JP4477060B2

JP4477060B2 - 複数の送信アンテナを使用する多重セル直交周波数分割多重方式通信システムにおけるチャネル推定装置及び方法

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Publication number: JP4477060B2
Application number: JP2007509397A
Authority: JP
Inventors: チャン−ホ・シュ; チャン−スー・フワン; ソク−ヒュン・ユン; ユン−クウォン・チョ
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2004-04-21
Filing date: 2005-04-20
Publication date: 2010-06-09
Anticipated expiration: 2025-04-20
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Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）通信システムにおけるチャネル推定装置及び方法に関し、特にＭＩＭＯ（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ）直交周波数分割多重通信システムにおいて、隣接セルの干渉を除去して正確なチャネル推定を行うための装置及び方法に関する。

通常、無線通信システム（ｗｉｒｅｌｅｓｓｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍ）は、無線通信サービスを支援するシステムであって、基地局（ＮｏｄｅＢ）及びユーザ端末機（ＵＥ：ＵｓｅｒＥｑｕｉｐｍｅｎｔ）で構成される。そして、前記基地局及び前記ユーザ端末機は、伝送フレームを使用して無線通信サービスを支援する。したがって、前記基地局及び前記ユーザ端末機は、伝送フレームの送信及び受信のために、互いに同期を獲得しなければならず、前記同期獲得のために、前記基地局は、ユーザ端末機がフレームの開始が分かるように、同期信号を伝送する。すると、前記ユーザ端末機は、前記基地局が伝送する同期信号を受信して、前記基地局のフレームタイミング（ｆｒａｍｅｔｉｍｉｎｇ）を確認し、該確認されたフレームタイミングに応じて受信されるフレームを復調する。ここで、前記同期信号は、基地局と前記ユーザ端末機が予め約束している特定プリアンブルシーケンス（ｐｒｅａｍｂｌｅｓｅｑｕｅｎｃｅ）を使用するのが一般的である。

一方、多重搬送波（ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ）を使用する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以下、ＯＦＤＭと記す）通信システムにおいて用いられるプリアンブルシーケンスは、ピークに対する平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ tｏＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ、以下、ＰＡＰＲと記す）が小さなことが好ましい。また、基地局からユーザ端末機に伝送するプリアンブルは、概略的同期（ｃｏａｒｓｅｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ）を行うために必要な長いプリアンブルのうち、前の部分のプリアンブルと、微細周波数同期を行うために必要な短いプリアンブルとを接続して使用する。そして、前記ユーザ端末機から基地局へ伝送するプリアンブルは、前記短いプリアンブルのみを利用して微細周波数同期を獲得するようにする。

前記ＯＦＤＭ通信システムは、１つのフレームを時間的に多重化して、複数のユーザ、すなわちユーザ端末機に対するデータを伝送する。このとき、前記フレームの開始を通知するフレームプリアンブルがフレームの開始点から一定区間の間に伝送される。また、１つのフレーム内に前記各ユーザに伝送するデータが不規則に伝送されることができるため、データの開始を通知するバーストプリアンブルが、各データの前の部分に存在する。したがって、ユーザ端末機は、前記データの伝送開始点を知るためには、データプリアンブルを受信しなければならない。すなわち、前記ユーザ端末機は、データの受信のために、データの開始点に対する同期を合せなければならないが、このためには、信号を受信する前に全てのシステムで共通に使用するプリアンブルシーケンスを捕捉して同期を合せなければならない。

一方、前記ＯＦＤＭ通信システムは、前記ＯＦＤＭ方式を使用しない通信システムとソースコード（ｓｏｕｒｃｅｃｏｄｉｎｇ）方式と、チャネルコード（ｃｈａｎｎｅｌｃｏｄｉｎｇ）方式及び変調（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式などにおいて同一である。もちろん、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ：ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ、以下、ＣＤＭＡと記す）通信システムは、データを拡散して伝送することに対し、前記ＯＦＤＭ通信システムは、データを逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ、以下、ＩＦＦＴと記す）した後、保護区間を挿入する形態で伝送する。したがって、前記ＯＦＤＭ通信システムは、前記ＣＤＭＡ通信システムに比べて、広帯域信号を比較的簡単なハードウェアで伝送できる。すなわち、前記ＯＦＤＭ通信システムは、データに対する変調を行った後には、ビット／シンボル列をＩＦＦＴして、時間領域の信号を獲得する。ここで、前記時間領域の信号（ＯＦＤＭシンボル信号）は、複数の狭帯域の副搬送波信号でマルチプレクスした広帯域信号であって、ある１つのＯＦＤＭシンボル区間の間に複数の変調シンボルが伝送される。

しかしながら、上記のようにＩＦＦＴされたＯＦＤＭシンボルをそのまま伝送すると、前のＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボルとの間に干渉を避けることができない。前記シンボル間干渉を除去するために、前記保護区間を挿入することである。前記保護区間は、一定区間のナル（ｎｕｌｌ）データを挿入する形態で提案されたが、前記保護区間にナルデータを伝送する形態は、受信機でＯＦＤＭシンボルの開始点を誤って推定する場合、副搬送波間に干渉が発生して、受信ＯＦＤＭシンボルの誤判定の確率が高まるという短所がある。そのため、前記保護区間を時間領域のＯＦＤＭシンボルの最後の１／ｎビットを複写して、有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する形態の「サイクリックプリフィックス（ＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）」方式又は時間領域のＯＦＤＭシンボルの最初１／ｎビットを複写して、有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する「サイクリックポストフィックス（ＣｙｃｌｉｃＰｏｓｔｆｉｘ）」方式が提案されて用いられている。前記保護区間を時間領域のあるＯＦＤＭシンボルの一部分、すなわちあるＯＦＤＭシンボルの最初の部分又は最後の部分を複写して、繰り返し配置する形態の特性を利用して、受信機で受信ＯＦＤＭシンボルの時間／周波数同期をとるのに利用することもできる。

一方、送信機が送信した送信信号は、無線チャネルを通過しながら歪み、受信機は、前記歪んだ送信信号を受信する。前記受信機は、前記送信機と受信機との間に既設定のプリアンブルシーケンスを利用して、時間／周波数同期を獲得してチャネル推定し、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ、以下、ＦＦＴと記す）を通過した周波数領域のシンボルを、前記チャネル推定値を利用してチャネル補償する。このようにチャネル補償されたシンボルに対して、前記送信機で適用したチャネルコードに相応するチャネルデコード及びソースデコードを行って、情報データを獲得する。

前記ＯＦＤＭ通信システムは、フレームタイミング同期及び周波数同期と、チャネル推定の全てにおいて、プリアンブルシーケンスを利用する。もちろん、前記ＯＦＤＭ通信システムの場合、プリアンブルの他に保護区間とパイロット副搬送波などを利用して、フレームタイミング同期及び周波数同期と、チャネル推定などを行うこともある。しかしながら、一般に、送信機は、毎フレーム又はデータのバーストの開始部分に既知のシンボルをプリアンブルシーケンスとして伝送し、受信機は、これを利用して、時間／周波数／チャネル情報をアップデートするのに使用する。

何より、ＯＦＤＭシステムにおいてチャネル推定が重要な理由は、コヒーレント変復調を行うためである。コヒーレント変復調を行うシステムにおいて、チャネル推定器は、必ず必要であり、さらにＭＩＭＯ（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ）環境である時は、各アンテナに対する全てのチャネル情報が必要であるため、チャネル推定の重要性は、ＭＩＭＯ環境においてより大きくなる。

特に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムが多重セル環境を支援する場合、セル境界で干渉が極めて激しくなって、チャネル推定性能が極めて劣化するという問題がある。したがって、多重セルＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、隣接セルの干渉を最小化することができるチャネル推定方法が求められているのが現状である。

そこで、本発明の目的は、直交周波数分割多重接続通信システムにおいて、隣接セルの干渉を除去して正確なチャネル推定を行うための装置及び方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、多重セル環境の無線通信システムにおいて、隣接セルの干渉を除去して正確なチャネル推定を行うための装置及び方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、多重セル環境の無線通信システムにおいて、チャネル推定可能な基地局（又はセル）の個数を決定するための装置及び方法を提供することにある。

前記言及した目的及び他の目的は、複数のアンテナを使用する多重セル直交周波数分割多重接続通信システムにおけるチャネル推定を行うための装置及び方法を提供することによって達成される。

上記の目的を達成すべく、本発明の第１の実施の形態によれば、基地局がＮ（≧１）個のアンテナを介して信号を送信し、端末機がＭ（≧１）個のアンテナを介して信号を受信する広帯域無線通信システムにおける、端末機が周辺基地局からのプリアンブル信号を受信してチャネル推定を行うための装置は、プリアンブル長、基地局のアンテナの個数及びマルチパスの個数を利用することにより、チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓを算出する基地局数決定器と、前記周辺基地局それぞれに対する基地局プリアンブル行列を生成し、前記生成された基地局プリアンブル行列のうち、受信電力に応じて前記Ｎ_Ｓ個の基地局プリアンブル行列を選択することにより、多重セルプリアンブル行列ｘ_Ｓを発生する多重セルプリアンブル行列発生装置と、前記多重セルプリアンブル行列ｘ_Ｓ及びプリアンブル区間において、前記Ｍ個のアンテナを介して受信されたＭ個の受信信号を利用して、チャネル推定を行うチャネル推定器とを備えることを特徴とする。

上記の目的を達成すべく、本発明の第２の実施の形態によれば、基地局がＮ（≧１）個のアンテナを介して信号を送信し、端末機がＭ（１≧）個のアンテナを介して信号を受信する広帯域無線通信システムにおける、端末機が周辺基地局からのプリアンブル信号を受信してチャネル推定を行うための装置は、プリアンブル長Ａ、マルチパスの個数Ｌ及び基地局のアンテナの個数Ｎを利用することにより、下記の式のように、チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓを決定する基地局数決定器と、

前記周辺基地局の受信電力に応じて、前記Ｎ_Ｓ個の基地局を選択し、該選択されたＮ_Ｓ個の基地局に対する既知のプリアンブル情報及び前記Ｍ個のアンテナを介して受信される受信信号を利用することにより、チャネル推定を行うチャネル推定器とを備えることを特徴とする。

上記の目的を達成すべく、本発明の第３の実施の形態によれば、基地局がＮ（≧１）個のアンテナを介して信号を送信し、端末機がＭ（≧１）個のアンテナを介して信号を受信する広帯域無線通信システムにおける、端末機が周辺基地局からのプリアンブル信号を受信してチャネル推定を行うための方法は、プリアンブル長、基地局のアンテナの個数及びマルチパスの個数を利用することにより、チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓを算出する過程と、前記周辺基地局の受信電力に応じて、前記Ｎ_Ｓ個の基地局を選択し、該選択された基地局のそれぞれに対する基地局プリアンブル行列を生成し、該生成されたＮ_Ｓ個の基地局プリアンブル行列を合成することにより、多重セルプリアンブル行列ｘ_Ｓを生成する過程と、前記多重セルプリアンブル行列ｘ_Ｓ及びプリアンブル区間において前記Ｍ個のアンテナを介して受信されるＭ個の受信信号を利用することにより、チャネル推定を行う過程とを含むことを特徴とする。

上記の目的を達成すべく、本発明の第４の実施の形態によれば、基地局がＮ（≧１）個のアンテナを介して信号を送信し、端末機がＭ（１≧）個のアンテナを介して信号を受信する広帯域無線通信システムにおける、端末機が周辺基地局からのプリアンブル信号を受信してチャネル推定を行うための方法は、プリアンブル長Ａ、マルチパスの個数Ｌ及び基地局のアンテナの個数Ｎを利用して、下記の式のようにチャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓを決定する過程と、

前記周辺基地局の受信電力に応じて、前記Ｎ_Ｓ個の基地局を選択し、該選択されたＮ_Ｓ個の基地局に対する既知のプリアンブル情報、及び前記Ｍ個のアンテナを介して受信される受信信号を利用して、チャネル推定を行う過程とを含むことを特徴とする。

本発明によれば、直交周波数分割多重通信システムにおいて、隣接セルの干渉を除去する多重セル推定方法を使用することによって、さらに正確なチャネル推定を行うことができるのみならず、データ復調性能を高めることができるという利点がある。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付した図面を参照して詳細に説明する。本発明を説明するにおいて、関連した公知機能又は構成に対する具体的な説明が、本発明の要旨を不明りょうにすることができると判断された場合、その詳細な説明は省略する。

以下、本発明は、多重セル環境を支援するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、受信機が隣接セルの干渉を除去して正確なチャネル推定を行うための装置及び方法について説明する。以下の説明では、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを例に挙げて説明するが、本発明は、多重セル干渉が存在する如何なるシステムでも容易に適用することができる。

図１は、本発明の実施の形態に係るＮ個の送信アンテナを使用するＯＦＤＭ通信システムにおける送信機の構成を示している。
図示のように、本発明に係る送信機は、シンボル対応器１１１、直列／並列変換器１１３、マルチアンテナ送信符号器１１５、Ｎ個のプリアンブルシーケンス生成器１１７、１２９、Ｎ個の選択器１１９、１３１、Ｎ個のＩＦＦＴ器１２１、１３３、Ｎ個の並列／直列変換器１２３、１３５、Ｎ個のデジタル／アナログ変換器１２５、１３７、Ｎ個のＲＦ処理器１２７、１３９を備えて構成される。

図１に示すように、シンボル対応器１１１は、入力される情報ビットを、与えられた符号率に応じて符号化し、与えられた次数に応じて変調して、シンボルを出力する。すなわち、シンボル対応器１１１は、チャネル符号装置及び変調装置を備えて構成される。ここで、前記チャネル符号装置は、一例として、ターボ符号器、畳み込み符号器などを使用することができ、前記変調装置は、ＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）、８ＰＳＫ（８ｒａｙＰＳＫ）、１６ＱＡＭ（１６ａｒｙＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ（６４ａｒｙＱＡＭ）などを使用することができる。

直列／並列変換器１１３は、前記シンボル対応器１１１から出力されるシンボルをＢ＊Ｎ−ポイント（Ｂ＊Ｎ−ｐｏｉｎｔ）に並列変換して出力する。ここで、前記Ｂは、１つの送信アンテナに対して、実際データが割り当てられる副搬送波の個数を示し、前記Ｎは、送信アンテナの個数を示す。すなわち、前記シンボル対応器１１１から全てのアンテナのためのＢ＊Ｎ個のシンボルが発生すれば、前記直列／並列変換器１１３は、前記シンボル対応器１１１からの前記Ｂ＊Ｎ個のシンボルを並列に変換して出力する。

マルチアンテナ送信符号器１１５は、目的によって時空間符号器、データマルチプレクス装置、又はその他の装置になることができる。通常、上記の目的が送信アンテナダイバーシチを与えるためのものであれば、時空間符号器が用いられ、データの容量を増加させるためのものであれば、データマルチプレクス装置が用いられる。すなわち、前記マルチアンテナ送信符号器１１５は、前記シンボル対応器１１１からのシンボルを所定規則により符号化して、Ｎ個のアンテナ信号を生成し、Ｎ個のアンテナ信号のそれぞれを該当選択器１１９、１３１に出力する。

０番アンテナ（アンテナ０番）プリアンブルシーケンス生成器１１７は、制御機（図示せず）の制御により、該当するプリアンブルシーケンスを生成して前記選択器１１９に出力する。前記０番アンテナプリアンブルシーケンス生成器１１７に対しては、後述する図３で詳細に説明する。前記選択器１１９は、該当時点のスケジューリングに応じて、マルチアンテナ送信符号器１１５から出力する信号及び前記プリアンブルシーケンス生成器１１７から出力する信号のうちのいずれかを選択して、０番アンテナのＩＦＦＴ器１２１に出力する。すなわち、前記選択器１１９は、前記０番アンテナプリアンブルシーケンス生成器１１７から生成されたプリアンブルシーケンスを伝送するか、又は前記マルチアンテナ送信符号器１１５から出力されるシンボルを伝送するかを判断する。前記判断結果、プリアンブルシーケンスを伝送する場合には、前記０番アンテナプリアンブルシーケンス生成器１１７から生成されたプリアンブルシーケンスを伝送し、前記判断結果、シンボルを伝送する場合には、前記マルチアンテナ送信符号器１１５から生成されたシンボルを伝送する。

前記ＩＦＦＴ器１２１は、前記マルチアンテナ送信符号器１１５又は前記０番アンテナプリアンブルシーケンス生成器１１７からの信号をＡ−ポイントＩＦＦＴして、並列／直列変換器１２３に出力する。前記Ａは、上述したように、ＩＦＦＴ器の全副搬送波の個数に該当する。また、前記Ｂは、Ａ個の全副搬送波のうち、ＤＣ（ＤｉｒｅｃｔＣｕｒｒｅｎｔ）と使用しない高い周波数帯域を除く実際に用いられる副搬送波の個数を意味する。

一方、前記並列／直列変換器１２３には、前記ＩＦＦＴ器１２１から出力される信号のみならず、保護区間のためのサイクリックプリフィクスが入力される。したがって、前記並列／直列変換器１２３は、前記ＩＦＦＴ器１２１からの信号と前記入力されるサイクリックプリフィクスとを直列変換して、デジタル／アナログ変換器１２５に出力する。前記デジタル／アナログ変換器１２５は、前記並列／直列変換器１２３からの信号をアナログ信号に変換して、ＲＦ処理器１２７に出力する。ここで、前記ＲＦ処理器１２７は、フィルタなどを含み、前記デジタル／アナログ変換器１２５からの信号を実際の無線上において伝送できるようにＲＦ処理した後、０番アンテナを介して伝送する。

一方、アンテナ（Ｎ−１）番プリアンブルシーケンス生成器１２９は、制御機（図示せず）の制御により、該当するプリアンブルシーケンスを生成して選択器１３１に出力する。前記選択器１３１は、該当時点のスケジューリングに応じて、前記マルチアンテナ送信符号器１１５から出力する信号及び前記（Ｎ−１）番アンテナプリアンブルシーケンス生成器１２９から出力する信号のうちのいずれかを選択して、ＩＦＦＴ器１３３に出力する。すなわち、前記選択器１３１は、前記（Ｎ−１）番アンテナプリアンブルシーケンス生成器１２９から生成されたプリアンブルシーケンスを伝送するか、又は前記マルチアンテナ送信符号器１１５からのシンボルを伝送するかを判断する。前記判断結果、プリアンブルシーケンスを伝送する場合には、前記アンテナ（Ｎ−１）番プリアンブルシーケンス生成器１２９から生成されたプリアンブルを伝送し、前記判断結果、シンボルを伝送する場合には、前記マルチアンテナ送信符号器１１５から出力されるシンボルを伝送する。

前記ＩＦＦＴ器１３３は、前記マルチアンテナ送信符号器１１５又は前記（Ｎ−１）番アンテナプリアンブルシーケンス生成器１２９からの信号をＡ−ポイントＩＦＦＴして、並列／直列変換器１３５に出力する。前記Ａは、上述したように、ＩＦＦＴ器の全副搬送波の個数に該当する。前記Ｂは、Ａ個の全副搬送波のうち、ＤＣと使用しない高い周波数帯域を除く実際に用いられる副搬送波の個数を意味する。

一方、前記並列／直列変換器１３５には、前記ＩＦＦＴ器１３３から出力される信号のみならず、保護区間のためのサイクリックプリフィクスが入力される。したがって、前記並列／直列変換器１３５は、前記ＩＦＦＴ器１３３からの信号と前記サイクリックプリフィクスとを直列変換して、デジタル／アナログ変換器１３７に出力する。前記デジタル／アナログ変換器１３７は、前記並列／直列変換器１３５からの信号をアナログ信号に変換して、ＲＦ処理器１３９に出力する。ここで、前記ＲＦ処理器１３９は、フィルタなどを含み、前記デジタル／アナログ変換器１３７からの信号を実際の無線上において伝送できるようにＲＦ処理した後、（Ｎ−１）番アンテナを介して伝送する。

図２は、本発明の実施の形態に係るＭ個の受信アンテナを使用するＯＦＤＭ通信システムにおいて、受信機の構成を示している。
同図に示すように、本発明に係る受信機は、Ｍ個のアンテナ、Ｍ個のＲＦ処理器２０１、２０７、Ｍ個のアナログ／デジタル変換器２０３、２０９、Ｍ個の直列／並列変換器２０５、２１１、Ｍ個のＦＦＴ器２１５、２１７、多重セルチャネル推定器２１３、Ｍ個の等化器２１９、２２１、マルチアンテナ受信復号器２２３、並列／直列変換器２２５及び復調器２２７を備えて構成される。

前記図２に示すように、まず、ＲＦ処理器２０１は、０番目の受信アンテナを介して受信される信号を、ＲＦフィルタ及びフロントエンドユニットでの色々な過程を経て、アナログ／デジタル変換器２０３に伝達する。前記アナログ／デジタル変換器２０３は、前記ＲＦ処理器２０１からのアナログ信号をデジタル信号に変換して、直列／並列変換器２０５に出力する。前記直列／並列変換器２０５は、前記アナログ／デジタル変換器２０３からの信号からサイクリックプリフィクスに該当する領域（サンプル）を除去し、残りの信号を並列に変換して、デジタル端での受信信号ｙ_０（Ａ×１）を出力する。同様に、直列／並列変換器２１１は、（Ｍ−１）番目の受信アンテナに対する受信信号ｙ_Ｍ−１（Ａ×１）を出力する。

万一、受信された時点がプリアンブル区間である場合、前記受信信号ｙ_０（Ａ×１）、ｙ_Ｍ−１（Ａ×１）は、多重セルチャネル推定器２１３に伝達される。すると、前記多重セルチャネル推定器２１３は、全ての場合のチャネル（Ｍ×Ｎ×Ｌ個のチャネル）を推定し、チャネル推定値をそれぞれ該当等化器２１９、２２１に伝達する。ここで、前記Ｍは、受信アンテナの個数であり、前記Ｎは、送信アンテナの個数であり、Ｌは、マルチパスの個数を示す。本発明の核心と言える前記多重セルチャネル推定器２１３に対しては、以後の図５を参照して詳細に説明する。

受信された時点がプリアンブル区間ではない場合、前記受信信号ｙ_０（Ａ×１）、ｙ_Ｍ−１（Ａ×１）は、ＦＦＴ器２１５、２１７に伝達される。すると、前記ＦＦＴ器２１５、２１７は、それぞれ入力される受信信号をＡ−ポイントＦＦＴして、対応する等化器２１９、２２１に出力する。前記等化器２１９、２２１は、それぞれ入力される信号を前記多重セルチャネル推定器２１３からのチャネル推定値を利用して、該当アンテナでのチャネル歪みを補償して出力する。前記チャネル補償されあ信号は、マルチアンテナ受信復号器２２３に出力される。

前記マルチアンテナ受信復号器２２３は、Ｍ個の等化器２１９、２２１からの信号を所定規則により復号化して、１つのアンテナ信号にして並列／直列変換器２２５に出力する。前記並列／直列変換器２２５は、前記マルチアンテナ受信復号器２２３からの並列データを直列データに変換して復調器２２７に出力する。前記復調器２２７は、前記並列／直列変換器２２５からのデータを予め約束された方式により復調及び復号して、元の情報ビット列を獲得する。

図３は、本発明に係るプリアンブルの送信規則を示している。同図に示すように、中央基地局を含む周辺基地局の個数がＮ_Ｂであり、それぞれの基地局がＮ個の送信アンテナを使用するとき、プリアンブルシーケンスの送信規則を示す。ここで、前記「中央基地局」は、プリアンブルシーケンスを生成するにおいて基準となる基地局を称する用語である。

図３に示すように、０番目の基地局（中央基地局）３０１は、Ｎ個のプリアンブルシーケンス生成器３０３、３０５を備える。前記Ｎ個のプリアンブルシーケンス生成器３０３、３０５は、特定方法により互いに異なるプリアンブルシーケンスを生成する。前記特定方法のうちの１つが、各送信アンテナごとにサブキャリアを異なるように割り当てる方式である。例えば、アンテナを２つと仮定する場合、第１のアンテナに対しては、所定のシーケンスを全副搬送波のうちの奇数番目のみに割り当て（残りは、Ｎｕｌｌ割り当て）、第２のアンテナに対しては、所定のシーケンスを偶数番目の副搬送波のみに割り当てる。

１番目の基地局３０７は、Ｎ個のプリアンブルシーケンス生成器３０８、３１０、及びＮ個のＬ−位相（Ｐｈａｓｅ）変換器３０９、３１１を備える。前記Ｎ個のプリアンブルシーケンス生成器３０８、３１０は、前記０番目の基地局３０１と同様に、Ｎ個のプリアンブルシーケンスを生成する。以後、Ｌ−位相変換器３０９、３１１は、それぞれ対応するプリアンブルシーケンス生成器からのプリアンブルシーケンスをＬ分だけ位相変換して、最終的なプリアンブルシーケンスを生成する。ここで、前記Ｌ値は、ＣＰ長で決定されることができる。前記Ｌ−位相変換器を使用する技術は、０番目の基地局で使用するプリアンブルと直交性を与えるためのものであって、既に公知されている技術である。前記Ｌ−位相変換器を使用せず、他の方法によりプリアンブルシーケンスを生成させることもできるが、本発明では、一例として、前記Ｌ−位相変換器を使用すると仮定する。

同様に、（Ｎ_Ｂ−１）番目の基地局３１３も、Ｎ個のプリアンブルシーケンス生成器３１４、３１６、及びＮ個の位相変換器３１５、３１７を備える。前記Ｎ個のプリアンブルシーケンス生成器３１４、３１６は、前記０番目の基地局３０１と同様に、Ｎ個の互いに異なるプリアンブルシーケンスを生成する。前記Ｎ個の位相変換器３１５、３１７は、それぞれ対応するプリアンブルシーケンス生成器からのプリアンブルシーケンスをＬ×（Ｎ_Ｂ−１）だけ位相変換して、最終的なプリアンブルシーケンスを生成する。

図４は、前記図３で説明したＬ−位相変換器の特性を示している。
同図に示すように、周波数領域において信号［Ｘ_０，Ｘ_１，．．．Ｘ_Ａ−１］がＬ−位相変換器を経ると、周波数領域では、位相変換されるが、これをＩＦＦＴを介して時間領域に変換すると、円状シフト形態となる。前記ＩＦＦＴ出力信号の円状シフトされた信号の間には、互いに直交性が保障されるため、通常、プリアンブルを発生させるとき、周波数領域で位相変換器を使用する。

すると、以下では、前記図２で説明した多重セルチャネル推定器２１３の詳細構成及び動作について説明する。
図５は、本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの受信機において、多重セルチャネル推定器の詳細構成を示している。
図５に示すように、収容可能基地局数決定器５０３は、前記多重セルチャネル推定器２１３で収容できる（又はチャネル推定可能な）最大基地局の個数Ｎ_Ｓを算出して出力する。本発明は、プリアンブル長がＩＦＦＴ／ＦＦＴのサイズ（又はＯＦＤＭシンボル長）Ａで決定されるため、チャネル推定可能な基地局の個数は、前記Ａ値と密接な関連がある。これに対しては、後述する図６で詳細に説明する。

多重セルプリアンブル行列発生装置５０５は、前記収容可能基地局数決定器５０３からの前記最大基地局の個数Ｎ_Ｓを利用して、多重セルチャネル推定に直接的に用いられる行列ｘ_Ｓを生成して出力する。これに対しては、後述する図７で詳細に説明する。

一方、ｙ行列合成器５０９は、各受信アンテナから受信した時間領域での受信信号ｙ_０，ｙ_１，．．．ｙ_Ｍ−１を利用して、下記の式３のような受信信号行列ｙを合成する。前記受信信号ｙ_０，ｙ_１，．．．ｙ_Ｍ−１は、上述したように、前記図２の直列／並列変換器２０５、２１１から出力される信号であって、プリアンブル区間で受信された信号である。

行列合成器５０７は、前記多重セルプリアンブル行列発生装置５０５からの行列ｘ_Ｓに対する擬似逆行列

を算出して出力する。
以後、行列乗算器５１１は、下記の式４のように、前記行列合成器５０９から求めた前記受信信号行列ｙと前記行列合成器５０７から求めた擬似逆行列

とを乗算して、チャネル推定値

を算出する。ここで、チャネル推定値

は、Ｎ（送信アンテナの個数）×Ｍ（受信アンテナの個数）×Ｌ（マルチパスの個数）個のチャネル推定値を含む。

そして、ＦＦＴ器５１３は、前記行列乗算器５１１から算出したチャネル推定値

をＡ−ポイントＦＦＴして、周波数領域でのチャネル推定値

を得る。詳細に、前記ＡポイントＦＦＴ器５１３は、Ｌ個のチャネル推定値をＦＦＴして、Ａ個のチャネル推定値（副搬送波チャネル値）を出力する動作をＮ×Ｍ回行って、最終的にＮ×Ｍ×Ａ個のマルチパスに対するチャネル推定値を獲得する。このように獲得された推定値は、上述した等化器２１９、２２１に提供されて、チャネル補償に用いられる。

チャネル推定種類に応じて、上述したように、擬似逆行列をかけてチャネル推定値を得ることができ、又は周波数領域で獲得する方法もあるが、本発明では、一例として擬似逆行列をかける最大尤度（ＭＬ：ｍａｘｉｍｕｍｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）方法を使用すると仮定する。このように、本発明は、収容可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓを利用して、多重セルプリアンブル行列x_Ｓを求めたという点に特徴がある。

図６は、前記図５で説明した収容可能基地局数決定器５０３の詳細構成を示している。
上述したように、本発明は、プリアンブル長を１つのＯＦＤＭシンボル長であるＡに制限したため、チャネル推定可能な基地局の個数が限定される。また、ＭＩＭＯチャネル（又は多重セル）のように、マルチパスの多いチャネル状況を仮定したため、この全ての状況を考慮してチャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓを決定しなければならない。具体的に、前記チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓは、下記の式５のように算出される。

ここで、Ａは、ＩＦＦＴのサイズ（又はプリアンブル長）であり、Ｌは、マルチパスの個数（サイクリックプリフィクス長で決定される）であり、Ｎは、送信アンテナの個数であり、Ｎ_Ｂは、中央基地局を含む周辺基地局の個数を示す。また、

は、チャネル推定可能な基地局の個数を示す。ここで、前記マルチパスの個数は、最大遅延拡散（ｍａｘｉｍｕｍｄｅｌａｙｓｐｒｅａｄ又はｍａｘｉｍｕｍｃｈａｎｎｅｌｌｅｎｇｔｈ）を示すものであって、最後の到達パスの時間から最初の到達パスの時間を減算した時間をサンプル単位で示したものである。通常、ＯＦＤＭシステムでは、最大遅延拡散を考慮してサイクリックプリフィクス長（サンプル個数）を決定するため、本発明では、マルチパスの個数が、サイクリックプリフィクス長（サンプル個数）であると仮定する。

前記式５に表すように、周辺基地局の個数Ｎ_Ｂがチャネル推定可能な基地局の個数

より小さい場合、前記最大基地局の個数Ｎ_Ｓは、周辺基地局の個数Ｎ_Ｂとなる。これに対し、周辺基地局の個数Ｎ_Ｂがチャネル推定可能な基地局の個数

より大きい場合、前記最大基地局の個数Ｎ_Ｓは

と決定される。これをブロック構成で示すと、前記図６の通りである。

図６に示すように、まず乗算器６０１は、マルチパスの個数Ｌとアンテナの個数Ｎとを乗算して出力する。割り算器６０３は、ＩＦＦＴサイズＡ（又はプリアンブル長（サンプル個数））を前記乗算器６０１の出力値（Ｌ＊Ｎ）で割り算して、

を出力する。Ｆｌｏｏｒ演算器６０５は、前記割り算器６０３からの値から少数点以下を捨てて、整数を出力する。小さな値選択器６０７は、前記Ｆｌｏｏｒ演算器６０５から出力される値と周辺基地局の個数Ｎ_Ｂとを比較し、小さな値を選択してチャネル推定可能な基地局数Ｎ_Ｓとして出力する。

図７は、前記図５で説明した多重セルプリアンブル行列発生装置５０５の詳細構成を示している。
図７に示すように、０番基地局（中央基地局）プリアンブル行列発生装置７０１は、既知の０番基地局の全ての送信アンテナに対する周波数領域でのプリアンブル情報

を利用して、０番基地局プリアンブル行列

を発生する。これに対しては、後述する図８で詳細に説明する。
１番基地局プリアンブル行列発生装置７０３は、既知の１番基地局の全ての送信アンテナに対する周波数領域でのプリアンブル情報

を利用して、１番基地局プリアンブル行列

を発生する。
同様に、（Ｎ_Ｓ−１）番基地局プリアンブル発生装置７０５は、（Ｎ_Ｓ−１）番基地局プリアンブル行列

を発生し、（Ｎ_Ｂ−１）番基地局プリアンブル発生装置７０９は、（Ｎ_Ｂ−１）番基地局プリアンブル行列

を発生する。
ここで、チャネル推定器の性能向上のためには、推定対象になる基地局の電力が推定対象にならない基地局の電力よりは大きくなければならないため、基地局の番号は、下記の式６のように電力の順にインデックスされる。すなわち、上述した説明において、０番基地局の受信電力が最も大きく、（Ｎ_Ｂ−１）番基地局の受信電力が最も小さい。

以後、収容可能基地局行列発生装置７１１は、前記収容可能基地局数決定器５０３からのＮ_Ｓを受信して、Ｎ_Ｓだけの基地局プリアンブル行列を選択して、多重セルプリアンブル行列

を発生する。

図８は、前記図７で説明した０番基地局プリアンブル行列発生装置７０１の詳細構成を示している。
図８に示すように、Ａ−ポイントＩＦＦＴ器８０１は、０番基地局（中央基地局）の０番送信アンテナプリアンブル信号

をＩＦＦＴして、時間領域での信号

を発生する。前記

は、０番アンテナプリアンブル行列発生装置８２５及び円状シフタ８０７、８０９、８１１に入力される。
円状シフタ８０７は、前記ＩＦＦＴ器８０１からの

を１回（単位は、サンプル）円状シフトして、

を前記０番プリアンブル行列発生装置８２５に出力し、円状シフタ８０９は、前記ＩＦＦＴ器８０１からの

を２回円状シフトして、

を前記０番プリアンブル行列発生装置８２５に出力し、最後に、円状シフタ８１１は、前記ＩＦＦＴ器８０１からの

を（Ｌ−１）回円状シフトして、

を前記０番プリアンブル行列発生装置８２５に出力する。このように、０番アンテナに対するマルチパスのそれぞれに対するプリアンブル信号を生成する。
前記０番プリアンブル行列発生装置８２５は、前記ＩＦＦＴ器８０１と前記円状シフタ８０７、８０９、８１１から入力される信号を合成して、０番アンテナプリアンブル行列

を生成する。前記０番アンテナプリアンブル行列に対する具体的な値を説明すると、下記の式７の通りである。

ここで、

は、ｊ番目の基地局のｉ番目のアンテナが送信するプリアンブルのｋ番目のサンプル値を示す。
同様に、１番アンテナプリアンブル行列発生装置８２７は、１番アンテナプリアンブル行列

を生成して、アンテナプリアンブル行列合成装置８３１に出力し、（Ｎ−１）番アンテナプリアンブル行列発生装置８２９は、（Ｎ−１）番アンテナプリアンブル行列

を生成して、前記アンテナプリアンブル行列合成装置８３１に出力する。
前記アンテナプリアンブル行列合成装置８３１は、Ｎ個のアンテナプリアンブル行列発生装置８２５、８２７、８２９からのＮ個のアンテナプリアンブル行列を合成して、０番基地局プリアンブル行列

を生成する。上述した図７において、残りの基地局プリアンブル行列発生装置７０３、７０５、７０７、７０９も同じ方法により該当基地局プリアンブル行列を生成する。上述した図８は、各基地局に対するマルチパスを考慮したプリアンブル行列を生成するための装置を説明したものであって、実際に具現するならば、端末機は、基地局に対するプリアンブルサンプルデータを予めメモリに格納しておき、必要に応じてプリアンブルサンプルデータを円状シフトして、該当基地局プリアンブル行列を生成するはずである。

本発明の理解のため、実際の適用例を説明する。
図９は、周辺基地局の個数Ｎ_Ｂが２であり、送信アンテナの個数Ｎが４であるとき、各基地局のプリアンブルシーケンスの送信規則を示している。
同図に示すように、０番目の基地局（中央基地局）９０１は、４個のプリアンブルシーケンス生成器９０３、９０５を備える。前記４個のプリアンブルシーケンス生成器９０３、９０５は、特定方法によりプリアンブルシーケンスを生成する。前記特定方法のうちの１つが、各送信アンテナごとにサブキャリアを異なるように割り当てる方式である。

１番目の基地局９０７は、４個のプリアンブルシーケンス９０８、９１０と、４個の１６−位相（Ｐｈａｓｅ）変換器９０９、９１１とを備える。前記４個のプリアンブルシーケンス生成器９０８、９１０は、前記０番目の基地局９０１と同様に、４個のプリアンブルシーケンスを発生する。以後、１６−位相変換器９０９、９１１は、それぞれ対応するプリアンブルシーケンス生成器からのプリアンブルシーケンスを１６゜分だけ位相変換して、最終的なプリアンブルシーケンスを生成する。前記位相変換器を使用する理由は、０番目の基地局で使用するプリアンブルと直交性を与えるためのものであって、既に公知されている技術である。前記位相変換器を使用せずに、他の方法でプリアンブルシーケンスを生成させることもできるが、本発明では、一例として、前記位相変換器を使用すると仮定する。

図１０は、前記図９で説明した１６−位相変換器９０７、９１１の原理を示している。
図示のように、周波数領域での信号［Ｘ_０Ｘ_１．．．Ｘ_１２７］が１６−位相変換器を経ると、周波数領域では位相変換するが、これをＩＦＦＴを介して時間領域に変換すると、円状シフト形態となる。ＩＦＦＴ出力信号の円状シフトされた信号の間には、互いに直交性が保障されるため、通常、プリアンブルを発生させる際、周波数領域で位相変換器を使用するか、又は時間領域で円状シフタを使用する。

図１１は、プリアンブル長Ａが１２８であり、アンテナの個数Ｎが４であり、マルチパスの個数Ｌが１６であり、中央基地局を含む周辺基地局の個数Ｎ_Ｂが２である場合、上述した収容可能基地局数決定器５０３の動作を示している。上述した通りに、前記マルチパスの個数Ｌは、正確に測定することができないため、ＣＰ長で決定される。
上記のような仮定のもとで、チャネル推定可能な最大基地局の個数は、下記の式８のように算出される。

前記式８に表すように、周辺基地局の個数２がチャネル推定可能な基地局の個数

より小さい時は、前記最大基地局の個数Ｎ_ＳはＮ_Ｂ＝２となり、チャネル推定可能な基地局の個数

より大きい時は、前記最大基地局の個数Ｎ_Ｓは

となる。これをブロック構成で表すと、前記図１１の通りである。

図１１に示すように、まず、乗算器１１０１は、マルチパスの個数１６とアンテナの個数４とを乗算して出力する。割り算器１１０３は、プリアンブル長１２８を前記乗算器１１０１からの値（１６＊４＝６４）で分けた値を出力する。Ｆｌｏｏｒ演算器１１０５は、前記割り算器１１０３からの値をＦｌｏｏｒ演算して出力する。小さな値選択器１１０７は、前記Ｆｌｏｏｒ演算器１１０５からの値２と周辺基地局の個数２とを比較し、小さな値を選択して収容可能な基地局数Ｎ_Ｓ（＝２）として出力する。

図１２は、アンテナの個数が４であり、周辺基地局の個数Ｎ_Ｂが２であり、収容可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓが２であるとき、上述した多重セルプリアンブル行列発生装置５０５の動作を示している。

図１２に示すように、０番基地局（中央基地局）プリアンブル行列発生装置１２０１は、既知の０番基地局の４個の送信アンテナに対する周波数領域でのプリアンブル情報

を利用して、０番基地局プリアンブル行列

を発生する。これに対しては、後述する図１３で詳細に説明する。
１番基地局プリアンブル行列発生装置１２０３は、既知の１番基地局の４個の送信アンテナに対する周波数領域でのプリアンブル情報

を利用して、１番基地局プリアンブル行列

を発生する。
ここで、チャネル推定器の良い性能のためには、推定対象となる基地局の電力が推定対象とならない基地局の電力よりは大きくなければならないため、基地局の番号は、下記の式９のように電力の順にインデックスされる。

以後、収容可能基地局行列発生装置１２０５は、前記収容可能基地局数決定器５０３からのチャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓ＝２に基づいて、前記基地局プリアンブル行列発生装置１２０１、１２０３からの２個の基地局プリアンブル行列のうち、２個の基地局プリアンブル行列を合成して、多重セルプリアンブル行列

を発生する。

図１３は、プリアンブル長Ａが１２８であり、アンテナ数が４であり、マルチパスの個数Ｌが１６であるとき、上述した０番基地局プリアンブル行列発生装置７０１の動作を示している。

図１３に示すように、１２８−ポイントＩＦＦＴ器１３０１は、０番基地局（中央基地局）の０番送信アンテナプリアンブル信号

をＩＦＦＴして、時間領域での信号

を発生する。前記

は、０番アンテナプリアンブル行列発生装置１３２５及び１５個の円状シフタ１３０７、１３０９、１３１１に入力される。ここで、前記円状シフタ１３０７、１３０９、１３１１は、最初の到達パスを除くマルチパス信号を獲得するためのものであって、前記マルチパスの個数Ｌより１が小さな個数で決定される。このように、並列にマルチパス信号を同時に獲得したり、又は１つの円状シフタを利用して、シフト回数を変更しながらマルチパス信号を順に獲得したりすることもできる。
円状シフタ１３０７は、前記ＩＦＦＴ器１３０１からの

を１回円状シフトして、

を前記０番プリアンブル行列発生装置１３２５に出力し、円状シフタ１３０９は、前記ＩＦＦＴ器８０１からの

を２回円状シフトして、

を前記０番プリアンブル行列発生装置１３２５に出力し、最後に円状シフタ１３１１は、前記ＩＦＦＴ器１３０１からの

を１５回円状シフトして、

を前記０番プリアンブル行列発生装置１３２５に出力する。
すると、前記０番プリアンブル行列発生装置１３２５は、前記ＩＦＦＴ器１３０１及び前記円状シフタ１３０７、１３０９、１３１１からの信号を合成して、０番アンテナプリアンブル行列

を獲得する。前記０番アンテナプリアンブル行列に対する具体的な値を説明すると、下記の式１０の通りである。

同様に、１番アンテナプリアンブル行列発生装置１３２７は、１番アンテナプリアンブル行列

を発生し、２番アンテナプリアンブル行列発生装置（図示せず）は、２番アンテナプリアンブル行列

を発生し、３番アンテナプリアンブル行列発生装置１３２９は、３番アンテナプリアンブル行列

を発生する。

すると、アンテナプリアンブル行列合成装置１３３１は、前記４個のアンテナプリアンブル行列発生装置１３２５、１３２７、１３２９からの４個のアンテナプリアンブル行列を合成して、０番基地局プリアンブル行列

を獲得する。残りの基地局プリアンブル行列発生装置７０３、７０５、７０７、７０９も同じ方法で該当基地局プリアンブル行列を獲得する。このように、全ての場合のマルチパスを考慮して、基地局プリアンブル行列を生成する。

図１４は、本発明の実施の形態に係るＮ個の送信アンテナを使用するＯＦＤＭ通信システムにおいて、送信機の手順を示している。
図１４に示すように、まず、送信機は、ステップ１４０３において、Ｎ個のアンテナを介して送信するＢ＊Ｎ個のシンボルを生成し、前記Ｂ＊Ｎ個のシンボルを所定規則により符号化して、Ｎ個のデータ信号を生成する。ここで、前記Ｂ＊Ｎ個のシンボルは、情報ビット列を予め決められた方式により符号化及び復調して作られた信号である。

以後、前記送信機は、ステップ１４０５において、現在時点がプリアンブル送信区間であるか否かを検査する。ここで、前記プリアンブル送信区間である場合、前記送信機は、ステップ１４０７に進み、前記プリアンブル送信区間ではない場合、ステップ１４０９に進む。前記プリアンブル送信区間の場合、前記送信機は、前記ステップ１４０７において、前記生成されたＮ個のデータ信号と予め生成されたＮ個のプリアンブルシーケンスとのうち、前記プリアンブルシーケンスを、伝送する信号として選択する。前記プリアンブル送信区間ではない場合、前記送信機は、前記ステップ１４０９において前記生成されたＮ個のデータ信号と前記Ｎ個のプリアンブル信号とのうち、前記Ｎ個のデータ信号を、伝送する信号として選択する。

以後、前記送信機は、ステップ１４０１１及びステップ１４１３において、前記選択されたＮ個のデータ信号又はＮ個のプリアンブル信号をＮ個のアンテナを介して伝送する。具体的に、前記選択されたＮ個の信号のうち、０番目のアンテナを介して伝送する信号をＩＦＦＴし、前記ＩＦＦＴした信号を直列信号に変換し、前記直列信号をアナログ信号に変換した後にＲＦ処理して、前記０番アンテナを介して伝送する。そして、１番目のアンテナを介して伝送する信号をＩＦＦＴし、前記ＩＦＦＴした信号を直列信号に変換し、前記直列信号をアナログ信号に変換した後にＲＦ処理して、前記１番アンテナを介して伝送する。このように、Ｎ個のアンテナそれぞれに対して伝送する信号をＩＦＦＴし、前記ＩＦＦＴした信号を直列信号に変換し、前記直列信号をアナログ信号に変換した後にＲＦ処理して、該当アンテナを介して伝送する。

図１５は、本発明の実施の形態に係るＭ個の受信アンテナを使用するＯＦＤＭ通信システムにおいて、受信機の手順を示している。
図１５に示すように、まず、受信機は、ステップ１５０３において、前記Ｍ個のアンテナを介して受信される信号をＲＦ処理し、デジタル信号に変換し、並列信号を変換して時間領域でのＭ個の受信信号を獲得する。

以後、前記受信機は、ステップ１５０５において、現在時点がプリアンブル受信区間であるか否かを検査する。前記プリアンブル受信区間である場合、前記受信機は、ステップ１５０７に進み、前記プリアンブル受信区間ではない場合、ステップ１５０９に進む。

前記プリアンブル受信区間である場合、前記受信機は、前記ステップ１５０７において、前記Ｍ個の受信信号をもって多重セルチャネル推定を行う。ここで、チャネル推定値は、各アンテナの等化器に伝達されて受信信号を復調するのに用いられる。

一方、前記プリアンブル受信区間ではない場合、前記受信機は、ステップ１５０９において、前記Ｍ個の受信信号それぞれに対してＦＦＴを行い、前記ＦＦＴした信号を前記多重セルチャネル推定を介して獲得したチャネル推定値を利用してチャネル補償し、前記Ｍ個のチャネル補償された信号を所定規則により復号化して１つのアンテナ信号に作り、前記１つのアンテナ信号を直列変換した後に復調して、元の情報ビット列を獲得する。

図１６は、図１５で説明した多重セル推定ステップ（ステップ１５０７）の詳細手順を示す。
図１６に示すように、前記受信機は、ステップ１６０３において、チャネル推定に収容可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓを決定し、既知の周辺基地局のプリアンブル行列のうち、受信電力に応じて前記Ｎ_Ｓ個を選択して、多重セルプリアンブル行列ｘ_ｓを生成する。

以後、前記受信機は、ステップ１６０５において、前記多重セルプリアンブル行列ｘ_ｓの擬似逆行列

を算出する。そして、前記受信機は、ステップ１６０７において、プリアンブル区間で前記Ｍ個のアンテナから受信したＭ個の受信信号ｙ_０，ｙ_１，．．．ｙ_Ｍ−１を合成して、受信行列ｙ＝［ｙ_０，ｙ_１，．．．ｙ_Ｍ−１］を生成する。

以後、前記受信機は、ステップ１６０９において、前記生成された受信行列ｙと前記多重セルプリアンブル行列の擬似逆行列

とを乗算して、チャネル推定値

を計算する。そして、前記受信機は、ステップ１６０１１において、前記チャネル推定値

を獲得する。

図１７は、図１６で説明した多重セルプリアンブル行列発生ステップ（ステップ１６０３）の詳細手順を示している。
図１７に示すように、まず、受信機は、ステップ１７０３において、既知の０番基地局に対する周波数領域でのプリアンブル情報を利用して、０番基地局に対する時間領域でのプリアンブル行列ｘ^（０）を発生させる。同様に、受信機は、１番基地局から（Ｎ_Ｂ−１）番基地局まで同じ方法を行って、Ｎ_Ｂ個の基地局に対する時間領域でのプリアンブル行列を発生させる。

以後、前記受信機は、ステップ１７０５において、前記Ｎ_Ｂ個の基地局プリアンブル行列のうち、受信電力に応じて前記Ｎ_Ｓ個を選択して、多重セルプリアンブル行列ｘ_Ｓを生成する。

図１８は、図１７で説明した基地局プリアンブル行列生成ステップ（ステップ１７０３）の詳細手順を示している。
図１８に示すように、まず、受信機は、ステップ１８０３において既知の０番送信アンテナプリアンブル信号

をＩＦＦＴして、時間領域での信号

を生成する。そして、前記を

を1回から（Ｌ−１）回まで円状シフトして、Ｌ−１個の時間領域での信号を生成する。ここで、Ｌはマルチパスの個数であって、ＣＰ長で決定される。

以後、前記受信機は、ステップ１８０５において前記生成された

を円状シフトしたＬ−１個の信号とを合成することにより、０番基地局プリアンブル行列

を生成する。残りの基地局に対しても同じ方法を行って、Ｎ_Ｂ個の基地局プリアンブル行列を獲得する。

以下、本発明に係る多重セルチャネル推定器の性能をグラフを利用して説明する。
図１９は、周辺基地局の個数に応じる多重セル推定器と単一セル推定器との性能を比較したグラフの一例を示している。特に、図１９は、１２８の副搬送波を使用するシステムにおいて基地局の個数が１個から２個、４個に変化する場合、本発明に係る多重セルチャネル推定器の性能を示す。ここで、ＭＣＭＬＥは、「Ｍｕｌｔｉ−ＣｅｌｌＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＥｓｔｉｍａｔｏｒ」を意味し、多重セルチャネル推定器を指す。これに対し、ＳＣＭＬＥは、「Ｓｉｎｇｌｅ−ＣｅｌｌＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＥｓｔｉｍａｔｏｒ」を意味し、既存の一般的なセルチャネル推定器を指す。

図示のように、プリアンブルが、上述した図３と図４を経て作られる場合（直交性を有するプリアンブルを使用する場合）、ＭＣＭＬＥの使用とＳＣＭＬＥの使用に関わらず、同じ性能を発揮するのに対し、直交性を有しない非直交性（Ｎｏｎ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）プリアンブルを使用する場合、基地局の個数が増加するにつれて、性能の低下が発生することが分かる。既存のＳＣＭＬＥの場合には、多重セル干渉が激しい場合、推定器の性能を表すＭＳＥ（ｍｅａｎｓｑｕａｒｅｄｅｒｒｏｒ）値がきわめて大きく増加するのに対し、提案されたＭＣＭＬＥの場合には、多重セル干渉が増加しても、同じ性能を発揮することが分かる。しかし、万一、周辺基地局の個数より収容可能基地局の個数が小さな場合は、他の傾向を示すはずである。これは、図２０を参照して説明する。

図２０は、周辺基地局の個数に応じる多重セル推定器と単一セル推定器との性能を比較したグラフの他の例を示している。特に、図２０は、収容可能基地局の個数が４である場合であって、実際の周辺基地局の個数６より小さな場合の性能を示す。このとき、４個は、直交性を有するプリアンブルを発生させることができるが、残りの２個は、直交性を有するプリアンブルを発生させることができないため、干渉として作用する。この場合、同図に示すように、ＳＣＭＬＥは、このような干渉に大きく影響を受ける反面、ＭＣＭＬＥは、前記ＳＣＭＬＥより良い性能を表すことが分かる。

上述した通り、本発明は、直交周波数分割多重通信システムにおいて、隣接セルの干渉を除去する多重セル推定方法を使用することによって、さらに正確なチャネル推定ができるのみならず、データ復調性能を高めることができるという利点がある。

本発明の実施の形態に係るＮ個の送信アンテナを使用するＯＦＤＭ通信システムにおける送信機の構成を示す図である。本発明の実施の形態に係るＭ個の受信アンテナを使用するＯＦＤＭ通信システムにおける受信機の構成を示す図である。本発明に係るプリアンブルの送信規則を示す図である。本発明に係るプリアンブルシーケンスの生成に必要なＬ−位相変換器の特性を示す図である。本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機における多重セルチャネル推定器の詳細構成を示す図である。前記図５で説明した収容可能基地局数決定器の詳細構成を示す図である。前記図５で説明した多重セルプリアンブル行列発生装置の詳細構成を示す図である。前記図７で説明した０番基地局プリアンブル行列発生装置の詳細構成を示す図である。周辺基地局の個数が２であり、かつ送信アンテナの個数が４であるとき、各基地局のプリアンブルシーケンスの送信規則を示す図である。前記図９で説明した１６−位相変換器の特性を示す図である。プリアンブル長Ａが１２８であり、アンテナの個数Ｎが４であり、マルチパスの個数Ｌが１６であり、中央基地局を含む周辺基地局の個数Ｎ_Ｂが２である場合、上述した収容可能基地局数決定器の動作を示す図である。アンテナの個数が４であり、周辺基地局の個数Ｎ_Ｂが２であり、収容可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓが２である場合、上述した多重セルプリアンブル行列発生装置の動作を示す図である。プリアンブル長Ａが１２８であり、アンテナ数が４であり、マルチパスの個数Ｌが１６である場合、上述した０番基地局プリアンブル行列発生装置の動作を示す図である。本発明の実施の形態に係るＮ個の送信アンテナを使用するＯＦＤＭ通信システムにおける送信機の手順を示す図である。本発明の実施の形態に係るＭ個の受信アンテナを使用するＯＦＤＭ通信システムにおける受信機の手順を示す図である。図１５で説明した多重セル推定ステップの詳細手順を示す図である。図１６で説明した多重セルプリアンブル行列発生ステップの詳細手順を示す図である。図１７で説明した基地局プリアンブル行列生成ステップの詳細手順を示す図である。周辺基地局の個数に応じる多重セル推定器と単一セル推定器との性能を比較したグラフの一例を示す図である。周辺基地局の個数に応じる多重セル推定器と単一セル推定器との性能を比較したグラフの他の例を示す図である。

符号の説明

５０３収容可能基地局数決定器
５０５多重セルプリアンブル行列発生装置
５０７行列合成器
５０９ｙ行列合成器
５１１行列乗算器
５１３ＦＦＴ

Claims

基地局がＮ（≧１）個のアンテナを介して信号を送信し、端末機がＭ（≧１）個のアンテナを介して信号を受信する広帯域無線通信システムにおける、端末機が周辺基地局からのプリアンブル信号を受信してチャネル推定を行うための装置において、
プリアンブル長、基地局のアンテナの個数及び最大遅延拡散（ｍａｘｉｍｕｍｄｅｌａｙｓｐｒｅａｄ又はｍａｘｉｍｕｍｃｈａｎｎｅｌｌｅｎｇｔｈ）を示す最後の到達パスの時間から最初の到達パスの時間を減算した時間をサンプル単位で示したマルチパスの個数を利用することにより、チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓを算出する基地局数決定器と、
前記周辺基地局それぞれに対する基地局プリアンブル行列を生成し、前記生成された基地局プリアンブル行列のうち、受信電力に応じて前記Ｎ_Ｓ個の基地局プリアンブル行列を選択することにより、多重セルプリアンブル行列Ｘ_Ｓを発生する多重セルプリアンブル行列発生装置と、
前記多重セルプリアンブル行列Ｘ_Ｓ及びプリアンブル区間において、前記Ｍ個のアンテナを介して受信されたＭ個の受信信号を利用して、チャネル推定を行うチャネル推定器とを備え、
前記マルチパスの個数は、サイクリックプリフィクス長を使用して決定される
ことを特徴とする装置。
前記チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓが、下記の式１のように算出されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
ここで、Ａは、前記プリアンブル長であり、Ｌは、前記マルチパスの個数であり、Ｎは、基地局のアンテナの個数である。
前記チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓが、下記の式２のように算出されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
ここで、Ａは、プリアンブル長であり、Ｌは、マルチパスの個数であり、Ｎは、アンテナの個数であり、Ｎ_Ｂは、周辺基地局の個数である。
前記マルチパスの個数Ｌが、サイクリックプリフィクス（ＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）のサンプル個数で決定されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
前記プリアンブル長が、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルのサンプル個数であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
前記チャネル推定器が、
前記プリアンブル区間において、前記Ｍ個のアンテナを介して受信される前記Ｍ個の受信信号を合成することにより、受信信号行列ｙを生成する第１行列合成器と、
前記多重セルプリアンブル行列Ｘ_Ｓの擬似逆行列を生成する第２行列合成器と、
前記第１行列合成器からの受信信号行列ｙと前記第２行列合成器からの前記Ｘ_Ｓの擬似逆行列とを乗算することにより、時間領域でのチャネル推定値
を算出する行列乗算器と、
前記行列乗算器からの前記チャネル推定値
を高速フーリエ変換することにより、周波数領域でのチャネル推定値
を算出するＦＦＴ器と
を備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。
前記Ｘ_Ｓの擬似逆行列が、
であることを特徴とする請求項６に記載の装置。
前記多重セルプリアンブル行列発生装置が、
既知の基地局のプリアンブル情報を利用して、前記周辺基地局それぞれに対してマルチパスを考慮した基地局プリアンブル行列を生成する複数の基地局プリアンブル行列発生装置と、
前記複数の基地局プリアンブル行列発生装置からの基地局プリアンブル行列のうち、受信電力に応じて前記Ｎ_Ｓ個の基地局プリアンブル行列を選択することにより、前記多重セルプリアンブル行列Ｘ_Ｓを生成する収容可能基地局行列発生装置と
を備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。
前記複数の基地局プリアンブル行列発生装置のそれぞれが、
該当基地局の複数のアンテナに対する既知のプリアンブル信号をそれぞれ逆高速フーリエ変換することにより、時間領域の信号を発生するＩＦＦＴ部と、
前記ＩＦＦＴ部の出力それぞれを１回から（マルチパスの個数−１）回まで円状シフトして出力する円状シフト部と、
前記ＩＦＦＴ部の出力と前記円状シフト部の出力とをアンテナ別に合成することにより、アンテナプリアンブル行列を生成するアンテナプリアンブル行列発生部と、
前記アンテナプリアンブル行列発生部からの複数のアンテナプリアンブル行列を合成することにより、基地局プリアンブル行列を生成する行列合成装置と
を備えることを特徴とする請求項８に記載の装置。
前記複数の基地局プリアンブル発生装置のそれぞれが、
該当基地局の複数のアンテナに対するプリアンブルサンプルデータをメモリから読み出し、該読み出されたプリアンブルサンプルデータのそれぞれを１回から（マルチパスの個数−１）回まで円状シフトして出力する円状シフト部と、
前記読み出されたプリアンブルサンプルデータと前記円状シフト部の出力とをアンテナ別に結合することにより、アンテナプリアンブル行列を生成するアンテナプリアンブル行列発生部と、
前記アンテナプリアンブル行列発生部からの複数のアンテナプリアンブル行列を合成することにより、基地局プリアンブル行列を生成する行列合成装置と
を備えることを特徴とする請求項８に記載の装置。
基地局がＮ（≧１）個のアンテナを介して信号を送信し、端末機がＭ（１≧）個のアンテナを介して信号を受信する広帯域無線通信システムにおける、端末機が周辺基地局からのプリアンブル信号を受信してチャネル推定を行うための装置において、
プリアンブル長Ａ、最大遅延拡散（ｍａｘｉｍｕｍｄｅｌａｙｓｐｒｅａｄ又はｍａｘｉｍｕｍｃｈａｎｎｅｌｌｅｎｇｔｈ）を示す最後の到達パスの時間から最初の到達パスの時間を減算した時間をサンプル単位で示したマルチパスの個数Ｌ及び基地局のアンテナの個数Ｎを利用すること
により、下記の式のように、チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓを決定する基地局数決定器と、
周辺基地局の受信電力に応じて、前記Ｎ_Ｓ個の基地局を選択し、該選択されたＮ_Ｓ個の基地局に対する既知のプリアンブル情報及び前記Ｍ個のアンテナを介して受信される受信信号を利用することにより、チャネル推定を行うチャネル推定器とを備え、
前記マルチパスの個数は、サイクリックプリフィクス長を使用して決定される
ことを特徴とする装置。
前記プリアンブル長Ａが、ＯＦＤＭシンボルのサンプル個数で決定されることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
前記マルチパスの個数Ｌが、ＯＦＤＭシンボルの間に挿入される保護区間のサンプル個数で決定されることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
前記チャネル推定器が、
前記周辺基地局の個数Ｎ_Ｂより前記チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓが小さい場合、前記Ｎ_Ｂ個の周辺基地局に対する既知のプリアンブル情報及び前記Ｍ個のアンテナを介して受信される受信信号を利用することにより、チャネル推定を行うことを特徴とする請求項１１に記載の装置。
基地局がＮ（≧１）個のアンテナを介して信号を送信し、端末機がＭ（≧１）個のアンテナを介して信号を受信する広帯域無線通信システムにおける、端末機が周辺基地局からのプリアンブル信号を受信してチャネル推定を行うための方法において、
プリアンブル長、基地局のアンテナの個数及び最大遅延拡散（ｍａｘｉｍｕｍｄｅｌａｙｓｐｒｅａｄ又はｍａｘｉｍｕｍｃｈａｎｎｅｌｌｅｎｇｔｈ）を示す最後の到達パスの時間から最初の到達パスの時間を減算した時間をサンプル単位で示したマルチパスの個数を利用することにより、チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓを算出する過程と、
前記周辺基地局の受信電力に応じて、前記Ｎ_Ｓ個の基地局を選択する過程と、
前記選択された基地局のそれぞれに対する基地局プリアンブル行列を生成する過程と、
前記生成されたＮ_Ｓ個の基地局プリアンブル行列を合成することにより、多重セルプリアンブル行列Ｘ_Ｓを生成する過程と、
前記多重セルプリアンブル行列Ｘ_Ｓ及びプリアンブル区間において前記Ｍ個のアンテナを介して受信されるＭ個の受信信号を利用することにより、チャネル推定を行う過程とを含み、
前記マルチパスの個数は、サイクリックプリフィクス長を使用して決定される
ことを特徴とする方法。
前記チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓが、下記の式４のように算出されることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
ここで、Ａは、前記プリアンブル長であり、Ｌは、前記マルチパスの個数であり、Ｎは、基地局のアンテナの個数である。
前記チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓが、下記の式５のように算出されることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
ここで、Ａは、前記プリアンブル長であり、Ｌは、マルチパスの個数であり、Ｎは、アンテナの個数であり、Ｎ_Ｂは、周辺基地局の個数である。
前記マルチパスの個数Ｌが、サイクリックプリフィクスのサンプル個数で決定されることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
前記プリアンブル長が、ＯＦＤＭシンボルのサンプル個数であることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
前記チャネル推定過程が、
前記プリアンブル区間において、前記Ｍ個のアンテナを介して受信される前記Ｍ個の受信信号を合成することにより、受信信号行列ｙを生成する過程と、
前記多重セルプリアンブル行列Ｘ_Ｓの擬似逆行列を算出する過程と、
前記受信信号行列ｙと前記Ｘ_Ｓの擬似逆行列とを乗算することにより、時間領域でのチャネル推定値
を算出する過程と、
前記時間領域でのチャネル推定値
を高速フーリエ変換することにより、周波数領域でのチャネル推定値
を算出する過程と
を含むことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
前記Ｘ_Ｓの擬似逆行列が、
であることを特徴とする請求項２０に記載の方法。
前記多重セルプリアンブル行列の生成過程が、
前記周辺基地局の受信電力に応じて、前記Ｎ_Ｓ個の基地局を選択する過程と、
既知の基地局のプリアンブル情報を利用して、前記選択されたＮ_Ｓ個の基地局それぞれに対してマルチパスを考慮した基地局プリアンブル行列を生成する過程と、
前記Ｎ_Ｓ個の基地局プリアンブル行列を合成することにより、前記多重セルプリアンブル行列Ｘ_Ｓを生成する過程と
を含むことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
前記基地局プリアンブル行列の生成過程が、
前記Ｎ_Ｓ個の基地局それぞれに対して、既知の複数のアンテナに対するプリアンブル信号をそれぞれ逆高速フーリエ変換することにより、時間領域の信号を生成する過程と、
前記生成されたＮ_Ｓ×Ｎ個の時間領域の信号それぞれを１回から（マルチパスの個数−１）回まで円状シフトすることにより、マルチパス信号を生成する過程と、
前記生成されたＮ_Ｓ×Ｎ個の時間領域の信号と前記生成されたマルチパス信号とをアンテナ別に合成することにより、アンテナプリアンブル行列を生成する過程と、
前記生成されたアンテナプリアンブル行列を基地局別に合成することにより、前記Ｎ_Ｓ個の基地局プリアンブル行列を生成する過程と
を含むことを特徴とする請求項２２に記載の方法。
前記基地局プリアンブル行列の生成過程が、
前記Ｎ_Ｓ個の基地局に対するＮ_Ｓ×Ｎ個のプリアンブルサンプルデータをメモリから読み出す過程と、
前記読み出されたプリアンブルサンプルデータそれぞれを１回から（マルチパスの個数−１）回まで円状シフトすることにより、マルチパスサンプルデータを生成する過程と、前記読み出されたサンプルデータと前記生成されたマルチパスサンプルデータとをアンテナ別に合成することにより、アンテナプリアンブル行列を生成する過程と、
前記生成されたアンテナプリアンブル行列を基地局別に合成することにより、前記Ｎ_Ｓ個の基地局プリアンブル行列を生成する過程と
を含むことを特徴とする請求項２２に記載の方法。
基地局がＮ（≧１）個のアンテナを介して信号を送信し、端末機がＭ（１≧）個のアンテナを介して信号を受信する広帯域無線通信システムにおける、端末機が周辺基地局からのプリアンブル信号を受信してチャネル推定を行うための方法において、
プリアンブル長Ａ、最大遅延拡散（ｍａｘｉｍｕｍｄｅｌａｙｓｐｒｅａｄ又はｍａｘｉｍｕｍｃｈａｎｎｅｌｌｅｎｇｔｈ）を示す最後の到達パスの時間から最初の到達パスの時間を減算した時間をサンプル単位で示したマルチパスの個数Ｌ及び基地局のアンテナの個数Ｎを利用して、下記の式のようにチャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓを決定する過程と、
前記周辺基地局の受信電力に応じて、前記Ｎ_Ｓ個の基地局を選択する過程と、
前記選択されたＮ_Ｓ個の基地局に対する既知のプリアンブル情報、及び前記Ｍ個のアンテナを介して受信される受信信号を利用して、チャネル推定を行う過程とを含み、
前記マルチパスの個数は、サイクリックプリフィクス長を使用して決定される
ことを特徴とする方法。
前記プリアンブル長Ａが、ＯＦＤＭシンボルのサンプル個数で決定されることを特徴とする請求項２５に記載の方法。
前記マルチパスの個数Ｌが、ＯＦＤＭシンボルの間に挿入される保護区間のサンプル個数で決定されることを特徴とする請求項２５に記載の方法。
前記チャネル推定過程が、
前記周辺基地局の個数Ｎ_Ｂより前記チャネル推定可能な最大基地局の個数Ｎ_Ｓが小さい場合、前記Ｎ_Ｂ個の周辺基地局に対する既知のプリアンブル情報、及び前記Ｍ個のアンテナを介して受信される受信信号を利用して、チャネル推定を行うことを特徴とする請求項２５に記載の方法。