JP4267034B2 - 複数送信および受信アンテナ構成のためのチップレベルまたはシンボルレベル等化器構造 - Google Patents

Description

本発明は、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）受信機に関し、より詳細には、１つを超える送信アンテナを有する無線通信システムにおいて使用するための１つを超える受信アンテナを有するＣＤＭＡ受信機に関する。

現代の無線通信システムにおける進行中の傾向は、無線ユーザ装置によるマルチメディア・アプリケーション（例えば、ビデオおよび／またはオーディオ・コンテンツを伴うもの）の使用を可能にするために、送信データ・レートをさらに増大させることである。複数送信および受信アンテナの使用は、例えば、３ＧＰＰ（第３世代パートナーシップ・プロジェクト）議論において、データ伝送レートを増大させるための手段として提案されてきた。しかしながら、各アンテナが、他のアンテナと同じ拡散シーケンスを用いて独立したデータ・ストリームを送信する複数送信アンテナの使用が、必然的にアンテナ間干渉（Inter-Antenna Interference）という結果になることが認識され得る。アンテナ間干渉は、送信されたデータをうまく受信するために緩和されなければならない。加えて、他の干渉源も、受信機システムの性能を低下させ得る。例えば、多重アクセス干渉（Multiple Access Interference；ＭＡＩ）は、受信機性能に対し有害であり得る。一般に、ＭＡＩは、他の物理チャネルの信号の存在のため、所望の物理チャネルの信号が遭遇する信号干渉である。

アンテナ間干渉とＭＡＩとの間の主な違いの１つは、受信機における拡散シーケンスとの相関が、拡散率の関数である量だけＭＡＩを抑制するのに対して、アンテナ間干渉の分散は実質的に一定のままであって、逆拡散プロセスによって抑制されないことである。なぜならば、アンテナ間干渉は、複数の信号が、所望の信号として同じ拡散シーケンスを用いていることによって引き起こされるからである。

従来の符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）受信機において、すなわち、従来のレイク受信機において、受信機は、受信されたマルチパス信号のみを集めて結合する。線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）マルチユーザ検出器（ＭＵＤ）がＣＤＭＡ端末受信機用に開発されたことはよく知られている。しかしながら、ＬＭＭＳＥ ＭＵＤの適応バージョンは、短期間の拡散シーケンスの使用を必要とし、従って、ＬＭＭＳＥ ＭＵＤは、現代の広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）端末での使用に適さない。

ＷＣＤＭＡ多入力多出力（ＭＩＭＯ）信号の受信に適した（レーキ以外の）他のタイプの受信機は、２つの大まかなカテゴリー、すなわち、高度ＷＣＤＭＡ受信機およびＭＩＭＯ受信機に分けることができる。高度ＷＣＤＭＡ受信機は、ＭＡＩの付加的な抑制を提供するように作動するのに対して、いわゆるＭＩＭＯ受信機は、主にアンテナ間干渉を緩和する。しかしながら、本発明者が知っている高度ＷＣＤＭＡ受信機は、アンテナ間干渉を効率的に緩和せず、本発明者が知っているＭＩＭＯ受信機の大部分は、それらの信号処理回路およびアルゴリズムにおいてＭＡＩの存在を無視する。

より具体的には、高度ＷＣＤＭＡ受信機は、ＭＡＩを抑制するかキャンセルし、従って、従来のレーキＣＤＭＡ受信機と比較した場合に、向上した性能を達成する。ＭＡＩの抑制に備える受信機アーキテクチャは、ＷＣＤＭＡダウンリンク（ＷＣＤＭＡユーザ端末装置への方向）における使用にとってより実行可能な選択肢と考えられる。ＭＡＩはセル間干渉およびセル内干渉に分割できることが指摘される。セル間干渉は空間領域において、すなわち、複数受信アンテナによって抑制されるのに対して、セル内干渉は時間領域において抑制できる。これらの目標を達成するため、２通りのアプローチが提案されている。

第１のアプローチは、物理チャネルの直交性を回復する線形チャネル等化器を用い、従って、空間領域においてセル間干渉を抑制すると同時にセル内干渉を抑制する。線形チャネル等化器は、受信信号共分散行列において拡散シーケンス間の相関を無視することによりＬＭＭＳＥ ＭＵＤを近似する。単一送信アンテナの場合、近似は、妥当な実施複雑性を有する良好な性能という結果になる。チャネル等化は、拡散シーケンスとの相関の前に、ＣＤＭＡ信号チップレベルにおいてか、シンボル（マルチチップ）レベルにおいて実施できる。以下の議論において、チップレベル実施が検討される。いくつかの適応アルゴリズムが線形チャネル等化器における使用について提示されてきた。例えば、適応ソリューションの概要が、Ｋ．Ｈｏｏｌｉ，Ｍ．Ｊｕｎｔｔｉ，Ｍ．Ｈｅｉｋｋｉｌａ，Ｐ．Ｋｏｍｕｌａｉｎｅｎ，Ｍ．Ｌａｔｖａ−ａｈｏ，およびＪ．Ｌｉｌｌｅｂｅｒｇ，"ＷＣＤＭＡダウンリンクにおけるチップレベル・チャネル等化（Ｃｈｉｐ−ｌｅｖｅｌ ｃｈａｎｎｎｅｌ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｉｎ ＷＣＤＭＡ ｄｏｗｎｌｉｎｋ）"Ｅｕｒａｓｉｐ Ｊ．Ａｐｐｌｉｅｄ Ｓｉｇｎ．Ｐｒｏｃ．２００２，ｐ．７５７−７７０において提案されている。

汎用レイク受信機（例えば、Ｇ．Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ，Ｔ．Ｏｔｔｏｓｏｎ，およびＹ．Ｐ．Ｗａｎｇ，"干渉抑制のための汎用レイク受信機（Ａ ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ ＲＡＫＥ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ）"ＩＥＥＥ Ｊ．Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍ．１８，ｐ．１５３６−１５４５参照）は、有色雑音中の整合フィルタを近似する。付加的なレーキ・フィンガ（相関分離器）が、マルチパス遅延に対応しない遅延を処理するために、汎用レイク受信機において割り当てられる。線形チャネル等化器および汎用レイク受信機が特定の条件下で等化の受信機であることが示されている。

第２のアプローチは、ＭＩＭＯ受信機アーキテクチャを用いてアンテナ間干渉（ＩＡＩ）を抑制することである。例えば、１つの提案されたＭＩＭＯ受信機は、リッチ・スキャッタリングＭＩＭＯ環境で使用するＶｅｒｔｉｃａｌ ＢＬＡＳＴ（Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ）、すなわちＶ−ＢＬＡＳＴ受信機である（Ｐｒｏｃ．ＵＲＳＩ Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐ．Ｓｉｇｎ．Ｓｙｓｔ．ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒ．，Ｓｅｐｔ．１９９８，ｐ．２９５−３００におけるＰ．Ｗｏｌｎｉａｎｓｋｙ，Ｇ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ，Ｇ．ＧｏｌｄｅｎおよびＲ．Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａ，"Ｖ−ＢＬＡＳＴ：リッチ・スキャッタリング無線チャネル上で超高速データ・レートを実現するためのアーキテクチャ（Ｖ−ＢＬＡＳＴ：Ａｎ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ ｒｅａｌｉｚｉｎｇ ｖｅｒｙ ｈｉｇｈ ｄａｔａ ｒａｔｅｓ ｏｖｅｒ ｔｈｅ ｒｉｃｈ−ｓｃａｔｔｅｒｉｎｇ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ）"を参照）。ＢＬＡＳＴ方式において、伝送された信号は、一度に１つのレイヤ、すなわち、一度に１つの送信アンテナが受信され、すべての他のレイヤは、ゼロ・フォーシング（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）アルゴリズムでゼロにされる。第１のレイヤが復調された後、信号は、再変調および受信信号からキャンセルされ、このことは信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を向上する。この手順は、すべてのレイヤが受信された後に繰り返される。Ｖ−ＢＬＡＳＴ方式の変型例も提案されてきた。いくつかの変型例において、ＭＡＩは、アンテナ間干渉を緩和すためのＢＬＳＡＴ構造に先行するフィルタで抑制される。

別の選択肢は、最大事後（ｍａｘｉｍａｍ ａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ）（ＭＡＰ）検出の種々の近似を用いることである。ＭＡＰ検出器において、伝送ビットの決定（１または０決定）は、網羅的かつ複雑な計算が実行された後に実行され、この計算の間、最も確からしい伝送ビットは、そのビットおよび受信信号の事前（ａ ｐｒｉｏｒｉ）確率に基づいて決定される（Ａ．Ｈｏｔｔｉｎｅｎ，Ｏ．ＴｉｒｋｋｏｎｅｎおよびＲ．Ｗｉｃｈｍａｎ，"３Ｇ以降のマルチアンテナ・トランシーバ技術（Ｍｕｌｔｉ−ａｎｎｔｅｎｎａ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ３Ｇ ａｎｄ Ｂｅｙｏｎｄ）"，Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ＆Ｓｏｎｓ，Ｃｈｉｃｈｅｓｔｅｒ，ＵＫ，２００３を参照）。しかしながら、ＭＡＰまたは最尤シーケンス検出（ｍａｘｉｍｕｍ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｓｅｑｕｎｃｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）（ＭＬＳＤ）方式の近似は、実施がかなり複雑である。ＭＬＳＤまたはＭＡＰ近似の実施複雑性は、データ・プロセッサ速度および動作電力消費の制限があり得るバッテリ駆動ユーザ端末に取り入れられた場合に、不利になり得る。
K. Hooli, M. Juntti, M.Heikkila, P. Komulainen, M. Latva-aho, and J. Lilleberg, "Chip-level channel equalization in WCDMA downlink, "Eurasip J. Applied Sign. Proc. 2002, p. 757-770. G. Bottomley, T. Ottoson, and Y. P. Wang,"A generalized RAKE receiver for interference suppression, "IEEE J. Selected Areas in Comm. 18, p.1536-1545 P. Wolniansky, G. Foschini, G. Golden and R. Valenzuela, "V-BLAST: An architecture for realizing very high data rates over the rich-scatteringwireless channel, "in Proc. URSI Int. Symp. Sign. , Syst. and Electr. , Sept. 1998, p. 295-300

発明の好適な具現化形態のまとめ

これらの教示について現在のところ好ましい具現化形態によれば、上記およびその他の問題が克服され、そしてその他の利点が実現される。

本発明はその１つの側面において、ＷＣＤＭＡダウンリンク上での使用に適する複数送信および受信ンテナ・アーキテクチャ・システム用のチップレベルまたはシンボルレベルの等化器構造を提供する。この等化器構造は、対応する拡散シーケンスの特性に起因するアンテナ間干渉と多重アクセス干渉との性質の違いを考慮に入れ、アンテナ間干渉およびＭＡＩ双方を抑制する。有利なことに、これは、アンテナ間干渉の抑制およびＭＡＩの抑制を、シンボル推定に対するそれらの悪影響に関してバランスのとれたやり方で、実現する。
このバランスを取るためのやり方において、この技術は、所望の信号と同じ拡散シーケンスを用いる他の送信アンテナからの干渉信号だけでなく、所望の信号に直交する信号の効果も考慮に入れる。本発明を用いることにより、向上した受信機性能が妥当な実施複雑性で達成される。本発明によるＣＤＭＡ受信機アーキテクチャの使用は、例えば、３ＧＰＰリリース６におけるような、複数送信および受信アンテナを有する洗練された通信システムにおいて、エンドユーザーにとり増大したデータ・レートの実現を可能にできることが示され得る。本発明によるＣＤＭＡ受信機アーキテクチャの使用は、空間時間送信ダイバーシチ（ＳＴＴＤ）システム・アーキテクチャと併用して適用することもできる。

１つの側面において、本発明は、等化係数を更新するシステム、装置および方法を提供する。本発明の１つの方法によれば、ＣＤＭＡ受信機は、複数（Ｎ個）の送信アンテナからの信号を受信する複数（Ｓ個）の受信アンテナに連結された１つの入力ノードと、ソフト・シンボル決定値を出力するためのＪ個の相関器と（ＪはＮに検出された物理チャネルの数を乗じた数）、前記入力ノードに連結された１つの入力および関連する相関器に連結された１つの出力を各々が有するＮ個の等化器とを有する（相関器の数は、検出された物理チャネルの数に等しい）。このＣＤＭＡ受信機は、送信アンテナの各々についてチャネル推定値を生成するように、ならびに、入力ノードに現れる信号、チャネル推定値、および送信アンテナあたりの受信チップ・エネルギーの推定値に従ってＮ個の等化器の各々についての係数を決定するように動作せしめられる。決定された等化係数は、シンボル推定値に関する悪影響に関してアンテナ間干渉の抑制およびＭＡＩの抑制のバランスが取れるように、アンテナ間干渉およびＭＡＩを同時に抑制するよう各々の等化器を動作せしめる。

これらの教示の上記およびその他の側面は、添付図面と併せて読まれる、以下の「発明の好適な具現化形態の詳細な説明」からより明白にされる。

発明の好適な具現化形態の詳細な説明

図１は、本発明の実施に適したＣＤＭＡ受信機１０を含む、マルチ送信（例えば、２つ）アンテナ１Ａ、１Ｂおよびマルチ受信アンテナ２無線通信システム５を示す。この受信機は、例えば、現行のまたは提案されているＷＣＤＭＡ ３ＧＰＰ仕様書に準拠するダウンリンクＷＣＤＭＡ信号のようなダウンリンクＣＤＭＡ信号を受信するためのユーザ・デバイスであり得る。ダウンリンクＷＣＤＭＡは、送信機から受信機１０にマルチメディア情報を伝えることができ、この送信機は、２つの送信アンテナ１Ａおよび１Ｂを有する基地局であり得る。

図２は、ＣＤＭＡ受信機１０の現在好ましい実施形態を示しており、（ＬＭＭＳＥ ＭＵＤ関数を近似し得る）線形チャネル等化器がアンテナ間干渉の抑制を向上するように修正されており、その結果、シンボル推定値に対する悪影響に関してアンテナ間干渉の抑制およびＭＡＩの抑制が行われる。
簡単に言うと、ＣＤＭＡ受信機１０は、複数の受信アンテナ２（図２において図示せず）から信号を受信し、その受信信号を入力ブロック１４Ａ、１４Ｂ、１６および１８に提供するための入力ノード１２を含んでいる。入力ブロックは、第１の送信アンテナ１Ａのための第１の等化器１４、第２の送信アンテナ１Ｂのための第２の等化器１４Ｂ、ならびに第１および第２の送信アンテナ１Ａ、１Ｂのためのチャネル推定器１６を含む。現在好まれているチャネル推定のための技術は、ブラインド推定ではなく、パイロット・チャネル推定に基づくものである。チャネル推定は、共通パイロット・チャネルのパイロット・シンボルからまたは専用物理チャネルからなされ得る。一般に、共通パイロット・チャネルから作られたチャネル推定値は、より正確である。
各送信アンテナ１Ａ、１Ｂについてのチャネル推定器１６の出力は、ブロック１８に提供され、このブロック１８は、本実施形態において、等化器１４Ａおよび１４Ｂについての周期的再計算を実行し、等化係数出力１８Ａおよび１８Ｂを第１および第２の送信アンテナ等化器１４Ａ、および１４Ｂにそれぞれ提供する。再計算ブロック１８は、１つの送信アンテナｍからの所望の物理シャネルについてのチップあたりの受信エネルギーの推定値（Ｅ_ｄ）および送信アンテナｍからのチップあたりの総受信エネルギーの推定値（Ｅ_Ｔ）も受信する。再計算ブロック１８は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアとの組み合わせにおいて、以下の式（２）の計算を実行する。チップ・エネルギー推定値は、例えば、信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）推定ブロックにおける、専用物理チャネルのパイロット・シンボルから計算され得る。チップ・エネルギー推定値は、シンボルレベルの実施形態においても用いられる。シンボル・エネルギー推定値は、チップ・エネルギー推定値と拡散率との積の代わりに用いることもできる。

第１の送信アンテナ１Ａのためのチャネル等化器１４Ａの出力は、複数の相関器２０Ａに、各検出された物理チャネルについてそれぞれ適用される。相関器２０Ａは、第１の送信アンテナＡから送信された３つの物理チャネルの各々についてソフト・シンボル推定値を出力し、付加的な回路および／またはソフトウェア（図示せず）は、ハード・シンボル決定をソフト・シンボル推定値に基づかせる。それに対応して、第２の送信アンテナのためのチャネル等化器１４Ｂの出力は、相関器２０Ｂに、第２の送信アンテナ１Ｂから送信された３つの物理チャネルの各々についてソフト・シンボルを出力する３つの物理チャネルの各々についてそれぞれ適用される。

例えば、３つの復調された物理チャネルの場合、各受信アンテナについて３つの相関器があり、より一般的には、Ｎ個の送信アンテナ１の場合、ソフト・シンボル決定値を出力するＪ個の相関器２０があり、Ｊ＝Ｎ×検出された物理チャネルである。

受信アンテナの数が物理チャネルの数に依存しないことが留意されるべきである。本明細書において用いられるように、物理チャネルは、ある特定のユーザのためのデータ・ストリームであり、そのユーザが１つを超える物理チャネル（１つを超えるデータ・ストリーム）を受信すれば、そのユーザは、マルチコードを受信すると言われることがある（すなわち、複数のＰＮ拡散コードが利用可能な拡散コードの組からそのユーザに割り当てられる）。データは、制御情報が物理チャネルの１つでそのユーザに送られるようにマルチコードで送られうる一方で、すべての物理チャネルはデータをユーザに運んでいる。ユーザに関連付けられた物理チャネルのいくつかが他の受信方法で同時に受信、例えば、レイク受信機で受信され得る。

前置きとして、従来の線形チャネル等化器は、チップレベルで動作する適応有限インパルス返答（ＦＩＲ）フィルタとして実施され得る（シンボルレベルの実施が同様に可能であることに留意されたい）。チップあたりの平均信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を最大化するＦＩＲ係数は、以下の式により与えられる：

ｗ_ｎ＝Ｒ^−１ｐ_ｎ （１）

式中、ｗ_ｎは、送信アンテナｎに割り当てられる等化器についてのＬ個のフィルタ係数を含むベクトルであり、Ｒは、スクランブリング・シーケンス上で平均された受信信号共分散行列の推定値であり、ｐ_ｎは、送信アンテナｎについてのチャネル・インパルス応答である。ベクトルｐ_ｎは、全ての受信アンテナについてのインパルス応答を含む。

しかしながら、ＭＡＩが拡散シーケンスとの相関をとる間に抑制されるのに対して、アンテナ間干渉は、アンテナ間干渉を引き起している複数の信号に対して同じ拡散シーケンスを使用することから、抑制されない。式（１）による解決法は、この事実を無視している。言い換えれば、上記の解決法は、複数の送信アンテナ１Ａ、１Ｂが用いられる場合、正確なＬＭＭＳＥ ＭＵＤの良好な近似ではない。

従来のＦＩＲフィルタベースのＣＤＭＡ受信機とは反対に、図１および図２のＣＤＭＡ受信機１０において、再計算ブロック１８により計算および出力される等化器１４Ａ、１４Ｂについての係数は、以下のように与えられる：

式中、Ｖ_ｎは、送信アンテナｎに割り当てられる等化器１４Ａまたは１４ＢについてのＬ個のフィルタ係数を含むベクトルであり、Ｎは、基地局における送信アンテナの総数であり、Ｅ_ｄ，ｍは、送信アンテナｍからの所望の物理チャネルについてのチップあたりの受信エネルギーであり、Ｇ_ｄは、所望の物理チャネルについての拡散率であり、Ｅ_Ｔ，ｍは、送信アンテナｍからの所望の物理チャネルについてのチップあたりの総受信エネルギーであり、（）^Ｈは、エルミート行列、すなわち引数の共役転置である。

式（２）の解において、項は、同じ拡散シーケンスの使用により相関において抑制されないアンテナ間干渉を強調しており、項は、直交拡散シーケンスの使用により相関において完全に抑制される直交信号成分を排除する。

本発明が具体化される様々な方法がある。例えば、等化係数は、最小２乗平均（ＬＭＳ）または再帰的最小２乗（ＲＬＳ）に基づくアルゴリズムを用いて継続的に更新され得る。等化係数の適応は、所望の物理チャネルに割り当てられる相関器・バンク２０Ａまたは２０Ｂの出力においてシンボルレートで実行され得る。同様なタイプの適応の実施が基地局における、複数送信アンテナタイプのシステムについてではなく、１つの送信アンテナのケースにおけるチャネル等化器ｗ_ｎについて提唱されていることに留意されたい（Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃ．Ｔｅｃｈｎ．Ｃｏｎｆ．，Ｂｏｓｔｏｎ，ＵＳＡ，Ｓｅｐｔ．２０００，ｖｏｌ．１，ｐ３０３−３０８におけるＦ．Ｐｅｔｒｅ，Ｍ．Ｍｏｏｎｅｎ，Ｍ．Ｅｎｇｅｌｓ，Ｂ．Ｇｙｓｅｌｉｎｃｋｘ，およびＨ．Ｄｅ Ｍａｎ，"ＤＳ−ＣＤＭＡ前方リンクにおける干渉抑制のためのパイロット支援適用チップ等化器受信機（Ｐｉｌｏｔ−ａｉｄｅｄ ａｄａｐｔｉｖｅ ｃｈｉｐ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ ｉｎ ＤＳ−ＣＤＭＡ ｆｏｒｗａｒｄ ｌｉｎｋ）"を参照）。

別の実施形態、すなわち図２に示される再計算ブロック１８の実施形態において、等化係数ｖ_ｎは、周期的に、例えば、１つの高速ダウンリンク・パケット・アクセス（ＨＳＤＰＡ）伝送時間間隔（ＴＴＩ）について１回、またはスロットごとに１回、あるいはシンボルレートより遅い任意のレートで、計算され得る。等化係数ｖ_ｎは、Ｒ、ｐ_ｎ、Ｅ_ｄ，ｍおよびＥ_ｔ，ｍの推定値から様々なやり方で計算され得る。

上記のＨＳＤＰＡは、ＷＣＤＭＡダウンリンクにおける５ＭＨｚ帯域幅上での最高８〜１０Ｍｂｐｓ（ＭＩＭＯシステムについては２０Ｍｂｐｓ）のデータ送信を伴うパケットベースのデータ・サービスである。ＨＳＤＰＡの実施例としては、短い２ミリ秒ＴＴＩ、適応変調および符号化（ＡＭＣ）、ＭＩＭＯ、ハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ）、高速セル捜索、および高度受信機デザインが含まれる。３ＧＰＰ標準において、リリース４仕様書は、オールＩＰコア・ネットワークを介したサービスの提供を可能にする効率的ＩＰサポートを規定し、リリース５仕様書は、パケットベースのマルチメディア・サービスをサポートする最高約１０Ｍｂｐｓのデータ・レートを提供するためにＨＳＤＰＡに焦点を当てている。ＭＩＭＯシステムは、最高２０Ｍｂｐｓのデータ伝送レートをサポートすることを期待されている３ＧＰＰリリース６仕様書において関心を持たれている。ＨＳＤＰＡは、リリース９９ＷＣＤＭＡシステムから発展したものであり、このシステムと下位互換性である。

ＷＣＤＭＡ受信機１０は、シンボル推定値に対する悪影響に関してアンテナ間干渉の抑制および複数ユーザ干渉の抑制のバランスが取れるように、前記アンテナ間干渉および複数ユーザ干渉の両方を抑制する。これは、アンテナ間干渉かＭＡＩを無視する、同等の複雑性を有する従来の受信機ソリューションとの重要な相違である。結果として、受信機１０は、他のＭＩＭＯ受信機よりもＭＡＩに対し敏感ではない。改善された受信機１０等化器は、例えば、ＨＳＤＰＡを備える将来の３ＧＰＰリリース・バージョンにおける周波数選択チャネルにおいてより高いエンドユーザー・データ・レートの使用を可能にするか、代わりに、無線リソースのより効率的な使用を可能にする。

上記で指摘されたように、受信機１０は、チップレベルかシンボルレベル（線形チャネル等化器のケースのように）で実施でき、従って、実施においてより大きな柔軟性を可能にする。シンボルレート実施は、限られた数の物理チャネルのみが伝送において用いられる場合に、より低い計算複雑性という結果になる。

受信機１０等化器は、ＨＳＤＰＡ実施、および複数送信および受信アンテナを用いる実施におけるユーザ端末受信機として用いられ得る。受信機１０等化器は、ＳＴＴＤアーキテクチャと共に用いられることもできる。

さらにこの点に関して、等化器をＳＴＴＤシステムと共に用いることは、式２において変更を必要としない。ＳＴＴＤを用いて複数のアンテナから伝送されたシンボルは、ＳＴＴＤがない時と同様に検出される。しかしながら、ＳＴＴＤシステムの場合、図２において受信機１０の後に付加的なブロックがあり、その付加的なブロックは、適切な結合を実行するために受信機１０からのソフト・シンボル推定値出力を用いるであろう（図３も参照）。等化器は、いわゆる二重空間時間送信ダイバーシチ（Ｄ−ＳＴＴＤ）アーキテクチャとも共に同様に用いられ得る（例えば、"非対称変調およびアンテナ・シャッフリングを用いる改善された２重ＳＴＴＤ方式（Ｉｍｐｒｏｖｅｄ Ｄｏｕｂｌｅ−ＳＴＴＤ ｓｃｈｅｍｅｓ ｕｓｉｎｇ ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ａｎｔｅｎｎａ ｓｈｕｆｆｌｉｎｇ）"，ＴＳＧ−ＲＡＮ Ｗｏｒｋｉｎｇ Ｇｒｏｕｐ １ ｍｅｅｔｉｎｇ ＃２０，Ｍａｙ２１−２５，２００１，Ｂｕｓａｎ，Ｋｏｒｅａ，ＴＳＲＧ１＃２０（０１）−０４５９を参照）。

単なる１つの例として、図３は、Ｎ個の送信アンテナおよび３つの検出された物理チャネルを備えるＳＴＴＤまたはＤ−ＳＴＴＤ受信機３０における本発明の実施形態を示す。チャネル推定器１６および等化係数ブロック１８の周期的再計算は、本明細書の図２に示される通りとすることができ、式２および関連説明に関して上記で説明されたように動作する。相関器２０Ａ、２０Ｂの出力は、ＳＴＴＤまたはＤ−ＳＴＴＤ結合器３２に適用され、結合された出力は、チャネル・デコーダ３４に適用される。

一般に、そして例により、本発明による等化器は、現行システムへの比較的小さい修正により、複数送信および受信アンテナを用い、直交拡散シーケンスを使用するすべての直接シーケンス（ＤＳ）ＣＤＭＡセルラ・ネットワークの端末受信機として用いられ得る。

さらに、本発明は、直交または非直交空間時間符号の１つで動作する。

改善された等化器を含む受信機１０は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）またはフィールド・プログラマブル集積回路（ＦＰＧＡ）のようなハードウェアにおいて、あるいは汎用データ・プロセッサにより実行されるソフトウェアにおいて、または、より好ましくは、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）により、またはハードウェアとソフトウェアとの組み合わせにより実施され得る。

上記の説明は、代表的かつ非限定的な例により、本発明を実行するために本発明者により考察された最良の方法および装置の十分かつ参考になる説明を提供している。しかしながら、上記の説明を添付図面および付属の特許請求の範囲と併せて読んだ場合に、様々な修正および改造が当業者にとり明らかになり得る。単なるいくつかの例として、２つを超える送信アンテナの使用は、異なる数の物理チャネルが用いられ得るように、式（２）の対応する変更により達成され得る。しかしながら、本発明の教示のすべてのそのようなおよび同様な修正は、依然として本発明の範囲に入る。

さらに、本発明の特徴のいくつかは、他の特徴の対応する使用なしで有利に用いられ得るであろう。従って、上記の説明は、本発明の原理を単に例示するものであって、本発明を限定するものではないと見なされるべきである。

本発明の実施に適したＣＤＭＡ受信機を含む、マルチ送信およびマルチ受信アンテナ無線通信システムを示す。 ２つの送信アンテナならびに３つの等化および復調された物理チャネルと共に使用するための、本発明に従って構成および動作せしめられる、図１のＣＤＭＡ受信機の適応実施形態を示すブロック図である。 本発明に従って変更されているＳＴＴＤ／Ｄ−ＳＴＴＤ受信機アーキテクチャのブロック図である。

Claims (48)

1. 複数（Ｎ個）の送信アンテナからの信号を受信する複数（Ｓ個）の受信アンテナを通じて信号を受信するように構成される入力ノードと、
   ソフト・シンボル決定値を出力するように構成されるＪ個の相関器と（ＪはＮに検出された物理チャネルの数を乗じた数かつＪ＞Ｎ）、
   前記入力ノードから信号を受け取ると共に、前記Ｊ個の相関器のうち、検出された物理チャネルと同数の相関器へ出力を提供するように各々構成される、Ｎ個の等化器と、
   前記入力ノードから信号を受け取ると共に、前記送信アンテナの各々についてのチャネル推定値を表すＮ個の出力を提供するように構成されるチャネル推定器と、
   前記Ｎ個の等化器の各々に提供すべく該等化器の各々のために係数を計算するように構成されるユニットと、を含み、
   該ユニットは、前記入力ノードから信号を受け取るように構成される第１の入力、前記チャネル推定器の前記Ｎ個の出力を受け取るように構成される第２の入力、および送信アンテナ１本あたりの受信チップ・エネルギーの推定値を受信するように構成される第３の入力を有しており、
   前記ユニットは、シンボル推定値に対する悪影響に関してアンテナ間干渉の抑制および複数ユーザ干渉の抑制のバランスが取れるように、前記アンテナ間干渉および複数ユーザ干渉を同時に抑制するように前記等化器を動作せしめるべく前記係数を計算する、
   装置。
2. 前記ユニットは、以下の式
   

   

   （式中、Ｖ_ｎは、送信アンテナｎに割り当てられる等化器についてのＬ個のフィルタ係数を含むベクトルであり、Ｒは、スクランブリング・シーケンス上で平均された受信信号共分散行列の推定値であり、Ｅ_ｄ，ｍは、送信アンテナｍからの１つの物理チャネルについてのチップあたりの受信エネルギーであり、Ｇ_ｄは、１つの物理チャネルについての拡散率であり、Ｅ_Ｔ，ｍは、送信アンテナｍからの物理チャネルについてのチップあたりの総受信エネルギーであり、（）^Ｈは、エルミート行列であり、ｐ_ｎは、伝送アンテナｎについてのチャネル・インパルス応答であり、ベクトルｐ_ｎは、すべての受信アンテナについてのインパルス応答を含む）
   によって前記係数を前記等化器の各々のために計算するように構成される、請求項１に記載の装置。
3. 前記ユニットは、チップレベルで動作するように構成される、請求項１に記載の装置。
4. 前記ユニットは、シンボルレベルで動作するように構成される、請求項１に記載の装置。
5. 前記ユニットは、最小２乗平均または再帰的最小２乗に基づくアルゴリズムを用いて前記等化器係数を継続的に更新するように構成される、請求項１に記載の装置。
6. 等化器係数の適応は、相関器・バンクの出力においてシンボルレートで実行されるように構成される、請求項１に記載の装置。
7. 前記ユニットは、高速ダウンリンク・パケット・アクセス伝送時間間隔で前記等化器係数を周期的に更新するように構成される、請求項１に記載の装置。
8. 空間時間送信ダイバーシチアーキテクチャ受信機を含む符号分割多重アクセス用の受信機である、請求項１に記載の装置。
9. 二重空間時間送信ダイバーシチアーキテクチャ受信機を含む符号分割多重アクセス用の受信機である、請求項１に記載の装置。
10. シンボルレートで等化を実行するように構成される符号分割多重アクセス用の受信機である、請求項１に記載の装置。
11. 直交または非直交空間時間符号の１つで動作するように構成される符号分割多重アクセス用の受信機である、請求項１に記載の装置。
12. 複数（Ｎ個）の送信アンテナからの信号を受信する複数（Ｓ個）の受信アンテナから、入力ノードを通じて信号を受信することと；
    Ｊ個（ＪはＮに検出された物理チャネルの数を乗じた数かつＪ＞Ｎ）の相関器からソフト・シンボル決定値を出力することであって、ここでＮ個の等化器の各々が、前記入力ノードから信号を受け取ると共に、前記Ｊ個の相関器のうち、検出された物理チャネルと同数の相関器へ出力を提供する、前記出力することと；
    前記送信アンテナの各々についてのチャネル推定値を生成することと、
    前記入力ノードに現れる信号、前記チャネル推定値、および送信アンテナ１本あたりの受信チップ・エネルギーの推定値に従って、前記Ｎ個の等化器の各々に提供すべく該等化器の各々のために係数を決定することと、
    を含み、前記係数は、シンボル推定値に対する悪影響に関してアンテナ間干渉の抑制および複数ユーザ干渉の抑制のバランスが取れるように、該アンテナ間干渉および複数ユーザ干渉を同時に抑制するように前記等化器を動作せしめる、方法。
13. 前記係数を決定することは、前記等化器の各々のために、以下の式：
    

    

    （式中、Ｖ_ｎは、送信アンテナｎに割り当てられる等化器についてのＬ個のフィルタ係数を含むベクトルであり、Ｒは、スクランブリング・シーケンス上で平均された受信信号共分散行列の推定値であり、Ｅ_ｄ，ｍは、送信アンテナｍからの１つの物理チャネルについてのチップあたりの受信エネルギーであり、Ｇ_ｄは、１つの物理チャネルについての拡散率であり、Ｅ_Ｔ，ｍは、送信アンテナｍからの物理チャネルについてのチップあたりの総受信エネルギーであり、（）^Ｈは、エルミート行列であり、ｐ_ｎは、伝送アンテナｎについてのチャネル・インパルス応答であり、ベクトルｐ_ｎは、すべての受信アンテナについてのインパルス応答を含む）
    を解く、請求項１２に記載の方法。
14. 前記係数を決定することは、チップレベルで動作する、請求項１２に記載の方法。
15. 前記係数を決定することは、シンボルレベルで動作する、請求項１２に記載の方法。
16. 前記係数を決定するステップは、最小２乗平均または再帰的最小２乗に基づくアルゴリズムを用いて前記等化器係数を継続的に更新する、請求項１２に記載の方法。
17. 前記係数を決定することは、高速ダウンリンク・パケット・アクセス伝送時間間隔で周期的に行われる、請求項１２に記載の方法。
18. 空間時間送信ダイバーシチアーキテクチャ受信機を含む符号分割多重アクセス用の受信機が動作する、請求項１２に記載の方法。
19. 二重空間時間送信ダイバーシチ（ＳＴＴＤ）アーキテクチャ受信機を含む符号分割多重アクセス用の受信機が動作する、請求項１２に記載の方法。
20. 符号分割多重アクセス用の受信機が動作し、シンボルレートで等化を実行する、請求項１２に記載の方法。
21. 直交または非直交空間時間符号の１つと共に動作する、請求項１２に記載の方法。
22. 複数（Ｎ）の送信アンテナからの信号を受信する複数（Ｓ）の受信アンテナから信号を受信するように構成される入力ノードと、
    ソフト・シンボル決定値を出力するためのＪ個の相関器手段と（ＪはＮに検出された物理チャネルの数を乗じた数かつＪ＞Ｎ）、
    前記入力ノードから信号を受信するように構成される１つの入力および前記Ｊ個の相関器のうち、検出された物理チャネルと同数の相関器に連結された１つの出力を各々が有するＮ個の等化器手段と、
    前記入力ノードから信号を受信するように構成される１つの入力および前記送信アンテナの各々についてのチャネル推定値を表すためのＮ個の出力を有するチャネル推定器手段と、
    前記Ｎ個の等化器の各々に提供すべく該等化器の各々のために係数を決定するための手段とを含み、該決定手段は、前記入力ノードから信号を受信するように構成される第１の入力、前記チャネル評価器手段の前記Ｎ個の出力に連結された第２の入力、および送信アンテナ１本あたりの受信チップ・エネルギーの推定値を受信するための第３の入力を含んでおり、前記決定手段は、シンボル推定値に対する悪影響に関してアンテナ間干渉の抑制および複数ユーザ干渉の抑制のバランスが取れるように、該アンテナ間干渉および複数ユーザ干渉を同時に抑制するように前記等化器手段を動作せしめるべく前記係数を決定する、
    装置。
23. 前記決定手段は、以下の式
    

    

    （式中、Ｖ_ｎは、送信アンテナｎに割り当てられる等化器手段についてのＬ個のフィルタ係数を含むベクトルであり、Ｒは、スクランブリング・シーケンス上で平均された受信信号共分散行列の推定値であり、Ｅ_ｄ，ｍは、送信アンテナｍからの１つの物理チャネルについてのチップあたりの受信エネルギーであり、Ｇ_ｄは、１つの物理チャネルについての拡散率であり、Ｅ_Ｔ，ｍは、送信アンテナｍからの物理チャネルについてのチップあたりの総受信エネルギーであり、（）^Ｈは、エルミート行列であり、ｐ_ｎは、伝送アンテナｎについてのチャネル・インパルス応答であり、ベクトルｐ_ｎは、すべての受信アンテナについてのインパルス応答を含む）
    によって前記係数を前記等化器の各々のために計算するように動作する、請求項２２に記載の装置。
24. 符号分割多重アクセス用受信機の入力ノードを通じて受信した信号から、複数（Ｎ個）の送信アンテナの各々について、チャネル推定値を生成することであって、前記入力ノードは、前記複数（Ｎ）の送信アンテナからの信号を受信する複数（Ｓ）の受信アンテナを通じて信号を受信する用に構成されている、前記生成することと、
    Ｊ個（ＪはＮに検出された物理チャネルの数を乗じた数かつＪ＞Ｎ）の相関器からソフト・シンボル決定値を出力することであって、ここでＮ個の等化器の各々が、前記入力ノードから信号を受け取ると共に、前記Ｊ個の相関器のうち、検出された物理チャネルと同数の相関器へ出力を提供する、前記出力することと；
    前記入力ノードに現れる信号、前記チャネル推定値、および送信アンテナ１本あたりの受信チップ・エネルギーの推定値に従って、前記Ｎ個の等化器の各々に提供すべく該等化器の各々のために係数を決定することと；
    を含む処理をコンピュータに実行されるコンピュータ・プログラムであって、前記係数は、アンテナ間干渉の抑制および複数ユーザ干渉の抑制がシンボル推定値に対するそれらの悪影響に関して均衡するように、該アンテナ間干渉および複数ユーザ干渉を同時に抑制するように前記等化器を動作させる、コンピュータ・プログラム。
25. 前記係数を決定することは、前記等化器のために、以下の式
    

    

    （式中、Ｖ_ｎは、送信アンテナｎに割り当てられる等化器についてのＬ個のフィルタ係数を含むベクトルであり、Ｒは、スクランブリング・シーケンス上で平均された受信信号共分散行列の推定値であり、Ｅ_ｄ，ｍは、送信アンテナｍからの１つの物理チャネルについてのチップあたりの受信エネルギーであり、Ｇ_ｄは、１つの物理チャネルについての拡散率であり、Ｅ_Ｔ，ｍは、送信アンテナｍからの物理チャネルについてのチップあたりの総受信エネルギーであり、（）^Ｈは、エルミート行列であり、ｐ_ｎは、伝送アンテナｎについてのチャネル・インパルス応答であり、ベクトルｐ_ｎは、すべての受信アンテナについてのインパルス応答を含む）
    を解くことを含む、請求項２４に記載のコンピュータ・プログラム。
26. 前記係数を決定することは、チップレベルで行われる、請求項２４に記載のコンピュータ・プログラム。
27. 前記係数を決定することは、シンボルレベルで行われる、請求項２４に記載のコンピュータ・プログラム。
28. 前記係数を決定することは、最小２乗平均（または再帰的最小２乗に基づくアルゴリズムを用いて前記等化器係数を継続的に更新する、請求項２４に記載のコンピュータ・プログラム。
29. 前記係数を決定することは、高速ダウンリンク・パケット・アクセス伝送時間間隔で周期的に行われる、請求項２４に記載のコンピュータ・プログラム。
30. 前記符号分割多重アクセス受信機は、空間時間送信ダイバーシチアーキテクチャ受信機を含む、請求項２４に記載のコンピュータ・プログラム。
31. 前記符号分割多重アクセス受信機は、二重空間時間送信ダイバーシチ（ＳＴＴＤ）アーキテクチャ受信機を含む、請求項２４に記載のコンピュータ・プログラム。
32. 前記符号分割多重アクセス受信機は、シンボルレートで等化を実行する、請求項２４に記載のコンピュータ・プログラム。
33. 直交または非直交空間時間符号の１つと共に動作する、請求項２４に記載のコンピュータ・プログラム。
34. 複数（Ｎ）の送信アンテナからの信号を受信する複数（Ｓ）の受信アンテナを通じて信号を受信する用に構成される、入力手段と、
    ソフト・シンボル決定値を出力するように構成されるＪ個（ＪはＮに検出された物理チャネルの数を乗じた数且つＪ＞Ｎ）の相関手段と、
    前記入力ノードから信号を受信し、前記Ｊ個の相関器のうち、検出された物理チャネルと同数の相関器へ出力を提供するように各々構成される、Ｎ個の等化手段と、
    前記Ｎ個の送信アンテナの各々についてのチャネル推定値を表すＮ個の出力を有するチャネル推定手段と、
    前記Ｎ個の等化手段の各々に提供すべく該等化手段の各々のために係数を決定する手段と、
    を備え、前記決定する手段は、信号を受信するように構成される第１の入力と、前記チャネル推定手段の前記Ｎ個の出力からの信号を入力するように構成される第２の入力と、送信アンテナ１本あたりの受信エネルギーの推定値を入力するように構成される第３の入力とを有し、アンテナ間干渉および複数ユーザ干渉を同時に抑制するように前記等化手段を動作せしめるべく前記係数を計算する、
    受信機。
35. 前記決定する手段は、前記アンテナ間干渉の抑制および前記複数ユーザ干渉の抑制が、シンボル推定値に対するそれらの悪影響に関して均衡するように、前記計数を計算し、また、送信アンテナｎに割り当てられる等化器についてのＬ個のフィルタ係数を含むベクトルＶ_ｎを、次式：
    

    

    によって前記等化器の各々のためにで計算するように構成される、請求項３４に記載の受信機。ただし、Ｒは、スクランブリング・シーケンス上で平均された受信信号共分散行列の推定値であり、Ｅ_ｄ，ｍは、送信アンテナｍからの１つの物理チャネルについてのチップあたりの受信エネルギーであり、Ｇ_ｄは、１つの物理チャネルについての拡散率であり、Ｅ_Ｔ，ｍは、送信アンテナｍからの物理チャネルについてのチップあたりの総受信エネルギーであり、（）^Ｈは、エルミート行列であり、ｐ_ｎは、伝送アンテナｎについてのチャネル・インパルス応答であり、ベクトルｐ_ｎは、すべての受信アンテナについてのインパルス応答を含む。
36. 前記決定する手段はチップレベル又はシンボルレベルのいずれかで動作する、請求項３４に記載の受信機。
37. 前記決定する手段は、最小２乗平均または再帰的最小２乗を用いて前記等化係数を継続的に更新するように構成される、請求項３４に記載の受信機。
38. 前記等化係数の適応がシンボルレートで実行される、請求項３４に記載の受信機。
39. 伝送時間間隔で前記等化係数の適応を周期的に更新するように構成される、請求項３４に記載の受信機。
40. 空間時間送信ダイバーシチアーキテクチャ受信機又は二重空間時間送信ダイバーシチアーキテクチャ受信機のいずれかを含む、請求項３４に記載の受信機。
41. シンボルレートで等化を実行する、請求項３４に記載の受信機。
42. 直交または非直交空間時間符号のいずれかと動作する、請求項３４に記載の受信機。
43. 少なくとも一部分が集積回路によって具現化される、請求項３４に記載の受信機。
44. 少なくとも一部分がデータプロセッサによるソフトウェア処理によって具現化される、請求項３４に記載の受信機。
45. 符号分割多重アクセスシステムにおいて動作するように構成される、請求項３４に記載の受信機。
46. 直接拡散符号分割多重アクセスシステムにおいて動作するように構成される、請求項３４に記載の受信機。
47. 広帯域符号分割多重アクセスシステムにおいて動作するように構成される、請求項３４に記載の受信機。
48. 高速ダウンリンク・パケット・アクセスシステムにおいて動作するように構成される、請求項３４に記載の受信機。

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