JP4751733B2

JP4751733B2 - Ｏｆｄｍ無線通信システム

Info

Publication number: JP4751733B2
Application number: JP2006035541A
Authority: JP
Inventors: 滋郎寺部
Original assignee: Fujitsu Toshiba Mobile Communication Ltd
Current assignee: Fujitsu Mobile Communications Ltd
Priority date: 2006-02-13
Filing date: 2006-02-13
Publication date: 2011-08-17
Anticipated expiration: 2026-02-13
Also published as: JP2007215132A; US7636366B2; US20070189149A1

Description

本発明は、直交周波数分割多重方式、すなわちＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いて無線通信を行うＯＦＤＭ無線通信システムに関する。

複数の送信機から同じパイロット信号及びデータ信号を同じキャリア周波数で送信し、これらを受信機で合成して受信することにより所要の利得を得るマクロダイバーシティ受信技術が知られている。非特許文献１には、マクロダイバーシティ受信を適用する信号と適用しない信号が混在するＯＦＤＭ無線通信システムにおいて、マクロダイバーシティを実施するためのフレーム構成を開示している。

非特許文献１に記載されたフレーム構成では、パイロット信号についてのみ、送信機毎に定められたスクランブリングパターンを用いてスクランブルを行う。データ信号については、スクランブルを行わない。スクランブリングパターンは、互いに直交もしくは擬似直交の関係になるように設定される。このフレーム構成によると、パイロット信号は他の送信機から送信される信号と直交化または擬似直交化されていることで、受信機側において他の送信機からの信号と分離することができる。従って、マクロダイバーシティ受信を適用しない信号に対するチャネル応答の推定のために当該パイロット信号を用いることができる。
"MBMS transmission in E-UTRA", LG Electronics，[online]，平成17年12月16日，［平成17年12月20日検索］，インターネット＜URL: http://www.3gpp.org/ftp/tsg_ran/WG1_RL1/TSGR1_43/Docs/R1-051300.zip＞

非特許文献１に示されるフレーム構成で送信された信号に対して受信機側でマクロダイバーシティ受信を行うためには、２段階の処理が必要になる。第１段階では、パイロット信号にかけられているスクランブリングパターンが各送信機間で直交もしくは擬似直交の関係にあることを利用して、各送信機から受信機までの各チャネルの応答を個別に推定する。第２段階では、個別に推定した各チャネル応答の和を用いて、受信したデータ信号が受けているチャネル歪みを補償するための等化、すなわちチャネル等化を行う。このようにして、各送信機から各チャネルを経て受信機に達するデータ信号に対してチャネル等化を行うことができる。

非特許文献１に示されるフレーム構成の信号に対して受信機側でマクロダイバーシティ受信を行うためには、各送信機から受信機までの各チャネルの応答を個別に推定する必要がある。すなわち、本来であればマクロダイバーシティ受信におけるチャネル等化には各チャネル応答の和だけが必要であるにもかかわらず、非特許文献１では各チャネル応答を個別に求める必要がある。このために計算量が増加する。

一方、各チャネル応答を個別に推定する処理においては、スクランブリングパターンが送信機間で互いに直交もしくは擬似直交関係にあることを利用して他チャネルのチャネル応答を打ち消すことによって、所望チャネルのチャネル応答のみを取り出す。しかしながらチャネル歪みにより直交性もしくは擬似直交性が弱められてしまい、他のチャネル応答を打ち消す効果が小さくなってしまう場合がある。そのような場合、他のチャネル応答は所望のチャネル応答に干渉として重畳されるため、所望のチャネル応答の推定精度が劣化する。

さらに、各チャネル応答を個別に推定する処理においては、受信信号に含まれる全てのスクランブリングパターンを受信機が過不足なく認識している必要がある。スクランブリングパターンの一部を受信機が認識しなかった場合、各スクランブリングパターンに対応する、送信機から受信機までのチャネル応答を推定することができないため、受信性能が劣化する。また、受信信号に含まれていないスクランブリングパターンを受信機が誤って認識していた場合、この誤って認識されたスクランブリングパターンによって生成されるチャネル応答の推定値は干渉しか含まないため、やはり受信性能を劣化させてしまう。受信機側でスクランブリングパターンを過不足なく認識するためには、受信機側でどのスクランブリングパターンに対応する信号が受信されているのかという情報を制御する必要があるため、受信機側の制御が複雑になる。

このように非特許文献１に示される従来の構成で送信された信号を受信機側でマクロダイバーシティ受信しようとした場合に、計算量の増加、干渉によるチャネル推定精度の劣化及び制御の複雑化といった問題があった。

これに対してこの発明は、受信機側でマクロダイバーシティ受信を行う場合に計算量が少なく、干渉によるチャネル推定精度の劣化が小さく、さらに制御が簡単で伝送効率が高いＯＦＤＭ無線通信システムを提供することを目的とする。

上記の目的を達成するために、この発明は、ＯＦＤＭ信号を送信する複数の送信機と、ＯＦＤＭ信号に基づくマクロダイバーシティ受信を行う受信機とを備えたＯＦＤＭ無線通信システムにおいて、送信機は、互いに異なる周波数の第１パイロットサブキャリアおよび第２パイロットサブキャリアに、それぞれパイロット信号を割り当てる第１割り当て手段と、第１パイロットサブキャリアと同じ周波数でかつ送信タイミングが連続する第１データサブキャリアに、マクロダイバーシティが適用されたマクロダイバーシティ信号を割り当てるとともに、第２パイロットサブキャリアと同じ周波数でかつ送信タイミングが連続する第２データサブキャリアに、マクロダイバーシティが適用されたマクロダイバーシティ信号を割り当てる第２割り当て手段と、第１パイロットサブキャリアと第２パイロットサブキャリアの間の周波数でかつ第１パイロットサブキャリアと第２パイロットサブキャリアの間の送信タイミングの第３データサブキャリアに、マクロダイバーシティが適用されない非マクロダイバーシティ信号を割り当てる第３割り当て手段と、第１割り当て手段、第２割り当て手段および第３割り当て手段でそれぞれ割り当てられたサブキャリアを通じて、パイロット信号、マクロダイバーシティ信号および非マクロダイバーシティ信号をそれぞれＯＦＤＭ変調して無線送信する送信手段とを備え、受信機は、送信手段が送信するサブキャリアを通じて、パイロット信号、マクロダイバーシティ信号および非マクロダイバーシティ信号をそれぞれ受信する受信手段と、この受信手段が受信した第１パイロットサブキャリアのパイロット信号に基づいて、第１データサブキャリアのチャネル推定を行うとともに、受信手段が受信した第２パイロットサブキャリアのパイロット信号に基づいて、第２データサブキャリアのチャネル推定を行う第１推定手段と、受信手段が受信した第１パイロットサブキャリアのパイロット信号および第２パイロットサブキャリアのパイロット信号に基づいて、第３データサブキャリアのチャネル推定を行う第２推定手段とを具備して構成するようにした。

この発明によれば、マクロダイバーシチ受信を適用する信号と非マクロダイバーシチ受信を適用する信号が混在する場合に、受信精度がよく、伝送効率が高いＯＦＤＭ無線通信システムを提供できる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
図１に示されるように、本発明の一実施形態に係る無線通信システムは複数（Ｎ）のＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎと、各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎから異なるチャネル（伝搬路）を経て送信されてくるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機２０を含む。ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎの各々は、ＯＦＤＭ信号を送信する。ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、全て異なる場所に設置されている必要は必ずしもなく、幾つかが同じ場所に設置されてもよい。例えば、２つのＯＦＤＭ送信機が一つの無線通信装置の中に含まれてもよい。それらの場合、ＯＦＤＭ送信機の構成要素の一部である後述するサブキャリア割り当て部やサブキャリアグループ設定部のような、送信機間で共通の要素については、複数のＯＦＤＭ送信機で共用してもよい。

図２は、一つのＯＦＤＭ送信機の構成を示している。図３は、図２中のサブキャリア割り当て部１０３によるサブキャリアの割り当て及びサブキャリアグループ設定部１０４によるサブキャリアグループの設定の様子を示している。図３においては、横の時間軸に沿ってＯＦＤＭシンボルが配置され、縦の周波数軸に沿って各ＯＦＤＭシンボルを形成する複数のサブキャリアが配置される。周波数軸に沿って記載された１，２，・・・，Ｌはサブキャリア番号を表す。時間軸に沿って記載された１，２，・・・はＯＦＤＭシンボル番号を表す。

図２において、パイロット信号生成部１０１はパイロット信号の元となるビット列に対して、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）のようなディジタル変調を施すことによって、パイロット信号を生成する。同様に、データ信号生成部１０２はデータ信号の元となるビット列にＱＰＳＫのようなディジタル変調を施すことによって、データ信号を生成する。パイロット信号及びデータ信号は、いずれも複素数値で表される。なお、パイロット信号は例えばチャネル推定（チャネル応答の推定）に用いられる。パイロット信号は、タイミング同期や周波数同期に用いてもよい。以下の実施形態では、パイロット信号をチャネル推定に用いた場合について説明をしている。

生成されたパイロット信号及びデータ信号は、サブキャリア割り当て部１０３によって対応するサブキャリア、すなわちパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられる。「信号をサブキャリアに割り当てる」とは、複素数値で表される信号に対して、対応するサブキャリアの時間軸上及び周波数軸上の位置を表すサブキャリアインデックスを付加することを意味する。例えば、図３中のデータ信号３００には（３，L−２）というサブキャリアインデックスが付加される。

サブキャリア割り当て部１０３によってパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、サブキャリアグループ設定部１０４に入力される。サブキャリアグループ設定部１０４は、パイロット信号が割り当てられる少なくとも１つ以上のパイロットサブキャリアと、データ信号が割り当てられる１つ以上のデータサブキャリアを含む、少なくとも一つのサブキャリアグループを設定する。図３の例では、複数（Ｍ）のサブキャリアグループ３０１，３０２，・・・，３０Ｍが設定される。「サブキャリアグループを設定する」とは、サブキャリアインデックスが付加されたパイロット信号及びデータ信号にインデックス（グループインデックスという）を付加することを意味している。いずれのサブキャリアグループにも属さない信号には、グループインデックスは付加されない。

ここで、図１中のＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、サブキャリアグループ設定部１０４によって送信機間で同一の少なくとも一つのサブキャリアグループを設定する。すなわち、ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎの各々のサブキャリア設定部１０４が設定するサブキャリアグループのうち、少なくとも一つは共通である。共通のサブキャリアグループでは、各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Nに共通のパイロット信号及び共通のデータ信号がパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられる。

サブキャリアグループ設定部１０４によってサブキャリアグループが設定された信号１２１、すなわちグループインデックスが付加されたパイロット信号（第１パイロット信号）及びデータ信号（第１データ信号）は、複素数値乗算部１０５を経てＯＦＤＭ変調器である逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)ユニット１０６に入力される。サブキャリアグループが設定されない信号１２２、すなわちグループインデックスが付加されていないパイロット信号（第２パイロット信号）及びデータ信号（第２データ信号）は、直接ＩＦＦＴユニット１０６に入力される。

複素数値乗算部１０５は、グループインデックスが付加されたパイロット信号及びデータ信号に対して、グループインデックスが等しいパイロット信号及びデータ信号毎に定められた複素数値または複素数値の系列を乗じる。図３の例では、サブキャリアグループ３０１，３０２，・・・，３０Ｍに対して、それぞれ一つの複素数値Ｒ［１］，Ｒ［２］，・・・，Ｒ［Ｍ］が乗じられる。サブキャリアグループ毎に定められた複素数値は、絶対値が全て同じでもよい。絶対値を同じにすることにより、サブキャリアグループ間で電力差が生じることを回避できる。ここで、複素数値は実数値を包含しており、例えば±１のような実数値であってもよい。複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号は、ＩＦＦＴユニット１０６に入力される。

ＩＦＦＴユニット１０６は、サブキャリアグループ設定部１０４及び複素数値乗算部１０５から入力された信号に対してＯＦＤＭ変調を施すことにより、複数のＯＦＤＭシンボルの系列であるＯＦＤＭ信号を生成する。すなわち、ＩＦＦＴユニット１０６は周波数領域の信号を時間領域の信号に変換することによってＯＦＤＭ信号を生成する。生成されたＯＦＤＭ信号は、ＧＩ付加部１０７によってガードインターバル（ＧＩ）が付加された後、ディジタル−アナログ変換器、アップコンバータ及び電力増幅器などを含む無線送信部１０８によって無線（ＲＦ）信号に変換され、アンテナ１０９から送信される。ＧＩ付加部１０７において付加されるガードインターバルの長さは、後述するようにサブキャリアグループ設定部２０５からの指示に従って設定される。

次に、図４を用いて図１中のＯＦＤＭ受信機２０について説明する。図４は、ＯＦＤＭ受信機２０のマクロダイバーシティ受信に関わる構成を示している。アンテナ２０１によって受信されたＲＦ信号は、低雑音増幅器、ダウンコンバータ及びアナログ−ディジタル変換器などを含む無線受信部２０２によってベースバンドディジタル信号に変換される。ベースバンドディジタル信号は、ＧＩ除去部２０３によってガードインターバルが除去された後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット２０４により時間領域の信号から周波数領域の信号、すなわちサブキャリア毎の信号に分割される。ＦＦＴユニット２０４からの出力信号は、信号分離部２０５に入力される。

信号分離部２０５は、サブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられているパイロット信号２２１及びデータ信号２２２を分離する。分離されたパイロット信号２２１はチャネル推定部２０６に入力され、データ信号２２２はチャネル等化部２０７に入力される。チャネル推定部２０６は、サブキャリアグループ毎にパイロット信号２２１の平均化または補間を行うことによりチャネル推定を行い、チャネル応答を示すチャネル推定値を出力する。チャネル等化部２０７は、チャネル推定部２０６から出力されるチャネル推定値を用いてデータ信号２２２に対してチャネル等化を行う。チャネル等化後のデータ信号は復調器２０８によって復調され、データ信号の元となるビット列が再生される。

次に、チャネル推定部２０６の動作をさらに詳細に説明する。説明の簡単のため、サブキャリアグループの時間方向及び周波数方向の幅は、チャネルの時間方向及び周波数方向の変動周期に比べてそれぞれ十分小さいと仮定する。この場合、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に対するチャネル応答は、ほぼ一定とみなすことができる。図２で説明したように、サブキャリアグループ設定部１０４によって設定されたサブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられた全てのパイロット信号及びデータ信号には、複素数値乗算部１０５によってサブキャリアグループ毎に定められた複素数値が乗じられている。複素数値をＲとし、チャネル応答をＨとすると、同一のサブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、Ｈ＊Ｒで表される歪みを共通に受ける。これは結果として、ＯＦＤＭ送信機から送信されるＯＦＤＭ信号がＨ＊Ｒで表されるチャネル応答を受けることと等価であるとみなすことができる。

すなわち、ＯＦＤＭ受信機２０では各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Nから同一のサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号が、それぞれ異なる複素数値が乗じられた後に送信される場合においても、複素数値が乗じられずに送信される場合と同様に扱うことができる。従って、チャネル推定部２０６ではＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Nにおいて乗じられた複素数値によらず、受信したパイロット信号を元のパイロット信号で除することによりチャネル推定値を求めることができる。元のパイロット信号はＯＦＤＭ受信機において既知の信号である。

サブキャリアグループ内に複数のパイロットサブキャリアが存在する場合には、それぞれのパイロットサブキャリアに割り当てられているパイロット信号を元のパイロット信号で除した値を平均化することにより、精度の高いチャネル推定値を求めることができる。さらに、サブキャリアグループ内に複数のパイロットサブキャリアが離れて配置されている場合には、それぞれのパイロットサブキャリアに割り当てられているパイロット信号を元のパイロット信号で除して得られる値を用いて補間を行うことにより、精度の高いチャネル推定値を得ることができる。

サブキャリアグループ内のあるデータサブキャリアに対するチャネル推定及びチャネル等化のプロセスについて、数式を用いて説明する。以下の説明では、あるデータ信号をＤ、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられるパイロット信号をＰ、ｎ番目のＯＦＤＭ送信機１ｎにおいて当該サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号及びデータ信号に乗じられている複素数値をＲ_ｎとする。

また、説明の簡単のためサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号及びデータ信号が受けるチャネル歪みは一定とみなすことができるとし、ＯＦＤＭ送信機１ｎからＯＦＤＭ受信機２０までのチャネルのチャネル歪みをＨ_nと表すことにする。

この場合、ＯＦＤＭ送信機１ｎから送信されるパイロット信号及びデータ信号は、それぞれＰ・Ｒ_n及びＤ・Ｒ_nで与えられる。Ｐ・Ｒ_n及びＤ・Ｒ_nは、チャネル歪みを受けた後ＯＦＤＭ受信機２０のアンテナ２０１によって合成されるので、受信されるパイロット信号Ｐ_rxは次式で表される。

ただし、ＮはＯＦＤＭ送信機の数を表す。

一方、受信されるデータ信号Ｄ_rxは次式で表される。

この場合、次式に示されるように、受信したパイロット信号Ｐ_rxの逆数及び既知である元のパイロット信号Ｐをデータ信号Ｄ_rxに乗じることにより、データ信号Ｄを復元することができる。

一方、非特許文献１に示される方法によれば、送信機においてデータ信号に対しては複素数値が乗じられない。そのため、受信されるパイロット信号Ｐ_rxは

となり、受信されるデータ信号Ｄ_rxは

となる。この場合、次式に示されるように、受信したパイロット信号の逆数とＰをデータ信号に乗じても、元のデータ信号Ｄは復元されないことは明らかである。

元のデータ信号Ｄを復元するためには、Ｈ_nをそれぞれ個別に推定した上で

を算出するプロセスが必要になる。前述の通り、Ｈ_nをそれぞれ個別に推定する処理においては干渉が重畳される場合があり、チャネル推定値の精度が劣化してしまう。

以上では受信したパイロット信号の逆数とＰを受信したデータ信号に乗じることで、元のデータ信号を復元する方法について説明したが、これ以外にも次のような方法がある。Ｈ_combを

と置くと、Ｈ_combの複素共役とＨcombの絶対値の逆数を受信したデータ信号に乗じることで、次式のようにデータ信号を復元することができる。

ただし、この場合は振幅が｜Ｈ_comb｜だけずれるので、復調する際に比較を行う変調点についても｜Ｈ_comb｜だけずらす必要がある。

以上述べたように、本実施形態によればＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎから送信される信号に対してＯＦＤＭ受信機２０においてマクロダイバーシティ受信を行う場合、各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１ＮからＯＦＤＭ受信機２０までの各チャネル応答を個別に推定する必要がないために計算量が減少する。すなわち、式（３）に示されるように、受信したパイロット信号Ｄ_rxに対して受信したパイロット信号Ｐの逆数及び元のパイロット信号Ｐを乗じるだけで元のデータ信号Ｄを復元することができる。また、各チャネル応答を個別に推定する際には生じる干渉の問題も回避することができる。さらに、各チャネル応答を個別に推定するためのスクランブリングパターンの管理を制御する必要がなくなる。

次に、ＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機の他の例について説明する。図５に示されるＯＦＤＭ送信機では、図２に示したＯＦＤＭ送信機に対してスクランブル部１１０が追加されている。スクランブル部１１０は、サブキャリアグループ設定部１０４により設定されるサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号１２２、すなわちグループインデックスが付加されていないパイロット信号及びデータ信号に対して、ＯＦＤＭ送信機毎に異なるスクランブリングパターンによりスクランブルを施す。スクランブルが施された信号は、ＩＦＦＴユニット１０６に入力される。

図６は、図５に対応するＯＦＤＭ受信機であり、図４に示したＯＦＤＭ受信機に対してデスクランブル部２１０と第２のチャネル推定部２１１及び第２のチャネル等化部２１２が追加されている。サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号は、図４に示したＯＦＤＭ受信機と同様に処理される。すなわち、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１及びデータ信号２２２は、それぞれチャネル推定部２０６及びチャネル等化部２０７に入力される。チャネル推定部２０６から出力されるチャネル推定値を用いて、チャネル等化部２０７によりデータ信号２２２に対してチャネル等化が行われる。チャネル等化部２０７によるチャネル等化後のデータ信号は復調器２１３によって復調され、これによってデータ信号の元となるビット列が再生される。

一方、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、デスクランブル部２１０によりデスクランブルされる。デスクランブル部２１０は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機において用いられるスクランブルパターンと逆のデスクランブリングパターンによってデスクランブルを行う。デスクランブル部２１０によりデスクランブルされたパイロット信号２２３はチャネル推定部２１１に入力され、デスクランブルされたデータ信号２２４はチャネル等化部２１２に入力される。

チャネル推定部２１１は、近接するパイロット信号の平均化及び補間によりチャネル推定を行い、チャネル応答を示すチャネル推定値を算出する。チャネル等化部２１２は、チャネル推定部２１１から出力されるチャネル推定値を用いて、デスクランブルされたデータ信号に対してチャネル等化を行う。チャネル等化部２１２からのチャネル等化後のデータ信号は復調器２１３に入力され、データ信号の元となるビット列が再生される。

チャネル推定部２１１において行われる平均化の処理によって、スクランブリングパターンが異なるＯＦＤＭ送信機から送信されたパイロット信号については電力を小さくすることができ、所望のチャネル推定値の精度を向上させることができる。

このようにサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号、すなわちＯＦＤＭ受信機２０においてマクロダイバーシティ受信を行わない信号に対しては、ＯＦＤＭ送信機間で異なるスクランブリングパターンを用いてスクランブリングをかけている。これによりマクロダイバーシティ受信でない通常受信を行う際のチャネル推定値の精度を高くすることができる。なお、スクランブリングパターンは送受信機間で予め決めておいてもよい。或いは、ＯＦＤＭ受信機２０がＯＦＤＭ送信機（例えばＯＦＤＭ送信機１１）と通信を開始する際に、ＯＦＤＭ送信機１１からスクランブリングパターンの通知を受けてもよい。マクロダイバーシティ受信を行わない信号についてスクランブルをかけているので、ＯＦＤＭ受信機２０は、全てのＯＦＤＭ送信機のスクランブリングパターンを知る必要はない。

上述の理由説明から分かるように、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられている信号のうち、データ信号については必ずしもスクランブルする必要はない。従って、図５中のスクランブル部１１０においてはパイロット信号のみをスクランブルしてもよい。この場合、図６中のデスクランブル部２１０においてはパイロット信号のみをデスクランブルする。

次に、図７〜図１６及び図１７（ａ）（ｂ）を用いてサブキャリアグループのより具体的な設定方法について説明する。
前述したように、サブキャリアグループは少なくとも一つのパイロットサブキャリアと少なくとも一つのデータサブキャリアを含むように設定される。以下では、パイロットサブキャリアが周波数軸上で４サブキャリア当たり１つ、時間軸上で７サブキャリア当たり１つの周期で挿入されている場合を例にして、サブキャリアグループの設定方法の具体例を示す。以下の説明において、ＯＦＤＭシンボルとは１回のＩＦＦＴにより生成される単位を表している。１つのＯＦＤＭシンボルには、複数のサブキャリアが含まれる。図７〜図１６及び図１７（ａ）（ｂ）における周波数軸は、１つのＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアの番号を表しており、時間軸はＯＦＤＭシンボルの番号を表している。

（第１のサブキャリアグループ設定方法）
第１のサブキャリアグループ設定方法によると、時間軸及び周波数軸によって方形に区切られた特定領域内のサブキャリアによって一つのサブキャリアグループを設定する。言い換えれば、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるサブキャリア（パイロットサブキャリア及びデータサブキャリア）により一つのサブキャリアグループを設定する。例えば、図７の例は式を用いて次のように表される。図７において周波数軸上の位置をｉ、時間軸上の位置をｊとし、サブキャリア４０１の位置を（ｉ，ｊ）＝（１，１）とし、位置（ｉ，ｊ）のサブキャリアに割り当てられる信号をＳ_i,j、サブキャリアグループ３０１内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗ずる複素数値をＲ［１］、サブキャリアグループ３０２に乗ずる複素数値をＲ［２］とする。サブキャリアグループ毎に１つの複素数値を乗じる処理は、以下の式で表される。

第１のサブキャリアグループ設定方法によれば、周波数軸及び時間軸上で一定のサブキャリア間隔で境界（例えば、フレームの境界）が定められていた場合に、サブキャリアグループが当該境界をまたがないようなサブキャリア配置をしやすいという利点がある。例えば、７ＯＦＤＭシンボルで１フレームを形成する場合には、図７、図８及び図９に示すように周波数方向に４サブキャリア、時間方向に７サブキャリアの大きさの方形のサブキャリアグループ３０１及び３０２、あるいはサブキャリア３０１，３０２及び３０３を設定する。これによりフレームの境界をまたがないようにサブキャリアグループを生成できると共に、いずれのサブキャリアグループにも１つのパイロットサブキャリアが含まれるようにすることができる。

図７及び図８は、それぞれフレームの境界がパイロットサブキャリアのあるＯＦＤＭシンボルから数えて７番目及び６番目にある場合の例を示している。図９は、ある時間区間においてはサブキャリアグループ３０１，３０２及び３０３を周波数方向に敷き詰めて、すなわちＯＦＤＭシンボルの全長にわたり連続して配置した例を示している。図９の例によると、当該時間区間においては全てのサブキャリアがサブキャリアグループ３０１，３０２及び３０３のいずれかに属する。従って、当該時間区間の間はＯＦＤＭ受信機においていずれのサブキャリアもマクロダイバーシティ受信できる。図１０は、サブキャリアグループ３０１及び３０２内のパイロットサブキャリアの密度をサブキャリアグループ外のパイロットサブキャリアの密度より高くした例を示している。図１０の例によると、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアの受信性能を向上させることができる。

（第２のサブキャリアグループ設定方法）
第２のサブキャリアグループ設定方法では、時間軸及び周波数軸によって区切られた方形領域内のサブキャリア（パイロットサブキャリア及びデータサブキャリア）と、これら方形領域内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと周波数方向の位置が同一で、かつ時間軸上の位置が異なるように方形領域外に配置された少なくとも一つのパイロットサブキャリアを組み合わせて１つのサブキャリアグループを設定する。言い換えれば、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるサブキャリア（パイロットサブキャリア及びデータサブキャリア）と、当該連続する複数のＯＦＤＭシンボル内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと同一周波数を有し、かつ当該連続する複数のＯＦＤＭシンボルに近接する少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリアとによりサブキャリアグループを設定する。

例えば、図１１は図７に示したサブキャリアグループ（方形領域）内のパイロットサブキャリアと周波数方向の位置が同じで、かつ方形領域の右側に接する一つのパイロットサブキャリアを加えたサブキャリアグループ３０１及び３０２を示している。同様に図１２は、図８に示したサブキャリアグループ（方形領域）内のパイロットサブキャリアと周波数方向の位置が同じで、かつ方形領域の右側に近接する一つのパイロットサブキャリアを加えたサブキャリアグループ３０１及び３０２を示している。さらに、図１３は図１１のサブキャリアグループの前後に位置する２つのパイロットサブキャリアを加えたサブキャリアグループ３０１及び３０２を示している。

第２のサブキャリアグループ設定方法によると、サブキャリアグループ毎に行われるチャネル推定においてチャネル応答の時間的な変動を推定しやすくなる。従って、この変動が大きい場合のチャネル推定精度が向上するという利点がある。

第２のサブキャリアグループ設定方法を図５に示したＯＦＤＭ送信機に適用する場合には、サブキャリアグループの範囲について異なる解釈をすることも可能である。図５に示したＯＦＤＭ送信機においては、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられた信号にスクランブリングが施される。図７のサブキャリアグループ３０１内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗じる複素数値をパイロットサブキャリア４０２に割り当てられるパイロット信号をスクランブルするのに用いる複素数値と同一とした場合、図７のサブキャリアグループは実質的に図１１に示したサブキャリアグループと同一であるとみなすことができる。

同様に、図８のサブキャリアグループ３０１内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗じる複素数値をパイロットサブキャリア４０３に割り当てられるパイロット信号をスクランブルするのに用いる複素数値と同一とした場合、図８のサブキャリアグループは図１２に示したサブキャリアグループと等価とみなすことができる。

このようにサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗じられる複素数値をサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号をスクランブルするのに用いる複素数値と同一にすることにより、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号をサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号と等価に扱うことができる。従って、サブキャリアグループに対応するチャネルのチャネル推定精度を向上させることができる。

サブキャリアグループの形状は、必ずしも完全な方形でなくともよい。例えば、サブキャリアグループ内の全サブキャリアのうちの半分よりも少ない一部を除いたサブキャリアが方形を成してもよい。こうすることにより、より自由度の高いサブキャリアグループの設計を行うことができる。サブキャリアグループの自由度をさらに高めたい場合には、サブキャリアグループ内のサブキャリアは、必ずしも方形に近い形状を成していなくともよい。その場合、例えば少なくともサブキャリアグループ内のデータサブキャリアは、周波数方向または時間方向に連続していてもよい。そうすることにより、サブキャリアグループ内のデータサブキャリア間でチャネル歪みの相関が高くなるため、チャネル等化を行いやすくなる。

次に、図１４、図１５及び図１６を用いてサブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法の具体例を示す。図１４に示す例では、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアを時間方向及び周波数方向に一様に分散させて配置する。このようにパイロットサブキャリアをサブキャリアグループ内に分散して配置することで、チャネル応答の時間方向と周波数方向の両方の変動に追従したチャネル推定を行うことができる。

図１５に示す例では、サブキャリアグループ内の周波数方向の両端に優先的にパイロットサブキャリアを配置する。チャネル応答の周波数方向の変動が大きい場合、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号を用いてチャネル応答の変動を推定することになる。パイロット信号を用いてチャネル推定を行う場合、パイロット信号が割り当てられていないサブキャリア位置（周波数）においてもチャネル応答を知ることが正確にチャネル推定のために望まれる。このため、パイロット信号が割り当てられていないサブキャリア位置のパイロット信号を内挿（補間）または外挿により求めることが必要となる。ここで、パイロット信号の内挿を行うよりも、外挿を行う方がチャネル推定精度は低いことは知られている。図１５のようにパイロットサブキャリアをサブキャリアグループ内の周波数方向の両端に優先して配置することにより、パイロット信号の外挿を行う必要性が減るので、チャネル推定精度が向上する。

図１６に示す例では、サブキャリアグループ内の時間方向の両端に優先的にパイロットサブキャリアを配置する。チャネル応答の時間方向の変動が大きい場合、図１５の例と同様の理由でパイロット信号の外挿を行う必要性が減ることにより、チャネル推定精度が向上する。

次に、図１７（ａ）（ｂ）を用いてサブキャリアグループ毎に異なる複素数値の系列を用いる例について説明する。複素数値の系列としては、ＯＦＤＭ送信機間で異なる系列が選択される場合もあるし、同じ系列が選択される場合もある。ここでは、ＯＦＤＭ送信機間で異なる複素数値の系列が選択されている場合について具体的な例を示す。

図１７（ａ）（ｂ）は、ＯＦＤＭ送信機１１及び１２からそれぞれ送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置と複素数値の系列をそれぞれ表している。図１７（ａ）における複素数値の系列はＲ₁［１］，Ｒ₁［２］，…，Ｒ₁［Ｎ］であり、図１７（ｂ）における複素数値の系列はＲ₂［１］，Ｒ₂［２］，…，Ｒ₂［Ｎ］である。図５に示したＯＦＤＭ送信機では、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号にスクランブリングを施すことによって、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号については干渉を低減することができる。これはサブキャリアグループに属しているサブキャリアに割り当てられる信号とは異なり、他のＯＦＤＭ送信機からの信号は干渉となってしまうためである。

そこで、この例では複素数値の系列はＲ₁［１］，Ｒ₁［２］，…，Ｒ₁［Ｎ］とＲ₂［１］，Ｒ₂［２］，…，Ｒ₂［Ｎ］とを互いに直交または擬似直交の関係とする。これにより、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられるパイロット信号についても干渉を低減することができ、マクロダイバーシティでない受信のチャネル推定に用いることができる。ここで、前述したように「互いに直交」とは相関値が０になることをいい、「互いに擬似直交」とは相関値の絶対値が自己相関値と比べて小さい値になることをいう。ある系列ｘ［ｋ］（ｋ＝１，・・・，Ｋ）の自己相関値、及び２つの系列ｘ［ｋ］，ｙ［ｋ］（ｋ＝１，・・・，Ｋ）の相関値は、それぞれ次式で表される。

系列長が４の場合、互いに直交の関係にある複素数値の系列の例として、以下の４つの系列Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃及びＲ₄が挙げられる。

式（１３）の４つの複素数値の系列Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃及びＲ₄は、６個の相関値が全て０であり、互いに直交している。一般に系列長を２^Kとすると、最大で２^K個の互いに直交関係にある複素数値の系列を生成することができる。他の例として、例えば

のような４つの複素数値の系列Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃及びＲ₄も、６個の相関値が全て０であり、互いに直交している。

一方、擬似直交関係にある複素数値の系列の例としては、以下の６つの系列Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃，Ｒ₄，Ｒ₅及びＲ₆が挙げられる。

式（１５）の系列長が４である６つの複素数値の系列Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃，Ｒ₄，Ｒ₅及びＲ₆は、自己相関値はいずれも４であるのに対して、相関値は０または２のいずれかになる。例えば、Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃及びＲ₄の間の６個の相関値及びＲ_５及びＲ_６の間の相関値は、いずれも０であるが、Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃及びＲ₄と、Ｒ_５及びＲ_６との間の４個の相関値は、いずれも２である。このように複素数値の系列として互いに疑似直交の関係にある系列、すなわち相関値を０に限定しない系列を含ませることにより、互いに直交の関係にある系列、すなわち相関値を０に限定した系列よりも多くの系列を生成することができる。

図１８は、複素数値の系列が送信機間で直交化または擬似直交化されている場合に適したＯＦＤＭ受信機を示している。図６のＯＦＤＭ受信機との相違は信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１が複素数値乗算部２１４にも入力される点と、複素数値乗算部２１４によって複素数値が乗じられたパイロット信号２２５がチャネル推定部２１１に入力される点と、チャネル推定部２１１がパイロット信号２２３とパイロット信号２２５をチャネル推定を行う点である。

サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号は、基本的に図６に示したＯＦＤＭ受信機と同様に処理される。すなわち、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ毎のパイロット信号２２１及びデータ信号２２２は、それぞれチャネル推定部２０６及びチャネル等化部２０７に入力される。チャネル推定部２０６から出力されるチャネル推定値を用いて、チャネル等化部２０７によりデータ信号２２２に対してチャネル等化が行われる。チャネル等化部２０７によるチャネル等化後のデータ信号は復調器２１３によって復調され、データ信号の元となるビット列が再生される。

一方、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられた信号も、図６に示したＯＦＤＭ受信機と同様に処理される。すなわち、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、デスクランブル部２１０によりデスクランブルされる。デスクランブル部２１０は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機において用いられるスクランブルパターンと逆のデスクランブリングパターンによってデスクランブルを行う。デスクランブル部２１０によりデスクランブルされたパイロット信号２２３はチャネル推定部２１１に入力され、デスクランブルされたデータ信号２２４はチャネル等化部２１２に入力される。

一方、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１は、さらに複素数値乗算部２１４によって複素数値が乗じられる。複素数値乗算部２１４は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機内の図５中に示した複素数値乗算部１０５において用いられた複素数値の複素共役に相当する複素数値をパイロット信号２２１に対して乗じる。複素数値乗算部２１４により複素数値が乗じられたパイロット信号２２５は、チャネル推定部２１１に入力される。

さらに、チャネル推定部２１１では、デスクランブル部２１０によってデスクランブルされた、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２３に加えて、複素数値乗算部２１４により複素数値が乗じられた、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２５を用いてチャネル推定を行う。従って、チャネル推定部２１１では図６のＯＦＤＭ受信機と比べてチャネル推定により多くのパイロット信号を用いることができるため、チャネル推定の精度がより一層向上する。

（ガードインターバル長の設定方法）
次に、図２または図５中に示したＧＩ付加部１０７において付加されるガードインターバルの長さを設定する方法について説明する。ガードインターバルは、１ＯＦＤＭシンボル毎に時間波形の一部をコピーすることで付加される。ＯＦＤＭシンボルにガードインターバルを付加することによって、遅延波によるシンボル間干渉を低減することができる。一般に、ガードインターバル長が大きいほど、遅延広がり（遅延プロファイルともいう）の大きいマルチパス環境に耐えることができる。

前述したようにサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられる信号については、ＯＦＤＭ受信機２０においてマクロダイバーシティ受信を行うことができる。この場合、ＯＦＤＭ受信機２０は複数のＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎからの信号を同時に受信することになるため、一つの送信機からの信号を受信するときと比べて遅延広がりが相対的に大きくなる場合がある。

そこで、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルについては、それ以外のＯＦＤＭシンボルよりもガードインターバルを長く設定することにより、受信性能を改善する。具体的には、図２及び図５に示されるようにサブキャリアグループ設定部１０４からサブキャリアグループ内のサブキャリアの位置を示すサブキャリア位置情報がＧＩ付加部１０７に与えられる。ＧＩ付加部１０７は、サブキャリア位置情報に基づいて、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルがＩＦＦＴユニット１０６から入力されるときは、サブキャリアグループ外のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルが入力される場合に比較して長いガードインターバルをＯＦＤＭ信号に付加する。

このようにガードインターバル長を設定することにより、ＯＦＤＭ受信機２０がマクロダイバーシティ受信を行う際の大きな遅延広がりにも対処できることにより、受信性能が改善される。

次に、ガードインターバル長の具体的な設定例について述べる。例えば、図７に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含む７つのＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長を、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長よりも大きく設定する。一方、図１１に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアを含む７つのＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長をサブキャリアグループ内のデータサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長よりも大きく設定する。また、図１１に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアまたはパイロットサブキャリアを含む８つのＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長をサブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長よりも大きく設定してもよい。

図１９に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルのガードインターバル長をサブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルよりも長くする。さらに、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルを間引いてもよい。

図２０に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルのガードインターバルをサブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルよりも長くする。さらに、サブキャリアグループ内のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルを間引いてもよい。

次に、図２１を用いて上述のようにＯＦＤＭシンボルを間引いた場合のガードインターバル長の設定例について説明する。通常のガードインターバル長では、図２１のフレーム構成５０１に示されるように７つのＯＦＤＭシンボルで１つのフレームを構成しているとする。例えば、図１９のようにガードインターバル長が他のＯＦＤＭシンボルよりも大きいＯＦＤＭシンボルが１つのフレーム内に収まっている場合は、フレーム構成５０２に示されるようにＯＦＤＭシンボルを１つ以上間引き、その分だけガードインターバル長を大きくすればよい。

図２０の例でサブキャリアグループ内のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルのガードインターバル長を他のＯＦＤＭシンボルよりも大きくした場合のように、ガードインターバル長が他よりも大きいＯＦＤＭシンボルが１つのフレーム内に収まっていない場合には、フレーム構成５０３に示されるようにフレームの一部を後続のフレームの最初に位置するＯＦＤＭシンボルのガードインターバルに当てる。これによって、後続のフレームについてはＯＦＤＭシンボルを間引くことなく、最初のＯＦＤＭシンボルだけガードインターバル長を大きく設定することができる。

（データ信号の内容について）
次に、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるデータ信号の内容例について説明する。図２または図５に示されるＯＦＤＭ送信機はセルラーシステム（携帯電話システム）における基地局であり、図４、図６または図１８に示されるＯＦＤＭ受信機が端末である場合を例にとって説明する。基地局は複数のセクタを形成してもよい。その場合、基地局はセクタ数分のＯＦＤＭ送信機を含む。データ信号は、例えば以下のようにブロードキャスト通信、マルチキャスト通信、あるいはソフトハンドオーバに用いられる。

まず、ブロードキャスト通信及びマルチキャスト通信を実施する例について述べる。複数の基地局から、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに同じデータ信号を割り当てて送信を行う。この場合、当該基地局に接続している全ての端末は同じデータ信号を同時に受信することが可能である。従って、セルラーシステムはサブキャリアグループ内のサブキャリアを利用して、ブロードキャスト通信やマルチキャスト通信を行うことができる。ブロードキャスト通信とは、ユーザを特定せずにデータ信号を送信するサービスをいう。マルチキャスト通信とは、２以上の特定の端末宛に同じデータ信号を送信するサービスをいう。ブロードキャスト通信及びマルチキャスト通信は、Multimedia Broadcast and Multicast Service(ＭＢＭＳ)通信と総称される場合もある。一方、１の特定の端末宛にデータを送信するサービスは、ユニキャストと呼ばれる。

そこで、サブキャリアグループ内のサブキャリアについてはブロードキャスト通信やマルチキャスト通信に用い、サブキャリアグループ外のサブキャリアについてはユニキャスト通信に用いるという形態が考えられる。ブロードキャスト通信またはマルチキャスト通信によってデータ信号を送信する例としては、例えば動画データや音楽データのストリーミング、及び電子メールの一括送信などが挙げられる。

次に、ソフトハンドオーバを実施する例について説明する。複数の基地局から、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに同じデータ信号を割り当てて送信する。この場合、セル境界にいる端末は、境界に接する複数の基地局からの信号を同時に受信することが可能である。従って、セルラーシステムはサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたデータ信号を利用して、以下のようにソフトハンドオーバを実現することができる。

まず、端末は第１基地局のセルの中心付近に存在している間は、第１基地局において設定されるサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたデータ信号について、通常受信を行う。次に、当該端末は第１基地局のセルと第１基地局に隣接する第２基地局のセルとの境界付近に来たときには、第１基地局及び第２基地局においてそれぞれ設定されるサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたデータ信号について、マクロダイバーシティ受信を行う。この後、当該端末は第２基地局のセルの中心付近に移動すると、第２基地局において設定されるサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたデータ信号について通常受信を行う。このようにして、サブキャリアグループに割り当てられるデータ信号を用いてソフトハンドオーバを実施することができる。

次に、図２２に示すように、サブキャリア割り当ておよびサブキャリアグループ設定を行う場合について説明する。すなわち、図２２に示す例では、各サブキャリアグループは、パイロット信号が割り当てられたサブキャリアの周波数でのみ構成される。すなわち送信タイミングを示す時間軸に沿ってＯＦＤＭシンボルが１列に配置されており、このように配置されるＯＦＤＭシンボルのうち、両端のタイミングのサブキャリアはパイロット信号が配置され、これらの間のタイミングのサブキャリアにはマクロダイバーシティ信号が配置される。このような構成のサブキャリアグループが縦の周波数軸に沿って配置され、サブキャリアグループ間には、非マクロダイバーシティ信号が配置される。

ここで、マクロダイバーシティ信号とは、データ信号のうち、マクロダイバーシティが適用されるものを示し、一方、非マクロダイバーシティ信号とは、データ信号のうち、マクロダイバーシティが適用されないものを示す。なお、このようなサブキャリア割り当ておよびサブキャリアグループ設定は、例えば図５に示したＯＦＤＭ送信機では、サブキャリア割り当て部１０３によりサブキャリア割り当てが行われ、そしてサブキャリアグループ設定部１０４によってサブキャリアグループ設定が行われる。

次に図２２に示すようにサブキャリア割り当ておよびサブキャリアグループ設定が行われる場合のマクロダイバーシティ受信について説明する。以下の説明では、図２３に示したＯＦＤＭ受信機によってマクロダイバーシティ受信を行う場合について説明する。

アンテナ２０１によって受信されたＲＦ信号は、低雑音増幅器、ダウンコンバータ及びアナログ−ディジタル変換器などを含む無線受信部２０２によってベースバンドディジタル信号に変換される。ベースバンドディジタル信号は、ＧＩ除去部２０３によってガードインターバルが除去された後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット２０４により時間領域の信号から周波数領域の信号、すなわちサブキャリア毎の信号に分割される。ＦＦＴユニット２０４からの出力信号は、信号分離部２０５に入力される。

信号分離部２０５は、サブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられているパイロット信号２２１及びデータ信号２２２を分離する。分離されたパイロット信号２２１はチャネル推定部２０６ａおよび複素数値乗算部２１４に入力され、データ信号２２２はチャネル等化部２０７に入力される。

また、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたデータ信号については、信号分離部２０５からデスクランブル部２１０ａに出力される。なお、図２２に示す例では、サブキャリアグループ外ではパイロット信号が割り当てられていないため、上述するように、データ信号だけが、信号分離部２０５からデスクランブル部２１０ａに出力される。

チャネル推定部２０６ａは、サブキャリアグループ毎にパイロット信号２２１の平均化または補間を行うことによりチャネル推定を行い、各マクロダイバーシティ信号のチャネル応答を示すチャネル推定値を出力する。図２２を参照して説明すると、パイロット信号２２１として通知される、例えばＰ１，Ｐ２のパイロット信号に基づいて、チャネル推定部２０６ａは、マクロダイバーシティ信号Ｍ１〜Ｍ５の各チャネル推定値を求める。

チャネル等化部２０７は、チャネル推定部２０６ａから出力されるチャネル推定値を用いてデータ信号２２２に対してチャネル等化を行う。チャネル等化部２０７によるチャネル等化後のデータ信号は復調器２１３によって復調され、これによって、マクロダイバーシティ信号の元となるビット列が再生される。

一方、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたデータ信号は、デスクランブル部２１０ａによりデスクランブルされる。デスクランブル部２１０ａは、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機において用いられるスクランブルパターンと逆のデスクランブリングパターンによってデスクランブルを行う。デスクランブル部２１０ａによりデスクランブルされたデータ信号２２４はチャネル等化部２１２に入力される。

また、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１は、さらに複素数値乗算部２１４によって複素数値が乗じられる。複素数値乗算部２１４は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機内の図５中に示した複素数値乗算部１０５において用いられた複素数値の複素共役に相当する複素数値をパイロット信号２２１に対して乗じる。これにより、図１に示したＯＦＤＭ送信機１１〜１Ｎ毎のパイロット信号が分離される。複素数値乗算部２１４により複素数値が乗じられたパイロット信号２２５は、チャネル推定部２１１ａに入力される。

チャネル推定部２１１ａは、複素数値が乗じられたパイロット信号２２５に基づいて、近接するパイロット信号の平均化及び補間によりチャネル推定を行い、各非マクロダイバーシティ信号のチャネル応答を示すチャネル推定値を算出する。
図２２を参照して説明すると、パイロット信号２２１として通知される、例えばＰ１，Ｐ３のパイロット信号に基づいて、チャネル推定部２１１ａは、非マクロダイバーシティ信号Ｎ０のチャネル推定値を求め、同様に、Ｐ２，Ｐ４のパイロット信号に基づいて、非マクロダイバーシティ信号Ｎ６のチャネル推定値を求める。さらに、チャネル推定部２１１ａは、上述したようにして求めた非マクロダイバーシティ信号Ｎ０，Ｎ６のチャネル推定値に基づいて、非マクロダイバーシティ信号Ｎ１〜Ｎ５間の平均化及び補間によりチャネル推定を行い、各非マクロダイバーシティ信号Ｎ１〜Ｎ５のチャネル応答を示すチャネル推定値を算出する。

チャネル等化部２１２は、チャネル推定部２１１ａから出力されるチャネル推定値を用いて、デスクランブルされたデータ信号に対してチャネル等化を行う。チャネル等化部２１２からのチャネル等化後のデータ信号は復調器２１３に入力され、非マクロダイバーシティ信号の元となるビット列が再生される。

以上のように、上記構成の無線通信システムでは、ＯＦＤＭ送信機が、図２２に示したように、各サブキャリアグループには、少なくとも１つのパイロット信号を割り当て、一方、サブキャリアグループ外の周波数には非マクロダイバーシティ信号を割り当て、かつこれらの周波数にはパイロットサブキャリアを配置せずに、送信を行う。

そして、ＯＦＤＭ受信機は、マクロダイバーシティ信号については、同じサブキャリアグループ内のパイロット信号に基づいてチャネル推定を行い、サブキャリアグループ外の非マクロダイバーシティ信号については、上記パイロット信号に基づいてチャネル推定を行ったり、あるいは他の非マクロダイバーシティ信号のチャネル推定の結果に基づいてチャネル推定を行うようにしている。

したがって、上記構成の無線通信システムによれば、非マクロダイバーシティ信号のチャネル推定を行うために、例えば図７や図８などのサブキャリア割り当ておよびサブキャリアグループ設定のように、サブキャリアグループ外でパイロット信号をオーバヘッドさせる必要がないので、伝送効率を高めることができる。

なお、図２２に示したサブキャリア割り当ておよびサブキャリアグループ設定に限らない。非マクロダイバーシティ信号のチャネル推定は、サブキャリアグループによらず、近くにある少なくとも一つのパイロットサブキャリアを補間、平均化することにより求められるため、図２４に示すように、サブキャリアグループ間に複数の周波数位置のサブキャリアが存在する場合にも適用可能である。同様に、図２５に示すように、同じ周波数位置に、時間的に異なるサブキャリアグループを配置するようにしてもよい。

図２６に示すように、サブキャリアグループ間に複数の周波数位置のパイロットサブキャリアが含まれる場合にも適用可能である。これにより内挿（補間）や外挿によりサブキャリアグループ内のチャネル推定精度が高められる。さらに図２７に示すように、サブキャリアグループ毎に異なるシンボル時間にパイロットサブキャリアが配置される場合にも適用可能である。これによりサブキャリアグループ外のチャネル推定において時間方向のチャネル追従性が向上する。

これら、いずれの場合であっても、サブキャリアグループ外には専用のパイロット信号は必要なく、隣接するサブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアを使って、図２３の受信機構成によりサブキャリアグループ外のデータサブキャリアのチャネル推定を行うことが可能である。

そしてまた、図２８に示すように、サブキャリアグループに複数のパイロットサブキャリアが配置される場合には、サブキャリアグループの両端にパイロット信号が配置される必要はない。両端以外の場所にパイロット信号が配置することにより、D1、D2のデータサブキャリアをD3、D4のデータサブキャリアよりも高い精度で受信することができるようになるが、この場合にも適用可能である。

さらには、図２９に示すように、各サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに、複数の基地局から同じデータ信号を一つのユーザに送信することによって、セル境界にいる端末は、境界に接する複数の基地局からの信号を同時に受信することが可能となり、セルラーシステムはソフトハンドオーバを実現することができる。図３０に示すように、ソフトハンドオーバを適用するユーザの数によって、サブキャリアグループの数を増減することも可能である。

また上記実施形態においてチャネル推定部２１１ａは、サブキャリアグループ外の非マクロダイバーシティ信号のチャネル推定を、パイロット信号や、他の非マクロダイバーシティ信号のチャネル推定の結果に基づいて行うものとして説明した。これに代わり、もしくはこれに加えて例えば、チャネル推定部２１１ａは、チャネル推定部２０６ａによって得られる、マクロダイバーシティ信号のチャネル推定の結果を用いて、サブキャリアグループ外の非マクロダイバーシティ信号のチャネル推定を行うようにしてもよい。

図２２の例では、チャネル推定部２１１ａは、例えば非マクロダイバーシティ信号Ｎ１のチャネル推定を、マクロダイバーシティ信号Ｍ１チャネル推定値と、Ｐ３のパイロット信号と同じ周波数で送信タイミングが連続するマクロダイバーシティ信号Ｍ６のチャネル推定値に基づいて行うようにする。

また上記実施形態においてチャネル推定部２１１ａは、例えば図２２の非マクロダイバーシティ信号Ｎ０のチャネル推定を、Ｐ１，Ｐ３のパイロット信号のチャネル推定値に基づいて行うものとして説明したが、Ｐ１，Ｐ３のパイロット信号に加えて、受信タイミングが同一の他のパイロット信号を用いて、チャネル推定を行うようにしてもよい。

図２２の例では、チャネル推定部２１１ａは、例えば非マクロダイバーシティ信号Ｎ７のチャネル推定を行う場合、非マクロダイバーシティ信号Ｎ７と同じ受信タイミングのパイロット信号Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７，Ｐ８の移動平均値を求め、これに基づいて、非マクロダイバーシティ信号Ｎ７に対応する周波数におけるチャネル推定を行うようにする。

なお、データサブキャリアのチャネル推定の方法に関しては、これに限定されるものではなく、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアのチャネル推定は、「サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアのみを使ってサブキャリアグループ内のデータサブキャリアのチャネル推定を行う」ものであればよく、またサブキャリアグループ外のデータサブキャリアのチャネル推定については、「サブキャリアグループにかかわらず、時間周波数グリッド上で距離が近い一つ以上のパイロットサブキャリアを使ってチャネル推定を行う」ことで実現可能である。

また、これに関連して、チャネル推定に用いる平均化、補間の方法には、以下のようなものが考えられる。例えば、二つのパイロット信号の複素数値を時間周波数グリッド上の距離に応じた線形補間を行う方法や、パイロット信号のチャネル推定値を曲座標変換して、位相と振幅の線形補間をとる方法、または複数のパイロット信号を使って多次の補間方法が知られており、計算量と性能に応じて適切な方式が選択される。例えば図３１を例に挙げて、線形補間の一例について説明する。この例では、各データサブキャリアのチャネルと、各パイロット信号との距離に応じた重みをつけてそれぞれのデータサブキャリアのチャネル推定値を求める。チャネル推定値p(0), p(1)を使って、x(0), x(1), x(2)はそれぞれ、(a*3 + b*1) / 4、(a*2 + b*2) / 4、(a*1 + b*3) / 4と求めることができる。

また、上述したように、サブキャリアグループ内パイロットサブキャリア配置のバリエーションとして、図２２、図２４〜２７に一例を示した。しかし、これらのサブキャリア配置に限定されるものではない。サブキャリアグループ内のパイロット信号は、必ずしもサブキャリアグループの端に設定する必要はない。また例えば図３２に示すように、サブキャリアグループ内にパイロット信号が一つしかなければ、そのパイロットサブキャリアから求めたチャネル推定値をサブキャリアグループ内のほかのサブキャリアのチャネル推定値としてコピーしてそのまま使用してもよい。

また、パイロットサブキャリアグループ内に複数のパイロットサブキャリアがある場合には、それらのパイロットサブキャリアを内挿、外挿、補間、平均化などの方法により、ほかのサブキャリアのチャネル推定値を行うようにしてもよい。すなわち、パイロット信号は、サブキャリアグループ内のどこかに配置されていればよく、図２に示すように周波数方向に複数のパイロット信号が存在すれば、周波数方向に補間を行ってチャネル推定を行うことができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の一実施形態に従うＯＦＤＭ無線通信システムの概略を示す図図１中のＯＦＤＭ送信機の一例を示すブロック図ＯＦＤＭ送信機におけるサブキャリア割り当てとサブキャリアグループの設定について説明する図図１中のＯＦＤＭ受信機の一例を示すブロック図図１中のＯＦＤＭ送信機の他の例を示すブロック図図１中のＯＦＤＭ受信の他の例を示すブロック図第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図第２のサブキャリアグループ設定方法について説明する図第２のサブキャリアグループ設定方法について説明する図第２のサブキャリアグループ設定方法について説明する図サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法について説明する図サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法について説明する図サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法について説明する図サブキャリアグループ毎に定められる複素数値系列について説明する図図中のＯＦＤＭ受信機のさらに別の例を示すブロック図ガードインターバル長の設定方法について説明する図ガードインターバル長の設定方法について説明する図ＯＦＤＭシンボルを間引いた場合のガードインターバル長の設定例について説明する図ＯＦＤＭ送信機におけるサブキャリア割り当てとサブキャリアグループの設定について説明する図図２２に示したサブキャリア配置のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機のブロック図図２２に示したサブキャリア配置の変形例を示す図図２２に示したサブキャリア配置の変形例を示す図図２２に示したサブキャリア配置の変形例を示す図図２２に示したサブキャリア配置の変形例を示す図図２２に示したサブキャリア配置の変形例を示す図図２２に示したサブキャリア配置の変形例を示す図図２２に示したサブキャリア配置の変形例を示す図図２２に示したサブキャリア配置の変形例を示す図図２２に示したサブキャリア配置の変形例を示す図

符号の説明

１１〜１Ｎ・・・ＯＦＤＭ送信機
２０・・・ＯＦＤＭ受信機
１０１・・・パイロット信号生成部
１０２・・・データ信号生成部
１０３・・・サブキャリア割り当て部
１０４・・・サブキャリアグループ設定部
１０５・・・複素数値乗算部
１０６・・・ＩＦＦＴユニット
１０７・・・ＧＩ付加部
１０８・・・無線送信部
１０９・・・アンテナ
１１０・・・スクランブル部
１２１・・・サブキャリアグループが設定された信号
１２２・・・サブキャリアグループが設定されていない信号
２０１・・・アンテナ
２０２・・無線受信部
２０３・・・ＧＩ除去部
２０４・・・ＦＦＴユニット
２０５・・・信号分離部
２０６・・・チャネル推定部
２０６ａ・・・チャネル推定部
２０７・・・チャネル等化部
２０８・・・復調器
２１０・・・デスクランブル部
２１０ａ・・・デスクランブル部
２１１・・・チャネル推定部
２１１ａ・・・チャネル推定部
２１２・・・チャネル等化部
２１３・・・復調器
２１４・・・複素数値乗算部
２２１，２２３・・・パイロット信号
２２２，２２４，２２５・・・データ信号
３０１〜３０M・・・サブキャリアグループ

Claims

ＯＦＤＭ信号を送信する複数の送信機と、前記ＯＦＤＭ信号に基づくマクロダイバーシティ受信を行う受信機とを備えたＯＦＤＭ無線通信システムにおいて、
前記送信機は、
互いに異なる周波数の第１パイロットサブキャリアおよび第２パイロットサブキャリアに、それぞれパイロット信号を割り当てる第１割り当て手段と、
前記第１パイロットサブキャリアと同じ周波数でかつ送信タイミングが連続する第１データサブキャリアに、マクロダイバーシティが適用されたマクロダイバーシティ信号を割り当てるとともに、前記第２パイロットサブキャリアと同じ周波数でかつ送信タイミングが連続する第２データサブキャリアに、マクロダイバーシティが適用されたマクロダイバーシティ信号を割り当てる第２割り当て手段と、
前記第１パイロットサブキャリアと前記第２パイロットサブキャリアの間の周波数でかつ第１パイロットサブキャリアと第２パイロットサブキャリアの間の送信タイミングの第３データサブキャリアに、マクロダイバーシティが適用されない非マクロダイバーシティ信号を割り当てる第３割り当て手段と、
前記第１割り当て手段、前記第２割り当て手段および前記第３割り当て手段でそれぞれ割り当てられたサブキャリアを通じて、パイロット信号、マクロダイバーシティ信号および非マクロダイバーシティ信号をそれぞれＯＦＤＭ変調して無線送信する送信手段とを備え、
前記受信機は、
前記送信手段が送信するサブキャリアを通じて、パイロット信号、マクロダイバーシティ信号および非マクロダイバーシティ信号をそれぞれ受信する受信手段と、
この受信手段が受信した前記第１パイロットサブキャリアのパイロット信号に基づいて、前記第１データサブキャリアのチャネル推定を行うとともに、前記受信手段が受信した前記第２パイロットサブキャリアのパイロット信号に基づいて、前記第２データサブキャリアのチャネル推定を行う第１推定手段と、
前記受信手段が受信した前記第１パイロットサブキャリアのパイロット信号および前記第２パイロットサブキャリアのパイロット信号に基づいて、前記第３データサブキャリアのチャネル推定を行う第２推定手段とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ無線通信システム。
さらに、前記受信機は、前記第２推定手段が推定したチャネル推定の結果に基づいて、前記第３データサブキャリアと同じ周波数で送信された非マクロダイバーシティ信号のチャネル推定を行う第３推定手段を備えることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ無線通信システム。
さらに、前記受信機は、前記第１推定手段が推定した前記第１データサブキャリアおよび前記第２データサブキャリアの両チャネル推定の結果に基づいて、前記第３データサブキャリアと同じ周波数で、かつ前記第１データサブキャリアおよび前記第２データサブキャリアと同じタイミングで送信された非マクロダイバーシティ信号のチャネル推定を行う第３推定手段を備えることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ無線通信システム。
前記第２割り当て手段は、前記第１パイロットサブキャリアと同じ周波数でかつ送信タイミングが連続する複数の第１データサブキャリアに、それぞれマクロダイバーシティ信号を割り当てるとともに、前記第２パイロットサブキャリアと同じ周波数でかつ送信タイミングが連続する複数の第２データサブキャリアに、それぞれマクロダイバーシティ信号を割り当て、
前記第１割り当て手段は、前記第２割り当て手段がマクロダイバーシティ信号を割り当てた複数の第１データサブキャリアの送信タイミングを時間的に挟む第１パイロットサブキャリアと第３パイロットサブキャリアに、それぞれパイロット信号を割り当てるとともに、前記第２割り当て手段がマクロダイバーシティ信号を割り当てた複数の第２データサブキャリアの送信タイミングを時間的に挟む第２パイロットサブキャリアと第４パイロットサブキャリアに、それぞれパイロット信号を割り当て、
前記第１推定手段は、前記受信手段が受信した前記第１パイロットサブキャリアのパイロット信号および前記第３パイロットサブキャリアのパイロット信号に基づいて、これらのパイロット信号の受信タイミングの間で受信された複数の第１データサブキャリアのチャネル推定を行うとともに、前記受信手段が受信した前記第２パイロットサブキャリアのパイロット信号および前記第４パイロットサブキャリアのパイロット信号に基づいて、これらのパイロット信号の受信タイミングの間で受信された複数の第２データサブキャリアのチャネル推定を行うことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ無線通信システム。
前記第１割り当て手段は、互いに異なる周波数でかつ同じ送信タイミングの複数のパイロットサブキャリアに、それぞれパイロット信号を割り当て、
前記第３割り当て手段は、前記第１割り当て手段が割り当てた複数のパイロットサブキャリアの周波数の間でかつ同じ送信タイミングのデータサブキャリアに、前記非マクロダイバーシティ信号を割り当て、
前記第２推定手段は、前記受信手段により同じ受信タイミングで受信した複数のパイロットサブキャリアに基づく移動平均値に基づいて、前記同じ受信タイミングで受信された前記データサブキャリアのチャネル推定を行うことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ無線通信システム。