｎ番目のＯＦＤＭ送信機のＭ番目のサブキャリアグループに用いられる複素数値をＲ_Ｎ[Ｍ]と表すこととする。この場合、Ｎ番目のＯＦＤＭ送信機における複素数値系列Ｓ_Ｎは

と表すことができる。複素数値系列Ｓ_ＡとＳ_Ｂが同じであるとは、ある複素数値定数Ｚの下で次式が成り立つことを意味する。

「複素数値系列がＯＦＤＭ送信機間で異なる」とは、複素数値系列Ｓ_Ｎが全てのＯＦＤＭ送信機間で同じではないということを表している。言い換えると、あるＯＦＤＭ送信機で用いられている複素数値系列は、他のＯＦＤＭ送信機で用いられている複素数値系列のうち少なくとも１つの系列とは異なっているということを意味している。このように少なくとも２つのＯＦＤＭ送信機間で複素数値系列の一部でも値が違う部分があれば、バースト誤りを低減できる効果が得られるため、復号後のビット誤り率特性を改善することができる。

バースト誤りをより効果的に低減するためには、各ＯＦＤＭ送信機で用いられている系列Ｓ_Ｎがより多く異なっていることが望ましい。例えば図１７を用いて説明したように、互いに擬似直交または直交の関係にある複素数値系列を用いることにより、それぞれ異なる複素数値系列を選択することができる。また、例えば乱数や擬似乱数を用いてＯＦＤＭ送信機毎に独立に複素数値系列を生成してもよい。このようにすることで、ＯＦＤＭ送信機間で複素数値系列が同じになる確率を小さくすることができる。

（データ信号の割り当て）
次に、図２９〜図３３を用いてデータ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てることについて詳細に説明する。
図２９〜図３３では、通信路符号化によって得られる１つ目のビット列を変調して生成されるデータ信号列をＤ１、２つ目のビット列から同様に生成されるデータ信号列をＤ２と表している。図２９〜図３３に示されるように、データ信号を複数のサブキャリアグループにわたって割り当てる。

図２９及び図３０は、連続する６個のサブキャリアグループにわたってそれぞれＤ１及びＤ２を割り当てる例を示している。図３１は、連続しない６個のサブキャリアグループにわたってそれぞれＤ１及びＤ２を割り当てる例を示している。図３２は、Ｄ１とＤ２をサブキャリアグループ内に混在させて、それぞれ１２個のサブキャリアグループにわたって割り当てた場合の例を示している。図３２の例では、図２９及び図３０の例と比べて１つのデータ列が配置されるサブキャリアグループの数が多いために、バースト誤りが発生する確率がより小さくなり、復号後の誤り率特性をより改善できる。

図２９〜図３１の例のようにサブキャリアグループの中にデータ信号列Ｄ１とＤ２が混在しないように割り当てた場合においても、例えば図３３のようにサブキャリアグループのサイズを小さくすることによって１つのデータ列が配置されるサブキャリアグループの数を多くすることができる。ただしサブキャリアグループのサイズを小さくすると、サブキャリアグループ毎にパイロット信号が少なくとも１つ以上必要であるために、パイロットサブキャリアのオーバーヘッドが大きくなってしまう場合がある。オーバーヘッドを大きくしたくない場合には、サブキャリアグループのサイズをそのままにしてデータ信号列の長さを長くすることによっても、１つのデータ列が配置されるサブキャリアグループの数を多くすることができる。逆に言えば、１つのデータ列の長さが長い場合においては、サブキャリアグループのサイズを大きくすることによってパイロットサブキャリアのオーバーヘッドを小さくすることもできる。

次に、バースト誤りを効率よく低減するための複素数値系列の設定方法についてより詳細に説明する。
あるデータ信号のバースト誤り率を低減するためには、当該データ信号に乗じられる複素数値系列がＯＦＤＭ送信機間で異なっている必要がある。例えば、図２９においてＮ番目のＯＦＤＭ送信機でサブキャリアグループ３０１〜３１２内のサブキャリアに割り当てられたデータ信号に対して、複素数値Ｒ_Ｎ[Ｍ]を乗じるとする。

データ信号系列Ｄ１はサブキャリアグループ３０１，３０２，３０３，３０７，３０８及び３０９に割り当てられているので、複素数値系列｛Ｒ_Ｎ[１]，Ｒ_Ｎ[２]，Ｒ_Ｎ[３]，Ｒ_Ｎ[７]，Ｒ_Ｎ[８]，Ｒ_Ｎ[９]｝をＯＦＤＭ送信機間で異なる系列に設定することにより、Ｄ１のバースト誤りを低減することができる。同様に、データ信号系列Ｄ２はサブキャリアグループ３０４，３０５，３０６，３１０，３１１及び３１２に割り当てられているので、複素数値系列｛Ｒ_Ｎ[４]，Ｒ_Ｎ[５]，Ｒ_Ｎ[６]，Ｒ_Ｎ[１０]，Ｒ_Ｎ[１１]，Ｒ_Ｎ[１２]｝をＯＦＤＭ送信機間で異なる系列に設定することにより、Ｄ２のバースト誤りを低減することができる。従って、データ信号系列Ｄ１及びＤ２の復号後の誤り率特性を改善できる。

本実施形態において、サブキャリアグループの設定方法及びサブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法は、先の実施形態と同様でよい。例えば、サブキャリアグループは図７〜図１０のように設定され、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアは図１４〜図１６のように配置される。

（効率的にバースト誤りを低減するための複素数値系列の例）
次に、図１７（ａ）（ｂ）を用いて効率的にバースト誤りを低減するための直交する複素数値系列の設定方法を説明する。ここではこれまでの説明と同様に、Ｎ番目のＯＦＤＭ送信機のＭ番目のサブキャリアグループに用いられる複素数値をＲ_Ｎ[Ｍ]と表すこととし、またＮ番目のＯＦＤＭ送信機における複素数値系列Ｓ_Ｎを数式（１７）のように表すものとする。効率的にバースト誤りを低減するための複素数値系列は、次のように生成される。

＜ステップ１＞
まず、系列長がＫでかつ互いに直交するＣ（Ｃ≦Ｋ）個の複素数値系列を生成する。以下の説明では、この系列長ＫのＣ個の複素数値系列を特に識別したい場合に送信機方向複素数値系列と呼ぶこととする。また、サブキャリアグループ毎に用いられる複素数値系列を特に識別したい場合に、サブキャリアグループ方向複素数値系列と呼ぶこととする。

一般には、系列長Ｋの互いに直交する複素数値系列は、最大でＫ個生成することが可能である。系列長Ｋでかつ互いに直交するＣ個の複素数値系列を以下のように表すものとする。

Ｃ個の複素数値系列が互いに直交するとは、１≦ｐ≦Ｃと１≦ｑ≦Ｃを満たす任意の異なる整数ｐ，ｑにおいて次式が成り立つことを表している。

＜ステップ２＞
次に、これらＣ個の送信機方向複素数値系列のｋ番目の要素を並べることによって、次式のように長さＣのサブキャリアグループ方向複素数値系列を生成する。

このようにして生成されるサブキャリアグループ方向複素数値系列をサブキャリアグループ毎にパイロット信号及びデータ信号に乗じる複素数値系列として用いる。

このようにＣ個の送信機方向複素数値系列のｋ番目の要素を並べることによって生成されるサブキャリアグループ方向複素数値系列をｎ番目の送信機で用いる場合について、例を挙げて説明する。例えば、サブキャリアグループの数Ｍとサブキャリアグループ方向複素数値系列の数Ｃが同じ場合には、

として用いる。すなわち、図１７（ａ）のサブキャリアグループ３０１にｗ_l,kを乗じ、サブキャリアグループ３０２にｗ_2,kを乗じ、サブキャリアグループ３０Ｍにｗ_C,kをそれぞれ乗じる。一方、ＭがＣより小さい場合には、次式のように生成される複素数値系列の一部を用いる。

逆にＭがＣより大きい場合には、次式のように系列の長さがＭとなるように生成される長さＣの複素数値系列を繰り返して用いる。

（直交する複素数値系列を用いることによる効果）
次に、このようにして生成される直交する複素数値系列を使った場合の効果について説明する。数式（１６）を用いて説明したように、受信した信号のサブキャリアグループ毎の振幅は、チャネル歪みと乗じられた複素数値の両方の影響で増減する。従って、送信機毎に異なる複素数値系列をパイロット信号及びデータ信号に乗じることによって、サブキャリアグループ毎の振幅を増減させることができる。その結果として、全てのサブキャリアグループの振幅が同時に小さくなる確率を低減することができ、バースト誤りが発生する確率を小さくすることができる。

このような効果を最大限に得るためには、振幅の増減の相関がサブキャリアグループ間で小さいことが望ましい。これは、逆に相関が大きい場合の例を考えれば明らかである。すなわち、サブキャリアグループ毎の振幅の増減における相関が大きい場合、全てのサブキャリアグループが同じように振幅変化を生じることになる。その結果として同時に振幅が小さくなる確率が高くなり、バースト誤りが発生しやすくなる。系列長がＫでかつ互いに直交するＣ（Ｃ≦Ｋ）個の複素数値系列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の要素を並べて生成される長さＣの複素数値系列をサブキャリアグループ毎にパイロット信号及びデータ信号に乗じた場合、振幅の増減のサブキャリアグループ間の相関を小さくすることができる。

例えば、あるサブキャリアグループに対して各送信機で用いられる複素数値は、系列長がＫでかつ互いに直交するＣ（Ｃ≦Ｋ）個の送信機方向複素数値系列の中のいずれか１つの系列に含まれる複素数値となっている。また、別のサブキャリアグループに対して各送信機で用いられる複素数値は、別の送信機方向複素数値系列に含まれる複素数値となっている。

すなわち、あるサブキャリアグループに各送信機で乗じられた複素数値を並べた系列は１つの送信機方向複素数値系列をなし、また別のサブキャリアグループに各送信機で乗じられた複素数値系列は別の送信機方向複素数値系列をなす。前述のように、送信機方向複素数値系列は互いに直交するように設計されている。従って、サブキャリアグループ毎に互いに直交する複素数値系列を用いて数式（１６）のようにチャネル歪が合成されることにより、合成された信号の振幅の増減における相関を効率的に小さくすることができる。

さらに言うと、前述のように複素数値系列を送信機間で直交または擬似直交の関係に設定する例によれば、送信機間で異なる複素数値系列を選ぶことができるため、ダイバーシチゲインを得ることができていた。これに対し、上述のようにあるサブキャリアグループについて送信機毎に乗じられる複素数値を系列としてみたときに、その複素数値系列を互いに直交の関係に設定すると、Ｋ個の送信機があるときに理論的に最大のダイバーシチゲインを達成できる。またその素数値系列を互いに擬似直交の関係に設定すると、Ｋ個の送信機があるときに理論的に最大のダイバーシチゲインに準ずる性能を達成できる。

（行列を使った表現）
次に、効率的にバースト誤りを低減するための上述した複素数値系列の設定方法について、行列表現を使ってさらに説明する。まず、各行成分が互いに直交するＣ行Ｋ列の複素数値行列を生成する。各行成分は長さがＫのベクトルであるため、一般に最大でＫ個の互いに直交するベクトルを生成することが可能である。Ｋ行Ｋ列で各行成分が互いに直交する行列として、フーリエ行列やウォルシュ行列が知られている。ただしウォルシュ行列はＫが２のべき乗であるときだけ定義することができる。このようなＫ行Ｋ列の行列のうちのＣ行だけを取り出した新たな行列を用いることによっても、各行成分が互いに直交するＣ行Ｋ列の複素数値行列を生成することができる。このようにして生成されるＣ行Ｋ列の複素数値行列Ａは、以下のように表される。

数式（２５）に示す行列Ａのｋ番目の列を並べることによっても、数式（２１）に示したサブキャリア方向複素数値系列、すなわち効率的にバースト誤りを低減する複素数値系列を生成することができる。

（基地局数＝送信機の数について）
以上説明してきたように、系列長がＫでかつ互いに直交するＣ（Ｃ≦Ｋ）個の複素数値系列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の要素を並べて生成される長さＣの複素数値系列を使うことによって、サブキャリアグループ間の振幅の増減の相関が小さくなり、バースト誤りが発生する確率を効果的に低減することができる。さらに、各行成分が互いに直交するＣ行Ｋ列の複素数値行列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の列からなる複素数値系列を使った場合においても等価な系列を生成でき、同じ効果を得ることができる。

ここで、Ｋ及びＣの値について具体的に例を挙げて説明する。前述の通り、あるサブキャリアグループに各送信機で用いられる複素数値は、系列長がＫで互いに直交するＣ（Ｃ≦Ｋ）個の送信機方向複素数値系列の中のいずれか１つの系列に含まれる複素数値となっている。送信機方向複素数値系列は互いに直交するように設計されているため、サブキャリアグループ毎に異なるなる送信機方向複素数値系列が使われている場合には、それらのサブキャリアグループ間の振幅増減の相関は小さくなる。

この場合、相関をさらに効果的に小さくするためには、Ｋ個の送信機が異なるｋ番目の要素を並べて生成された長さＣのサブキャリアグループ方向複素数値系列を使うことが望ましい。なぜならば、送信機方向複素数値系列は長さがＫのときに互いに直交する系列であるが、それよりも短い長さの部分系列については互いに直交することが保証されないからである。例えば、Ｋ−１個の送信機がＫ個のサブキャリアグループ方向複素数値系列のうちのＫ−１個の系列を使っていた場合、Ｋ−１個の送信機からのチャネル歪みは、Ｋ−１個の複素数値の重み付総和で表される。この場合、各サブキャリアグループのパイロット信号及びデータ信号に乗じられている複素数値系列は、系列長Ｋの送信機方向複素数値系列の部分系列、すなわち長さＫ−１の系列になってしまうため、他のサブキャリアグループに乗じられている複素数値系列との直交性は保証されない。その結果として相関が十分に小さくならない可能性がある。

以上の説明からもわかるように、Ｋは受信機の数がＯＦＤＭ信号を同時に受信可能な送信機の数となっていることが望ましい。例えば、無線通信システム全体でみると１００個の送信機があった場合であっても、それらの配置や送信アンテナのアンテナパターンなどの条件から、受信機で同時に受信可能なＯＦＤＭ信号の数が３個であった場合には、Ｋを３とする。また、例えば受信可能な送信機からのＯＦＤＭ信号の数が２〜３といった範囲を持っている場合には、そのうちの最大の値をＫとする。これは、一般に送信機が互いにある程度離れて配置されていることを考えると、同時に受信可能な送信機からのＯＦＤＭ信号の数が多い受信機ほど、ＳＮＲは低い環境にあると言えるからである。ＳＮＲが低い環境にある受信機でバースト誤りが発生する確率を低減することによって、より悪い環境にある受信機の性能を優先的に改善することができる。

さらに、Ｃはサブキャリアグループの数Ｍ以上の値となっていることが望ましい。なぜならば、ＣがＭ以上の値をとる場合には全てのサブキャリアグループの振幅の増減の相関を小さくできるからである。しかしながら、前述の通りＣはＫ以上の値をとることはできない。従って、Ｋが３でサブキャリアグループ数Ｍが６個の場合には、Ｃを最大でも３にしか設定することができないため、長さＣが３のサブキャリアグループ方向複素数値系列を２回繰り返して使用することになる。

一般に、周波数方向及び時間方向に近接しているサブキャリアグループ間のチャネル歪みの相関は大きい傾向がある。逆に、周波数方向及び時間方向に遠いサブキャリアグループにおける相関は小さくなる傾向がある。そこで、Ｋの値がＭよりも小さい場合においては、近くにあるサブキャリアグループに直交する送信機方向複素数値系列が割り当てられるように設定する。このようにすることで、Ｋの値が小さい場合においても効率的にバースト誤りが発生する確率を低減することができる。

さらにまた、サブキャリアグループの数Ｍに基づいてＫを決定することもできる。前述の通り、Ｍ個のサブキャリアグループ間の信号振幅の増減の相関を互いに小さくするためには、ＣがＭ以上の値をとればよい。また、ＣはＫ以下の値をとる。これらのことから、ＫをＭ以上の値に設定すれば、Ｍ個のサブキャリアグループ間の信号振幅の増減の相関を互いに小さくするサブキャリア方向複素数値系列を生成できることになる。例えば、サブキャリアグループ数Ｍが３の場合で、同時に受信可能な送信機からのＯＦＤＭ信号の数が２〜５といった範囲を持っている場合、Ｋを５に設定することによっても効果的に相関を小さくすることができるが、Ｋを３に設定することによっても十分に相関を小さくすることができる。Ｋを小さくすることにより、生成する送信機方向複素数値系列の長さを短くすることができる。

（階層的に直交する複素数値系列の例）
ここまで説明してきた方法では、送信機の数がＫと一致した場合に最も効率的にバースト誤り率を低減する方法を示してきた。ここでは、送信機の数がＫまたはその約数のＫ_１である場合にも最も効率的にバースト誤り率を低減できる方法を示す。

送信機の数がＫまたはその約数のＫ_１である場合にも効率的にバースト誤り率を低減する複素数値系列は、次のように生成される。まず、系列長がＫ_１の第１部分系列及び該第１部分系列と直交する少なくとも一つの第２部分系列を含む、系列長がＫでかつ互いに直交するＣ（Ｃ≦Ｋ）個の複素数値系列を生成する。このような複素数値系列は、次式で表わされる。

以下の説明では、Ｋ＝Ｋ_１×Ｋ_２として説明する。「系列長Ｋの系列が互いに直交する」ということについては、前述の通りである。次に、「系列長Ｋ_１の第１部分系列が系列長Ｋ_１の少なくとも一つの第２部分系列と互いに直交する」ということについて説明する。

まず、系列長Ｋの系列Ｗ_cをＫ_２個の系列長Ｋ_１の系列Ｗ_c,1, Ｗ_c,2，…，Ｗ_c,K2に分割する。Ｗ_cとＷ_c,1, Ｗ_c,2，…，Ｗ_c,K2の関係は、次式の通りである。

ここで、「系列長Ｋ_１の第１部分系列が系列長Ｋ_１の少なくとも一つの第２部分系列と互いに直交する」とは、部分系列Ｗ_c,1, Ｗ_c,2，…，Ｗ_c,K2のうち、１≦ｐ≦Ｃと１≦ｑ≦Ｃを満たす任意の異なる整数ｐ，ｑにおいて１≦ｋ≦Ｋ_２を満たす各ｋについてのＷ_p,k（第１部分系列）とＷ_q,k（第２部分系列）とが互いに直交するということを表している。ただし、Ｋ_１よりもＣが大きい値を持つ場合には、任意のｐとｑで互いに直交させることは数学的に不可能である。この場合、Ｗ_lからＷ_cまでの連続するＫ_１個について、部分系列が互いに直交するように設定すればよい。

これ以降の処理は前述の方法と同じであり、数式（２６）に示したＣ個の送信機方向複素数値系列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の要素を数式（２１）のように並べて生成される長さＣの複素数値系列をサブキャリアグループ毎にパイロット信号及びデータ信号に乗じる複素数値系列として用いる。

（階層的に直交する複素数値系列による効果）
このようにして生成された複素数値系列を使った場合の効果について説明する。送信機の数がＫ個である場合には、基本的に効果は前述の方法と等価である。本方法によって生成された複素数値系列を用いた場合、Ｋ_１個の部分系列についても直交する性質が保たれる。すなわち、Ｋ個の送信機全てからの信号が受信機から観測できない場合においても、少なくともＫ_１個の送信機からの信号が観測できれば、効率的にバースト誤り率を低減することが可能となる。

（行列を使った複素数値系列の表現）
次に、効率的にバースト誤りを低減するための複素数値系列の別の設定方法を、行列表現を使って説明する。まず、各行成分が互いに直交するＣ_１行Ｋ_１列の第１複素数値行列Ａ１と、各行成分が互いに直交するＣ_２行Ｋ_２列の第２複素数値行列Ａ２を生成する。これら第１複素数値行列Ａ１及び第２複素数値行列Ａ２は、前述の方法と同様にしてフーリエ行列やウォルシュ行列の部分行列をとることによって生成することができる。次に、次式に示すように第１複素数値行列Ａ１と第２複素数値行列Ａ２とのクロネッカ積をとることによって、第３複素数値行列Ａ３を生成する。

このようにして生成されるＣ（＝Ｃ_１×Ｃ_２）行Ｋ（＝Ｋ_１×Ｋ_２）列の第３複素数値行列Ａ３は、次のような性質を満たしている。まず、各行成分からなるＣ個の長さＫの複素数値系列は、互いに直交する。また、各行成分をＫ_１個ずつ切り出して生成される部分系列は、隣り合うＣ１個の他の行成分から生成される部分系列と互いに直交する。このような性質をもつ行列Ａ３の各列成分からなる複素数値系列をとることによっても、数式（２７）により生成される複素数値系列と同等の複素数値系列を生成することが可能である。すなわち、本方法によって生成されるサブキャリア方向複素数値系列を使った場合には、送信機の数がＫまたはその約数Ｋ_１である場合にも効率的にバースト誤り率を低減することができる。

（近接して設置される基地局数＝送信機の数について）
以上のようにして生成される、効率的にバースト誤りを低減するための複素数値系列を用いた場合には、前述のように送信機の数がＫまたはその約数のＫ_１である場合にも、効率的にバースト誤り率を低減することができる。しかしながら、送信機からのＯＦＤＭ信号の数がＫ_１個未満以下の場合には、やはり効率的にバースト誤り率を低減できなくなってしまう場合がある。そこで、Ｋ_１個の送信機を近接させて配置させるとよい。Ｋ_１個の送信機が近接して配置されていると、受信機はＫ_１個の送信機の一部の送信機から送信されるＯＦＤＭ信号だけしか受信できない状況に陥る可能性が小さくなる。

また、例えば近接したＫ_１個の送信機により一つの送信機グループを形成し、Ｋ_２個の送信機グループからのＯＦＤＭ信号を受信機が同時に受信可能なように送信機を配置してもよい。このようにすることで、Ｋ_２個の送信機グループからのＯＦＤＭ信号を受信可能な受信機は、またＫ個の送信機からのＯＦＤＭ信号を受信できるために、前述の通り効率的にバースト誤りを低減できる。さらに、受信機はＫ_２個の送信機グループのうちのいずれか１つのグループからのＯＦＤＭ信号しか受信できない場合においても、少なくともＫ_１個の送信機からのＯＦＤＭ信号を受信することができるために、やはり効率的にバースト誤り率を低減することができる。

以上のように複数の送信機をグループにして近接して配置する場合において、全ての送信機グループで同じ数の送信機を配置する必要は必ずしもない。例えば、あるグループでは送信機を２つ、また別のグループでは４つを近接して配置してもよい。このような場合には、Ｋ_１は大きい方の値である４に合わせることが望ましい。こうすることによって、４つの送信機から送信がなされた際に効率的にバースト誤りが発生する確率を低減できる。

さらに望ましくは、Ｃ_１（＝Ｃ１１×Ｃ１２）行Ｋ_１（＝Ｋ_１１×Ｋ_１２）列の前記第１複素数値行列を、各行成分が互いに直交するＣ１１行Ｋ_１１列の複素数値行列と、各行成分が互いに直交するＣ１２行Ｋ_１２列の複素数値行列とのクロネッカ積によって生成する。このようにすることで、Ｋ_１１個の送信機からの信号を受信した場合においても効率的にバースト誤り率を低減できる。すなわち、前述のようにある送信機グループでは２つの送信機を近接して配置し、また別の送信機グループでは４つの送信機を近接して配置しているような例では、Ｋ_１＝４，Ｋ_１１＝２として複素数値系列を生成すればよい。

以上のように複数の送信機をグループにして近接して配置する場合、これらの送信機のうちの一部の装置は共有してもよい。

（近接して設置される基地局数＝送信機の数についての他の例）
Ｋ_１個の送信機を近接して設置することによって、受信機が同時に受信することができる送信機からのＯＦＤＭ信号の数を少なくともＫ_１個にすることができる。その一方で、Ｋ_１個の送信機グループをＫ_２個受信できるように送信機の配置やアンテナパターンを決定することはこれと比べて比較的困難である。このような場合には、少なくともＫ_１個の送信機までについては直交性を確保し、それより多い送信機についてはランダムな値を設定することによって比較的相関が小さくなるように設計することができる。

具体的には、各行成分が互いに直交するＣ_１行Ｋ_１列の第１複素数値行列Ａ１と、各要素がランダムな値からなるＣ_２行Ｋ_２列の第２複素数値行列Ａ２を生成し、これらのクロネッカ積をとることによって、次式のように第３の複素数値行列Ａ３を生成する。

ただしランダムな値とは、例えば振幅が一定で位相だけが異なる値を設定してもよい。

このようにして生成される複素数値行列Ａ３においては、その生成過程からも明らかなように、Ｃ１行Ｋ_１列毎に分割した部分行列は各行成分が互いに直交する行列となっている。一方で、複素数値行列Ａ３の各行成分は互いに直交性が保証されない。すなわち、Ｋ_１個の送信機グループからのＯＦＤＭ信号のうちＫ_２個を受信可能な場合においても、最大限にバースト誤り率を低減することができない場合がある。その代わりに、Ｋ_１個の送信機グループからのＯＦＤＭ信号のうちＫ_２個より少ない数のＯＦＤＭ信号だけを受信機が受信した場合においては、前述したようにランダムな値が設定されていることにより、効果的にバースト誤りが発生する確率を低減できる可能性がある。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の一実施形態に従うＯＦＤＭ無線通信システムの概略を示す図 図１中のＯＦＤＭ送信機の一例を示すブロック図 ＯＦＤＭ送信機におけるサブキャリア割り当てとサブキャリアグループの設定について説明する図 図１中のＯＦＤＭ受信機の一例を示すブロック図 図１中のＯＦＤＭ送信機の他の例を示すブロック図 図１中のＯＦＤＭ受信の他の例を示すブロック図 第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図 第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図 第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図 第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図 第２のサブキャリアグループ設定方法について説明する図 第２のサブキャリアグループ設定方法について説明する図 第２のサブキャリアグループ設定方法について説明する図 サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法について説明する図 サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法について説明する図 サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法について説明する図 サブキャリアグループ毎に定められる複素数値系列について説明する図 図１中のＯＦＤＭ受信機のさらに別の例を示すブロック図 ガードインターバル長の設定方法について説明する図 ガードインターバル長の設定方法について説明する図 ＯＦＤＭシンボルを間引いた場合のガードインターバル長の設定例について説明する図 図２中のデータ信号生成部の具体例を示すブロック図 図４中の復調部の具体例を示すブロック図 サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に乗じる複素数値系列をＯＦＤＭ送信機間で同一に設定した場合と異なるように設定した場合のシミュレーションによる性能評価の例を示す図 サブキャリアグループの設定例を示す図 サブキャリアグループの設定例を示す図 サブキャリアグループの設定例を示す図 サブキャリアグループの設定例を示す図 データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図 データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図 データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図 データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図 データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図

符号の説明

１１〜１Ｎ・・・ＯＦＤＭ送信機
２０・・・ＯＦＤＭ受信機
１０１・・・パイロット信号生成部
１０２・・・データ信号生成部
１０３・・・サブキャリア割り当て部
１０４・・・サブキャリアグループ設定部
１０５・・・複素数値乗算部
１０６・・・ＩＦＦＴユニット
１０７・・・ＧＩ付加部
１０８・・・無線送信部
１０９・・・アンテナ
１１０・・・スクランブル部
１２１・・・サブキャリアグループが設定された信号
１２２・・・サブキャリアグループが設定されていない信号
２０１・・・アンテナ
２０２・・無線受信部
２０３・・・ＧＩ除去部
２０４・・・ＦＦＴユニット
２０５・・・信号分離部
２０６・・・チャネル推定部
２０７・・・チャネル等化部
２０８・・・復調部
２１０・・・デスクランブル部
２１１・・・チャネル推定部
２１２・・・チャネル等化部
２１３・・・復調部
２１４・・・複素数値乗算部
２２１，２２３・・・パイロット信号
２２２，２２４，２２５・・・データ信号
３０１〜３０Ｍ，３０１〜３１２・・・サブキャリアグループ
１０２１・・・ビット列生成部
１０２２・・・符号化器
１０２３・・・インタリーバ
１０２４・・・ディジタル変調器
２０８１・・・ディジタル復調器
２０８２・・・デインタリーバ
２０８３・・・復号化器

Claims (24)

1. 複数の送信機からＯＦＤＭ信号を送信する方法において、
   通信路符号化によって得られるビット列を変調してデータ信号を生成するステップと；
   パイロット信号を生成するステップと；
   前記パイロット信号と前記データ信号を前記送信機間で同一のパイロットサブキャリアとデータサブキャリアに割り当てるステップと；
   前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記サブキャリアグループ毎に、系列長がＫでかつ互いに直交するＣ（Ｃ≦Ｋ）個の複素数値系列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の要素を並べて生成される長さＣの複素数値系列を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じるステップと；
   前記ＯＦＤＭ信号を生成するために前記長さＣの複素数値系列が乗じられたパイロット信号とデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調ステップと；
   生成されたＯＦＤＭ信号を送信するステップと；
   を具備することを特徴とするＯＦＤＭ信号の送信方法。
2. 前記長さＣの複素数値系列は、前記複数の送信機で異なることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号の送信方法。
3. 一つの送信機で生成される前記長さＣの複素数値系列は、少なくとも他の１つの送信機により生成される前記長さＣの複素数値系列とは異なることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号の送信方法。
4. 前記長さＣの複素数値系列は、前記複数の送信機が独立に生成することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号の送信方法。
5. 前記長さＣの複素数値系列は、各行成分が互いに直交するＣ行Ｋ列の複素数値行列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の列からなることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号の送信方法。
6. 通信路符号化によって得られるビット列を変調してデータ信号を生成するデータ信号生成部と；
   パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と；
   前記パイロット信号と前記データ信号を、パイロットサブキャリアとデータサブキャリアに割り当てる割り当て部と；
   前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記サブキャリアグループ毎に、系列長がＫでかつ互いに直交するＣ（Ｃ≦Ｋ）個の複素数値系列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の要素を並べて生成される長さＣの複素数値系列を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じる乗算部と；
   前記長さＣの複素数値系列が乗じられたパイロット信号とデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部と；を具備することを特徴とするＯＦＤＭ信号送信機。
7. 前記サブキャリアグループは、時間軸及び周波数軸によって規定される特定領域内に配置されるパイロットサブキャリア及び該特定領域内に配置されるデータサブキャリアにより形成されることを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ送信機。
8. 前記サブキャリアグループは、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにより形成されることを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ送信機。
9. 前記サブキャリアグループは、時間軸及び周波数軸によって規定される特定領域内に配置されるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアと、前記特定領域内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと周波数軸上の位置が同一で、かつ時間軸上の位置が異なるように前記特定領域外に配置されるパイロットサブキャリアとにより形成されることを特徴とする請求項７または８項記載のＯＦＤＭ送信機。
10. 前記サブキャリアグループは、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアと、前記連続する複数のＯＦＤＭシンボル内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと同一周波数を有し、かつ前記連続する複数のＯＦＤＭシンボルに近接する少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリアとにより前記サブキャリアグループを設定することを特徴とする請求項６乃至９のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
11. 前記サブキャリアグループは、前記サブキャリアグループ内にパイロットサブキャリアが分散して配置されるように形成されることを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
12. 前記サブキャリアグループは、前記サブキャリアグループ内の周波数軸方向の端部に優先的にパイロットサブキャリアが配置されるように形成されることを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
13. 前記サブキャリアグループは、前記サブキャリアグループ内の時間軸方向の端部に優先的に前記パイロットサブキャリアが配置されるように形成されることを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
14. 前記長さＣの複素数値系列は、各行成分が互いに直交するＣ行Ｋ列の複素数値行列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の列からなることを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ送信機。
15. 前記長さＣの複素数値行列は、フーリエ行列もしくはフーリエ行列の一部の行を含む部分行列であることを特徴とする請求項１４記載のＯＦＤＭ送信機。
16. 前記長さＣの複素数値行列は、ウォルシュ行列もしくはウォルシュ行列の一部の行を含む部分行列であることを特徴とする請求項１４記載のＯＦＤＭ送信機。
17. 前記長さＣの複素数値系列は、系列長がＫ_１の第１部分系列及び該第１部分系列と直交する系列長がＫ_１の少なくとも一つの第２部分系列を含む、系列長がＫでかつ互いに直交するＣ（Ｃ≦Ｋ）個の複素数値系列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の要素を並べて生成されることを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ送信機。
18. 前記長さＣの複素数値系列は、各行成分が互いに直交するＣ_１行Ｋ_１列の第１複素数値行列と、各行成分が互いに直交するＣ_２行Ｋ_２列の第２複素数値行列とのクロネッカ積によって得られるＣ（＝Ｃ_１×Ｃ_２）行Ｋ（＝Ｋ_１×Ｋ_２）列の複素数値行列のｋ（＝１，…，Ｋ）番目の列からなることを特徴とする請求項１７記載のＯＦＤＭ送信機。
19. 前記第１複素数値行列及び前記第２複素数値行列の少なくとも一方は、フーリエ行列もしくはフーリエ行列の一部の行を含む部分行列であることを特徴とする請求項１７記載のＯＦＤＭ送信機。
20. 前記第１複素数値行列及び前記第２複素数値行列の少なくとも一方は、ウォルシュ行列もしくはウォルシュ行列の一部の行を含む部分行列であることを特徴とする請求項１７記載のＯＦＤＭ送信機。
21. Ｋ個の請求項６記載のＯＦＤＭ送信機を含む無線通信システム。
22. 近接して設置されるＫ_１個の請求項１８記載のＯＦＤＭ送信機を含む無線通信システム。
23. 前記ＯＦＤＭ送信機は、セルラーシステムにおける基地局である請求項６記載のＯＦＤＭ送信機。
24. 請求項６記載のＯＦＤＭ送信機から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信ユニットと；
    受信された前記ＯＦＤＭ信号を前記サブキャリア毎の信号に分割するために該ＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭ復調を施すＯＦＤＭ復調部と；
    前記サブキャリア毎の信号から少なくとも一つのサブキャリアグループに含まれるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号を分離する分離部と；
    前記分離部により分離されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定する推定部と；
    前記推定部により推定されたチャネル応答に従って、前記分離されたデータ信号を等化する等化部と；
    前記等化部により等化された第１データ信号を通信路復号化して復調するデータ復調部と；
    を具備するＯＦＤＭ受信機。

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