KR101492641B1 - 채널 추정 및 보상 방법 및 그 수신기 - Google Patents

Abstract

본 발명은 수신기를 제공한다. 상기 수신기는 안테나를 통해 수신된 RF 신호를 FFT(고속 푸리에 변환)를 수행하여, 주파수 영역으로 변환하는 FFT 수행부와; 상기 주파수 영역으로 변환된 신호에서 파일롯 부반송파와, 데이터 부반송파와, 그리고 프리엠블을 분리하여 출력하는 부반송파 분리기와; 상기 분리된 파일롯 부반송파를 이용하여, 데이터 부반송파의 채널 값을 추정하는 채널 추정기와; 상기 분리된 프리앰블을 기초로 SNR을 추정하는 노이즈 추정기와; 상기 추정된 채널 값과, 상기 추정된 SNR을 기초로, 채널을 보상하는 채널 보상기를 포함할 수 있다.

Description

채널 추정 및 보상 방법 및 그 수신기{METHOD FOR ESTIMATING AND COMPENSATING CHANNEL AND RECEIVER USING THE SAME}

본 발명은 OFDMA 기반 수신기에서의 채널 추정 및 보상에 관한 것으로, IEEE 802.16e Wireless OFDMA 시스템의 Downlink PUSC 방식에 적용 가능하다.

OFDM 전송 방식은 여러 개의 반송파를 사용하는 다수 반송파 전송방식의 일종으로 입력 데이터를 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파에 실어 병렬로 전송하는 방식이다.

이러한 OFDM 전송 방식은 반송파의 수만큼 각 채널에서 전송 주기가 증가하게 되는데, 이 경우 고속 데이터의 전송시 광대역을 사용함으로써 나타나게 되는 주파수 선택적 채널 특성이 협대역화 된 채널에 의해 주파수 비선택적 채널로 근사화된다. 따라서 단일 반송파 시스템보다 간단한 단일 샘플의 등화기만으로도 채널에 의한 왜곡 보상이 가능하게 되어 멀티미디어 데이터 전송 등 여러 분야의 고속 데이터 전송 시스템에 널리 이용되고 있다.

일반적으로 OFDM 전송 방식에서 코히런트 하지 않게(non-coherent) 신호를 복조할 경우, 채널 정보와 채널 추정이 필요치 않기 때문에 수신기 구조가 간단해 질 수 있으며, 또한 채널 추정을 위한 훈련심벌(training symbol) 이나 파일럿 톤(pilot tone)을 사용하지 않으므로 전송 효율이 코히런트 방식에 비해 우수하다는 이점이 있다.

그러나 이러한 전송 방식은 잡음의 영향으로 인해 코히런트 방식에 비해 3∼4[dB] 정도 검출 성능이 저하된다는 문제가 제기된다. 따라서 OFDM 시스템의 성능을 높이기 위해서 코히런트 방식을 이용한 신호 검출 기법이 사용될 수밖에 없으며, 이를 위해서는 정확한 채널 추정과 등화가 필수적으로 요구된다.

도 1을 참고하여 알 수 있는 바와 같이, OFDMA 방식에 따른 수신기의 구성이 나타나 있다.

도 1를 참조하여 알 수 있는 바와 같이, 상기 수신기는 N-point FFT(Fast Fourier Transform: 고속 푸리에 변환)(11)와, Pilot/Data 부반송파 구분기(12)와, 채널 추정기(13)와, 채널 보상기(14)와, 결정부(15)를 포함한다.

도 1를 참조하여, 동작을 설명하면 다음과 같다.

OFDMA 방식을 사용하는 시스템에서, 상기 N-point FFT(11)가 수시된 RF 신호에 대해 FFT를 수행하고, 상기 Pilot/Data 부반송파 구분기(12)는 상기 FFT가 수행된 데이터를 파일럿 부반송파 (pilot subcarrier)와 데이터 부반송파 (data subcarrier)로 구분 한다. 상기 채널 추정기(13)는 상기 파일럿 부반송파를 이용하여 채널을 추정한다.

이때, 파일럿 부반송파를 이용한 채널 추정 방식에는, 채널의 통계적 특성을 이용하여 채널을 추정하는 기법인 최소평균제곱오차(LMMSE: linear minimum mean square err) 방식, 확률값을 최대로 하는 추정치를 구해내는 방식인 ML (maximum likelihood) 방식, 일반적인 선형 및 다항식 보간 기법 (interpolation) 방식 등 여러 가지가 있다.

이와 같은 여러 방식의 채널 추정 방식 중, 임의의 한 방식을 이용하여 채널 추정을 한 다음, 상기 추정된 채널 값을 기반으로, 상기 채널 보상기(14)는 채널 보상을 해준다.

일반적으로 채널 등화는 Zero forcing 방식으로 설계 된다. 상기 FFT를 통과한 신호 R(k)를 아래의 수학식 1과 같이 나타내면, Zero forcing 방식으로 등화기를 설계 할 경우, 식 (2)와 같이 된다. 여기서

는 채널 추정된 값이다.

이때, X( k )는 송신 신호, H( k )는 채널 값, N( k )는 잡음이다.

앞서 설명 한 바와 같이, 채널 추정 방식에는 LMMSE(linear minimum mean square err) 방식, ML (maximum likelihood) 방식, 일반적인 선형 및 다항식 보간 기법 (interpolation) 방식 등 여러 가지가 있다. 이에 대하여, 조금 더 상세하게 설명하면 다음과 같다.

1) LMMSE(linear minimum mean square err) 방식

이 기법은 채널 추정오차를 최소화 하는 관점에서 가장 좋은 선형 채널 추정 방식이지만, 다음의 두 가지 문제점을 가지고 있다.

첫 번째로, OFDMA 시스템에서 파일럿 부반송파를 이용하여 최적 LMMSE 채널 추정을 수행하는 경우 필요한 정보는, 채널의 확산 지연 전력 특성 (power delay profile), 시변 채널의 자기상관 (autocorrelation) 정보, 그리고 신호대잡음비(SNR: signal-to-noise-ratio)등인데, 이들 정보들을 OFDMA 수신기에서 정확하게 획득하는 것이 현실적이지 못하다. 이러한 이유로 최적 LMMSE 추정 기법을 실제 시스템에 적용하는 것 자체가 쉽지 않다.

두 번째로, 채널 추정 행렬을 구하는데 있어 필요한 계산 복잡도가 크다. 채널의 주파수 영역 채널이 채널의 시간 영역 임펄스 응답의 푸리에 변환 (Fourier transform)으로 이루어지기 때문에, 채널 추정기에서는 채널의 시간 영역 임펄스 응답을 고려해야 하고, 이는 채널의 확산 지연 전력 특성으로 고려되게 된다. 이때, 채널의 시간영역 임펄스 응답의 최대 길이를 L이라 하면, 채널 추정 행렬을 구해내기 위해서 적어도 L-by-L 행렬의 역행렬 계산을 필요로 하게 된다.

예를 들어 10MHz 대역을 사용하는 와이브로(Specifications for 2.3GHz band Portable Internet Service, TTAS.KO-06.0082. 정보통신단체표준, June 2005) 시스템의 경우, 최대 L=100 정도 까지 고려하게 되어 이 역행렬 계산은 상당히 복잡한 계산이 되게 된다. 결론적으로 최적 LMMSE 채널 추정 기법은 높은 성능을 얻을 수 있지만 실제 시스템에 적용하는 데는 한계가 있어, 이를 그대로 사용하는 것은 쉽 지 않고 실제적인 시스템에 사용할 수 있도록 하는 방안을 마련해야 한다.

2) ML 채널 추정 기법

이 추정기를 도입하기 위해서는 추정 해야 하는 파라미터의 개수, 즉 여기서는 시간 영역 임펄스 응답의 최대 길이 L을 수신단에서 알고 있어야 한다. 최적 LMMSE 방식에 비해 필요로 하는 채널 정보가 적다는 점에서 장점을 가지고 있지만, 그만큼 최적 LMMSE 방식에 비해 낮은 추정 성능을 보인다. 이때, 수신단에서 L값을 정확히 알지 못하면 ML 추정기의 제 성능을 얻어 낼 수 없어, 수신단에서의 L 값 파악이 실제적인 문제로 남는다. 또한, L 값이 변하지 않는 한은 추정기 행렬의 변화가 없기 때문에 비교적 낮은 복잡도를 가지게 된다.

한편, ML 추정기는 L개의 채널 파라미터를 추정하기 위해 관측 데이터의 개수가 L개보다 많아야 한다는 조건을 필요로 한다. 이 조건은 OFDMA 시스템의 주파수 영역에 L개 이상의 관측 가능한 파일럿 부반송파가 존재해야 함을 의미하는데, 클러스터 단위로 통신하는 OFDMA 시스템에서는 이 조건이 제대로 만족되지 않는 경우가 많아 ML 방식은 사용하기 힘들다.

3) 일반 보간 기법을 이용하는 채널 추정 기법

선형 보간 혹은 다항식 기반 보간 기법을 이용하는 방식들이 복잡도가 낮은 실제적인 기법들로 제안되어 왔다. OFDM 시스템의 경우 대역 효율성을 증대시키기 위해 FFT 크기가 시간 영역 임펄스 응답의 최대 길이 L보다 (즉, CP (Cyclic prefix)의 길이보다) 훨씬 크게 설정되는데, 이로 인해 단일 OFDM 심볼에 존재하는 인접한 부반송파들의 채널은 상당한 상관성을 가지게 된다.

그리고, 사용자의 이동 속도가 시스템에서 지원하는 영역 이내인 경우, 인접한 OFDM 심볼의 같은 부반송파들의 채널 또한 높은 상관성을 가지게 된다. 일반 보간 기법들은 이러한 연관성에 기초하여 파일럿 부반송파들의 채널 추정을 선행한 후, 이 추정된 채널 응답들에 인접 부반송파 방향, 인접 OFDM 심볼 방향으로 각각 선형 혹은 다항식기반 보간 기법을 적용하여 파일럿 부반송파 근처의 데이터 부반송파 채널들을 추정하게 된다. 이들 기법들은 채널의 통계적 특성들을 전혀 필요로 하지 않고 채널 추정에 필요한 계산복잡도가 낮아 실제 시스템에 도입하기 용이하다는 장점이 있으나, L 값이 커져 인접한 부반송파들 사이의 채널 상관성이 낮아지면 성능이 급격히 저하된다는 단점을 가지고 있다.

따라서, 본 발명은 전술한 문제점을 해결하는 것을 목적으로 한다.

구체적으로, 본 발명은 잡음의 영향을 최소화하면서도, 연산량을 적게할 수 있는 채널 추정 및 채널 등화기를 제안하는 것을 목적으로 한다.

본 발명은 전술한 목적을 달성하기 위하여, 채널 추정은 일반 보간 기법하되, 프리앰블을 사용하여 SNR을 추정하고, 채널 등화는 MMSE 기법으로 수행하여, 적은 연산량으로 원하는 성능을 얻을 수 있도록 한다.

보다 구체적으로 본 발명은 전술한 목적을 달성하기 위하여, 채널 추정 방법을 제공한다. 상기 채널 추정 방법은 a) 수신된 클러스터에서 시간축으로 2n번째 심볼에 위치하는 파일럿 부반송파의 채널 값을 기초로, 2n+1번째 심볼에 위치하는 데이터 부반송파의 채널 값을 추정하는 단계와; b) 상기 클러스터에서 시간축으로 2n번째 심볼에 위치하는 파일럿 부반송파의 채널 값과, 상기 2n번째 심볼에 위치에서 추정된 데이터 부반송파의 채널 값을 기초로, 상기 클러스터에서 주파수 축으로 2n번째 심볼에 위치하는 나머지 부반송파의 채널 값을 추정하는 단계와; c) 상기 채널 값을 2n+1번째 심볼의 동일 부반송파 위치에 있는 채널값으로 적용하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 채널 추정 방법은 상기 클러스터의 마지막 부반송파는 12번째 부반송파의 채널 값과 동일한 값으로 추정하는 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 a) 단계는 상기 2n+1번째 심볼에 위치하는 데이터 부반송파는 상기 2n번째 심볼에 위치하는 파일럿 부반송파와 동일한 채널 환경을 겪은 것으로 가정하에 수행될 수 있다.

한편, 상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은 수신기를 또한 제공한다. 상기 수신기는 안테나를 통해 수신된 RF 신호를 FFT(고속 푸리에 변환)를 수행하여, 주파수 영역으로 변환하는 FFT 수행부와; 상기 주파수 영역으로 변환된 신호에서 파일롯 부반송파와, 데이터 부반송파와, 그리고 프리엠블을 분리하여 출력하는 부반송파 분리기와; 상기 분리된 파일롯 부반송파를 이용하여, 데이터 부반송파의 채널 값을 추정하는 채널 추정기와; 상기 분리된 프리앰블을 기초로 SNR을 추정하는 노이즈 추정기와; 상기 추정된 채널 값과, 상기 추정된 SNR을 기초로, 채널을 보상하는 채널 보상기를 포함할 수 있다.

본 발명은 채널 추정은 일반 보간 기법하되, 프리앰블을 사용하여 SNR을 추정하고, 채널 등화는 MMSE 기법으로 수행하여, 적은 연산량으로 원하는 성능을 얻을 수 있도록 하고 아울러, 구현도 용이하게 하는 장점을 갖는다.

본 발명은 IEEE 802.16e Wireless MAN-OFDMA 시스템에 적용된다. 그러나, 본 발명은 OFDMA 시스템에 한정되지 않고, 본 발명의 기술적 사상이 적용될 수 있는 모든 통신 시스템, 예를 들어, FDMA, CDMA, TDMA, GSM, GPRS, WCDMA, IEEE 802.11 등에도 적용될 수 있다.

본 명세서에서 사용되는 기술적 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아님을 유의해야 한다. 또한, 본 명세서에서 사용되는 기술적 용어는 본 명세서에서 특별히 다른 의미로 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 의미로 해석되어야 하며, 과도하게 포괄적인 의미로 해석되거나, 과도하게 축소된 의미로 해석되지 않아야 한다. 또한, 본 명세서에서 사용되는 기술적인 용어가 본 발명의 사상을 정확하게 표현하지 못하는 잘못된 기술적 용어일 때에는, 당업자가 올바르게 이해할 수 있는 기술적 용어로 대체되어 이해되어야 할 것이다. 또한, 본 발명에서 사용되는 일반적인 용어는 사전에 정의되어 있는 바에 따라, 또는 전후 문맥상에 따라 해석되어야 하며, 과도하게 축소된 의미로 해석되지 않아야 한다.

또한, 본 명세서에서 사용되는 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "구성된다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서 상에 기재된 여러 구성 요소들, 또는 여러 단계들을 반드시 모두 포함하는 것으로 해석되지 않아야 하며, 그 중 일부 구성 요소들 또는 일부 단계들은 포함되지 않을 수도 있고, 또는 추가적인 구성 요소 또는 단계들을 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다.

또한, 본 명세서에서 사용되는 제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성 요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성 요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요 소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성 요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성 요소도 제1 구성 요소로 명명될 수 있다.

어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하되, 도면 부호에 관계없이 동일하거나 유사한 구성 요소는 동일한 참조 번호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다. 또한, 첨부된 도면은 본 발명의 사상을 쉽게 이해할 수 있도록 하기 위한 것일뿐, 첨부된 도면에 의해 본 발명의 사상이 제한되는 것으로 해석되어서는 아니됨을 유의해야 한다. 본 발명의 사상은 첨부된 도면외에 모든 변경, 균등물 내지 대체물에 까지도 확장되는 것으로 해석되어야 한다.

도 2는 본 발명에 따른 수신기의 구성을 나타낸 예시도이며, 도 3은 PUSC(Partial Usage SubChannel)의 클러스터 구조를 예시적으로 나타낸 예시도이다.

아울러, 도 4는 본 발명에 따른 채널 추정 방법을 나타낸 흐름도이며, 도 5는 본 발명에 따른 채널 추정 방법의 개념을 나타낸 예시도이다.

도 2를 참조하여 알 수 있는 바와 같이, 상기 수신기는 N-point FFT(Fast Fourier Transform: 고속 푸리에 변환)(110)와, Pilot/Data/Preamble 부반송파 구분기(또는, 부반송파 분리기)(120)와, 채널 추정기(13)와, 노이즈 변화 추정기(140)와, 채널 보상기(150)와, 결정부(160)를 포함한다.

상기 N-pint FFT(110)는 안테나를 통해 수신된 RF 신호를 FFT를 수행하여, 주파수 영역으로 변환한다. 상기 Pilot/Data/Preamble 부반송파 구분기(120)는 상기 주파수 영역으로 변환된 신호에서 파일롯 부반송파와, 데이터 부반송파와, 그리고 프리엠블을 구분하고, 상기 파일롯 부반송파는 상기 채널 추정기(130)로 출력하고, 상기 데이터 부반송파는 상기 채널 보상기(150)로 출력하고, 상기 프리앰블은 상기 노이즈 변화 추정기(140)로 출력한다. 이때, 도 3을 참조하면, IEEE 802.16e Wireless MAN-OFDMA 시스템에서 DownLink PUSC가 나타나 있다. 상기 PUSC의 기본 단위는 클러스터이다. 상기 클러스터는 SISO(Single Input Single Output) 환경에서 주파수 축으로 14개의 부반송파와, 시간 축으로 2개의 심볼을 포함한다. 이중, 파일럿 부반송파는 4개이고, 데이터 부반송파는 24개이다. 상기 Pilot/Data/Preamble 부반송파 구분기(120)는 도 3에 도시된 파일롯 부반송파와, 데이터 부반송파를 구분하여 출력한다.

상기 채널 추정기(130)는 상기 파일롯 부반송파를 이용하여 채널을 추정한다. 구체적으로는 도 4 및 도 5를 참조하여 설명하면 다음과 같다.

먼저, 2n+1번째 심볼에 있는 파일롯 부반송파가 가지는 채널 값을 2n번째 심볼의 동일한 위치의 데이터 부반송파가 겪었다고 가정하고, 채널 추정 알고리즘을 수행하여 채널 값을 추정한다(S131). 즉, 2n번째 심볼에 위치하는 파일럿 부반송파의 채널 값을 기초로, 2n+1번째 심볼에 위치하는 데이터 부반송파의 채널 값을 추정한다(도 5의 보라색 심볼 참조). 이때, 상기 OFDMA 방식에서 주파수 축은 지연 프로파일(delay profile)에 영향을 받고, 시간 축은 도플러 주파수에 영향을 받는다. 그리고, coherence time은 길기 때문에, 클러스터 내에서 동일한 부반송파 위치에서 첫번째 심볼이 다른 심볼에 존재하는 파일럿 부반송파의 채널를 겪었다고 가정할 수 있다.

이어서, 상기 클러스터 단위로 주파수 축으로 일반 보간 기법을 사용하여 채널값을 추정한다. 구체적으로, 2n번째 심볼에 위치하는 파일럿 부반송파의 채널 값과, 상기 2n번째 심볼에 위치에서 추정된 데이터 부반송파의 채널 값을 기초로, 클러스터에서 주파수 축으로 2n번째 심볼에 위치하는 나머지 부반송파의 채널 값을 선형 보간 기법(linear interpolation)을 이용하여 추정한다(S132)(도 5의 노란색 참조). 그리고, 클러스터의 마지막 부반송파는 12번째 부반송파의 채널 값과 동일한 값으로 추정한다(S133)(도 5의 흑색 참조).

다음으로, 상기 채널 값을 2n+1번째 심볼의 동일 부반송파 위치에 있는 채널값로 적용한다(S134)(도 5의 연두색 참조).

한편, 상기 노이즈 변화 추정기(140)는 상기 Pilot/Data/Preamble 구분기(120)로부터 출력된 프리앰블을 이용하여, SNR을 추정하여, 상기 채널 보상기(140)로 출력한다.

상기 채널 보상기(150)는 잡음 영향을 감소 시키기 위하여, 상기 프리앰블로 추정된 SNR을 가지고, MMSE 방식을 적용한다. 즉, 상기 N-point FFT(110)에 의해 FFT가 수행된 신호를 수학식(1)과 같이 표현하였을 경우, MMSE 방식으로 채널 등화기를 설계할 경우, 채널 추정된 값

으로 보상된 신호 R'( k )는 아래의 수학식 (3)과 같이 나타낼 수 있다.

이때,

는 noise의 분산값이며, 프리앰블을 사용하여 추정한다.

도 6는 본 발명에 따른 채널 추정 방법의 성능을 나타낸 예시도이다. 도시된 바와 같이, QPSK 변조 환경에서 BER(Bit Error Rate) 성능이 나타나 있으며, 이를 참고하여 알 수 있는 바와 같이, 본 발명에 따르면, 적은 연산량으로 원하는 성능을 얻을 수 있다.

이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시적으로 설명하였으나, 본 발명의 범위는 이와 같은 특정 실시예에만 한정되는 것은 아니므로, 본 발명은 본 발명의 사상 및 특허청구범위에 기재된 범주 내에서 다양한 형태로 수정, 변경, 또는 개선될 수 있다.

도 1은 종래의 수신기의 구성을 나타낸 블록도이다.

도 2는 본 발명에 따른 수신기의 구성을 나타낸 예시도이다.

도 3은 PUSC(Partial Usage SubChannel)의 클러스터 구조를 예시적으로 나타낸 예시도이다.

도 4는 본 발명에 따른 채널 추정 방법을 나타낸 흐름도이다.

도 5는 본 발명에 따른 채널 추정 방법의 개념을 나타낸 예시도이다.

도 6는 본 발명에 따른 채널 추정 방법의 성능을 나타낸 예시도이다.

Claims (6)

1. 채널 추정기가 수신한 클러스터에서, 시간축으로 2n+1번째 심볼(Odd symbol)에 위치하는 파일럿 부반송파의 채널 값을 기초로, 시간축으로 2n번째 심볼(Even symbol)에 위치하고 상기 파일럿 부반송파와 동일 주파수축에 위치한 상기 클러스터 내의 데이터 부반송파의 채널 값을 추정하는 단계;

   채널 추정기가 수신한 상기 클러스터에서, 추정된 상기 데이터 부반송파의 채널 값 및 시간축으로 2n번째 심볼에 위치하는 파일럿 부반송파의 채널 값을 기초로, 상기 클러스터에서 시간축으로 2n번째 심볼에 위치하는 데이터 부반송파의 채널 값을 추정하는 단계;

   채널 추정기가 수신한 상기 클러스터에서, 시간축으로 2n번째에 위치한 부반송파의 채널 값을, 동일 주파수축이면서 시간축으로는 2n+1번째에 위치한 부반송파의 채널 값으로 적용하는 단계; 및

   상기 클러스터의 주파수 축을 기준으로 한 마지막 부반송파는 주파수 축의 12번째 부반송파의 채널 값과 동일한 값으로 추정하는 단계를 포함하는 채널 추정 방법.
2. 삭제
3. 제1항에 있어서,

   상기 클러스터 내의 데이터 부반송파 채널 값을 추정하는 단계에서, 시간축으로 2n번째 심볼(Even symbol)에 위치하고 상기 파일럿 부반송파와 동일 주파수축에 위치한 상기 클러스터 내의 데이터 부반송파는 상기 시간축으로 2n+1번째 심볼(Odd symbol)에 위치하는 파일럿 부반송파와 동일한 채널 값을 가지는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
4. 안테나를 통해 수신된 RF 신호를 FFT(고속 푸리에 변환)를 수행하여, 주파수 영역으로 변환하는 FFT 수행부;

   상기 주파수 영역으로 변환된 신호에서 파일롯 부반송파와, 데이터 부반송파와, 그리고 프리엠블을 분리하여 출력하는 부반송파 분리기;

   클러스터에서 시간축으로 2n+1번째 심볼(Odd symbol)에 위치하는 파일럿 부반송파의 채널 값을 기초로, 시간축으로 2n번째 심볼(Even symbol)에 위치하고 상기 파일럿 부반송파와 동일 주파수축에 위치한 상기 클러스터 내의 데이터 부반송파의 채널 값을 추정하고,

   상기 클러스터에서, 추정된 상기 데이터 부반송파의 채널 값 및 시간축으로 2n번째 심볼에 위치하는 파일럿 부반송파의 채널 값을 기초로, 상기 클러스터에서 시간축으로 2n번째 심볼에 위치하는 데이터 부반송파의 채널 값을 추정하고,

   상기 클러스터에서, 시간축으로 2n번째에 위치한 부반송파의 채널 값을, 동일 주파수축이면서 시간축으로는 2n+1번째에 위치한 부반송파의 채널 값으로 추정하는 채널 추정기;

   상기 분리된 프리앰블을 기초로 SNR을 추정하는 노이즈 추정기; 및

   상기 채널 값과 상기 SNR을 기초로 채널을 보상하는 채널 보상기를 포함하고,

   상기 채널 추정기에서, 상기 클러스터의 주파수 축을 기준으로 한 마지막 부반송파는 주파수 축의 12번째 부반송파의 채널 값과 동일한 값으로 추정하는 수신기.
5. 삭제
6. 제4항에 있어서,

   상기 채널 추정기에서, 시간축으로 2n번째 심볼(Even symbol)에 위치하고 상기 파일럿 부반송파와 동일 주파수축에 위치한 상기 클러스터 내의 데이터 부반송파는 상기 시간축으로 2n+1번째 심볼(Odd symbol)에 위치하는 파일럿 부반송파와 동일한 채널 값을 가지는 것을 특징으로 하는 수신기.

Images