CN1918872A - 用于多重发射以及接收机天线配置的码片级或符号级均衡器结构 - Google Patents

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Abstract

公开了一种适合于在WCDMA下行链路上使用的多重发射和接收天线架构系统的码片级或符号级均衡器结构。该均衡器结构考虑天线间干扰和多址干扰属性的不同，并对天线间干扰和多址干扰(MAI)都进行了抑制。可以实现具有适当实施复杂度的增强的接收机性能。根据本发明，CDMA接收器架构的使用为终端用户实现增加的数据率。该CDMA接收机架构也可以随同空时发射分集(STTD)系统架构使用。

Description

用于多重发射以及接收机天线配置的 码片级或符号级均衡器结构
技术领域
本发明一般地涉及码分多址(CDMA)接收机，并且更具体地，涉及在具有多于一个发射天线的无线通信系统中使用的具有多于一个接收机天线的CDMA接收机。
背景技术
现代无线通信系统中的现行趋势是进一步提高发射数据速率以便实现通过无线用户设备对多媒体的应用(例如，那些涉及视频和/或音频内容的应用)的使用。例如，在3GPP(第三代，伙伴项目)讨论中，使用多重发射和接收天线作为提高数据传送率的一种方法而被提出。然而，可以理解的是在每个天线使用与其它天线相同的扩频序列来发射独立的数据流中，多重发射天线的使用将不可避免地导致天线间干扰。必须减轻该天线间干扰以便成功地接收所发射的数据。另外，其他干扰源也能够恶化该接收机系统的性能。举例而言，多址干扰(MAI)会有害于接收机性能。一般来说，MAI是期望的物理信道的信号由于其他物理信道的信号的存在而遭受到的信号干扰。
天线间干扰和MAI之间一个主要不同之处在于在接收机处与扩频序列的相关抑制MAI所达到的量为扩频因子的函数，而天线间干扰的变化保持基本不变，并且因为其是由使用了与所期望的信号相同的扩频序列的信号引起的，所以不会被解扩处理所抑制。
在一个常规的码分多址(CDMA)接收机中，即，在常规的瑞克(rake)接收机中，该接收机仅收集和组合接收到的多径信号。众所周知的是线性最小均方误差(LMMSE)多用户检测器(MUD)已经被开发用于CDMA终端接收机。然而，LMMSE MUD的自适应版本需要使用具有短周期的扩频序列，因此，LMMSE MUD并不适用于现代的宽带CDMA(WCDMA)终端。
适合接收WCDMA多输入多输出(MIMO)信号的其他类型的接收机(除了瑞克接收机)可以被分为两大类，即，高级WCDMA接收机和MIMO接收机。高级WCDMA接收机用于提供额外的MAI抑制，而所谓的MIMO接收机主要减轻天线间干扰。然而，发明人已知的高级WCDMA接收机无法有效地减轻天线间干扰，并且发明人已知的大多数的MIMO接收机在其信号处理电路和算法中忽略了MAI的存在。
更具体地，高级WCDMA接收机抑制或者消除MAI，因此当与常规瑞克CMDA接收机相比时，实现了增强的性能。那些提供MAI抑制的接收机结构在WCMDA下行链路(朝向WCDMA用户终端设备的方向)的使用中被认为是一种更可行的选择。注意到MAI可以分为小区间干扰和小区内干扰。可使用多重接收天线在空间域上对小区间干扰进行抑制，而该小区内干扰可以在时间域上被抑制。两种方法已经被提出以便实现这些目标。
第一种方法使用了恢复物理信道的正交性的线性信道均衡器，因此抑制了小区内干扰，同时在空间域上抑制了小区间干扰。该线性信道均衡器通过忽略在接收到的信号协方差矩阵中的扩频序列之间的相关性而逼近LMMSE MUD。在单个发射天线的情况中，这种逼近产生具有合理的实施复杂度的良好性能。在与扩频序列进行相关之前，信道均衡既可以在CDMA信号码片级上实施，也可以在符号(多码片)级上实施。在下面的讨论中，考虑码片级的实施。一些自适应算法已经被提出用于线性信道均衡器。例如，在K.Hooli，M.Juntti，M.Heikkila P.Komulainen，M.Latva-ahot和I.Lilleberg的“Chip-level channel equalization in WCDMA downlink”中，Eurasip J，Applied Sign，Proc，2002年，第757-770页，提出了自适应解决方案的综述。
一种通用瑞克接收机(参看，例如，G.Bottomley，T.Ottoson和Y.P.Wang的“A generalized RAKE receiver for interferencesuppression”，IEEE期刊，18卷，第1536-1545页摘录)在有色噪声中逼近一个匹配的滤波器。额外的瑞克分支(finger)(解相关器)分配在该通用瑞克接收机中，以处理那些不对应于多径延迟的延迟。在某些条件下已经显示出线性信道均衡器和通用瑞克接收机是等同的接收机。
第二种方法是使用MIMO接收机架构抑制天线间干扰(IAI)。例如，一种提出的MIMO接收机是垂直BLAST(贝尔实验室分层空时)，或V-BLAST接收机，该接收机用于充足的散射MIMO环境(参看P.Wolniansky，G.Foschini，G.Golden和R.Valenzuela，“V-BLAST：An architecture for realizing very high data rates over therich-scattering wireless channel”，在Proc URSI mt，symp.Sign，Syst和Electr中，1998年9月，第295-300页)。在BLAST方法中，所发射的信号偶尔被接收到一层，即，偶尔一个发射天线，并且所有的其他层被迫零算法用零填充。在第一层被解调后，该信号被重新调制，并从所接收到的信号中删去，这样就增强了信干噪比(SINR)。当所有层被接收后重复该过程。V_BLAST方法的变形也已经被提出。在一些变形中，使用位于BLAST结构之前的滤波器来抑制MAI以便减轻天线间干扰。
另一种选择是使用最大后验概率(MAP)检测的不同近似值。在MAP检测器中，在执行彻底而复杂的计算之后执行对一个发射的比特的判决(一或零判决)，在此期间，一个最可能的发射的比特基于该比特和该所接收信号的先验概率而确定(参看A.Hottinen，O.Tirkkonen和R.Wichman，“Multi-antenna Transceiver Techniquesfor 3G and Beyond”，John Wiley和Sons，Chichester，UK，2003)。然而，该MAP逼近或最大似然序列检测(MLSD)方法具有相当大的实施复杂度。当嵌入到具有数据处理器速度和操作功耗限制的用电池供电的用户终端时，该MLSD或MAP逼近的实施复杂度将是一个缺点。
发明内容
根据这些教导的当前优选实施方式，前述以及其他问题得到了克服，并且其他优点也被实现。
本发明在其一方面内提供了一种适于在WCDMA下行链路中使用的多路发射和接收天线架构系统的码片级或符号级均衡器结构。该均衡器结构考虑了由于相应的扩频序列的属性造成的天线间干扰和多址干扰属性的不同，并既抑制了天线内干扰又抑制了MAI。就它们对符号估计的恶化影响而言，这有利地提供了以一种平衡的方式对天线间干扰和MAI都进行抑制。在该平衡过程中，该技术考虑了正交于期望信号的信号以及来自其他发射天线的使用与期望信号相同扩频序列的干扰信号的影响。通过使用本发明，可以实现具有适当实施复杂度的增强的接收机性能。根据本发明，例如在诸如3GPP第6版的带有多重发射和接收天线的复杂通信系统中使用该CDMA接收机架构，可以展示出为终端用户实现增加的数据速率。根据本发明的CDMA接收机架构也可以与空时发射分集(STTD)系统架构结合应用。
在一方面，本发明提供了一种系统、装置和方法以便更新均衡器的系数。根据本发明的方法，CDMA接收机具有连接到S个用于接收来自N个发射天线的信号接收天线的输入节点，J个相关器用于输出软符号判决，其中J＝N乘以被检测到的物理信道的数目，以及N个其中的每一个具有连接到所述输入节点的输入和连接到关联的相关器的输出的均衡器(相关器的数目等于被检测到的物理信道的数目)。CDMA接收机被操作以便为每一个发射天线产生信道估计，并根据出现在该输入节点的信号、信道估计以及每个发射天线接收到的码片能量估计来为这N个均衡器的每一个确定系数。被确定的均衡器系数操作每一个均衡器以便同时抑制天线间干扰和MAI，从而就它们对符号估计的恶化影响而言，对天线间干扰和MAI的抑制得到了平衡。
附图说明
当连同附图一起阅读时，在下面的优选实施方式的详细描述中，这些教导的前述以及其他方面将变得更加明显，其中：
图1表示包括适于实施本发明的CDMA接收机的多重发射和多重接收天线无线通信系统；
图2是表示根据本发明构建和操作的以便与两个发射天线和三个被均衡和解调的物理信道一同使用的图1的CDMA接收机的自适应的实施方式的方框图；以及
图3是根据本发明修改的STTD/D-STTD接收机架构的方框图。
具体实施方式
图1表示多重发射(例如，2个)天线1A，1B和多重接收天线2的无线通信系统5，该系统包括适合于实施本发明的CDMA接收机10。该接收机可以是用于接收与诸如存在的或提出的WCDMA3GPP规范相兼容的例如下行链路WCDMA信号的下行链路CDMA信号的用户设备。该下行链路WCDMA可以从该发射机向接收机10发送多媒体信息，该发射机可以是具有两个发射天线1A和1B的基站。
图2表示CDMA接收机10的一个当前优选的实施方式，其中线性信道均衡器(可近似于LMMSE MUD功能)被改进以便增强对天线间干扰的抑制，从而就它们对符号估计的恶化影响而言，该天线间干扰和MAI的抑制得到平衡。简单地说，CDMA接收机10包括用于从多个接收天线2(图2中没有示出)接收信号，以及用于向输入块14A、14B、16和18提供接收到的信号的输入节点12。该输入块包括针对第一发射天线1A的第一均衡器14A，针对第二发射天线1B的第二均衡器14B，以及针对第一发射天线1A和第二发射天线1B的信道估计器16。用于信道估计的本优选技术是基于导频信道的一种估计，而不是盲估计。该信道估计可通过公共导频信道的导频符号或专用物理信道实现。一般地，通过公共导频信道做出的信号估计更加精确。用于每一个发射天线1A，1B的信号估计器16的输出被提供给块18，在本实施方式中，块18为均衡器14A和14B执行周期性的重新计算，并且块18为第一发射天线均衡器14A和第二发射天线均衡器14B分别提供均衡器系统输出18A和18B。该重新计算块18还接收来自发射天线m的期望物理信道的接收到的每码片能量的估计(Ed)以及来自发射天线m的期望物理信道的接收到的总的每码片能量(Et)。该重新计算块18用硬件、软件或软硬件的组合实施下面方程(2)的计算。码片能量估计可从专用物理信道的导频符号计算出，例如在信干噪比(SINR)估计块中。码片能量估计也用于符号级的实施方式。符号能量估计也可以被使用，以替代码片能量估计和扩频因子的乘积。
针对第一发射天线1A的信道均衡器14的输出被施加到多个相关器20A，一个相关器用于每个被检测出的物理信道。相关器20A输出从第一发射天线A发射来的三个物理信道中的每一个的软符号估计，并且附加的电路和/或软件(未示出)以软符号估计为基础做出硬符号判决。以相应的方式，针对第二发射天线的信道均衡器14B的输出被施加到相关器20B，一个相关器20B用于三个物理信道中的每一个，该相关器20B输出从第二发射天线1B发射来的三个物理信道的每一个的软符号估计。
例如，对于三个被解调的物理信道的情况而言，针对每个接收天线存在3个相关器，或者更一般地，对于N个发射天线1的情况，有J个相关器20输出软符号判决，其中J＝N乘以所检测到的物理信道的数目。
应该注意到，接收天线的数目不依赖于物理信道的数目。如此处所用到的，物理信道是用于某个用户的数据流，并且，如果用户接收多于一个的物理信道(超过一个数据流)，那么该用户可被告之接收多重编码(即，从可用的扩频码集向用户分配多重PN扩频码)。可以通过多个编码将数据发送给用户，从而控制信息在一个物理信道中被发送到用户，同时所有的物理信道正在携带数据到达用户。还应该注意到的是可利用例如瑞克接收机的其他接收方法同时接收与用户相关的一些物理信道。
通过介绍，常规的线性信道均衡器可作为工作在码片级(注意符号级实施是同样可以的)上的自适应无限脉冲响应(FIR)滤波器实施。每码片的最大化所述平均信干噪比(SINR)的FIR系数由：
wn＝R-1pn    (1)
给出，其中Wn是包含用于分配给发射天线n的均衡器的L个滤波器系数的向量，其中R是加扰序列上平均化的接收信号的协方差矩阵的估计，Pn是发射天线n的信道脉冲响应。向量Pn包含所有接收天线的脉冲响应。
方程(1)的解法忽略了这样的事实，即在与扩频序列进行相关的期间MAI将被抑制，然而由于在产生天线间干扰的信号内使用了相同的扩频序列，所以天线间干扰没有被抑制。换句话说，当使用多重发射天线1A、1B时，前述解法不是到精确的LMMSE MUD的好的逼近。
同常规的基于FIR滤波器的CDMA接收机作对比，在图1和2的CDMA接收机10中，均衡器14A、14B的系数由：
V n = [ R + Σ m = 1 N ( E d , m G d - E T , m ) P m P m H ] - 1 P n , - - - ( 2 )
给出，并由重新计算块18计算并输出，其中，Vn是包含分配给发射天线n的均衡器14A或14B的L个滤波器系数的矢量，N是在基站处的发射天线的总数，Ed，m是来自发射天线m的期望物理信道的接收到的每码片能量，Gd是期望物理信道的扩频因子，ET，m是来自发射天线m的期望物理信道的总的接收到的每码片能量，()H是厄密共轭，即，该自变量的共轭转置。
在方程(2)的解法中，这些项加重了天线间干扰，由于使用了相同的扩频序列，该干扰在相关操作中没有被抑制，并且，这些项移去了正交信号分量，而由于使用了正交扩频序列，该信号分量在相关操作中被完全抑制。
存在可实施本发明的各种方式。举例来说，均衡器系数可以通过使用基于最小均方(LMS)或递归最小平方(RLS)的算法而被连续地更新。可以分配给期望的物理信道的相关器组20A或20B的输出处的符号速率来执行均衡器系数的自适应。注意相似类型的自适应实施已经被提出，其用于在基站处有一个发射天线的情况中的均衡器Wn(参看F.Peter，M.Moonen，M.Engels，B.Gyselinckx，和H.DcMan，“Pilot-aided adaptive chip equalizer receiver for interferencesuppression in DS-CDMA forward link”，在Proc，IEEE Vehic，Teem，Conf，Boston，USA，2000年9月，1卷，第303-308页)，但其不是用于多重发射天线类型的系统。
在另一种实施方式中，在图2中表示出重新计算块18的实施方式，该均衡器系数Vn可以被周期性地计算，例如，在高速下行分组接入(HSDPA)传输时间间隔(TTI)内计算一次，或者每个时隙计算一次，或者以低于符号速率的任意速率进行计算。该均衡器系数Vn可通过R，P，E和ET，m的估计以各种方式计算。可选地，该均衡器系数Vn可通过Wn，Pn，Ed，m和ET，M计算。
上面提到的HSDPA是在WCDMA下行链路的5MHz带宽上的数据传输高达8-10Mbps(对于MIMO系统为20Mbps)的基于分组的数据服务。HSDPA实施包括短的，2毫秒的TTI，自适应调制和编码(AMC)，MIMO，混合自动请求(HARQ)，快速小区搜索，以及高级接收机设计。在3GPP标准中，第4版规范提供了有效的IP支持，实现了通过IP核心网络提供服务，并且第5版规范关注于HSDPA提供高达接近于10Mbps的数据率以便支持基于分组的多媒体服务。MIMO系统在3GPP第6版规范中被关注，希望其支持高达20Mbps的数据传输率。HSDPA从WCDMA系统99版进化而来，并对其向后兼容。
WCDMA接收机10对天线间干扰和MAI都进行抑制，从而就它们对符号估计的恶化影响而言，对天线间干扰和MAI的抑制得到了平衡。这与具有可比较的复杂度的常规的接收机解决方案有重要的差别，常规的解决方案或者忽略了天线间干扰或者忽略了MAI。结果是，接收机10相比较于其他的MIMO接收机来说对MAI不太敏感。这种改进的接收机10均衡器或实现了在频率选择性信道上更高的终端用户数据率的使用，例如在未来3GPP发布的具有HSDPA的版本中，或可选地，实现了无线资源更为有效的使用。
如上面所指出的，接收机10可以在码片级上或在符号级上实施(如用于线形信道均衡器的情况)，因此在该实施中允许更大的弹性。当仅有有限数量的物理信道用于传输时，符号速率实施导致了更低的计算复杂度。
接收机10均衡器可以在HSDPA实施以及在那些使用多重发射和接收天线的实施中作为用户终端接收机使用。接收机10均衡器也可以连同STTD架构使用。
另外在这点上，使用具有STTD系统的均衡器不需要方程2内的改动。对利用STTD从多重天线发射的符号进行的检测就如同它们没有STTD时一样。然而，在STTD系统的情况下，在图2中的接收机10后面可能存在附加的块，其中该附加的块将使用从接收机10输出的软符号估计来执行适当的合并(还参见图3)。该均衡器也可类似地以所谓的双空时发射分集(D-STTD)架构方式来使用(参见，例如，“Improved Double-STTD schemes using asymmetric modulationand antenna shuffling”，TSG-RAN工作组1会议#20，2001年5月21-25，韩国釜山，TSRG1#20(01)-0459)。
但是作为例子，图3表示出了在具有N个发射天线和三个被检测到的信道的STTD或D-STTD接收机30内的本发明的实施方式。信道估计器16和均衡系数块18的周期性重新计算可如同这里图2中所示出的，并且如上面关于方程2和相关描述中所记载的那样操作。相关器20A、20B的输出被施加到STTD或D-STTD合并器32，以及该合并的输出被施加到信道解码器34。
通常来说，并且通过举例，通过对现有系统作相对小的调整，根据本发明的均衡器可以作为终端接收机在所有的直接序列(DS)CDMA蜂窝网络中使用，该蜂窝网络使用多重发射和接收天线以及使用正交扩频序列。
进一步的，本发明利用一种正交的或非正交的空时码进行操作。
包含改进的均衡器的接收机10可以在例如专用集成电路(ASIC)或现场可编程集成电路(FPGA)的硬件中实施，或由通用目的数据处理器，或更优选地，由数字信号处理器(DSP)，或由硬件和软件的组合来执行的软件中实施。
通过示例性的和非限制性的例子，上述的描述已经提供了发明人认为是实施本发明的最佳方法和设备的完整且有教益的描述。然而，当结合附图和所附的权利要求书阅读时，鉴于前面的描述，各种调整和改动对于相关领域的技术人员来说是显而易见的。但是作为一些例子，通过对方程(2)做出相应的改变可以实现大于两个发射天线的使用，所以可以使用不同数量的物理信道。然而，本发明的所述教导的所有这些或类似的调整将仍然落入本发明的范围内。
进一步的，本发明的一些特征可以被有益地使用而无需其他特征相应的使用。因而，前面的描述应该被视作仅仅描绘了本发明的原理，而不应是对其的限制。

Claims (33)

1.一种具有连接到接收来自N个发射天线的信号的S个接收天线的输入节点的码分多址(CDMA)接收机，所述接收机包括：
J个输出软符号判决的相关器，其中J＝N乘以被检测到的物理信道的数目；
N个均衡器，其中的每一个具有连接到所述输入节点的输入和连接到与所检测到的所述J个相关器的物理信道一样多的相关器的输出；
具有连接到所述输入节点的输入和N个输出的信道估计器，所述输出表示每一个所述发射天线的信道估计；以及
用于为所述N个均衡器中的每一个计算系数的单元，所述单元具有连接到所述输入节点的第一输入，连接到所述信道估计器的N个输出的第二输入，以及用于接收每个发射天线的接收到的码片能量估计的第三输入，所述单元计算所述系数，以便操作所述均衡器用以同时抑制天线间干扰和多用户干扰，从而就它们对符号估计的恶化影响而言，对所述天线间干扰和所述多用户干扰的抑制得到平衡。
2.根据权利要求1所述的CDMA接收机，其中所述单元用于计算：
V n = [ R + Σ m = 1 N ( E d , m G d - E T , m ) P m P m H ] - 1 P n ,
其中，Vn是包含分配给发射天线n的均衡器的L个滤波器系数的矢量，R是加扰序列上平均化的接收信号的协方差矩阵的估计，Ed，m是来自发射天线m的物理信道的接收到的每码片能量，Gd是物理信道的扩频因子，ET，m是来自发射天线m的物理信道的总的接收到的每码片能量，()H是厄密共轭，并且Pn是发射天线n的信道脉冲响应，其中向量Pn包含所有接收天线的脉冲响应。
3.根据权利要求1所述的CDMA接收机，其中所述单元在码片级上进行操作。
4.根据权利要求1所述的CDMA接收机，其中所述单元在符号级上进行操作。
5.根据权利要求1所述的CDMA接收机，其中所述单元使用基于最小均方(LMS)或递归最小平方(RLS)的算法连续地更新所述均衡系数。
6.根据权利要求1所述的CDMA接收机，其中该均衡系数的自适应操作以相关器组输出处的符号速率执行。
7.根据权利要求1所述的CDMA接收机，其中所述单元以高速下行分组接入(HSDPA)传输时间间隔(TTI)周期性地更新所述均衡器系数。
8.根据权利要求1所述的CDMA接收机，其中所述CDMA接收机包括空时发射分集(STTD)架构的接收机。
9.根据权利要求1所述的CDMA接收机，其中所述CDMA接收机包括双空时发射分集(STTD)架构的接收机。
10.根据权利要求1所述的CDMA接收机，其中所述CDMA接收机以符号速率执行均衡。
11.根据权利要求1所述的CDMA接收机，其中所述CDMA接收机利用一种正交或非正交的空时码来进行操作。
12.一种操作码分多址(CDMA)接收机的方法，所述接收机具有连接到接收来自N个发射天线的信号的S个接收天线的输入节点，J个输出软符号判决的相关器，其中J＝N乘以被检测到的物理信道的数目；N个均衡器，每一个均衡器具有连接到所述输入节点的输入和连接到所述J个相关器中关联的一个相关器的输出，所述方法包括：
为所述发射天线的每一个生成信道估计；以及
根据出现在所述输入节点的信号、所述信道估计、以及接收到的每个发射天线的码片能量的估计为所述N个均衡器中的每一个确定系数，所述系数对所述均衡器执行操作，以便同时抑制天线间干扰和多用户干扰，从而就它们对符号估计的恶化影响而言，对所述天线间干扰和所述多用户干扰的抑制得到了平衡。
13.根据权利要求12所述的方法，其中确定系数的解是：
V n = [ R + Σ m = 1 N ( E d , m G d - E T , m ) P m P m H ] - 1 P n ,
其中，Vn是包含分配给发射天线n的均衡器的L个滤波器系数的矢量，R是加扰序列上平均化的接收信号的协方差矩阵的估计，Ed，m是来自发射天线m的物理信道的接收到的每码片能量，Gd是物理信道的扩频因子，ET，m是来自发射天线m的物理信道的总的接收到的每码片能量，()H是厄密共轭，并且Pn是发射天线n的信道脉冲响应，其中向量Pn包含所有接收天线的脉冲响应。
14.根据权利要求12所述的方法，其中系数的确定在码片级上进行操作。
15.根据权利要求12所述的方法，其中系数的确定在符号级上进行操作。
16.根据权利要求12所述的方法，其中系数的确定使用基于最小均方(LMS)或递归最小平方(RLS)的算法连续地更新所述均衡系数。
17.根据权利要求12的所述方法，其中系数的确定以高速下行分组接入(HSDPA)传输时间间隔(TTI)周期性地执行。
18.根据权利要求12的所述方法，其中所述CDMA接收机包括空时发射分集(STTD)架构的接收机。
19.根据权利要求12的所述方法，其中所述CDMA接收机包括双空时发射分集(STTD)架构的接收机。
20.根据权利要求12的所述方法，其中所述CDMA接收机以符号速率执行均衡。
21.根据权利要求12的所述方法，其中所述方法利用一种正交或非正交的空时码进行操作。
22.一种具有连接到接收来自N个发射天线的信号的S个接收天线的输入节点的接收机，所述接收机包括：
用于输出软符号判决的J个相关器装置，其中J＝N乘以被检测到的物理信道的数目；
N个均衡器装置，其中每一个均衡器装置具有连接到所述输入节点的输入和连接到与所检测到的所述J个相关器装置的物理信道一样多的相关器的输出；
信道估计器装置，该装置具有连接到所述输入节点的输入和N个输出，所述输出表示每一个所述发射天线的信道估计；以及
用于为所述N个均衡器中的每一个确定系数的装置，所述确定装置包括连接到所述输入节点的第一输入，连接到所述估计器装置的所述N个输出的第二输入，以及用于接收每个发射天线的接收到的码片能量估计的第三输入，所述确定装置确定所述系数，以便操作所述均衡器装置用以同时抑制天线间干扰和多用户干扰，从而就它们对符号估计的恶化影响而言，对所述天线间干扰和所述多用户干扰的抑制得到平衡。
23.根据权利要求22的接收机，其中所述确定装置用于计算
V n = [ R + Σ m = 1 N ( E d , m G d - E T , m ) P m P m H ] - 1 P n ,
其中，Vn是包含分配给发射天线n的均衡器的L个滤波器系数的矢量，R是加扰序列上平均化的接收信号的协方差矩阵的估计，Ed，m是来自发射天线m的物理信道的接收到的每码片能量，Gd是物理信道的扩频因子，ET，m是来自发射天线m的物理信道的总的接收到的每码片能量，()H是厄密共轭，并且Pn是发射天线n的信道脉冲响应，其中向量Pn包含所有接收天线的脉冲响应。
24.一种包含于计算机可读介质中用于指示计算机随同码分多址(CDMA)接收机操作的计算机程序产品，所述接收机具有连接到接收来自N个发射天线的信号的S个接收天线的输入节点，J个输出软符号判决的相关器，其中J＝N乘以被检测到的物理信道的数目；N个均衡器，其中的每一个具有连接到所述输入节点的输入和连接到所述J个相关器中关联的一个相关器的输出，所述方法包括：
为所述发射天线的每一个生成信道估计；以及
根据出现在所述输入节点的信号、所述信道估计、以及接收到的每个发射天线的码片能量的估计为所述N个均衡器中的每一个确定系数，所述系数对所述均衡器执行操作，以便同时抑制天线间干扰和多用户干扰，从而就它们对符号估计的恶化影响而言，对所述天线间干扰和所述多用户干扰的抑制得到了平衡。
25.根据权利要求24所述的计算机程序产品，其中确定系数的解：
V n = [ R + Σ m = 1 N ( E d , m G d - E T , m ) P m P m H ] - 1 P n ,
其中，Vn是包含分配给发射天线n的均衡器的L个滤波器系数的矢量，R是加扰序列上平均化的接收信号的协方差矩阵的估计，Ed，m是来自发射天线m的物理信道的接收到的每码片能量，Gd是物理信道的扩频因子，ET，m是来自发射天线m的物理信道的总的接收到的每码片能量，()H是厄密共轭，并且Pn是发射天线n的信道脉冲响应，其中向量Pn包含所有接收天线的脉冲响应。
26.权利要求24所述的计算机程序产品，其中系数的确定在码片级上进行操作。
27.权利要求24所述的计算机程序产品，其中系数的确定在符号级上进行操作。
28.权利要求24所述的计算机程序产品，其中系数的确定使用基于最小均方(LMS)或递归最小平方(RLS)的算法连续地更新所述均衡系数。
29.权利要求24所述的计算机程序产品，其中系数的确定以高速下行分组接入(HSDPA)传输时间间隔(TTI)周期性地执行。
30.权利要求24所述的计算机程序产品，其中所述CDMA接收机包括空时发射分集(STTD)架构的接收机。
31.权利要求24中所述的计算机程序产品，其中所述CDMA接收机包括双空时发射分集(STTD)架构的接收机。
32.权利要求24中所述的计算机程序产品，其中所述CDMA接收机以符号速率执行均衡。
33.权利要求24中所述的计算机程序产品，其中所述方法用一种正交或非正交的空时码进行操作。
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