KR100848696B1 - 다중 송신 및 수신기 안테나 구성들을 위한 칩-레벨 또는심볼-레벨 등화기 구조 - Google Patents

Abstract

광대역 부호 분할 다중 접속(WCDMA) 다운링크를 통해 사용하기에 적합한 다중 송신 및 수신기 안테나 구조 시스템용 칩-레벨 또는 심볼-레벨 등화기 구조가 개시된다. 상기 등화기 구조는 안테나간 간섭과 다중 액세스 간섭의 특성의 차이를 고려하고 안테나간 간섭과 다중 액세스 간섭(MAI) 양자를 억압한다. 향상된 수신기 성능은 적당한 구현 복잡성을 가지고 달성된다. 본 발명에 의한, CDMA 수신기 구조의 사용은 최종 사용자에 대해 증가된 데이터 레이트의 실현을 가능하게 한다. 상기 CDMA 수신기 구조는 또한 공간-시간 송신 다이버시티(STTD) 시스템 구조들과 관련하여 적용될 수 있다.

Description

다중 송신 및 수신기 안테나 구성들을 위한 칩-레벨 또는 심볼-레벨 등화기 구조{Chip-level or symbol-level equalizer structure for multiple transmit and receiver antenna configurations}

본 발명은 일반적으로 부호 분할, 다중 접속(CDMA) 수신기들에 관한 것으로, 특히 하나보다 많은 송신 안테나를 지닌 무선 통신 시스템에서 사용하기 위한 하나보다 많은 수신기 안테나를 지닌 CDMA 수신기들에 관한 것이다.

현대의 무선 통신 시스템들의 진행 중인 경향은 무선 사용자 장비에 의한 멀티미디어 애플리케이션들(예를 들어 비디오 및/또는 오디오 콘텐트를 포함하는 멀티미디어 애플리케이션들)의 사용을 가능하게 하기 위하여 송신 데이터 레이트들을 더 증가시키는 것이다. 예를 들어 3세대, 파트너십 프로젝트(3GPP) 논의에서 상기 데이터 송신 레이트들을 증가시키기 위한 수단으로서 다중 송신 및 수신 안테나들의 사용이 제안되었다. 하지만, 각 안테나가 다른 안테나들과 동일한 스프레딩 시퀀스를 사용하여 독립적인 데이터 스트림을 송신하는, 다중 송신 안테나들의 사용은 불가피하게 안테나간 간섭을 초래할 것이라는 것은 이해될 수 있다. 상기 안테나간 간섭은 송신된 데이터를 성공적으로 수신하기 위하여 완화되어야 한다. 더욱이, 간섭의 다른 소스들은 또한 상기 수신기 시스템의 성능을 저하시킬 수 있다. 예를 들어, 다중 액세스 간섭(MAI: multiple access interference)은 수신기 성능에 손해가 될 수 있다. 일반적으로, MAI는 다른 물리 채널들의 신호들의 존재에 기인하여 요망되는 물리 채널의 신호에 의해 경험되는 신호 간섭이다.

안테나간 간섭과 MAI 간의 주된 차이점들 중 하나는 상기 수신기에서의 스프레딩 시퀀스와의 상관이 스프레딩 인자의 함수인 양만큼 MAI를 억압하며, 반면에 안테나간 간섭의 분산이 실질적으로 일정하게 유지되고, 그것이 요망되는 신호와 동일한 스프레딩 시퀀스를 채용한 신호들에 의해 유발되기 때문에 디스프레딩 프로세스에 의해 억압되지 않는다는 것이다.

관용적인 부호 분할, 다중 접속(CDMA) 수신기에서, 즉, 관용적인 레이크(rake) 수신기에서, 상기 수신기는 단지 수신된 다중경로 신호들만을 수집하고 결합한다. 선형 최소 평균 자승 에러(LMMSE: linear minimum mean square error) 다중-사용자 검출기(MUD: multi-user detector)가 CDMA 단말기 수신기들을 위해 개발되었다는 것은 잘 알려져 있다. 하지만, LMMSE MUD의 적응적인 버전들은 짧은 주기를 지닌 스프레딩 시퀀스들의 사용을 필요로 하여서, LMMSE MUD는 현대의 광대역 CDMA(WCDMA) 단말기들에서 사용하기에 적합하지 않다.

WCDMA 다중 입력 다중 출력(MIMO: multiple input multiple output) 신호의 수신에 적합한 (레이크 수신기 이외의) 다른 유형의 수신기들은 두개의 넓은 카테고리, 즉 진보된 WCDMA 수신기들과 MIMO 수신기들로 나뉘어질 수 있다. 진보된 WCDMA 수신기들은 MAI의 부가적인 억압을 제공하도록 동작하고, 반면에 소위 MIMO 수신기들은 주로 안테나간 간섭을 완화한다. 하지만, 본 발명자들에게 알려져 있는 상기 진보된 WCDMA 수신기들은 안테나간 간섭을 효과적으로 완하하지 않고, 본 발명자들에게 알려져 있는 대부분의 MIMO 수신기들은 그들의 신호 처리 회로와 알고리즘들에서 MAI의 존재를 무시한다.

특히, 진보된 WCDMA 수신기들은 MAI를 억압하거나 소거하여서, 관용적인 레이크 CDMA 수신기와 비교할 때 향상된 성능을 달성한다. MAI의 억압을 제공하는 상기 수신기 구조들은 WCDMA 다운링크(WCDMA 사용자 단말기 장비를 향한 방향)에서 사용하기 위한 더 실용적인 옵션으로서 간주된다. MAI가 셀간 및 셀내 간섭으로 나뉘어질 수 있다는 것은 주목된다. 상기 셀간 간섭은 공간 도메인에서 즉 다중 수신 안테나들을 사용하여, 억압될 수 있고, 반면에 셀내 간섭은 시간 도메인에서 억압될 수 있다. 상기 목표들을 달성하기 위하여 두가지 접근들이 제안되었다.

제1 접근은 물리 채널들의 직교성을 복구하는 선형 채널 등화기를 사용하여, 공간 도메인에서 셀간 간섭을 억압하면서, 셀내 간섭을 억압한다. 상기 선형 채널 등화기는 수신된 신호 공분산 행렬에서 스프레딩 시퀀스들간의 상관들을 무시함으로써 상기 LMMSE MUD를 근사화한다. 단일 송신 안테나의 경우, 상기 근사화는 적당한 구현 복잡성으로 양호한 성능을 초래한다. 채널 등화는 상기 스프레딩 시퀀스와의 상관 이전에, CDMA 신호 칩 레벨에서 또는 심볼(다중-칩) 레벨에서 구현될 수 있다. 하기의 논의에서 상기 칩 레벨 구현이 고려된다. 몇몇 적응 알고리즘들이 상기 선형 채널 등화기에서 사용하기 위해 제안되었다. 예를 들어, 적응적 해법들의 개요는 케이. 후리, 엠. 준티, 엠. 헤이키라, 피. 코무라이넨, 엠. 라트바-아호 및 제이. 릴레버그의, Eurasip J. Applied Sign. Proc. 2002, 페이지 757-770에 있는, "WCDMA 다운링크에서의 칩-레벨 채널 등화"에 제시되어 있다.

일반화된 레이크 수신기(예를 들어, 지. 보톰레이, 티. 오토손 및 와이. 피. 왕의 IEEE J. Selected Areas in Comm. 18, 페이지 1536-1545에 있는, "간섭 억압을 위한 일반화된 레이크 수신기"를 참조하라)는 유색 잡음에서 정합 필터를 근사화한다. 다중경로 지연들에 대응하지 않는 지연들을 처리하기 위하여 부가적인 레이크 핑거들(fingers)(역상관기(decorrelators))이 상기 일반화된 레이크 수신기에 할당된다. 상기 선형 채널 등화기와 상기 일반화된 레이크 수신기는 일정 조건하에서 동등한 수신기들이라는 것이 밝혀졌다.

제2 접근은 MIMO 수신기 구조를 사용하여 안테나간 간섭(IAI: inter-antenna interference)을 억압하는 것이다. 예를 들어, 하나의 제안된 MIMO 수신기는 리치 스캐터링(rich scattering) MIMO 환경에서 사용하기 위한 수직 벨 연구소 계층화된 공간 시간(Vertical BLAST) 또는 V-BLAST 수신기이다(피. 올니안스키, 지. 포스치니, 지. 골든 및 알. 발렌주엘라의 Proc. URSI Int. Symp. Sign., Syst. 및 Electr., 1998년 9월, 페이지 295-300에 있는, "V-BLAST: 리치-스캐터링 무선 채널을 통해 매우 높은 데이터 레이트들을 실현하기 위한 구조"를 참조하라). 상기 BLAST 접근에서 송신된 신호는 단번에 한 계층, 즉 단번에 한 송신 안테나에서 수신되고, 모든 다른 계층들은 0-강제 알고리즘들을 가지고 널(nulled)된다. 제1 계층이 복조된 후, 상기 신호는 재-변조되고 수신된 신호로부터 소거되어, 신호-대-간섭-플러스-노이즈 비(SINR: signal-to-interference-plus-noise ratio)를 향상시킨다. 이 절차는 모든 계층들이 수신된 후 반복된다. 상기 V-BLAST 접근의 변형들 이 또한 제안되었다. 몇몇 변형들에서 MAI는 안테나간 간섭을 완화하기 위하여 상기 BLAST 구조에 선행하는 필터를 가지고 억압된다.

다른 옵션은 MAP(maximum a posteriori) 검출의 상이한 근사화를 사용하는 것이다. MAP 검출기에서 송신된 비트의 결정(1 또는 0 결정)은 소모적이고 복잡한 계산들이 수행된 후 수행되는데, 그동안 가장 유망한 송신된 비트가 상기 비트와 수신된 신호의 선험적 확률에 기반하여 결정된다(에이. 호티넨, 오. 티르코넨 및 알. 위츠맨의 존 윌리 및 손스, 치체스터, 영국, 2003, "3G 및 그 이상을 위한송수신기 기술들"을 참조하라). 하지만, MAP의 근사화들 또는 최대 우도 시퀀스 검출(MLSD: maximum-likelihood sequence detection) 접근들은 상당한 구현 복잡성을 갖는다. 상기 MLSD 또는 MAP 근사화들의 구현 복잡성은 데이터 프로세서 속도 및 동작 전력 소비 제한을 가질 수 있는 배터리 전력을 사용하는 사용자 단말기에서 구현되는 경우 단점이 될 수 있다.

상기한 문제점들 및 다른 문제점들은 상기 교시들의 본 바람직한 실시예들에 따라, 극복되고 다른 이점들이 실현된다.

본 발명은 본 발명의 일 태양에서 WCDMA 다운링크상에서 사용하기에 적합한 다중 송신 및 수신기 안테나 구조 시스템에 대한 칩-레벨 또는 심볼-레벨 등화기 구조를 제공한다. 상기 등화기 구조는 대응하는 스프레딩 시퀀스들의 특성들에 기인한 다중 액세스 간섭(MAI)과 안테나간 간섭과의 특성들의 차이를 고려하고 안테나간 간섭과 다중 액세스 간섭 양자를 억압한다. 이것은 유리하게는 심볼 추정들에 대한 그들의 저하시키는 충격에 관해 균형화된 방법으로 안테나간 간섭과 MAI의 억압을 제공한다. 균형화 절차에서 상기 기술은 요망되는 신호에 직교하는 신호들의 영향들을 고려하고 또한 요망되는 신호와 동일한 스프레딩 시퀀스를 사용하는 다른 송신 안테나들로부터의 간섭하는 신호들의 영향을 고려한다. 본 발명의 사용을 통해 적당한 구현 복잡성으로 향상된 수신기 성능이 달성된다. 예를 들어, 3GPP 릴리스 6에서와 같이, 다중 송신 및 수신기 안테나들을 지닌 복잡한 통신 시스템들에서, 본 발명에 의한 CDMA 수신기 구조의 사용은 최종 사용자에 대해 증가된 데이터 레이트들의 실현을 가능하게 하는 것으로 보여질 수 있다. 본 발명에 의한 CDMA 수신기 구조의 사용은 또한 공간-시간 송신 다이버시티(STTD: space-time transmit diversity) 시스템 구조들과 관련하여 적용될 수 있다.

일 태양에서 본 발명은 등화기 계수들을 갱신하기 위한 시스템, 장치 및 방법을 제공한다. 본 발명의 방법에 의하면, CDMA 수신기는 복수(N)의 송신 안테나들로부터 신호들을 수신하는 복수(S)의 수신 안테나들에 연결된 입력 노드, 소프트 심볼 결정들을 출력하기 위한 J 상관기들로서, J=N 곱하기 검출된 물리 채널들의 수인 J 상관기들 및 각각 상기 입력 노드에 연결된 입력 및 관련된 상관기들에 연결된 출력을 지닌 N 등화기들을 구비한다(상관기들의 수는 검출된 물리 채널들의 수와 동일하다). 상기 CDMA 수신기는 상기 송신 안테나들 각각에 대한 채널 추정치를 생성하도록 동작되고 상기 입력 노드에 나타나는 신호들, 상기 채널 추정치들 및 송신 안테나 당 수신된 칩 에너지의 추정치들에 따라 상기 N 등화기들 각각에 대한 계수들을 결정하도록 동작된다. 상기 결정된 등화기 계수들은 안테나간 간섭과 MAI의 억압이 심볼 추정치들에 대한 그들의 저하시키는 충격에 관해 균형을 이루도록 안테나간 간섭과 MAI를 동시에 억압하기 위하여 상기 등화기들 각각을 동작시킨다.

상기 교시들의 상기한 태양들 및 다른 태양들은 첨부된 도면들과 함께 읽혀질 때, 하기의 바람직한 실시예들에 관한 상세한 설명에서 더 명백해진다.

도 1은 본 발명을 실시하기에 적합한 CDMA 수신기를 포함하는 다중-송신 및 다중-수신 안테나 무선 통신 시스템을 도시한 것이다.

도 2는 두개의 송신 안테나와 3개의 등화되고 복조된 물리 채널들과 사용하기 위한, 본 발명에 따라 구성되고 동작되는, 도 1의 CDMA 수신기의 적응적 실시예를 도시한 블록도이다.

도 3은 본 발명에 따라 변경된 STTD/D-STTD 수신기 구조의 블록도이다.

도 1은 본 발명을 실시하기에 적합한 CDMA 수신기(10)를 포함하는 다중-송신(예를 들어, 두개의) 안테나(1A, 1B) 및 다중-수신 안테나(2) 무선 통신 시스템(5)을 도시한 것이다. 상기 수신기는 예를 들어 기존의 또는 제안된 WCDMA 3GPP 명세와 호환가능한, 다운링크 WCDMA 신호와 같은, 다운링크 CDMA 신호를 수신하기 위한 사용자 장치일 수 있다. 상기 다운링크 WCDMA는 두개의 송신 안테나들(1A 및 1B)을 구비한 기지국일 수 있는, 상기 송신기로부터 상기 수신기(10)로 멀티미디어 정보를 전달할 수 있다.

도 2는 안테나간 간섭과 MAI의 억압이 심볼 추정치들에 대한 그들의 저하시키는 충격에 관해 균형을 이루도록 안테나간 간섭의 억압을 증대시키기 위하여 (LMMSE MUD 함수를 근사화할 수 있는) 선형 채널 등화기가 변경되는, CDMA 수신기(10)의 바람직한 실시예를 도시한 것이다. 간략히, 상기 CDMA 수신기(10)는 복수의 수신 안테나들(2)(도 2에 도시되지 않음)로부터 신호를 수신하고 상기 수신된 신호를 입력 블록들(14A, 14B, 16 및 18)에 제공하기 위한 입력 노드(12)를 포함한다. 상기 입력 블록들은 제1 송신 안테나(1A)에 대한 제1 등화기(14A), 제2 송신 안테나(1B)에 대한 제2 등화기(14B) 및 제1 및 제2 송신 안테나들(1A, 1B)에 대한 채널 추정기(16)를 포함한다. 채널 추정에 대한 현재의 바람직한 기술은 블라인드 추정에 근거하지 않고, 파일럿 채널 추정에 근거한 것이다. 상기 채널 추정은 공통 파일럿 채널의 파일럿 심볼들 또는 전용 물리 채널들로부터 행해질 수 있다. 일반적으로, 상기 공통 파일럿 채널로부터 행해진 채널 추정들이 더 정확하다. 각 송신 안테나(1A, 1B)에 대한 채널 추정기(16)의 출력들은 본 실시예에서, 상기 등화기들(14A와 14B)에 대한 주기적인 재계산을 수행하고, 각각 상기 제1 및 제2 송신 안테나 등화기들(14A, 14B)에 등화기 계수 출력들(18A와 18B)을 제공하는 블록(18)에 제공된다. 상기 재계산 블록(18)은 또한 송신 안테나 m으로부터의 요망되는 물리 채널에 대한 칩 당 수신된 에너지(E_d) 및 송신 안테나 m으로부터의 칩 당 총 수신된 에너지(E_T)의 추정치들을 수신한다. 상기 재계산 블록(18)은 하기의 수학식 2의 계산을 하드웨어, 소프트웨어 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 구현한다. 칩 에너지 추정치들은 예를 들어 신호-대-간섭-플러스-노이즈 비(SINR) 추정 블록에서, 전용 물리 채널의 파일럿 심볼들로부터 계산될 수 있다. 칩 에너지 추정치들은 또한 심볼-레벨 실시예에서 사용된다. 심볼 에너지 추정치들은 또한 칩 에너지 추정치들과 스프레딩 인자의 곱 대신에 사용될 수 있다.

제1 송신 안테나(1A)에 대한 채널 등화기(14A)의 출력은 복수의 상관기들(20A)에 인가되는데, 각 검출된 물리 채널에 대한 상관기에 인가된다. 상기 상관기들(20A)은 상기 제1 송신 안테나(1A)로부터 송신된 3개의 물리 채널들 각각에 대한 소프트 심볼 추정치들을 출력하고, 부가적인 회로 및/또는 소프트웨어(미도시)는 상기 소프트 심볼 추정치들에 대한 하드(hard) 심볼 결정들에 기초한다. 대응하는 방식으로 상기 제2 송신 안테나에 대한 채널 등화기(14B)의 출력은 상기 제2 송신 안테나(1B)로부터 송신된 3개의 물리 채널들 각각에 대한 소프트 심볼 추정치들을 출력하는, 상관기들(20B)에 인가되는데, 3개의 물리 채널들 각각에 대한 상관기에 인가된다.

예를 들어, 3개의 복조된 물리 채널들의 경우에 각 수신 안테나에 대해 3개의 상관기들이 존재하거나 더 일반적으로 N 송신 안테나들(1)의 경우에 소프트 심볼 결정들을 출력하는 J 상관기들(20)이 존재하는데, J=N 곱하기 검출된 물리 채널들의 수이다.

수신 안테나들의 수가 물리 채널들의 수에 의존하지 않는다는 것은 주목되어야 한다. 여기에서 사용되는 바와 같이, 물리 채널은 어떤 사용자를 위한 데이터 스트림이고, 사용자가 하나보다 많은 물리 채널(하나보다 많은 데이터 스트림)을 수신하는 경우 사용자는 다중-코드들을 수신하는 것으로 간주된다(즉, 다수의 PN 스프레딩 코드들은 이용가능한 스프레딩 코드들의 세트로부터 사용자에 할당된다). 상기 물리 채널들 모두가 사용자에게 데이터를 전달하고 있는 동안, 상기 데이터는 제어 정보가 상기 물리 채널들 중 한 채널에서 사용자에게 송신되도록 다중-코드들을 가지고 사용자에게 송신될 수 있다. 사용자와 관련된 물리 채널들 중 몇몇 채널들이 다른 수신 방법들을 사용하여 동시에 수신될 수 있다는 것은 또한 주목되어야 하는데, 예를 들어 레이크 수신기를 사용하여 수신될 수 있다는 것은 또한 주목되어야 한다.

서론으로서, 상기 관용적인 선형 채널 등화기는 칩 레벨에서 동작하는 적응 유한-임펄스-응답(FIR) 필터로서 구현될 수 있다(심볼 레벨 구현도 동일하게 가능하다는 것을 주목하라). 칩 당 평균 신호-대-간섭 플러스 노이즈 비(SINR)를 최대화하는 FIR 계수들은 수학식 1에 의해 주어진다.

상기에서 w_n은 송신 안테나 n에 할당된 등화기에 대한 L 필터 계수들을 포함하는 벡터이며, R은 스크램블링 시퀀스에 대해 평균화된 수신된 신호 공분산 행렬의 추정치이고, p_n은 송신 안테나 n에 대한 채널 임펄스 응답이다. 상기 벡터 p_n은 모든 수신 안테나들에 대한 임펄스 응답을 포함한다.

수학식 1의 솔루션은 상기 MAI가 상기 스프레딩 시퀀스와의 상관동안 억압되 고, 반면에 안테나간 간섭이 안테나간 간섭을 유발하는 신호들에서 동일한 스프레딩 시퀀스의 사용에 기인하여 억압되지 않는다는 사실을 무시한다. 바꾸어 말하면, 상기한 솔루션은 다중 송신 안테나들(1A, 1B)이 사용되는 경우, 정확한 LMMSE MUD의 양호한 근사화가 아니다.

관용적인 FIR 필터-기반 CDMA 수신기와 대비하여, 도 1 및 도 2의 CDMA 수신기(10)에서, 재계산 블록(18)에 의해 계산되어 출력된 등화기들(14A, 14B)에 대한 계수들은 수학식 2에 의해 주어진다.

상기에서, v_n은 송신 안테나 n에 할당된 등화기(14A 또는 14B)에 대한 L 필터 계수들을 포함하는 벡터이며, N은 상기 기지국에서 송신 안테나들의 총 수이고, E_d,m은 송신 안테나 m으로부터 요망되는 물리 채널에 대한 칩 당 수신된 에너지이며, G_d는 요망되는 물리 채널에 대한 스프레딩 인자이고, E_T,m은 상기 송신 안테나 m으로부터 상기 요망되는 물리 채널에 대한 칩 당 총 수신된 에너지이며, ()^H는 에르미트(Hermitian) 행렬, 즉 상기 인수의 켤레 전치 행렬(conjugate transpose)이다.

수학식 2의 솔루션에서, 상기 항들은 동일한 스프레딩 시퀀스의 사용에 기인하여 상관에서 억압되지 않는 안테나간 간섭을 강조하고, 상기 항들은 직교 스프레 딩 시퀀스들의 사용에 기인하여 상관에서 전체적으로 억압된 직교 신호 성분을 제거한다.

본 발명이 구현되는 다양한 방법들이 존재한다. 예를 들어, 상기 등화기 계수들은 최소 평균 자승(LMS: least mean squares) 또는 회귀적 최소 자승(RLS: recursive least squares) 기반 알고리즘을 사용하여 연속적으로 갱신될 수 있다. 상기 등화기 계수들의 적응은 요망되는 물리 채널에 할당된 상관기 뱅크(20A 또는 20B)의 출력에서 심볼 레이트로 수행될 수 있다. 다중 송신 안테나 유형의 시스템에 대해서가 아닌, 기지국에서 하나의 송신 안테나의 경우, 유사한 유형의 적응적 구현이 채널 등화기 w_n에 대해 제안되었다는 것을 주목하라(에프. 페트레, 엠. 무넨, 엠. 엔젤스, 비. 가이세린큭스 및 에이치. 데맨의, Proc. IEEE Vehic. Techn. Conf., 미국, 보스톤, 2000년 9월, vol. 1, 페이지 303-308, "DS-CDMA 순방향 링크에서 간섭 억압을 위한 파일럿-지원 적응 칩 등화기 수신기"를 참조하라).

다른 실시예, 도 2에 도시된 상기 재계산 블록(18)의 실시예에서, 상기 등화기 계수들 v_n은 주기적으로 계산될 수 있는데, 예를 들어, 즉 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA: High Speed Downlink Packet Access) 송신 시간 간격(TTI)동안 한번, 또는 슬롯 당 한번, 또는 상기 심볼 레이트보다 더 낮은 어떤 레이트로 계산될 수 있다. 상기 등화기 계수들 v_n은 R, p_n, E_d,m 및 E_T,m의 추정치들로부터 다양한 방법으로 계산될 수 있다. 대안적으로, 상기 등화기 계수들 v_n은 w_n, p_n, E_d,m 및 E_T,m의 추정치들로부터 계산될 수 있다.

상기에 언급된 HSDPA는 WCDMA 다운링크에서 5MHz 대역폭상에서 8-10 Mbps까지의 (그리고 MIMO 시스템들에 대해 20 Mbps) 데이터 송신 능력을 지닌 패킷-기반 데이터 서비스이다. 상기 HSDPA 구현들은 짧은, 2-밀리초 TTI, 적응 변조 및 코딩(AMC), MIMO, 하이브리드 자동 요구(HARQ: Hybrid Automatic Request), 고속 셀 서치 및 진보된 수신기 설계를 포함한다. 3GPP 표준들에서, 릴리스 4 명세는 모든-IP 핵심 네트워크를 통한 서비스들의 제공을 가능하게 하는 효율적인 IP 지원을 제공하고, 릴리스 5 명세는 패킷-기반 멀티미디어 서비스들을 지원하기 위하여 약 10 Mbps까지의 데이터 레이트들을 제공하기 위한 HSDPA에 집중한다. MIMO 시스템들은 20 Mbps까지의 데이터 송신 속도를 지원할 것으로 기대되는, 3GPP 릴리스 6 명세에서의 관심 사항이다. HSDPA는 릴리스 99 WCDMA 시스템들로부터 발전된 것이고, 상기 릴리스 99 WCDMA 시스템들과 역방향 호환성을 갖는다.

WCDMA 수신기(10)는 안테나간 간섭과 MAI의 억압이 심볼 추정치들에 대한 그들의 저하시키는 충격에 관해 균형을 이루도록 안테나간 간섭과 MAI 양자를 억압한다. 이것은 안테나간 간섭 또는 MAI를 무시하는, 필적하는 복잡성을 지닌, 관용적인 수신기 해법들과 중요한 차이이다. 그 결과, 상기 수신기(10)는 다른 MIMO 수신기들보다 MAI에 대해 덜 민감하다. 상기 개선된 수신기(10) 등화기는 예를 들어 HSDPA를 지닌 미래의 3GPP 릴리스 버전들에서, 주파수 선택적인 채널들에서 더 높은 최종 사용자 데이터 레이트들의 사용을 가능하게 하거나, 대안적으로 무선 자원들의 더 효율적인 사용을 가능하게 한다.

상기에 언급된 바와 같이, 상기 수신기(10)는 (선형 채널 등화기에 대한 경 우와 같이) 칩 레벨 또는 심볼 레벨에서 구현될 수 있어서, 구현시 더 많은 융통성을 허용한다. 상기 심볼 레이트 구현은 단지 한정된 수의 물리 채널들만이 송신에서 사용되는 경우 더 낮은 계산 복잡성을 초래한다.

상기 수신기(10) 등화기는 HSDPA 구현들 및 다중 송신 및 수신 안테나들을 사용하는 구현들에서 사용자 단말기 수신기로서 사용될 수 있다. 상기 수신기(10) 등화기는 또한 STTD 구조들과 관련하여 사용될 수 있다.

추가로 이와 관련하여, STTD 시스템과의 상기 등화기의 사용은 수학식 2에서의 변경을 필요로 하지 않는다. STTD를 지닌 다중 안테나들로부터 송신된 심볼들은 그들이 STTD없이 존재할 것이기 때문에 검출된다. 하지만, 상기 STTD 시스템의 경우에, 상기 수신기(10) 뒤에 도 2에서의 부가적인 블록이 존재할 것이고, 상기 부가적인 블록은 적합한 결합을 수행하기 위하여 상기 수신기(10)로부터 출력된 소프트 심볼 추정치들을 사용할 것이다(또한 도 3을 참조하라). 상기 등화기는 또한 소위 이중 공간 시간 송신 다이버시티(D-STTD: Double Space Time Transmit Diversity) 구조들과 유사하게 사용될 수 있다(예를 들어, 2001년, 5월 21-25일, 대한민국, 부산, TSG-RAN 워킹 그룹 1 미팅 #20, TSRG1#20(01)-0459, "비대칭 변조 및 안테나 셔플링(shuffling)을 사용하는 개선된 이중-STTD 방식들"을 참조하라).

단지 하나의 예로서, 도 3은 N 송신 안테나들과 3개의 검출된 물리 채널들을 지닌 STTD 또는 D-STTD 수신기(30)에서 본 발명의 실시예를 도시한 것이다. 상기 채널 추정기(16)와 등화기 계수들의 주기적인 재계산 블록(18)은 여기에서 도 2에 도시된 바와 같을 수 있고, 수학식 2 및 관련된 설명에 관해 상기에 설명된 바와 같이 동작한다. 상관기들(20A, 20B)의 출력들은 STTD 또는 D-STTD 결합기(32)에 인가되고, 상기 결합된 출력들은 채널 복호기(34)에 인가된다.

일반적으로 그리고 예로서, 본 발명에 의한 등화기는 기존의 시스템들에 대한 비교적 적은 변경으로, 다중 송신 및 수신 안테나들을 사용하고 직교 스프레딩 시퀀스들을 사용하는 모든 직접 시퀀스(DS: Direct Sequence) CDMA 셀룰러 네트워크들에서 단말기 수신기로서 사용될 수 있다.

더욱이, 본 발명은 직교 또는 비-직교 공간-시간 코드들 중 하나와 동작한다.

상기 개선된 등화기를 포함하는 수신기(10)는 주문형 반도체(ASIC) 또는 필드 프로그래머블 집적 회로(FPGA)와 같이 하드웨어로 구현될 수 있거나, 범용 데이터 프로세서 또는 바람직하기로는 디지털 신호 처리기(DSP)에 의해 실행되는 소프트웨어로 구현될 수 있거나 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다.

상기한 설명은 예시적이고 비-한정적인 예로서 본 발명을 수행하기 위하여 발명자들에 의해 현재 숙고된 최선의 방법 및 장치의 완전하고 유익한 설명을 제공했다. 하지만, 첨부된 도면들 및 첨부된 청구항들과 함께 읽혀질 때, 다양한 변경들 및 개조들은 상기한 설명을 고려하여 당업자에게 명백해질 수 있다. 단지 몇몇 예들로서, 두 개보다 많은 송신 안테나들의 사용은, 상이한 수의 물리 채널들이 사용될 수 있을 때, 수학식 2에 대한 대응하는 변경으로 달성될 수 있다. 하지만, 본 발명의 교시의 모든 이러한 변경 및 유사한 변경들은 여전히 본 발명의 범위내에 있을 것이다.

더욱이, 본 발명의 특징들 중 몇몇 특징들은 다른 특징들의 대응하는 사용없이 이익이 되도록 사용될 수 있다. 이와 같이, 상기한 설명은 본 발명의 원리들을 단지 설명하는 것으로 간주되어야 하고, 본 발명을 제한하지 않는다.

Claims (49)

1. 소프트 심볼 결정들을 출력하는 J개의 상관기들로서, J=N 곱하기 복수(N)의 송신 안테나들로부터 수신된 검출된 물리 채널들의 수인 J개의 상관기들;

   각각 입력 노드에 연결된 입력 및 상기 J개의 상관기들의 검출된 물리적인 채널들이 존재하는 만큼의 개수의 상관기들에 연결된 출력을 지닌 N개의 등화기들;

   상기 복수(N)의 송신 안테나들 각각에 대한 채널 추정치를 나타내는 N개의 출력들 및 상기 입력 노드에 연결된 입력을 지닌 채널 추정기; 및

   상기 N개의 등화기들 각각에 대한 계수들을 계산하기 위한 유닛을 포함하고, 상기 유닛은 상기 입력 노드에 연결된 제1 입력, 상기 채널 추정기의 N개의 출력들에 연결된 제2 입력들 및 송신 안테나 당 수신된 칩 에너지의 추정치들을 수신하기 위한 제3 입력들을 구비하고, 상기 유닛은 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭의 억압이 심볼 추정치들에 대한 상기 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭의 저하시키는 충격에 관해 균형을 이루도록 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭을 동시에 억압하기 위하여 상기 등화기들을 동작시키도록 상기 계수들을 계산하는 것을 특징으로 하는 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 유닛은

   

   을 계산하도록 동작하고,

   v_n은 송신 안테나 n에 할당된 등화기에 대한 L 필터 계수들을 포함하는 벡터이며, R은 스크램블링 시퀀스에 대해 평균화된 수신된 신호 공분산 행렬의 추정치이고, E_d,m은 송신 안테나 m으로부터 물리 채널에 대한 칩 당 수신된 에너지이며, G_d는 물리 채널에 대한 스프레딩 인자이고, E_T,m은 상기 송신 안테나 m으로부터 상기 물리 채널에 대한 칩 당 총 수신된 에너지이며, ()^H는 에르미트(Hermitian) 행렬이고, p_n은 송신 안테나 n에 대한 채널 임펄스 응답이며, 벡터 p_n은 상기 복수(N)의 송신 안테나들로부터 신호들을 수신하는 모든 수신 안테나들에 대한 임펄스 응답을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
3. 제1항에 있어서, 상기 유닛은 칩 레벨에서 동작하는 것을 특징으로 하는 장치.
4. 제1항에 있어서, 상기 유닛은 심볼 레벨에서 동작하는 것을 특징으로 하는 장치.
5. 제1항에 있어서, 상기 유닛은 최소 평균 자승(LMS: least mean squares) 또는 회귀적 최소 자승(RLS: recursive least squares) 기반 알고리즘을 사용하여 연속적으로 상기 등화기 계수들을 갱신하는 것을 특징으로 하는 장치.
6. 제1항에 있어서, 상기 등화기 계수들의 적응은 상관기 뱅크의 출력에서 심볼 레이트로 수행되는 것을 특징으로 하는 장치.
7. 제1항에 있어서, 상기 유닛은 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA: high speed downlink packet access) 송신 시간 간격(TTI)에서 주기적으로 상기 등화기 계수들을 갱신하는 것을 특징으로 하는 장치.
8. 제1항에 있어서, 상기 장치는 공간 시간 송신 다이버시티(STTD: space time transmit diversity) 구조 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
9. 제1항에 있어서, 상기 장치는 이중 공간 시간 송신 다이버시티(STTD: space time transmit diversity) 구조 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
10. 제1항에 있어서, 상기 장치는 심볼 레이트로 등화를 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
11. 제1항에 있어서, 상기 장치는 직교 공간-시간 코드 및 비-직교 공간-시간 코드 중 하나를 가지고 동작하는 것을 특징으로 하는 장치.
12. 복수(N)의 송신 안테나들로부터 신호들을 수신하도록 연결된 입력 노드, 소프트 심볼 결정들을 출력하는 J개의 상관기들로서 J=N 곱하기 검출된 물리 채널들의 수인 J개의 상관기들, 및 상기 입력 노드에 연결된 입력과 상기 J개의 상관기들 중 연관된 하나의 상관기에 연결된 출력을 각각 지닌 N개의 등화기들을 구비하는 수신기를 동작시키는 단계;

    상기 복수(N)의 송신 안테나들 각각에 대한 채널 추정치를 생성하는 단계; 및

    입력 노드에 나타나는 신호들, 상기 채널 추정치들 및 송신 안테나 당 수신된 칩 에너지의 추정치들에 따라 N개의 등화기들 각각에 대한 계수들을 결정하는 단계를 포함하고, 상기 계수들은 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭의 억압이 심볼 추정치들에 대한 상기 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭의 저하시키는 충격에 관해 균형을 이루도록 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭을 동시에 억압하기 위하여 상기 등화기들을 동작시키는 것을 특징으로 하는 방법.
13. 제12항에 있어서, 계수들을 결정하는 단계는

    

    을 풀고, v_n은 송신 안테나 n에 할당된 등화기에 대한 L 필터 계수들을 포함하는 벡터이며, R은 스크램블링 시퀀스에 대해 평균화된 수신된 신호 공분산 행렬의 추정치이고, E_d,m은 송신 안테나 m으로부터 물리 채널에 대한 칩 당 수신된 에너지이며, G_d는 물리 채널에 대한 스프레딩 인자이고, E_T,m은 상기 송신 안테나 m으로부터 상기 물리 채널에 대한 칩 당 총 수신된 에너지이며, ()^H는 에르미트(Hermitian) 행렬이고, p_n은 송신 안테나 n에 대한 채널 임펄스 응답이며, 벡터 p_n은 상기 복수(N)의 송신 안테나들로부터 신호들을 수신하는 모든 수신 안테나들에 대한 임펄스 응답을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
14. 제12항에 있어서, 계수들을 결정하는 단계는 칩 레벨에서 동작하는 것을 특징으로 하는 방법.
15. 제12항에 있어서, 계수들을 결정하는 단계는 심볼 레벨에서 동작하는 것을 특징으로 하는 방법.
16. 제12항에 있어서, 계수들을 결정하는 단계는 최소 평균 자승(LMS: least mean squares) 또는 회귀적 최소 자승(RLS: recursive least squares) 기반 알고리즘을 사용하여 연속적으로 상기 등화기 계수들을 갱신하는 것을 특징으로 하는 방법.
17. 제12항에 있어서, 계수들을 결정하는 단계는 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA) 송신 시간 간격(TTI)에서 주기적으로 발생하는 것을 특징으로 하는 방법.
18. 제12항에 있어서, 상기 수신기는 공간 시간 송신 다이버시티(STTD: space time transmit diversity) 구조 수신기를 포함하는 것을 특징으로 방법.
19. 제12항에 있어서, 상기 수신기는 이중 공간 시간 송신 다이버시티(STTD: space time transmit diversity) 구조 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
20. 제12항에 있어서, 상기 수신기는 심볼 레이트로 등화를 수행하는 것을 특징으로 하는 방법.
21. 제12항에 있어서, 상기 방법은 직교 공간-시간 코드 및 비-직교 공간-시간 코드 중 하나를 가지고 동작하는 것을 특징으로 하는 방법.
22. 복수(N)의 송신 안테나들로부터 신호들을 수신하도록 구성가능한 입력 노드;

    소프트 심볼 결정들을 출력하는 J개의 상관기 수단으로서, J=N 곱하기 검출된 물리 채널들의 수인 J개의 상관기 수단;

    각각 상기 입력 노드에 연결된 입력 및 상기 J개의 상관기 수단의 검출된 물리적인 채널들이 존재하는 만큼의 개수의 상관기 수단에 연결된 출력을 지닌 N개의 등화기 수단;

    상기 송신 안테나들 각각에 대한 채널 추정치를 나타내는 N개의 출력들 및 상기 입력 노드에 연결된 입력을 지닌 채널 추정기 수단; 및

    상기 N개의 등화기 수단 각각에 대한 계수들을 결정하기 위한 수단을 포함하는 장치로서, 상기 결정 수단은 상기 입력 노드에 연결된 제1 입력, 상기 채널 추정기 수단의 N개의 출력들에 연결된 제2 입력들 및 송신 안테나 당 수신된 칩 에너지의 추정치들을 수신하기 위한 제3 입력들을 구비하고, 상기 결정 수단은 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭의 억압이 심볼 추정치들에 대한 상기 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭의 저하시키는 충격에 관해 균형을 이루도록 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭을 동시에 억압하기 위하여 상기 등화기 수단을 동작시키도록 상기 계수들을 결정하며, 상기 장치는 수신기인 것을 특징으로 하는 장치.
23. 제22항에 있어서, 상기 결정 수단은

    

    을 계산하도록 동작하고,

    v_n은 송신 안테나 n에 할당된 등화기 수단에 대한 L 필터 계수들을 포함하는 벡터이며, R은 스크램블링 시퀀스에 대해 평균화된 수신된 신호 공분산 행렬의 추정치이고, E_d,m은 송신 안테나 m으로부터 물리 채널에 대한 칩 당 수신된 에너지이며, G_d는 물리 채널에 대한 스프레딩 인자이고, E_T,m은 상기 송신 안테나 m으로부터 상기 물리 채널에 대한 칩 당 총 수신된 에너지이며, ()^H는 에르미트(Hermitian) 행렬이고, p_n은 송신 안테나 n에 대한 채널 임펄스 응답이며, 벡터 p_n은 상기 복수(N)의 송신 안테나들로부터 신호들을 수신하는 모든 수신 안테나들에 대한 임펄스 응답을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
24. 컴퓨터 프로그램이 기록된 컴퓨터로 읽을 수 있는 저장 매체에 있어서,

    상기 컴퓨터 프로그램은,

    복수(N)의 송신 안테나들로부터 신호들을 수신하도록 연결된 입력 노드, 소프트 심볼 결정들을 출력하는 J개의 상관기들로서 J=N 곱하기 검출된 물리 채널들의 수인 J개의 상관기들, 및 상기 입력 노드에 연결된 입력과 상기 J개의 상관기들 중 연관된 하나의 상관기에 연결된 출력을 각각 지닌 N개의 등화기들을 구비하는 수신기를 동작시키는 동작;

    상기 복수(N)의 송신 안테나들 각각에 대한 채널 추정치를 생성하는 동작; 및

    상기 입력 노드에 나타나는 신호들, 상기 채널 추정치들 및 송신 안테나 당 수신된 칩 에너지의 추정치들에 따라 상기 N개의 등화기들 각각에 대한 계수들을 결정하는 동작을 위한 프로그램 명령들을 포함하고, 상기 계수들은 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭의 억압이 심볼 추정치들에 대한 상기 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭의 저하시키는 충격에 관해 균형을 이루도록 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭을 동시에 억압하기 위하여 상기 등화기들을 동작시키는 것을 특징으로 하는 컴퓨터로 읽을 수 있는 저장 매체.
25. 제24항에 있어서, 상기 계수들을 결정하는 동작은,

    

    을 풀고,

    v_n은 송신 안테나 n에 할당된 등화기에 대한 L 필터 계수들을 포함하는 벡터이며, R은 스크램블링 시퀀스에 대해 평균화된 수신된 신호 공분산 행렬의 추정치이고, E_d,m은 송신 안테나 m으로부터 물리 채널에 대한 칩 당 수신된 에너지이며, G_d는 물리 채널에 대한 스프레딩 인자이고, E_T,m은 상기 송신 안테나 m으로부터 상기 물리 채널에 대한 칩 당 총 수신된 에너지이며, ()^H는 에르미트(Hermitian) 행렬이고, p_n은 송신 안테나 n에 대한 채널 임펄스 응답이며, 벡터 p_n은 상기 복수(N)의 송신 안테나들로부터 신호들을 수신하는 모든 수신 안테나들에 대한 임펄스 응답을 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터로 읽을 수 있는 저장 매체.
26. 제24항에 있어서, 상기 계수들을 결정하는 동작은 칩 레벨에서 동작하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터로 읽을 수 있는 저장 매체.
27. 제24항에 있어서, 상기 계수들을 결정하는 동작은 심볼 레벨에서 동작하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터로 읽을 수 있는 저장 매체.
28. 제24항에 있어서, 상기 계수들을 결정하는 동작은 최소 평균 자승(LMS: least mean squares) 또는 회귀적 최소 자승(RLS: recursive least squares) 기반 알고리즘을 사용하여 연속적으로 상기 등화기 계수들을 갱신하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터로 읽을 수 있는 저장 매체.
29. 제24항에 있어서, 상기 계수들을 결정하는 동작은 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA) 송신 시간 간격(TTI)에서 주기적으로 발생하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터로 읽을 수 있는 저장 매체.
30. 제24항에 있어서, 상기 수신기는 공간 시간 송신 다이버시티(STTD: space time transmit diversity) 구조 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터로 읽을 수 있는 저장 매체.
31. 제24항에 있어서, 상기 수신기는 이중 공간 시간 송신 다이버시티(STTD: space time transmit diversity) 구조 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터로 읽을 수 있는 저장 매체.
32. 제24항에 있어서, 상기 수신기는 심볼 레이트로 등화를 수행하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터로 읽을 수 있는 저장 매체.
33. 제24항에 있어서, 상기 컴퓨터 프로그램은 직교 공간-시간 코드 및 비-직교 공간-시간 코드 중 하나를 가지고 동작하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터로 읽을 수 있는 저장 매체.
34. 복수(N)의 송신 안테나들로부터 수신된 신호들을 입력하도록 구성된 입력;

    소프트 심볼 결정들을 출력하는 J개의 상관기 수단으로서, J=N 곱하기 검출된 물리 채널들의 수인 J개의 상관기 수단;

    각각 상기 신호들을 입력하도록 구성되고 상기 J개의 상관기 수단의 검출된 물리적인 채널들이 존재하는 만큼의 개수의 상관기 수단에 출력들을 제공하도록 구성된 N개의 등화기 수단;

    상기 복수(N)의 송신 안테나들 각각에 대한 채널 추정치를 나타내는 N개의 출력들을 포함하는 채널 추정기 수단; 및

    상기 N개의 등화기 수단 각각에 대한 계수들을 결정하기 위한 수단을 포함하고,

    상기 결정 수단은 상기 신호들을 입력하도록 구성된 제1 입력, 상기 채널 추정기 수단의 상기 N개의 출력들을 입력하도록 구성된 제2 입력, 및 송신 안테나 당 수신된 에너지의 추정치들을 입력하도록 구성된 제3 입력을 구비하며, 상기 결정 수단은 안테나간 간섭과 다중 사용자 간섭을 동시에 억압하도록 상기 N개의 등화기 수단을 동작시키기 위하여 상기 계수들을 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
35. 제34항에 있어서, 상기 결정 수단은 상기 안테나간 간섭과 상기 다중 사용자 간섭의 억압이 심볼 추정치들에 대한 그들의 저하시키는 충격에 관해 균형을 이루도록 상기 계수들을 결정하고, 상기 결정 수단은

    

    을 계산하도록 동작하며, 상기에서 v_n은 송신 안테나 n에 할당된 등화기 수단에 대한 L 필터 계수들을 포함하는 벡터이고, R은 스크램블링 시퀀스에 대해 평균화된 수신된 신호 공분산 행렬의 추정치이며, E_d,m은 송신 안테나 m으로부터 물리 채널에 대한 칩 당 수신된 에너지이고, G_d는 물리 채널에 대한 스프레딩 인자이며, E_T,m은 상기 송신 안테나 m으로부터 상기 물리 채널에 대한 칩 당 총 수신된 에너지이고, ()^H는 에르미트(Hermitian) 행렬이며, p_n은 송신 안테나 n에 대한 채널 임펄스 응답이고, 벡터 p_n은 상기 복수(N)의 송신 안테나들로부터 신호들을 수신하는 모든 수신 안테나들에 대한 임펄스 응답을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
36. 제34항에 있어서, 상기 결정 수단은 칩 레벨 및 심볼 레벨 중 하나에서 동작하는 것을 특징으로 하는 장치.
37. 제34항에 있어서, 상기 결정 수단은 최소 평균 자승(LMS: least mean squares) 또는 회귀적 최소 자승(RLS: recursive least squares) 기반 알고리즘을 사용하여 연속적으로 상기 등화기 계수들을 갱신하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
38. 제34항에 있어서, 상기 등화기 계수들의 적응은 심볼 레이트로 수행되는 것을 특징으로 하는 장치.
39. 제34항에 있어서, 상기 결정 수단은 송신 시간 간격들에서 주기적으로 상기 등화기 계수들을 갱신하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
40. 제34항에 있어서, 상기 장치는 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
41. 제40항에 있어서, 상기 수신기는 공간 시간 송신 다이버시티 구조 수신기 및 이중 공간 시간 송신 다이버시티 구조 수신기 중 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
42. 제40항에 있어서, 상기 수신기는 심볼 레이트로 등화를 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
43. 제40항에 있어서, 상기 수신기는 직교 공간-시간 코드 및 비-직교 공간-시간 코드 중 하나를 가지고 동작하는 것을 특징으로 하는 장치.
44. 제34항에 있어서, 상기 장치는 적어도 부분적으로 집적 회로에서 구현되는 것을 특징으로 하는 장치.
45. 제34항에 있어서, 상기 장치는 적어도 부분적으로 데이터 프로세서에 의해 실행가능한 소프트웨어에서 구현되는 것을 특징으로 하는 장치.
46. 제34항에 있어서, 상기 장치는 부호 분할 다중 접속 시스템에서 동작하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
47. 제34항에 있어서, 상기 장치는 직접 시퀀스 부호 분할 다중 접속 시스템에서 동작하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
48. 제34항에 있어서, 상기 장치는 광대역 부호 분할 다중 접속 시스템에서 동작하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
49. 제34항에 있어서, 상기 장치는 고속 다운링크 패킷 접속 시스템에서 동작하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.

Images