CN101359954B - 发射分集模式下的解调方法和装置、均衡方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种发射分集模式下的解调方法和装置、均衡方法和系统。该解调方法包括：采用发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号；对解调后的信号进行最大比合并。本发明的实施例通过将两路均衡后信号分别按发射分集模式解调，再最大比合并两路信号后得到解调后信号，提高了解调后信号的性能及均衡系统的性能。

Description

发射分集模式下的解调方法和装置、均衡方法和系统

技术领域

本发明涉及通信技术领域，具体地说，涉及一种发射分集模式下的解调方法和装置、均衡方法和系统。

背景技术

RAKE接收机通过多个相关检测器接收多径信号中的各路信号，并把它们合并在一起。在WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access，宽带码分多址)下行接收中，由于多径导致的码间干扰和多用户干扰，RAKE接收机的性能会受到影响，特别是在高数据传输速率情况(例如HSDPA，High SpeedDownlink Packet Access，高速下行链路分组接入)下，扩频因子较小，不仅RAKE接收机的接收抗干扰能力较低，而且由多径合并引入的分集增益也大大降低。因此在WCDMA高数据传输速率的环境下，为了获得较理想的性能，一般会采用LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error，线性最小均方误差)均衡的接收技术，LMMSE均衡器的原则为经过LMMSE均衡器处理后输出的均衡信号与发送信号之间的均方误差最小，这样就可以消除多径产生的干扰。

下面介绍一下发射分集模式下LMMSE均衡器的工作方式。

在WCDMA中，发射分集模式包括空时编码发射分集和闭环发射分集。空时编码发射分集为双天线发射，其编码方式如错误！未找到引用源。所示，天线1和天线2分别需发射符号a₁和a₂，其中天线1发送的数据经空时编码器后保持不变，天线2的数据经过空时编码器编码成和

后再发送。

图2给出了闭环发射分集的调制模式。DPCCH(Dedicated Physical ControlChannel，专用物理控制信道)信号和DPDCH(Dedicated Physical Data Channel，专用物理数据信道)信号经过DPCH(Dedicated Physical Channel，专用物理信道)后，经过扩频加扰，然后采用w₁和w₂对扩频加扰后的DPCCH信号和DPDCH信号进行加权后，两根天线将加权后的DPCCH信号和DPDCH信号，分别同CPICH₁(Common Pilot Channel，公共导频信道)信号和CPICH₂信号发送。其中，w₁是一个标量常数，w₂是一个可变的复数，它对天线2发送数据的幅值和相位进行调整，目的是使接收端接收接受到的信号功率最大。w₂由用户设备端决定后将w₂的信息反馈给基站。其中公共导频信号CPICH₁和CPICH₂仍按空时编码的方式编码发射，如图3所示。

如图4所示，信息信号x(k)经过发送成型滤波器(RRC(Root Raised Cosine，根升余弦)滤波器)滤波后发送。经过叠加AWGN(Additive White GaussianNoise，加性高斯白噪声)的多径衰落信道后，接收端对接收信号进行接收RRC滤波得到信号y(k)。信道估计模块通过接收信号中的公共导频信号得到信道估计值H，均衡器权值计算模块根据信道估计值H计算得到两个均衡器权值w_d1，w_d2。LMMSE均衡器1和LMMSE均衡器2分别利用w_d1和w_d2对信号y(k)进行LMMSE均衡处理，使经过两个LMMSE均衡器的均衡信号分别满足与两发射天线的发送信号之间的均方误差最小。解调模块对均衡后的信号进行处理。

其中，接收到的信号可以表示成：

y(k)＝Γ₁x₁(k)+Γ₂x₂(k)+n(k)　　　　　　　　　　　　　(1)

其中，

k表征码片序号；

y(k)＝[y₁(k)，...y_P(k)，....，....，y₁(k+E-1)，...，y_P(k+E-1)]^T，y_p(k)表示接收信号的第k码片的第p个采样；

x₁(k)＝[x_i(k)，x_i(k+1)，x_i(k+2)....，....，x_i(k+E+L-2)]^T是第i根天线发送信号的向量表示；

Γ_i是信道矩阵，下标代表第i根天线信号所经历的信道；

${\mathrm{\Γ}}_i=\left[\begin{array}{ccccc}{h}_{1i}(L-1)& L& h_{1i}\left(0\right)& & \\ M& & M& & \\ h_{\mathrm{Pi}}(L-1)& L& h_{\mathrm{Pi}}\left(0\right)& & \\ & & O& & \\ & & h_{1i}(L-1)& L& h_{1i}\left(0\right)\\ & & M& & M\\ & & h_{\mathrm{Pi}}(L-1)& L& h_{\mathrm{Pi}}\left(0\right)\end{array}\right]$

其中h_pi(l-1)(l＝1，...，L)和(p＝1，...，P)是第i根天线上第1个码片第p个采样的信道系数；L是以码片为单位的信道时延扩展。

均衡后信号分别与两根发射天线上的发射信号满足最小均方误差：

w_d1＝argminE{‖w_d1y(k)-x₁(k+d)‖²}　　　　　(2)

w_d2＝argminE{‖w_d2y(k)-x₂(k+d)‖²}　　　　　(3)

由维纳最优公式推导得：

w_di＝E{x_i(k+d)y^H(k)}E{y(k)y^H(k)}^-1i＝1，2　(4)

i代表对应天线号。

考虑天线一的均衡权值，将式(1)代入，由于x₁(k)与n(k)不相关，分别考虑

$E\left\{x_1(k+d)y^H\left(k\right)\right\}=E\left\{x_1(k+d)x_1^H\left(k\right)\right\}+E\left\{x_1(k+d)x_2^H\left(k\right)\right\}---\left(5\right)$

$E\left\{y\left(k\right)y^H\left(k\right)\right\}={\mathrm{\Γ}}_{1}E\left\{x_1\left(k\right)x_1^H\left(k\right)\right\}{\mathrm{\Γ}}_1^H+{\mathrm{\Γ}}_{2}E\left\{x_2\left(k\right)x_2^H\left(k\right)\right\}{\mathrm{\Γ}}_2^H+E\left\{n\left(k\right)n^H\left(k\right)\right\}$

$+{\mathrm{\Γ}}_{1}E\left\{x_1\left(k\right)x_2^H\left(k\right)\right\}{\mathrm{\Γ}}_2^H+{\mathrm{\Γ}}_{2}E\left\{x_2\left(k\right)x_1^H\left(k\right)\right\}{\mathrm{\Γ}}_1^H$ 　　　　　　　　　(6)

由空时编码发射分集和闭环发射分集的编码方式可以知道，两发射天线的发射信号不是完全独立不相关的。但由于发射信号是由很多用户以及码道组合起来的，闭环发射分集下，每个用户的权值不一样，每个码道采用的发射分集方式也不一样，很难得到两天线发射信号的相关值，因此引入了近似，近似假设两发射天线信号独立不相关，即

E{x₁(k+d)x₂(k)}＝0d为任意数

在这样的近似条件下，

$E\left\{x_1(k+d)y^H\left(k\right)\right\}=e_d{\mathrm{\Γ}}_1^H{\mathrm{\σ}}_{x1}^2---\left(7\right)$

$E\left\{y\left(k\right)y^H\left(k\right)\right\}={\mathrm{\Γ}}_1{\mathrm{\Γ}}_1^H{\mathrm{\σ}}_{x1}^2+{\mathrm{\Γ}}_2{\mathrm{\Γ}}_2^H{\mathrm{\σ}}_{x2}^2{+\mathrm{\σ}}_n^2---\left(8\right)$

由于发射分集模式下，两天线的发射功率是相等的，均为则

$w_{d1}=e_d{\mathrm{\Γ}}_1^H{\{{\mathrm{\Γ}}_1{\mathrm{\Γ}}_1^H+{\mathrm{\Γ}}_2{\mathrm{\Γ}}_2^H+{\mathrm{\σ}}_n^2/{\mathrm{\σ}}_x^2\}}^{-1}---\left(9\right)$

同理，对于发射天线2，

$w_{d2}=e_d{\mathrm{\Γ}}_2^H{\{{\mathrm{\Γ}}_1{\mathrm{\Γ}}_1^H+{\mathrm{\Γ}}_2{\mathrm{\Γ}}_2^H+{\mathrm{\σ}}_n^2/{\mathrm{\σ}}_x^2\}}^{-1}---\left(10\right)$

上面的推导过程引入了一项近似假设，即认为两发射天线信号是完全不相关的。但实际情形中，这种近似并不能忽略，此时式(6)后两项的忽略必然带来性能的损失。并且由(9)和(10)两式可以看出，两均衡器的抽头的表达式很接近，由于发射天线一般相隔很近，天线1的信道与天线2的信道的较接近。这种情况下，两个均衡器输出的均衡信号也必然是均分别含有两天线的信号。

由于均衡器1的输出与发射天线1的发射信号的均方误差最小，而均衡器2的输出与发射天线2的发射信号的均方误差最小，所以现有技术中有一种技术，如图5所示，将两路均衡信号分别等效视作两路发射信号，解扰解扩后，分别按发射信号的编码方式解码解调。CPICH信号在两种发射分集模式下都采用空时编码发射分集的编码方式，因此两种发射分集模式下，对CPICH信号的处理都是按空时编码发射分集模式解信号。这样，对天线1，直接除以导频符号即可得到信道估计值，对天线2，进行奇偶翻转后除以导频符号即可得到信道估计值。

经解扰解扩后的HS-PDSCH(High Speed Physical Downlink SharedChannel，高速下行共享物理信道)的信号近似视作仅各含一路天线的图样，对于空时编码发射分集模式，均衡后的信号变换如图6所示，将两发射天线的噪声近似视作相等，对信号按信噪比乘以加权因子，然后将相同发射符号合并，天线1的t+1时刻与天线2的t时刻的信号合并，天线2的t+1时刻与天线1的t时刻的信号合并。而在闭环发射分集模式下，由于调制图样不同，如图7所示，直接将天线1和天线2的对应时刻的信号合并即可。

但是这种现有技术将两路均衡信号视作分别按一路天线进行分别解码，将另一路天线的发射信号视作噪声信号，而由于均衡器并不能将另一路信号完全转换为随机噪声，实际的均衡信号还混叠着另一路图样的信号，会造成信息丢失。并且这种现有技术的合并方式改变了接收信号的形式，使闭环发射分集模式的分集增益作用无法发挥。

现有技术还有一种方案，如图8所示，这种方案在均衡处理后直接进行等增益合并，在合并后按传统闭环发射分集模式或者空时编码发射分集模式的方法得到信道估计值和解信号，然后得到软值，提供给译码模块。这种技术方案虽然考虑了两路天线均衡后信号的互相混叠，不再像现有技术一中简单地将均衡后地信号视作仅含一路发射天线的信号。但是由于两路天线的信噪比不同，在均衡后直接进行等增益合并，没有实现信噪比最大，当两路信号噪声功率不相等时，得到的解调后信号性能不理想。

可见，现有技术的两种方案得到的解调后信号的性能都不理想。

发明内容

本发明实施例所要解决的技术问题在于提供一种发射分集模式下的解调和装置、均衡方法和系统，能够利用近似带来的信号混叠中的信息，并且在不改变接收信号的形式的前提下使合并后的信噪比最大，以实现解调后信号性能的优化。

本发明的实施例是这样实现的：一种发射分集模式下的解调方法，包括：

采用发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号；

对解调后的两路接收信号进行最大比合并。

一种发射分集模式下的均衡方法，包括：

接收信息信号，对所述信息信号进行发送根升余弦滤波；

对分别经过发送根升余弦滤波后的多个信息信号进行叠加加性高斯白噪声的多径衰落；

接收经过多径衰落信道后的信息信号，并对该信号进行接收根升余弦滤波；

根据经过接收根升余弦滤波后的信号和公共导频信道信号进行信道估计，得到信道估计值；

根据所述信道估计值计算得到均衡器权值；

利用所述均衡器权值对经过接收根升余弦滤波后的信号进行线性最小均方误差均衡处理；

对均衡后的信号进行解调处理，具体包括：

采用发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号；

对解调后的两路接收信号进行最大比合并。

一种发射分集模式下的均衡系统，包括多个发送无线资源控制滤波器、信道衰落模块、接收无线资源控制滤波器、信道估计模块、均衡器权值计算模块、多个均衡器和解调装置；

所述发送成型滤波器，用于接收信息信号，对该信息信号进行发送根升余弦滤波；

所述信道衰落模块，用于对分别经过发送根升余弦滤波后的多个信息信号进行叠加加性高斯白噪声的多径衰落；

所述接收成型滤波器，用于接收经过多径衰落信道后的信息信号，并对该信号进行接收根升余弦滤波；

所述信道估计模块，用于根据经过接收根升余弦滤波后的信号和公共导频信道信号得到信道估计值；

所述均衡器权值计算模块，用于根据所述信道估计值计算得到均衡器权值；

所述均衡器，用于利用所述均衡器权值对经过接收根升余弦滤波后的信号进行线性最小均方误差均衡处理；

所述解调装置，用于对均衡后的信号进行解调处理，包括：

解调模块，用于采用发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号；

最大比合并模块，用于对解调后的两路接收信号进行最大比合并。

一种发射分集模式下的解调装置，包括：

解调模块，用于采用发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号；

最大比合并模块，用于对解调后的两路接收信号进行最大比合并。

本发明的实施例通过将两路均衡后信号分别按发射分集模式解调，再最大比合并两路信号后得到解调后信号，提高了解调后信号的性能及均衡系统的性能。

附图说明

图1为现有技术空时编码发射分集模式的编码方式示意图；

图2为现有技术闭环发射分集模式的调制模式示意图；

图3为现有技术公共导频信号的发射图样的示意图；

图4为现有技术LMMSE均衡器的系统结构示意图；

图5为现有技术一的解调模块结构示意图；

图6为图5中空时编码发射分集模式下解信号与合并示意图；

图7为图5中闭环发射分集模式下解信号与合并示意图；

图8为现有技术二的解调模块结构示意图；

图9为本发明实施例的解调装置的结构示意图。

具体实施方式

本发明实施例以两个发射天线举例说明，但在实际应用中并不限于两个发射天线，只要是多个发射天线，符合发射分集的模式，都适用本发明实施例的技术方案。

以两个发射天线为例，由于LMMSE均衡器的原则是使经过LMMSE均衡器处理后的均衡信号与两天线的发送信号之间的均方误差最小，但两天线信道相似，以下两式的后两项均为高斯噪声，即在每路均衡信号均含有另一路天线的信息。

w_d1y(k)＝w_d1Γ₁x₁(k)+w_d1Γ₂x₂(k)+w_d1n(k)

w_d2y(k)＝w_d2Γ₂x₂(k)+w_d2Γ₁x₁(k)+w_d2n(k)

为了解决在发射分集模式下LMMSE均衡器均衡后的均衡信号不能完全去除两天线之间的干扰，在本发明实施例中，将均衡后的两路均衡信号视为含有两天线发射图样的信号，采用发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号，然后将解调后的两路接收信号进行最大比合并。

如图9所示，本发明实施例提供的一种发射分集模式下的解调方法，包括：

步骤901、采用发射分集模式对均衡后的两路均衡信号进行信道估计，分别得到所述两路均衡信号的两路信道估计值；其中，h₁₁和h₁₂为第一路均衡信号的两路信道估计值，h₂₁和h₂₂为第二路均衡信号的两路信道估计值。

采用发射分集模式对均衡后的两路均衡信号进行信道估计的具体方式为：对两路均衡信号分别进行CPICH解扰解扩，得到均衡信号的符号和CPICH符号，根据所述均衡信号的符号和CPICH符号进行信道估计，分别得到该两路均衡信号的两路信道估计值。CPICH信号在发射分集模式下，固定采用空时编码发射分集的编码方式，因此在发射分集模式下，对CPICH信号的处理都是按空时编码发射分集模式解信号，根据已知的均衡信号的符号和CPICH符号就可以得到信道估计值。例如，假设两天线仅含一径，信道估计为h1和h2，那么第1个时刻接收的符号为：r1＝h1*A+h2*A，r2＝h1*A+h2*(-A)，已知CPICH符号A和接收的均衡信号的符号r1、r2，就可以得到信道估计值h1和h2。

步骤902、根据所述信道估计值，分别采用解发射分集信号的方法解信号，得到两路接收信号。

所述根据所述信道估计值分别采用解发射分集信号的方法解信号得到两路接收信号的具体方式为：分别利用得到的两路均衡信号的两路信道估计值进行HS-PDSCH解扰解扩，得到两路HS-PDSCH符号。所述HS-PDSCH符号即接收信号。根据已知的信道估计值和CPICH符号，就可以分别得到空时编码发射分集模式或闭环发射分集模式下的HS-PDSCH符号。

采用解发射分集信号的方法解信号，调整权值W，能够使接收信号的能量最大。例如在闭环发射分集模式下，每一路接收信号在忽略噪声时为：

$r_1=(h_{11}{w}_1{S}_1+h_{12}{w}_2{S}_2)({\hat{h}}_{11}^{*}{\hat{w}}_1^{*}+{\hat{h}}_{12}^{*}{\hat{w}}_2^{*})$

$r_2=(h_{21}{w}_1{S}_1+h_{22}{w}_2{S}_2)({\hat{h}}_{21}^{*}{\hat{w}}_1^{*}+{\hat{h}}_{22}^{*}{\hat{w}}_2^{*})$

这样，两路均衡信号可以同时调整权值W实现接收信号的能量最大。

步骤903、将该两路接收信号进行最大比合并。本发明实施例可以采用：结合得到的所述信道估计值，分别求取两路接收信号的最大似然比软值，将所述最大似然比软值相加实现两路接收信号的最大比合并。即结合所述信道估计值，分别求取两路HS-PDSCH符号的最大似然比软值，然后将所述最大似然比软值相加，实现两路接收信号的最大比合并。

当然在实际的运用中，可以不采用最大似然比软值相加实现最大比合并，而用其他方法，只要其合并准则满足最大比合并原则，就可以替代上述方案。

本发明实施例相应提供了一种发射分集模式下的均衡方法，包括步骤：

接收信息信号，对该信息信号进行发送RRC滤波；

对分别经过发送RRC滤波后的多个信息信号进行叠加AWGN的多径衰落；

接收经过多径衰落信道后的信息信号，并对该信号进行接收RRC滤波；

根据经过接收RRC滤波后的信号和CPICH信号进行信道估计，得到信道估计值；

根据信道估计值计算得到均衡器权值；

利用所述均衡器权值对经过接收RRC滤波后的信号进行LMMSE均衡处理，使均衡后的均衡信号与发送信号之间的均方误差最小，消除多径产生的干扰；

对均衡后的信号进行解调处理，具体包括：

采用发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号；

对解调后的两路接收信号进行最大比合并。

所述采用发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号包括：采用发射分集模式对均衡后的两路均衡信号进行信道估计，分别得到所述两路均衡信号的两路信道估计值；根据所述信道估计值，分别采用解发射分集信号的方法解信号，得到两路接收信号。

所述采用发射分集模式对均衡后的两路均衡信号进行信道估计的具体方式为：对两路均衡信号分别进行CPICH解扰解扩，得到均衡信号的符号和CPICH符号，根据所述均衡信号的符号和CPICH符号进行信道估计。CPICH信号在发射分集模式下，固定采用空时编码发射分集的编码方式，因此在发射分集模式下，对CPICH信号的处理都是按空时编码发射分集模式解信号，根据已知的均衡信号的符号和CPICH符号就可以得到信道估计值。例如，假设两天线仅含一径，信道估计为h1和h2，那么第1个时刻接收的符号为：r1＝h1*A+h2*A，r2＝h1*A+h2*(-A)，已知CPICH符号A和接收的均衡信号的符号r1、r2，就可以得到信道估计值h1和h2。

所述根据信道估计值分别采用解发射分集信号的方法解信号得到两路接收信号的具体方式为：分别利用得到的两路均衡信号的两路信道估计值进行HS-PDSCH解扰解扩，得到两路HS-PDSCH符号，即两路接收信号。根据已知的信道估计值和CPICH符号，就可以分别得到空时编码发射分集模式或闭环发射分集模式下的HS-PDSCH符号。

采用解发射分集信号的方法解信号，调整权值W，能够使接收信号的能量最大。例如在闭环发射分集模式下，每一路接收信号在忽略噪声时为：

$r_1=(h_{11}{w}_1{S}_1+h_{12}{w}_2{S}_2)({\hat{h}}_{11}^{*}{\hat{w}}_1^{*}+{\hat{h}}_{12}^{*}{\hat{w}}_2^{*})$

$r_2=(h_{21}{w}_1{S}_1+h_{22}{w}_2{S}_2)({\hat{h}}_{21}^{*}{\hat{w}}_1^{*}+{\hat{h}}_{22}^{*}{\hat{w}}_2^{*})$

这样，两路均衡信号可以同时调整权值W实现接收信号的能量最大。

将该两路接收信号进行最大比合并。本发明实施例可以采用：结合得到的所述信道估计值，分别求取两路接收信号的最大似然比软值，将所述最大似然比软值相加实现两路接收信号的最大比合并。即结合所述信道估计值，分别求取两路HS-PDSCH符号的最大似然比软值，然后将所述最大似然比软值相加，实现两路接收信号的最大比合并。当然在实际的运用中，可以不采用最大似然比软值相加实现最大比合并，而用其他方法，只要其合并准则满足最大比合并原则，就可以替代上述方案。

本发明实施例还提供了一种发射分集模式下的均衡系统，包括：多个发送RRC滤波器、信道衰落模块、接收RRC滤波器、信道估计模块、均衡器权值计算模块、多个均衡器和解调装置；

所述发送RRC滤波器，用于接收信息信号，对该信息信号进行发送RRC滤波；

所述信道衰落模块，用于对分别经过所述多个发送RRC滤波器滤波后的多个信息信号进行叠加AWGN的多径衰落；

所述接收RRC滤波器，用于接收经过多径衰落信道后的信息信号，并对该信号进行接收RRC滤波；

所述信道估计模块，用于根据经过接收RRC滤波后的信号和CPICH信号进行信道估计，得到信道估计值；

所述均衡器权值计算模块，用于根据信道估计值计算得到均衡器权值；

所述均衡器，用于利用所述均衡器权值对经过接收RRC滤波后的信号进行LMMSE均衡处理，使均衡后的均衡信号与发送信号之间的均方误差最小，消除多径产生的干扰；

所述解调装置，用于对均衡后的信号进行解调处理。该发射分集模式下的解调装置，包括：

解调模块，用于采用发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号；

最大比合并模块，用于对解调后的两路接收信号进行最大比合并。

其中，所述解调模块包括：

第二信道估计模块，用于采用发射分集模式对均衡后的两路均衡信号进行信道估计，分别得到所述两路均衡信号的两路信道估计值；

解信号模块，用于根据所述信道估计值，分别采用解发射分集信号的方法解信号，得到两路接收信号。

所述第二信道估计模块可以为第三信道估计模块，用于对两路均衡信号分别进行CPICH解扰解扩，得到均衡信号的符号和CPICH符号，根据所述均衡信号的符号和CPICH符号进行信道估计，分别得到该两路均衡信号的两路信道估计值。其中，h₁₁和h₁₂为第一路均衡信号的两路信道估计值，h₂₁和h₂₂为第二路均衡信号的两路信道估计值。CPICH信号在发射分集模式下，固定采用空时编码发射分集的编码方式，因此在发射分集模式下，对CPICH信号的处理都是按空时编码发射分集模式解信号，根据已知的均衡信号的符号和CPICH符号就可以得到信道估计值。例如，假设两天线仅含一径，信道估计为h1和h2，那么第1个时刻接收的符号为：r1＝h1*A+h2*A，r2＝h1*A+h2*(-A)，已知CPICH符号A和接收的均衡信号的符号r1、r2，就可以得到信道估计值h1和h2。

所述解信号模块可以为第一解信号模块，用于分别利用得到的该两路均衡信号的两路信道估计值进行HS-PDSCH解扰解扩，得到两路HS-PDSCH符号，即得到两路接收信号。根据已知的信道估计值和CPICH符号，建立方程，解方程，就可以分别得到空时编码发射分集模式或闭环发射分集模式下的HS-PDSCH符号。

采用解发射分集信号的方法解信号，调整权值W，能够使接收信号的能量最大。例如在闭环发射分集模式下，每一路接收信号在忽略噪声时为：

$r_1=(h_{11}{w}_1{S}_1+h_{12}{w}_2{S}_2)({\hat{h}}_{11}^{*}{\hat{w}}_1^{*}+{\hat{h}}_{12}^{*}{\hat{w}}_2^{*})$

$r_2=(h_{21}{w}_1{S}_1+h_{22}{w}_2{S}_2)({\hat{h}}_{21}^{*}{\hat{w}}_1^{*}+{\hat{h}}_{22}^{*}{\hat{w}}_2^{*})$

这样，两路均衡信号可以同时调整权值W实现接收信号的能量最大。

所述最大比合并模块可以包括软值求取模块和合并模块，所述软值求取模块，用于结合得到的所述信道估计值，分别求取两路HS-PDSCH符号的最大似然比软值；所述合并模块，用于将所述最大似然比软值相加，实现两路接收信号的最大比合并。当然在实际的运用中，可以不采用最大似然比软值相加实现最大比合并，而用其他方法，只要其合并准则满足最大比合并原则，就可以替代上述方案。

本发明实施例考虑了LMMSE均衡器的发射天线的信号存在相互混叠，将均衡后的两路均衡信号视为含有两天线发射图样的信号，采用发射分集模式分别解调两路均衡后信号，将两路信号最大比合并。能够利用近似带来的信号混叠中的信息，并且在不改变接收信号的形式的前提下使合并后的信噪比最大，以实现解调后信号性能的优化。并且继承了原RAKE接收机的结构，改动较小，使实现成本较小。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (16)

1.一种发射分集模式下的解调方法，其特征在于，包括： 

采用空时发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号，其中所述采用空时发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号包括采用空时发射分集模式对均衡后的两路均衡信号进行信道估计，分别得到所述两路均衡信号中每一路均衡信号的两路信道估计值； 

根据所述信道估计值，分别采用解发射分集信号的方法解信号，得到两路接收信号； 

对解调后的两路接收信号进行最大比合并。 

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用空时发射分集模式对均衡后的两路均衡信号进行信道估计包括： 

对所述两路均衡信号分别进行公共导频信道解扰解扩，得到均衡信号的符号和公共导频信道符号，根据所述均衡信号的符号和公共导频信道符号进行信道估计。 

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述信道估计值分别采用解发射分集信号的方法解信号得到两路接收信号包括： 

分别利用得到的所述两路均衡信号的两路信道估计值进行高速下行共享物理信道解扰解扩，得到两路高速下行共享物理信道符号。 

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述对解调后的两路接收信号进行最大比合并包括： 

结合得到的所述信道估计值，分别求取所述两路高速下行共享物理信道符号的最大似然比软值； 

将所述最大似然比软值相加，实现所述两路接收信号的最大比合并。 

5.一种空时发射分集模式下的均衡方法，其特征在于，包括： 

接收信息信号，对所述信息信号进行发送根升余弦滤波； 

对分别经过发送根升余弦滤波后的多个信息信号进行叠加加性高斯白噪声 的多径衰落； 

接收经过多径衰落信道后的信息信号，并对该信号进行接收根升余弦滤波； 

根据经过接收根升余弦滤波后的信号和公共导频信道信号进行信道估计，得到信道估计值； 

根据所述信道估计值计算得到均衡器权值； 

利用所述均衡器权值对经过接收根升余弦滤波后的信号进行线性最小均方误差均衡处理； 

对均衡后的信号进行解调处理，具体包括： 

采用空时发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号，其中所述采用空时发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号包括采用空时发射分集模式对均衡后的两路均衡信号进行信道估计，分别得到所述两路均衡信号中每一路均衡信号的两路信道估计值； 

根据所述信道估计值，分别采用解发射分集信号的方法解信号，得到两路接收信号； 

对解调后的两路接收信号进行最大比合并。 

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述采用空时发射分集模式对均衡后的两路均衡信号进行信道估计包括： 

对两路均衡信号分别进行公共导频信道解扰解扩，得到均衡信号的符号和公共导频信道符号，根据所述均衡信号的符号和公共导频信道符号进行信道估计。 

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述根据所述信道估计值分别采用解发射分集信号的方法解信号得到两路接收信号包括： 

分别利用得到的所述两路均衡信号的两路信道估计值进行高速下行共享物理信道解扰解扩，得到两路高速下行共享物理信道符号。 

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述对解调后的两路接收信号进行最大比合并包括： 

结合得到的所述信道估计值，分别求取所述两路高速下行共享物理信道符号的最大似然比软值； 

将所述最大似然比软值相加，实现所述两路接收信号的最大比合并。 

9.一种发射分集模式下的均衡系统，其特征在于，包括多个发送成型滤波器、信道衰落模块、接收成型滤波器、信道估计模块、均衡器权值计算模块、多个均衡器和解调装置； 

所述发送成型滤波器，用于接收信息信号，对该信息信号进行发送根升余弦滤波； 

所述信道衰落模块，用于对分别经过发送根升余弦滤波后的多个信息信号进行叠加加性高斯白噪声的多径衰落； 

所述接收成型滤波器，用于接收经过多径衰落信道后的信息信号，并对该信号进行接收根升余弦滤波； 

所述信道估计模块，用于根据经过接收根升余弦滤波后的信号和公共导频信道信号得到信道估计值； 

所述均衡器权值计算模块，用于根据所述信道估计值计算得到均衡器权值； 

所述均衡器，用于利用所述均衡器权值对经过接收根升余弦滤波后的信号进行线性最小均方误差均衡处理； 

所述解调装置，用于对均衡后的信号进行解调处理，包括： 

解调模块，用于采用空时发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号，所述解调模块包括第二信道估计模块，用于采用空时发射分集模式对均衡后的两路均衡信号进行信道估计，分别得到所述两路均衡信号中的任一路均衡信号的两路信道估计值，以及解信号模块，用于根据所述信道估计值，分别采用解发射分集信号的方法解信号，得到两路接收信号； 

最大比合并模块，用于对解调后的两路接收信号进行最大比合并。 

10.根据权利要求9所述的系统，其特征在于，所述第二信道估计模块为第三信道估计模块，用于对两路均衡信号分别进行公共导频信号解扰解扩，得 到均衡信号的符号和公共导频信道符号，根据所述均衡信号的符号和公共导频信道符号进行信道估计，分别得到所述两路均衡信号的两路信道估计值。 

11.根据权利要求9所述的系统，其特征在于，所述解信号模块为第一解信号模块，用于分别利用得到的所述两路均衡信号的两路信道估计值进行高速下行共享物理信道解扰解扩，得到两路高速下行共享物理信道符号。 

12.根据权利要求11所述的系统，其特征在于，所述最大比合并模块包括： 

软值求取模块，用于结合得到的所述信道估计值，分别求取所述两路高速下行共享物理信道符号的最大似然比软值； 

合并模块，用于将所述最大似然比软值相加，实现所述两路接收信号的最大比合并。 

13.一种发射分集模式下的解调装置，其特征在于，包括： 

解调模块，用于采用空时发射分集模式分别解调均衡后的两路均衡信号，其中所述解调模块包括第二信道估计模块，用于采用空时发射分集模式对均衡后的两路均衡信号进行信道估计，分别得到所述两路均衡信号中任一路均衡信号的两路信道估计值，以及解信号模块，用于根据所述信道估计值，分别采用解发射分集信号的方法解信号，得到两路接收信号； 

最大比合并模块，用于对解调后的两路接收信号进行最大比合并。 

14.根据权利要求13所述的发射分集模式下的解调装置，其特征在于，所述第二信道估计模块为第三信道估计模块，用于对两路均衡信号分别进行公共导频信号解扰解扩，得到均衡信号的符号和公共导频信道符号，根据所述均衡信号的符号和公共导频信道符号进行信道估计，分别得到所述两路均衡信号的两路信道估计值。 

15.根据权利要求13所述的发射分集模式下的解调装置，其特征在于，所述解信号模块为第一解信号模块，用于分别利用得到的所述两路均衡信号的两路信道估计值进行高速下行共享物理信道解扰解扩，得到两路高速下行共享物理信道符号。 

16.根据权利要求15所述的发射分集模式下的解调装置，其特征在于，所述最大比合并模块包括： 

软值求取模块，用于结合得到的所述信道估计值，分别求取所述两路高速下行共享物理信道符号的最大似然比软值； 

合并模块，用于将所述最大似然比软值相加，实现所述两路接收信号的最大比合并。 

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