KR101029199B1 - 온-타임 신호 성분들의 간섭 제거에 의한 다중 입력 다중 출력 검출 - Google Patents

온-타임 신호 성분들의 간섭 제거에 의한 다중 입력 다중 출력 검출 Download PDF

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Abstract

MIMO 송신을 수신하기 위한 기술들이 설명된다. 수신기는 필터링된 데이터를 얻기 위해 수신된 데이터를 프론트-엔드 필터를 기초로 처리한다. 수신기는 또한 제 1 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 1 결합기 행렬을 기초로 추가 처리한다. 수신기는 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 얻기 위해 상기 검출된 데이터를 복조 및 디코딩한다. 수신기는 상기 제 1 프레임으로 인한 간섭을 제거하고 제 2 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 2 결합기 행렬 및 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 기초로 처리한다. 수신기는 상기 제 2 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 얻기 위해 상기 검출된 데이터를 처리한다. 프론트-엔드 필터는 수신된 데이터에서 비 온-타임 신호 성분들을 처리한다. 각 결합기 행렬은 채널화 코드에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터에서 온-타임 신호 성분들을 결합한다.

Description

온-타임 신호 성분들의 간섭 제거에 의한 다중 입력 다중 출력 검출{MIMO DETECTION WITH INTERFERENCE CANCELLATION OP ON-TIME SIGNAL COMPONENTS}
본 특허 출원은 "Ontime Symbol Level Interference Cancellation"이라는 명칭으로 2006년 11월 6일자 제출된 예비 출원 60/864,557호에 대한 우선권을 주장하며, 이 출원은 본원의 양수인에게 양도되었고 본원에 참조로 포함된다.
본 개시는 일반적으로 통신에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 다중 입력 다중 출력(MIMO) 송신을 수신하는 기술들에 관한 것이다.
MIMO 송신은 다수(M)의 송신 안테나로부터 다수(N)의 수신 안테나로의 송신이다. 예를 들어, 송신기는 M개의 송신 안테나로부터 M개의 데이터 스트림을 동시에 전송할 수 있다. 이러한 데이터 스트림들은 무선 환경에 의해 왜곡되고 또 잡음 및 간섭에 의해 열화된다. 수신기는 전송된 데이터 스트림들을 N개의 수신 안테나를 통해 수신한다. 각 수신 안테나로부터의 수신 신호는 전송된 데이터 스트림들의 스케일링 및 지연된 버전들을 포함한다. 이와 같이 전송된 데이터 스트림들은 N개의 수신 안테나로부터의 N개의 수신 신호 사이에 분산된다. 수신기는 N개의 수신 신호를 공간-시간 등화기로 처리하여 전송된 데이터 스트림들을 복원할 수 있다.
수신기는 신호 특성들의 변동을 고려하여 공간-시간 등화기에 대한 계수들을 동적으로 유도할 수 있다. 이들 신호 특성은 채널 및 간섭 통계치들, 전송된 데이터 스트림들의 공간-시간 처리에 관련될 수 있다. 등화기 계수들의 유도는 계산 집약적이다. 신호 특성들의 가장 빠른 변화에 매치하도록 등화기 계수들을 업데이트하는 것은 수신기를 매우 복잡하게 할 수 있다. 보다 저속으로 등화기 계수들을 업데이트하는 것은 성능을 열화시킬 수 있다.
따라서 MIMO 송신을 효율적으로 수신하기 위한 기술들의 필요성이 당업계에 있다.
연속 간섭 제거(SIC)에 의한 MIMO 송신을 수신하기 위한 기술들이 설명된다. 수신기는 다수의 프레임을 포함하는 MIMO 송신에 대한 수신된 데이터를 얻을 수 있다. 각 프레임은 송신기에 의해 개별적으로 인코딩되고 수신기에 의해 개별적으로 디코딩될 수 있다. 한 설계에서, 수신기는 필터링된 데이터를 얻기 위해 상기 수신된 데이터를 프론트-엔드 필터를 기초로 처리할 수 있다. 수신기는 또한 제 1 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 1 결합기 행렬을 기초로 추가 처리할 수 있다. 수신기는 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 얻기 위해 상기 제 1 프레임에 대한 검출된 데이터를 처리(예를 들어, 복조 및 디코딩)할 수 있다. 수신기는 상기 제 1 프레임으로 인한 간섭을 제거하고 제 2 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 2 결합기 행렬 및 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 기초로 처리할 수 있다. 수신기는 상기 제 2 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 얻기 위해 상기 제 2 프레임에 대한 검출된 데이터를 처리할 수 있다.
프론트-엔드 필터는 상기 필터링된 데이터를 얻기 위해 상기 수신된 데이터에서 비 온-타임(on-time) 신호 성분들을 처리할 수 있다. 각각의 결합기 행렬은 채널화 코드에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 다른 채널화 코드에 대해 상기 필터링된 데이터의 온-타임 신호 성분들을 결합할 수 있다. 온-타임 및 비 온-타임 신호 성분들은 송신 시간을 기초로 구별될 수 있다. 수신기에서, 온-타임 신호 성분들은 복원될 원하는 심벌뿐 아니라 상기 원하는 심벌과 동시에 전송되는 다른 심벌들 또한 조사하는 신호 성분들을 포함할 수 있다. 비 온-타임 신호 성분들은 원하는 심벌 전후로 전송되는 다른 심벌들을 조사하는 신호 성분들과 같은 비 온-타임 신호 성분들인 신호 성분들을 포함할 수 있다.
결합기 행렬들은 송신기에서의 데이터 특정 처리의 함수들일 수 있다. 데이터 특정 처리는 채널화 코드, 전송 행렬, 이득 등을 기초로 할 수 있다. 모든 채널화 코드에 대해 단일 프론트-엔드 필터가 유도되어 사용될 수 있는 반면, 각 채널화 코드에 대해 서로 다른 결합기 행렬이 유도될 수도 있다.
온-타임 SIC를 위해, 제 1 프레임의 온-타임 신호 성분들로 인한 간섭이 추정되어 필터링된 데이터로부터 제거될 수 있다. 프론트-엔드 필터는 필터링된 데이터를 얻기 위해 수신된 데이터를 한 번 처리하고, 각 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 결합기 행렬들의 서로 다른 세트가 각 프레임에 대해 유도되어 필터링된 데이터를 결합하는데 사용될 수 있다. 전체 SIC를 위해, 프론트-엔드 필터의 전체 시간 범위에 대해 제 1 프레임으로 인한 간섭이 추정되고 수신된 데이터로부터 제거되어 입력 데이터를 얻을 수 있다. 프론트-엔드 필터는 제 2 프레임에 대해 업데이트될 수 있고, 입력 데이터는 업데이트된 프론트-엔드 필터로 처리되어 제 2 프레임에 대한 필터링된 데이터를 얻을 수 있다. 각 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 결합기 행렬들의 서로 다른 세트가 각 프레임에 대해 유도되어 해당 프레임에 대한 필터링된 데이터를 결합하는데 사용될 수 있다.
제 1 프레임 및 제 2 프레임에 대한 전송 행렬 및 임의의 프레임으로부터의 간섭의 무삭제 가정을 기초로 제 1 프레임의 수신 신호 품질이 추정될 수 있다. 제 1 프레임에 대응하는 열을 0으로 설정한 수정된 전송 행렬 및 제 1 프레임의 온-타임 신호 성분들로 인한 간섭의 삭제 가정을 기초로 제 2 프레임의 수신 신호 품질이 추정될 수 있다.
본 개시의 다양한 형태 및 특징은 뒤에 더 상세히 설명한다.
도 1은 송신기 및 수신기의 블록도를 나타낸다.
도 2는 MIMO-CDM 송신을 설명한다.
도 3은 송신기에서 CDMA 변조기의 블록도를 나타낸다.
도 4는 SIC를 하지 않는 수신기의 설계를 나타낸다.
도 5a는 전체 SIC를 하는 수신기의 설계를 나타낸다.
도 5b는 온-타임 SIC를 하는 수신기의 설계를 나타낸다.
도 5c는 온-타임 SIC를 하는 수신기의 다른 설계를 나타낸다.
도 6은 SIC 없이 MIMO 송신을 복원하는 프로세스를 나타낸다.
도 7은 SIC에 의해 MIMO 송신을 복원하는 프로세스를 나타낸다.
여기서 설명하는 수신기 처리 기술들은 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 시스템, 시분할 다중 액세스(TDMA) 시스템, 주파수 분할 다중 액세스(FDMA) 시스템, 직교 FDMA(OFDMA) 시스템, 단일 반송파 FDMA(SC-FDMA) 시스템 등과 같은 다양한 통신 시스템에 사용될 수 있다. CDMA 시스템은 코드 분할 다중화(CDMA)를 이용하며 서로 다른 채널화 코드를 사용하여 변조 심벌들을 병렬로 전송한다. CDMA 시스템은 광대역-CDMA(W-CDMA), cdma2000 등과 같은 무선 기술을 구현할 수 있다. cdma2000은 IS-2000, IS-95 및 IS-856 표준을 커버한다. TDMA 시스템은 글로벌 이동 통신 시스템(GSM)과 같은 무선 기술을 구현할 수 있다. W-CDMA 및 GSM은 "3세대 파트너쉽 프로젝트"(3GPP)라는 명칭의 기구로부터의 문헌들에 기술되어 있다. cdma2000은 "3세대 파트너쉽 프로젝트 2"(3GPP2)라는 명칭의 기구로부터의 문헌들에 기술되어 있다. 3GPP 및 3GPP2 문헌들은 공공연하게 이용할 수 있다. OFDMA 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 이용하며 직교 부반송파들을 통해 주파수 영역의 변조 심벌들을 전송한다. SC-FDMA 시스템은 단일 주파수 분할 다중화(SC-FDM)를 이용하며 직교 부반송파들을 통해 시간 영역의 변조 심벌들을 전송한다.
여기서 설명하는 기술들은 다운링크뿐 아니라 업링크를 통한 MIMO 송신에도 사용될 수 있다. 다운링크(또는 순방향 링크)는 기지국에서 무선 디바이스로의 통신 링크를 말하고, 업링크(또는 역방향 링크)는 무선 디바이스에서 기지국으로의 통신 링크를 말한다. 간결성을 위해, 하기에서는 CDMA 시스템에서의 MIMO 송신에 대해 설명하며, CDMA 시스템은 W-CDMA, cdma2000 또는 다른 어떤 CDMA 무선 기술을 구현할 수 있다.
도 1은 MIMO 송신을 위한 송신기(110) 및 수신기(150)의 블록도를 나타낸다. 다운링크 송신에서, 송신기(110)는 기지국의 일부이고, 수신기는 무선 디바이스의 일부이다. 업링크 송신에서, 송신기(110)는 무선 디바이스의 일부이고, 수신기(150)는 기지국의 일부이다. 기지국은 통상적으로 무선 디바이스들과 통신하는 고정국이며, 노드 B, 진화된 노드 B, 액세스 포인트 등으로도 지칭될 수 있다. 무선 디바이스는 고정적일 수도 있고 이동할 수도 있으며, 사용자 장비(UE), 이동국, 단말, 스테이션, 가입자 유닛 등으로도 지칭될 수 있다. 무선 디바이스는 셀룰러폰, 개인 디지털 보조기기(PDA), 무선 모뎀, 랩탑 컴퓨터, 핸드헬드 디바이스 등일 수 있다.
송신기(110)에서, 송신 데이터 프로세서(TX 데이터 프로세서)(112)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신된 데이터를 처리(예를 들어, 인코딩, 인터리빙 및 심벌 매핑)하여 데이터 심벌들을 제공한다. 프로세서(112)는 또한 파일럿 심벌들을 생성하여 데이터 심벌들과 다중화한다. 여기서 사용되는 바와 같이, 데이터 심벌은 트래픽 데이터 또는 시그널링에 대한 심벌이고, 파일럿 심벌은 파일럿에 대한 심벌이며, 심벌은 통상적으로 복소값이다. 데이터 심벌들과 파일럿 심벌들은 PSK 또는 QAM과 같은 변조 방식으로부터의 변조 심벌들일 수 있다. 파일럿은 송신기와 수신기 둘 다에 의해 연역적으로 알려지는 데이터일 수 있다. TX MIMO 프로세서(114) 는 후술하는 바와 같이 데이터 및 파일럿 심벌에 대한 공간 또는 공간-시간 처리를 수행하여 다수(M)의 CDMA 변조기(116a-116m)에 출력 심벌들을 제공한다. 각 CDMA 변조기(116)는 후술하는 바와 같이 출력 심벌들을 처리하여 관련 송신기 유닛(TMTR; 118)에 출력 칩들을 제공한다. 각 송신기 유닛(118)은 출력 칩들을 처리(예를 들어, 아날로그로 변환, 증폭, 필터링 및 주파수 상향 변환)하여 변조 신호를 생성한다. M개의 송신기 유닛(118a-118m)으로부터의 M개의 변조 신호는 M개의 안테나(120a-120m)로부터 각각 전송된다.
수신기(150)에서, 다수(N)의 안테나(152a-152n)가 무선 환경에서 다양한 전파 경로를 통해 전송된 신호들을 수신하여 N개의 수신 신호를 N개의 수신기 유닛(RCVR; 154a-154n)에 각각 제공한다. 각 수신기 유닛(154)은 수신 신호를 처리(예를 들어, 필터링, 증폭, 주파수 하향 변환 및 디지털화)하여 수신 샘플들을 채널 프로세서(156) 및 등화기/CDMA 복조기(160)에 제공한다. 프로세서(156)는 후술하는 바와 같이 프론트-엔드 필터/등화기에 대한 계수들 및 하나 이상의 결합기 행렬들에 대한 계수들을 유도한다. 유닛(160)은 프론트-엔드 필터로 수신 샘플들에 대한 등화를 수행하고, 필터링된 샘플들에 대한 CDMA 복조를 수행하여 필터링된 심벌을 제공한다. 수신(RX) MIMO 프로세서(170)는 공간 차원에 걸쳐 필터링된 심벌들을 결합하여 검출 심벌들을 제공하며, 검출 심벌들은 전송된 데이터 심벌들의 추정치들이다. RX 데이터 프로세서(172)는 검출 심벌들을 처리(예를 들어, 심벌 디매핑, 디인터리빙 및 디코딩)하여 디코딩된 데이터를 제공한다. 일반적으로, 등화기/CDMA 복조기(160), RX MIMO 프로세서(170) 및 RX 데이터 프로세서(172)에 의한 처리는 각각 송신기(110)에서의 CDMA 변조기(116), TX MIMO 프로세서(114) 및 TX 데이터 프로세서(112)에 의한 처리와 상보적이다.
제어기/프로세서(130, 180)는 송신기(110) 및 수신기(150)에서 각각 다양한 처리 유닛의 동작을 지시한다. 메모리(132, 182)는 각각 송신기(110) 및 수신기(150)에 대한 프로그램 코드들 및 데이터를 저장한다.
도 2는 MIMO-CDM 송신을 설명한다. CDM의 경우, C개의 채널화 코드로 하나의 송신 안테나를 통해 심벌들이 C개까지 동시에 전송될 수 있으며, 일반적으로 C ≥ 1이다. 이러한 채널화 코드들은 W-CDMA에서의 직교 가변 확산 인자(OVSF) 코드, cdma2000에서의 왈시 코드, 다른 직교 코드나 유사 직교 코드, 의사 랜덤 코드 등일 수 있다. 각 채널화 코드는 칩들의 특정 시퀀스이다. 시퀀스에서 칩들의 수는 채널화 코드의 길이 또는 확산 인자이다. 일반적으로, 각 송신 안테나에는 하나 이상의 채널화 코드로 이루어진 임의의 세트가 사용될 수 있고, 채널화 코드들은 동일한 또는 서로 다른 확산 인자들을 가질 수 있다. 간소화를 위해, 다음 설명은 채널화 코드들이 동일한 확산 인자를 갖는 것으로 가정한다. C개의 채널화 코드로 이루어진 동일한 세트가 M개의 송신 안테나 각각에 재사용될 수도 있다. MIMO의 경우, M개의 송신 안테나를 통해 심벌들이 M개까지 동시에 전송될 수 있다. MIMO-CDM의 경우, C개의 채널화 코드로 M개의 송신 안테나를 통해 심벌들이 C·M개까지 동시에 전송될 수 있다. C개의 채널화 코드 각각에 대해 MIMO 처리가 개별적으로 수행될 수 있다. MIMO 처리는 각각의 채널화 코드에 대해 M개의 모든 송신 안테나에 걸쳐 수행된다. M개의 송신 안테나 각각에 대해 개별적으로 CDM 처리가 수행될 수도 있다. CDM 처리는 송신 안테나마다 C개의 모든 채널화 코드에 대해 수행된다.
도 3은 하나의 송신 안테나(m)에 대한 CDMA 변조기(116)의 블록도를 나타내며, m ∈ {1, …, M}이다. CDMA 변조기(116)는 도 1의 CDMA 변조기(116a-116m) 각각에 사용될 수 있다. CDMA 변조기(116)는 트래픽 데이터 및/또는 시그널링에 사용되는 각 채널화 코드에 대한 데이터 프로세서(310) 및 파일럿에 대한 파일럿 프로세서(320)를 포함한다.
데이터 프로세서(310) 내에서, 확산기(312)는 데이터에 대한 출력 심벌들 d m,c (s)를 v c (k)의 칩 시퀀스를 갖는 채널화 코드(c)로 확산하며, 여기서 s는 심벌 인덱스이고 k는 칩 인덱스이다. 곱셈기(314)는 확산기(312)의 출력을 이득(g m,c )으로 스케일링하여 채널화 코드(c)에 대한 데이터 칩들을 제공한다. 파일럿 프로세서(320) 내에서, 확산기(322)는 파일럿에 대한 출력 심벌들 d m,p (s)를 파일럿에 대한 채널화 코드(p)로 확산한다. 곱셈기(324)는 확산기(322)의 출력을 이득(g m,p )으로 스케일링하여 파일럿 칩들을 제공한다. 이득(g m,c , g m,p )은 채널화 코드(c) 및 파일럿에 사용되는 송신 전력의 양을 각각 결정한다. 합산기(330)는 모든 채널화 코드에 대한 데이터 및 파일럿 칩을 합산한다. 스크램블러(332)는 합산기(330)의 출력을 송신기(110)에 대한 스크램블링 시퀀스 p(k)와 곱하여 송신 안테나(m)에 대한 출력 칩들 y m (k)를 제공한다.
일반적으로, C개의 채널화 코드 중 임의의 개수 및 임의의 코드들이 M개의 송신 안테나 각각에 사용될 수 있다. 한 설계에서, M개의 모든 송신 안테나에 대한 파일럿에 동일한 채널화 코드가 사용된다. 다른 설계에서는, M개의 송신 안테나에 대한 파일럿에 M개의 채널화 코드가 사용되고, M개의 송신 안테나 각각에 나머지 C - M개의 채널화 코드가 재사용될 수 있다. 도 3에 나타낸 것과 같이, M개의 모든 송신 안테나에 동일한 스크램블링 시퀀스가 사용될 수도 있다. 대안으로, 각 송신 안테나에 서로 다른 스크램블링 시퀀스가 사용될 수도 있다. 확산 및 스크램블링은 다른 방식들로 수행될 수도 있다.
송신기(110)의 M개의 송신 안테나와 수신기(150)의 N개의 수신 안테나 사이의 전파 환경에 의해 MIMO 채널이 형성된다. 각 채널화 코드에 대한 M개의 송신 안테나로부터 L개의 데이터 심벌이 병렬로 전송될 수 있으며, 1 ≤ L ≤ min{M, N}이다. 수신기(150)는 서로 다른 값의 L(및 가능하면 서로 다른 전송 행렬/벡터)에 대한 MIMO 채널의 성능(예를 들어, 스루풋)을 평가하여 최상의 성능을 달성하는 L 값(및 전송 행렬/벡터)을 선택할 수 있다.
송신기(110)는 각 심벌 주기(s)에서 각 채널화 코드(c)에 대한 송신기 공간 처리를 다음과 같이 수행할 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00001
식(1) 여기서
Figure 112009034521615-pct00002
는 데이터 심벌들의 L×1 벡터이고, B c 는 채널화 코드(c)에 대한 M×L 전송 행렬이며,
Figure 112009034521615-pct00003
는 출력 심벌들의 M×1 벡터이고, " T "는 전치를 나타낸다.
b c (s)는 다른 데이터 스트림에 대응할 수도 있다. 데이터 스트림들은 서로 다른 이득을 가질 수 있으며, 이 경우 행렬 B c 는 서로 다른 데이터 스트림에 대해 서로 다른 열 놈(norm)을 가질 수 있다. 식(1)은 B c 에 의한 공간 인코딩을 나타낸다. 예를 들어, 공간-시간 송신 다이버시티(STTD)와 같은 공간-시간 인코딩이 수행될 수도 있지만, 식(1)에서는 나타내지 않는다.
폐루프 송신 다이버시티(CLTD), 안테나별 레이트 제어(PARC), CRBLAST(code reuse Bell Labs layered space-time), D-TXAA(double-transmit adaptive array) 등과 같은 서로 다른 MIMO 모드에 서로 다른 전송 행렬이 사용될 수 있다. 표 1은 몇 가지 MIMO 모드를 기재하고 있으며, 모드마다 L, M, B c 및 데이터 심벌들의 소스를 제공한다. 표 1에서, B cltd 는
Figure 112009034521615-pct00004
집합으로부터 선택된 2×1 벡터일 수 있다. B d-txaa 는 집합
Figure 112009034521615-pct00005
으로부터 선택된 2×2 행렬일 수 있다. I 는 대각선을 따라서는 1, 다른 곳은 0인 항등 행렬이다.
표 1
Figure 112009034521615-pct00006
프레임은 패킷, 전송 블록, 데이터 블록, 코드워드, 스트림, 데이터 스트림, 공간 스트림 등으로 지칭될 수도 있다. 프레임은 송신기(110)에 의해 개별적으로 인코딩되고 수신기(150)에 의해 개별적으로 디코딩될 수 있다.
송신기(110)는 각 심벌 구간(s)에서 각 송신 안테나(m)에 대해 다음과 같이 CDMA 처리를 수행할 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00007
식(2) 여기서 칩 구간(k)에 대응하는 심벌 구간(s)은
Figure 112009034521615-pct00008
로 주어진다. 이득(g m,c )은 사용되지 않는 각 채널화 코드에 대해 0과 같이 설정될 수 있다.
서로 다른 확산 인자를 갖는 채널화 코드들이 사용된다면, 송신 안테나(m)에 대한 CDMA 처리는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00009
여기서 C c 는 채널화 코드(c)의 확산 인자이고, Npc는 송신 안테나(m)에 사용되는 채널화 코드 수이다.
간소화를 위해, 다음 설명은 C의 확산 인자를 갖는 채널화 코드들이 각 송신 안테나에 사용되는 것으로 가정한다. 식(2)에서, 출력 심벌 d m,c (s)는 확산 인자 C를 갖는 채널화 코드(c)로 확산되고 이득(g m,c )에 의해 스케일링되어 데이터 칩들을 얻는다. 확산은 출력 심벌을 C회 복제하고 C회 복제된 출력 심벌들을 채널화 코드(c)의 C개의 칩과 곱함으로써 달성된다. C개의 모든 채널화 코드에 대한 데이터 및 파일럿 칩들은 합산되고 또 스크램블링 시퀀스 p(k)에 의해 스크램블링되어 송신 안테나(m)에 대한 출력 칩 y m (k)를 얻는다. M개의 송신 안테나 각각에 대해 동일한 CDMA 처리가 수행된다.
각 칩 구간(k)에서 수신기(150)에 수신된 샘플들은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00010
식(3) 여기서 y (k)는 출력 칩들의 T×1 벡터이며, T는 후술하고, H 는 R×T 채널 응답 행렬이며, R은 후술하고, x (k)는 수신 샘플들의 R×1 벡터이며, n (k)는 R×1 잡음 벡터이다.
수신기(150)는 칩 레이트의 K배로 각 수신 안테나로부터의 수신 신호를 디지털화할 수 있으며, K는 오버샘플링 비율이고 일반적으로 K ≥ 1이다. 각각의 칩 구간(k)에서, 수신기(150)는 각 수신기(154)로부터 E·K개의 샘플을 얻을 수 있으며 N개의 수신기(154a-154n)로부터의 N·E·K개의 샘플을 스택화(stacking)함으로써 x (k)를 형성할 수 있다. E는 수신기(150)에서 프론트-엔드 등화기의 길이, 즉 칩 개수이다. 일반적으로, E ≥ 1이고 수신기 복잡도와 성능 간의 트레이드오프를 기초로 선택될 수 있다. x (k)는 E개의 칩 구간에 대한 N개의 수신 안테나로부터의 R개의 수신 샘플을 포함하며, R = N·E·K이다.
행렬 H 는 모든 송신 및 수신 안테나 쌍에 대한 시간 영역 채널 임펄스 응답들을 포함한다. 도 1에 나타낸 것과 같이, 각 송신 안테나와 각 수신 안테나 사이에 하나의 전파 채널, 또는 M개의 송신 안테나와 N개의 수신 안테나 사이에 총 M·N개의 전파 채널이 있다. 각 전파 채널은 무선 환경에 의해 결정된 특정 임펄스 응답을 갖는다. 각 송신 안테나(m)와 N개의 수신 안테나 사이의 단일 입력 다중 출력(SIMO) 채널의 응답은 R×T m 서브 행렬 H m 으로 주어질 수 있다. H m 에서 행 개수는 x (k)의 원소 개수에 의해 결정된다. H m 에서 열 개수는 등화기 길이(E)뿐 아니라 송신 안테나(m)와 N개의 수신 안테나 간의 임펄스 응답들의 시간 범위(span)에 의해서도 결정된다. T m 은 다음과 같이 주어질 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00011
식(4) 여기서 ℓ m,n 은 송신 안테나(m)와 수신 안테나(n) 간의 임펄스 응답의 시간 범위, 즉 칩 개수이며,
Figure 112009034521615-pct00012
는 실링(ceiling) 연산자이다.
행렬 H 는 m = 1, …, M인 경우에 다음과 같이 M개의 서브 행렬 H m 으로 구성된다:
Figure 112009034521615-pct00013
식(5) H 는 R×T의 크기를 가지며, T = T1 + T2 + … + TM이다.
벡터 y (k)는 M개의 송신 안테나에 대해 m = 1, …, M인 M개의 서브 벡터 y m (k)로 구성된다. 각 서브 벡터 y m (k)는 칩 구간(k)을 중심으로 하나의 송신 안테나(m)로부터의 T m 개의 출력 칩을 포함한다. 벡터 y (k) 및 서브 벡터 y m (k)는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00014
식(6)
식(3)은 다음과 같이 표현될 수도 있다:
Figure 112009034521615-pct00015
식(7)
식(7)에 나타낸 모델의 경우, 각 칩 구간(k)에서는 T m 개의 출력 칩이 각 송신 안테나(m)로부터 H m 의 응답을 갖는 SIMO 채널을 통해 N개의 수신 안테나로 전송된다. x (k)의 수신 샘플들은 M개의 모든 송신 안테나로부터의 기여를 포함한다. x (k), y (k) 및 H 는 비교적 클 수 있다. 예로서, M = 2, N = 2, K = 2, E = 20, T = 48, R = 80인 경우, y (k)는 48×1 벡터, H 는 80×48 행렬, x (k)는 80×1 벡터가 된다.
잡음은 다음에 의해 고정된 복소 랜덤 벡터인 것으로 가정할 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00016
식(8)
Figure 112009034521615-pct00017
식(9) 여기서 E{ }는 기대값 연산이고, 0 은 모두 0인 벡터, R nn은 R×R 잡음 공분산 행렬, " H "는 켤레 전치를 나타낸다. 식(8)과 식(9)는 잡음이 0 평균 및 R nn의 공분산 행렬을 가짐을 나타낸다.
수신기(150)는 x (k)의 수신 샘플들을 채널화 코드(c)에 대한 L개의 필터로 이루어진 뱅크로 필터링한 다음 필터링된 샘플들을 역확산하고 디스크램블링함으로써 각 채널화 코드(c)에 대한 b c (s)의 데이터 심벌들을 다음과 같이 복원할 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00018
식(10) 여기서
Figure 112009034521615-pct00019
식(11)
Figure 112009034521615-pct00020
식(12)
Figure 112009034521615-pct00021
식(13) W c 는 채널화 코드(c)에 대한 R×L 전체 필터이고,
Figure 112009034521615-pct00022
는 검출된 심벌들의 L×1 벡터이고 b c (s)의 추정치이며, "*"는 켤레 복소수를 나타낸다.
Θ c (s)는 채널화 코드(c)에 대한 역확산 심벌들의 T×1 벡터이고 전송된 칩들을 기초로 얻어진다. n c (s)는 디스크램블링 및 역확산 후의 채널화 코드(c)에 대한 R×1 잡음 벡터이다. n c (s)는 n (k)의 통계치들을 보존하며, 통계치들은 채널화 코드(c)와 독립적이다. χ c (s)는 채널화 코드(c)에 대한 역확산 심벌들의 R×1 벡터이고 수신 샘플들을 기초로 얻어진다. W c 는 채널화 코드(c)에 대한 L개의 필터로 이루어진 뱅크를 포함한다. 식(10)은 W c 에 의한 처리가 x (k)의 수신 샘플 대신 χ c (s)의 역확산 심벌에 대해 동등하게 수행될 수 있음을 나타낸다.
필터 W c 는 위너(Weiner) 필터일 수 있으며, 다음과 같이 유도될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00023
식(14) 여기서
Figure 112009034521615-pct00024
식(15)
Figure 112009034521615-pct00025
식(16)
Figure 112009034521615-pct00026
식(17)
Figure 112009034521615-pct00027
식(18)
Figure 112009034521615-pct00028
는 H 의 M개의 "온-타임(on-time)" 열을 포함하는 R×M 행렬이고, G c 는 채널화 코드(c)에 대한 M×M 이득 행렬이다.
식(15)에서, F 는 채널화 코드에 종속하지 않는 비교적 큰 R×M 행렬이다. 식(16)에서, Δ c 는 W c 의 모든 코드 의존 행렬을 포함하는 작은 M×L 행렬이다. 식(14) 내지 식(18)의 유도는 "Multi-Stage Receiver for Wireless Communication"라는 명칭으로 2006년 11월 28일자 제출된, 공동으로 양도된 미국 특허 출원 11/564,261호에 상세히 기재되어 있다.
식(10) 내지 식(18)은 수신기(150)에서의 처리가 두 단계로 수행될 수 있음을 나타낸다. 제 1 단계는 수신 샘플들 x (k)를 채널화 코드에 종속하지 않는 프론트-엔드 필터 F 로 필터링하고, 필터링된 샘플들을 역확산 및 디스크램블링하여 필터링된 심벌들을 얻는다. 모든 채널화 코드에 단일 프론트-엔드 필터가 사용될 수 있다. 제 2 단계는 필터링된 심벌들을 각각의 채널화 코드(c)에 대한 결합기 행렬 Δ c 로 결합하여 해당 채널화 코드에 대한 검출 심벌들을 얻는다. 프론트-엔드 필터 및 결합기 행렬들은 동일한 레이트로 또는 서로 다른 레이트로 개별적으로 업데이 트될 수 있다.
다단계 수신기 처리는 다양한 방식으로 수행될 수 있다. 다음 설명에서, 파일럿 심벌들은 B c = I 의 전송 행렬로, M개의 송신 안테나 각각에 대해 동일한 채널화 코드(p)를 사용하여 전송되는 것으로 가정한다. 파일럿 심벌들은 또한 상관하지 않거나 직교하는 것으로 가정하여
Figure 112009034521615-pct00029
이고, 여기서 b p (s)는 심벌 구간(s)에서 M개의 송신 안테나로부터 전송되는 파일럿 심벌들의 M×1 벡터이다.
한 수신기 설계에서, 프론트-엔드 필터 F 가 유도되어 제 1 단계(예를 들어, 도 1의 블록(160))에 사용되고, 각 채널화 코드에 대해 결합기 행렬 Δ c 가 계산되어 제 2 단계(예를 들어, 도 1의 블록(170))에 사용된다.
심벌 레벨 트레이닝을 위해, 최소 제곱 기준을 이용하여 역확산 파일럿 심벌들을 기초로 다음과 같이 필터가 유도될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00030
식(19) 여기서 χ p (s)는 역확산 파일럿 심벌들의 R×1 벡터이고, W p 는 파일럿 심벌들을 기초로 유도되는 R×M 필터 행렬이다.
W p 는 심벌 레벨 트레이닝에 의해 다음과 같이 유도될 수 있다. 채널화 코드(c) 대신 파일럿 채널화 코드(p)에 의해서도, 식(13)에 나타낸 것과 같이 수신 샘플들로부터 역확산 파일럿 심벌들 χ p (s)가 얻어질 수 있다. R×R 외적
Figure 112009034521615-pct00031
가 계산되어 충분한 수의 파일럿 심벌들에 대해 평균될 수 있다. R×M 외적
Figure 112009034521615-pct00032
또한 계산되어 평균될 수 있다. W p 는 2개의 평균된 외적을 기초로 계산될 수 있다.
칩 레벨 트레이닝을 위해, 최소 제곱 기준을 이용하여 수신 샘플들을 기초로 다음과 같이 필터가 유도될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00033
식(20) 여기서
Figure 112009034521615-pct00034
는 파일럿 심벌들의 확산 및 스크램블링에 의해 얻어진 파일럿 칩들의 M×1 벡터이다.
W p 는 칩 레벨 트레이닝에 의해 다음과 같이 유도될 수 있다. 수신 샘플들을 기초로 R×R 외적
Figure 112009034521615-pct00035
가 계산되어 충분한 수의 파일럿 심벌들에 대해 평균될 수 있다. R×M 외적
Figure 112009034521615-pct00036
또한 계산되어 평균될 수 있다. W p 는 2개의 평균된 외적을 기초로 계산될 수 있다. W p 는 귀납적 최소 제곱(RLS), 블록 최소 제곱, 또는 공지된 다른 어떤 기술들을 기초로 유도될 수도 있다.
프론트-엔드 필터 F 는 다음과 같이 유도될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00037
식(21) 여기서
Figure 112009034521615-pct00038
식(22) G p 는 파일럿에 대한 M×M 이득 행렬이다.
결합기 행렬 Δ c 는 다음과 같이 유도될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00039
식(23)
식(23)에 나타낸 것과 같이, 각 채널화 코드(c)에 대한 결합기 행렬 Δ c 는 P p , 파일럿 및 데이터에 대한 이득 행렬 G p 및 G c , 및 채널화 코드(c)에 대한 전송 행렬 B c 를 기초로 유도될 수 있다.
Figure 112009034521615-pct00040
은 트래픽-파일럿 비로도 지칭되며 수신기에 의해 추정되거나 (예를 들어 시그널링에 의해) 알려질 수도 있다. 보통, 트래픽-파일럿 비
Figure 112009034521615-pct00041
을 추정하는 것으로 충분하며, G p 와 G c 가 개별적으로 추정될 필요는 없다.
수신기(150)는 다음과 같이 b c (s)의 데이터 심벌들을 복원할 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00042
또는 식(24)
Figure 112009034521615-pct00043
식(25)
식(24)에서, 수신기(150)는 수신 샘플들 x (k)를 프론트-엔드 필터 F 로 필터링한 다음, 각 채널화 코드(c)에 대해 필터링된 샘플들을 역확산 및 디스크램블링하고, 각 채널화 코드에 대한 필터링된 심벌들을 결합기 행렬 Δ c 로 결합할 수 있다. 식(25)에서, 수신기(150)는 각 채널화 코드(c)에 대한 수신 샘플들을 역확산 및 디스크램블링한 다음, 각 채널화 코드에 대한 역확산된 심벌들을 프론트-엔드 필터 F 로 필터링하여, 각 채널화 코드(c)에 대한 필터링된 심벌들을 결합기 행렬 Δ c 로 결합할 수 있다.
다른 수신기 설계에서, 제 1 단계에 대한 프론트-엔드 필터로서 W p 가 사용된다. 각 채널화 코드(c)에 대해 결합기 행렬 D c 가 계산되어 제 2 단계에 사용된다.
W p 에 의해 얻어진 필터링된 심벌들은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00044
식(26) 여기서
Figure 112009034521615-pct00045
식(27)
Figure 112009034521615-pct00046
식(28) z c (s)는 채널화 코드(c)에 대한 필터링된 심벌들의 M×1 벡터이다.
b c (s)의 데이터 심벌들은 다음과 같이 얻어질 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00047
식(29) 여기서 D c 는 채널화 코드(c)에 대한 M×L 결합기 행렬이다.
결합기 행렬 D c 는 다음과 같이 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 기준을 기초로 유도될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00048
식(30) 여기서
Figure 112009034521615-pct00049
식(31)
식(27)에 나타낸 것과 같이, 각 채널화 코드(c)에 대해 (ⅰ) 파일럿 심벌들 또는 칩들로부터 추정되어 모든 채널화 코드에 적용할 수 있는 행렬 A p 및 (ⅱ) 채널화 코드(c)에 특정한 전송 행렬 B c 및 트래픽-파일럿 비
Figure 112009034521615-pct00050
를 기초로 M×L 행렬 A c 가 계산될 수 있다. 식(30)에 나타낸 것과 같이, 각 채널화 코드(c)에 대해 (ⅰ) 모든 채널화 코드에 적용할 수 있는 잡음 공분산 행렬 R nn, p 및 (ⅱ) 채널화 코드(c)에 대해 계산된 행렬 A c 를 기초로 결합기 행렬 D c 가 계산될 수 있다.
결합기 행렬 D c 는 또한 다음과 같이 각 채널화 코드(c)에 대해 추정될 수도 있다:
Figure 112009034521615-pct00051
식(32)
Figure 112009034521615-pct00052
식(33) 여기서 R zz 는 z c (s)에 대한 M×M 공분산 행렬이다.
수신기(150)는 다음과 같이 b c (s)의 데이터 심벌들을 복원할 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00053
또는 식(34)
Figure 112009034521615-pct00054
식(35)
식(34)에서, 수신기(150)는 수신 샘플들 x (k)를 프론트-엔드 필터 W p 로 필터링한 다음, 각 채널화 코드(c)에 대한 필터링된 샘플들을 역확산 및 디스크램블링하여, 각 채널화 코드에 대한 필터링된 심벌들을 결합기 행렬 D c 로 결합할 수 있다. 식(35)에서, 수신기(150)는 각 채널화 코드(c)에 대한 수신 샘플들을 역확산 및 디스크램블링한 다음, 각 채널화 코드에 대한 역확산된 심벌들을 프론트-엔드 필터 W p 로 필터링하여 각 채널화 코드(c)에 대한 필터링된 심벌들을 결합기 행렬 D c 로 결합할 수 있다.
상술한 두 수신기 설계에서, 프론트-엔드 필터 F 또는 W p 가 수신 신호들의 "다중 경로" 차원들에 대한 등화기로서 간주될 수 있다. 결합기 행렬 Δ c 또는 D c 는 프론트-엔드 필터로부터의 필터링된 심벌들에 대해 동작하며 수신 신호들의 온-타임 차원들에 대한 적절한 처리로서 간주될 수 있다. 수신기 처리는 또한 다른 방식들로 다수의 단계로 수행될 수 있다.
수신기(150)는 수신 신호 품질을 추정할 수 있으며, 이는 신호대 잡음+간섭비(SINR) 또는 다른 어떤 파라미터에 의해 수량화될 수 있다. 식(29)으로부터 검출된 심벌들을 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00055
식(36) 여기서
Figure 112009034521615-pct00056
이고
Figure 112009034521615-pct00057
이며,
Figure 112009034521615-pct00058
는 n c (s)의 공분산이고,
Figure 112009034521615-pct00059
는 w c (s)의 공분산이다.
Figure 112009034521615-pct00060
의 ℓ번째 성분인 b ℓ,c (s)의 SINR은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00061
식(37) 여기서 L c (ℓ,i)는 L c 의 (ℓ,i)번째 성분이고, R ww,c (ℓ,ℓ)은 R ww,c 의 (ℓ,ℓ)번째 성분이다.
SINR{b ℓ,c (s)}는 채널화 코드(c)에 의해 전송된 ℓ번째 데이터 스트림의 SINR이고 그 데이터 스트림에 대한 데이터 레이트를 선택하는데 사용될 수 있다. 각 채널화 코드(c)에 대한 SINR은 해당 채널화 코드에 사용되는 전송 행렬 B c 에 좌우된다. 수신기(150)는 서로 다른 가능한 전송 행렬들에 대한 SINR을 결정하고 가장 높은 SINR을 갖는 전송 행렬을 선택할 수 있다. 수신기(150)는 송신기(110)에 피드백 정보를 전송할 수 있다. 이 피드백 정보는 각 채널화 코드에 대해 선택된 전송 행렬, 각 채널화 코드에 대한 SINR 또는 데이터 레이트, 모든 채널화 코드에 대한 평균 SINR 또는 데이터 레이트 등을 포함할 수 있다.
송신기(110)는 L개의 인코딩된 프레임 또는 데이터 스트림을 표 1에 나타낸 MIMO 모드들 중 임의의 모드를 이용하여 수신기(150)에 전송할 수 있다. 수신기(150)는 상술한 바와 같이 선형 MIMO 검출을 두 단계로 - 한 단계에서는 프론트- 엔드 필터링을 다른 단계에서는 결합을 수행할 수 있다. 수신기(150)는 선형 MIMO 검출로부터 L개의 모든 프레임에 대한 검출된 심벌들을 얻을 수 있고 이들 검출된 심벌을 처리하여 L개의 프레임을 복원할 수 있다.
수신기(150)는 또한 SIC에 의한 MIMO 검출을 수행할 수도 있다. 이 경우, 수신기(150)는 선형 MIMO 검출을 수행한 다음, 검출된 심벌들을 처리하여 하나의 프레임을 복원할 수 있다. 프레임이 정확하게 디코딩된다면, 수신기(150)는 이 프레임으로 인한 간섭을 추정하여 제거할 수 있다. 수신기(150)는 다음 프레임에 대해 동일한 처리를 반복할 수 있다. 나중에 복원되는 각 프레임에는 보다 적은 간섭이 가해질 수 있고 따라서 더 높은 SINR을 관찰할 수 있다.
SIC의 경우, MIMO 송신으로 동시에 전송되는 L개의 프레임은 서로 다른 SINR을 달성할 수 있다. 각 프레임의 SINR은 (ⅰ) 선형 MIMO 검출에 의한 해당 프레임의 SINR 및 (ⅱ) L개의 프레임이 복원되는 특정 순서에 좌우될 수 있다. 각 프레임에 대해 해당 프레임에 의해 달성되는 SINR을 기초로 채널 품질 표시자(CQI)가 결정될 수 있다. L개의 프레임에 대한 CQI들은 처음에 복원된 프레임은 SIC로부터 이익을 얻지 못하는 반면, 나중에 복원되는 각 프레임은 SIC로부터 이익을 얻을 수 있다는 사실을 고려함으로써 계산될 수 있다.
수신기(150)는 SIC에 의한 MIMO 검출을 위해 다음의 작업들을 수행할 수 있다: 1. L개의 프레임에 대해 지원 가능한 데이터 레이트들을 계속해서 추정하고 적절한 CQI 보고들을 생성하여 전송하며, 2. 데이터 송신을 위해 수신기(150)가 스케줄링되고 다수의 프레임이 동시에 전송될 때 정확하게 디코딩된 각 프레임의 제거와 함께 MIMO 검출을 수행한다.
상술한 두 가지 작업은 데이터 송신을 위해 스케줄링될 때 수신기(150)에 적용 가능한 특정 트래픽-파일럿 비
Figure 112009034521615-pct00062
를 가정할 수 있다. 이 트래픽-파일럿 비는 결합기 행렬들을 유도하고 SINR들을 추정하는데 사용될 수 있다. 간소화를 위해, 다음 설명은 각 프레임이 M×L 전송 행렬 B c 의 하나의 열에 의해 전송되는 것으로 가정한다.
한 설계에서, 수신기(150)는 전체 SIC를 수행할 수 있으며, 이는 프론트-엔드 필터의 모든 또는 상당한 시간 범위에 걸친 간섭의 추정 및 제거이다. 전체 SIC를 위해, 수신기(150)는 우선 프레임 1을 정확하게 디코딩할 수 있고, 그 다음 송신기(110)에 의해 수행되는 것과 동일한 방식으로 디코딩된 프레임 1을 인코딩, 변조, 확산 및 스크램블링함으로써 프레임 1로 인한 간섭을 추정하여 프레임 1에 대해 전송된 출력 칩들을 얻을 수 있다. 수신기(150)는 채널 응답 행렬로 출력 칩들을 컨볼브(convolve)하여 다음과 같이 프레임 1로 인한 간섭을 추정할 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00063
식(38) 여기서 y 1(k)는 프레임 1에 대한 출력 칩들의 T×1 벡터이고,
Figure 112009034521615-pct00064
는 H 의 추정치인 R×T 채널 추정 행렬이며, i 1(k)는 프레임 1로 인한 간섭의 R×1 벡터이다.
수신기(150)는 다음과 같이 프레임 1로 인한 간섭을 제거할 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00065
식(39) 여기서 x 1(k)는 전송되지 않은 프레임 1을 갖는 수신 샘플들의 추정치들인 입력 샘플들의 R×1 벡터이다.
수신기(150)는 수신 샘플들 x (k)와 같은 방식으로 입력 샘플들 x 1(k)를 처리하여 다른 프레임 2를 복원할 수 있다. 프레임 2에 대해, 수신기(150)는 입력 샘플들 x 1(k)를 기초로 프론트-엔드 필터 F 또는 W p 를 재계산하고 입력 샘플들을 새로운 프론트-엔드 필터로 필터링하여 필터링된 심벌들을 얻을 수 있다. 수신기(150)는 또한 각 채널화 코드(c)에 대한 결합기 행렬 Δ c 또는 D c 를 재계산한 다음, 필터링된 심벌들을 새로운 결합기 행렬로 결합하여 프레임 2에 대한 채널화 코드(c)에 대해 검출된 심벌들을 얻을 수 있다.
전체 SIC를 위해, 각 프레임은 프론트-엔드 필터 및 한 세트의 결합기 행렬들과 관련되며, 이들은 해당 프레임에 대해 특정하게 유도될 수 있다. L개의 프레임이 복원되는 특정 순서는 각 프레임에 대한 프론트-엔드 필터 및 결합기 행렬들과 충돌할 수도 있다. 예를 들어, 2개의 프레임 1과 2가 전송된다면, 각 프레임에 대한 프론트-엔드 필터 및 결합기 행렬들은 프레임 2 전에 프레임 1이 복원되는지 또는 그 반대인지에 따라 다를 수도 있다. 더욱이, 전송 행렬 B c 의 선택 또한 관련된다. 간섭 제거 뒤에 계산되는 프론트-엔드 필터는 변경된 신호 통계치들로 인해 서로 다른 전송 행렬에 대해 다를 수도 있다.
CQI 보고를 위해, L개의 프레임의 SINR들을 추정하여 간섭 제거로부터의 임의의 이득들에 반영하는 것이 바람직하다. 선형 MIMO 검출에 의한 각 프레임의 SINR은 파일럿 심벌들 및 트래픽-파일럿 비에 대한 가정을 기초로 추정될 수 있다. SINR 추정치는 SIC로부터 이익을 얻지 못하는 처음 복원된 프레임에 비해 비교적 정확할 수 있다. 그러나 나중에 복원되는 각 프레임에 대한 SINR 추정치는 간섭 제거가 실제로 일어나는 경우에만 SIC의 이익이 확인될 수 있기 때문에 정확하지 않을 수 있으며, 간섭 제거는 데이터 송신을 위해 수신기(150)가 스케줄링될 경우에만 수행될 수 있다. 수신기(150)는 계속해서 SINR을 추정하고 CQI를 보고할 수 있는 반면, 데이터 송신은 드문드문 일어날 수 있다. 따라서 데이터 송신이 일어나지 않은 경우에도 가능한 한 정확하게 SINR을 추정하는 것이 바람직하다.
수신기(150)는 다양한 방식으로 L개의 프레임의 SINR을 추정할 수 있다. 제 1 설계로, 수신기(150)는 프론트-엔드 필터의 파라메트릭 연산 및 복원된 각 프레임의 완전한 제거의 가정을 통해 각 프레임의 SINR을 추정할 수 있다. 제 2 설계에서, 수신기(150)는 수신 신호들의 알려진 성분들만, 예를 들어 파일럿만을 제거함으로써 각 프레임의 SINR을 추정할 수 있다. 이 설계는 달성할 수 있는 SINR들에 대해 하한을 제공할 수 있다. 제 3 설계로, 수신기(150)는 존재한다면, 후술하는 바와 같이 앞서 복원된 프레임들의 온-타임 신호 성분들만을 삭제함으로써 각 프레임의 SINR을 추정할 수 있다. 수신기(150)는 데이터 송신이 수신될 때 완전한 제거를 수행할 수 있다. 제 3 설계는 제 2 설계보다 달성 가능한 SINR들에 대해 더 높은 하한을 제공할 수 있다.
다른 설계에서, 수신기(150)는 온-타임 SIC를 수행할 수 있으며, 이는 각각의 복원된 프레임의 온-타임 신호 성분들로 인한 간섭의 추정 및 간섭이다. 온-타임 SIC를 위해, 수신기(150)는 우선 프레임 1을 정확하게 디코딩한 다음, 디코딩된 프레임 1을 인코딩 및 변조함으로써 프레임 1로 인한 간섭을 추정하여 프레임 1에 대한 재구성된 데이터 심벌들을 얻을 수 있다. 수신기(150)는 재구성된 데이터 심벌들을 기초로 프레임 1로 인한 간섭을 추정할 수 있다. 수신기(150)는 필터링된 심벌들에서 추정된 간섭을 빼고 결과적인 심벌들을 처리하여 다른 프레임 2에 대한 검출된 심벌들을 얻을 수 있다.
온-타임 SIC를 위해, 수신기(150)는 수신 샘플들을 프론트-엔드 필터로 단 한 번 필터링하여 L개의 모든 프레임에 대한 필터링된 심벌들을 얻을 수 있다. 수신기(150)는 (수신 샘플들 대신) 필터링된 심벌들에 대한 간섭 제거를 수행할 수 있으며, 이는 수신기 처리를 상당히 간소화할 수 있다. 각각의 다음 프레임에 대해, 수신기(150)는 방금 디코딩된 프레임에 대한 필터링된 심벌들 및 재구성된 데이터 심벌들을 기초로 각 채널화 코드(c)에 대한 결합기 행렬 Δ c 또는 D c 를 재계산할 수 있다.
간소화를 위해, 다음 설명은 MIMO 송신에서 2개의 프레임이 동시에 전송되는 것으로 가정한다. 논의는 임의의 수의 프레임으로 확장될 수 있다. 수신기(150)는 우선 상술한 바와 같이 프레임 1을 복원할 수 있다. 프레임 2에 대해, 프레임 2를 복원하기 위해 이용 가능한 심벌들은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00066
식(40) 여기서
Figure 112009034521615-pct00067
는 디코딩된 프레임 1에 대한 재구성된 데이터 심벌이고,
Figure 112009034521615-pct00068
는 프레임 2를 복원하기 위해 이용 가능한 심벌들의 (M + 1)×1 벡터이다.
프레임 2에 대한 결합기 벡터는 다음과 같이 MMSE 기준을 기초로 유도될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00069
식(41) 여기서 d c ,2(s)는 프레임 2에 대한 (M + 1)×1 결합기 벡터이다. 결합기 벡터는 하나의 열을 가진 결합기 행렬로 간주될 수 있다.
2개의 프레임이 동시에 전송된다면,
Figure 112009034521615-pct00070
이다. 프레임 2에 대한 결합기 벡터는 다음과 같이 유도될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00071
식(42)
식(42)에서 대부분의 항은 프레임 1의 처리로부터 입수될 수 있다. 특히,
Figure 112009034521615-pct00072
는 식(32)에 나타낸 것과 같이 얻어질 수 있다. a c ,2는 A c 의 2열로부터 얻어질 수 있으며, A c 는 식(27)에 나타낸 것과 같이 유도될 수 있다. a c ,1은 A c 의 1열로부터 얻어질 수 있다. 그러나 프레임 1에 대한 재구성된 데이터 심벌들이 이용 가능하기 때문에 다음과 같이 개선된 a c ,1이 얻어질 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00073
식(43)
프레임 2에 대한 검출된 심벌들
Figure 112009034521615-pct00074
는 다음과 같이 얻어질 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00075
식(44)
식(44)은 결합기 벡터 d c ,2(s)를 기초로 프레임 1에 대한 필터링된 심벌들 및 재구성된 데이터 심벌들을 결합하여 프레임 2에 대한 검출된 심벌들을 얻는다. 식(44)은 본질적으로 선형 MIMO 검출뿐 아니라 간섭 추정 및 제거도 수행한다. 식(44)은 다음과 같이 분해될 수 있다.
프레임 1로 인한 간섭은 다음과 같이 추정될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00076
식(45) 여기서 d c ,M+1은 디코딩된 프레임 1로 인한 간섭을 추정하기 위한 스칼라/가중치이고, i c ,1(s)는 프레임 1로 인한 온-타임 간섭이다. d c ,M+1은 결합기 벡터 d c ,2(s)의 마지막 성분이고 프레임 1에 대한 재구성된 데이터 심벌들 및 필터링된 심벌들을 기초로 유도된다.
프레임 2에 대한 MIMO 검출은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00077
식(46) 여기서
Figure 112009034521615-pct00078
는 결합기 벡터 d c ,2(s)의 처음 M개의 성분을 포함하는 M×1 벡터이고,
Figure 112009034521615-pct00079
는 프레임 2에 대해 얻어진 심벌이다.
프레임 2에 대해 검출된 심벌들
Figure 112009034521615-pct00080
는 다음과 같이 얻어질 수 있다:
Figure 112009034521615-pct00081
식(47)
온-타임 SIC를 위해, 온-타임 신호 성분들만 간섭 제거에 의해 영향을 받고, 간섭 제거 후 수신 샘플들의 다중 경로 특성들은 변경되지 않고 그대로 유지된다. 이는 각 프레임에 동일한 프론트-엔드 필터 F 또는 W p 가 사용될 수 있고, 최적 필터 W c 에 대한 모든 변경이 결합기 행렬에 통합될 수 있음을 의미한다. 온-타임 심벌에 대해 동작하는 결합기 행렬 Δ c 또는 D c 만이 간섭 제거에 의해 영향을 받는다. 이는 전송 행렬 B c 및 L개의 프레임이 복원되는 순서와 상관없이 사실이다. 결합기 행렬 Δ c 또는 D c 는 각 프레임의 각 채널화 코드에 대해 재계산되어 해당 프레임의 해당 채널화 코드에 대한 필터링된 심벌들을 결합하는데 사용될 수 있다.
CQI 보고를 위해, 이전에 복원된 각 프레임의 실제 디코딩 및 제거를 수반하지 않는 파라메트릭 기술들을 이용하여 나중에 복원되는 각 프레임에 의해 달성되는 SINR을 추정할 수 있는 것이 바람직하다. 이는 데이터 송신을 위해 수신기가 스케줄링되지 않는다면 프레임들이 수신기(150)로 전송되지 않기 때문이다. SINR 추정을 위해, 복원된 각 프레임에 대한 B c 의 열을 0으로 설정함으로써 각 프레임의 SINR이 추정될 수 있다. 예를 들어, 2개의 프레임이 전송된다면, 처음 복원된 프레임 1의 SINR이, 예를 들어 식(36) 및 식(37)에 나타낸 것과 같이
Figure 112009034521615-pct00082
를 사용하여 계산될 수 있다. 두 번째로 복원된 프레임 2의 SINR은 프레임 1의 가설의 제거를 반영하는 전송 행렬인
Figure 112009034521615-pct00083
를 사용하여 계산될 수 있다.
상술한 SINR 추정 기술은 수신기(150)가 서로 다른 전송 행렬 B c 및/또는 L개의 프레임을 복원하는 서로 다른 순서에 대한 간섭 제거 이득들을 쉽게 추정하게 할 수 있다. 예를 들어, 수신기(150)는 (
Figure 112009034521615-pct00084
를 사용하여) 처음 복원된 프레임 1의 SINR 및 (
Figure 112009034521615-pct00085
를 사용하여) 두 번째로 복원된 프레임 2의 SINR을 추정할 수 있으며, 프레임 2의 SINR은 프레임 1로부터의 간섭 제거를 반영한다. 수신기(150)는 또한 (
Figure 112009034521615-pct00086
를 사용하여) 처음 복원된 프레임 2의 SINR 및 (
Figure 112009034521615-pct00087
을 사용하여) 두 번째로 복원된 프레임 1의 SINR을 추정할 수 있으며, 프레임 1의 SINR은 프레임 2로부터의 간섭 제거를 반영한다. 수신기(150)는 또한 데이터 송신에 사용될 수 있는 서로 다른 전송 행렬을 평가할 수 있다. 수신기(150)는 예를 들어 L개의 모든 프레임에 대한 데이터 레이트 또는 전체 스루풋과 관련하여 최상의 성능을 야기하는 특정 복원 순서 및 특정 전송 행렬을 결정할 수 있다. 수신기(150)는 이 정보는 송신기(110)에 전송하여 수신기로의 데이터 전송을 보조할 수 있다.
프론트-엔드 필터는 온-타임 SIC에서 일정하기 때문에, 데이터 송신을 위해 수신기(150)가 스케줄링되지 않은 경우에도 확고한 SINR 추정이 가능할 수 있다. 각 프레임의 SINR은 해당 프레임에 대한 전송 행렬을 기초로 결합기 행렬 D c 를 간단히 계산함으로써 추정될 수 있다. 계산 부담이 적을 수 있기 때문에, 서로 다른 전송 행렬 및 복원 순서를 평가하여 최상의 성능을 야기하는 다른 복원 순서 및/또는 전송 행렬을 결정하는 것이 실용적일 수 있다.
나중에 복원되는 각 프레임의 SINR을 온-타임 SIC를 기초로 추정하는 것은 마지막으로 복원되는 프레임의 성능 메트릭이 데이터 송신에 사용되는 채널화 코드들에 할당되는 송신 전력에 선형적으로만 의존하게 할 수 있다. 이는 (ⅰ) 동일한 총 전력이 사용된다고 가정할 때 다중 경로 간섭의 통계적 특성들이 채널화 코드 및 전력 할당에 관계없이 동일하게 유지되고, (ⅱ) 모든 온-타임 간섭 기여가 희미해진다는 사실에 기인한다. 파트 (ⅱ)는 (a) 동일한 채널화 코드들에 대해 복원된 각 프레임으로 인한 간섭이 제거되고 (b) 채널화 코드들이 시간 정렬될 때 채널화 코드들의 직교성 때문에 다른 채널화 코드들로부터의 간섭이 억제되기 때문에 사실이다. 이러한 할당된 송신 전력에 대한 성능 메트릭의 선형 의존성은 SINR 추정을 위해 가정하는 전력이 데이터 송신에 사용되는 전력과 다른 경우, 송신기(110)가 수신기(150)에 의해 보고되는 SINR들을 프레임에 사용되는 실제 송신 전력으로 스케일링하게 할 수 있다.
온-타임 SIC는 간섭 제거가 없는 경우에 비해 개선된 성능을 제공할 수 있 다. 더욱이, 온-타임 SIC는 전체 SIC보다 훨씬 덜 계산 집약적일 수 있다. 온-타임 SIC는 또한 일관된 SINR 추정을 가능하게 할 수 있으며, 이는 성능을 개선할 수 있다.
도 4는 수신기(150a)의 블록도를 나타내며, 이는 도 1의 수신기(150)의 한 설계이다. 이 설계에서는, CDMA 복조 전에 프론트-엔드 필터링이 수행된다. 도 1의 블록(160)의 한 설계인 등화기/CDMA 복조기(160a)는 프론트-엔드 필터/등화기(410) 및 CDMA 복조기(420)를 포함한다. CDMA 복조기(420)는 트래픽 데이터에 사용되는 C개까지의 채널화 코드에 대한 C개의 디스크램블러/역확산기(422a-422C)를 포함한다. 도 1의 블록(170)의 한 설계인 RX MIMO 프로세서(170a)는 트래픽 데이터에 사용되는 C개까지의 채널화 코드에 대한 C개의 결합기(432a-432C)를 포함한다.
도 1의 블록(156)의 한 설계인 채널 프로세서(156a) 내에서, 타이밍 추정기(442)가 수신 신호들의 타이밍을 결정한다. 유닛(442)은 서로 다른 안테나에 대한 전력 지연 프로파일들 및/또는 채널 임펄스 응답들을 추정할 수 있으며, 채널 임펄스 응답들 및/또는 전력 지연 프로파일들의 중심을 결정할 수 있다. 유닛(442)은 중심을 기초로 수신 신호들의 타이밍을 결정할 수 있다.
계수 계산 유닛(444)은 수신 샘플들을 기초로, 예를 들어 식(20)에 나타낸 것과 같이 필터 W p 에 대한 계수들을 유도한다. 유닛(444)은 RLS, 블록 최소 제곱 또는 다른 어떤 기술들을 기반으로 W p 를 유도할 수도 있다. 유닛(442)으로부터의 타이밍 정보가 트레이닝에, 예를 들어 국소적으로 생성된 파일럿 칩들을 수신 샘플들과 정렬하기 위해 사용될 수 있다. 유닛(444)은 프론트-엔드 필터(410)에 W p 를 제공한다.
필터(410)는 수신 샘플들 x (k)에 대해 W p 로 프론트-엔드 필터링/등화를 수행하여 필터링된 샘플들을 제공한다. CDMA 복조기(420) 내에서, 각 유닛(422)은 다른 채널화 코드에 대한 필터링된 샘플들을 역확산 및 디스크램블링하여 해당 채널화 코드에 대한 필터링된 심벌들 z c (s)를 제공한다.
유닛(446)은 파일럿 채널화 코드(p)에 대한 필터링된 샘플들을 역확산 및 디스크램블링한다. 유닛(422, 446)은 유닛(442)에 의해 제공되는 타이밍을 기초로 역확산 및 디스크램블링을 수행한다. 채널 추정기(448)는 유닛(446)으로부터의 필터링된 파일럿 심벌들을 기초로 M×M 행렬
Figure 112009034521615-pct00088
를 추정한다. 유닛(45)은 각 채널화 코드에 대한 외적
Figure 112009034521615-pct00089
를 계산하고, 채널화 코드들 및 심벌 구간들에 걸쳐 외적을 평균하며, 예를 들어 식(32)에 나타낸 것과 같이 상관 행렬 R zz 를 제공한다. 유닛(452)은 유닛(448)으로부터의 행렬
Figure 112009034521615-pct00090
, 유닛(450)으로부터의 상관 행렬 R zz 및 코드 특정 행렬들을 기초로 다음과 같이 각 채널화 코드(c)에 대한 결합기 행렬 D c 에 대한 계수들을 유도한다:
Figure 112009034521615-pct00091
식(48)
RX MIMO 프로세서(170a) 내에서, 각 결합기(432)는 결합기 행렬 D c 를 기초로 다른 채널화 코드(c)에 대한 필터링된 심벌들을 결합하여 해당 채널화 코드에 대한 검출된 심벌들을 제공한다.
일반적으로, 제 1 단계에서 프론트-엔드 필터링이 수행되어 M개의 수신 신호의 비 온-타임 성분들을 처리할 수 있다. 프론트-엔드 필터는 일반적으로 송신 전에 송신기에서 신호들이 어떻게 처리되는지에 좌우되지 않는다. CDM 송신을 위해, 프론트-엔드 필터는 모든 채널화 코드에 적용 가능할 수 있다. 제 2 단계는 온-타임 신호 성분들을 결합하여 L개의 전송된 신호를 복원할 수 있다. 제 2 단계에서 사용되는 결합기 행렬들은 전송 전에 신호들이 어떻게 처리되는지(예를 들어, 송신기에 의해 사용되는 전송 행렬 B c 및 이득 행렬 G c ) 그리고 다른 요소들(예를 들어, 채널 응답
Figure 112009034521615-pct00092
및 신호 통계치 R zz )에 좌우될 수 있다.
도 5a는 수신기(150b)의 블록도를 나타내며, 이는 전체 SIC를 수행하며 도 1의 수신기(150)의 다른 설계이다. 이 설계에서는, CDMA 복조 전에 프론트-엔드 필터링이 수행된다. 도 1의 블록(160)의 다른 설계인 등화기/CDMA 복조기(160b)는 합산기(408) 프론트-엔드 필터/등화기(410), CDMA 복조기(420), CDMA 변조기(424) 및 간섭 추정기(426)를 포함한다. 첫 번째 프레임에 대해, 합산기(408)는 수신 샘플들을 간단히 프론트-엔드 필터(410)로 전달한다. 각각의 다음 프레임에 대해, 간섭 추정기(426)는 방금 복원된 프레임으로 인한 간섭을 제공하고, 합산기(408)는 예를 들어 식(39)에 나타낸 것과 같이 수신 샘플들로부터 간섭을 빼서 입력 샘플들 을 프론트-엔드 필터(410)에 제공한다. 필터(410)는 W p 로 수신 샘플들 또는 입력 샘플들에 대해 프론트-엔드 필터링/등화를 수행하여 필터링된 샘플들을 제공한다. CDMA 복조기(420)는 모든 채널화 코드에 대한 필터링된 샘플들을 역확산 및 디스크램블링하여 이들 채널화 코드에 대한 필터링된 심벌들을 제공한다.
도 1의 블록(156)의 다른 설계인 채널 프로세서(156b) 내에서, 유닛(442-450)은 도 4에 대해 상술한 것과 같이 동작한다. 각 프레임에 대해, 유닛(450)은 각각의 채널화 코드에 대한 CDMA 복조기(420)로부터의 필터링된 심벌들의 외적
Figure 112009034521615-pct00093
를 계산하고, 채널화 코드들 및 심벌 구간들에 걸쳐 외적을 평균하여, 예를 들어 식(32)에 나타낸 것과 같이 상관 행렬 R zz 를 제공할 수 있다. 첫 번째 프레임에 대해, 유닛(452)은 도 4에 대해 상술한 것과 같이 각 채널화 코드(c)에 대한 결합기 행렬 D c 의 계수들을 유도할 수 있다. 각각의 다음 프레임에 대해, 유닛(452)은 해당 프레임에 대한 필터링된 샘플들을 기초로 결합기 행렬 D c 에 대한 계수들을 유도할 수 있다.
도 4에 나타낸 것과 같이 구현될 수 있는 RX MIMO 프로세서(170) 내에서, 각 채널화 코드(c)에 대한 결합기는 결합기 행렬 D c 를 기초로 채널화 코드에 대한 필터링된 심벌들을 결합하여 채널화 코드에 대한 검출된 심벌들을 제공할 수 있다. RX 데이터 프로세서(172)는 복원되고 있는 프레임에 대한 검출된 심벌들을 복조 및 디코딩하여 디코딩된 데이터를 제공할 수 있다. 프레임이 정확하게 디코딩된다면, TX 데이터 프로세서(174)는 디코딩된 프레임을 인코딩 및 변조하여 프레임에 대한 재구성된 데이터 심벌들을 제공할 수 있다. TX MIMO 프로세서(176)는 재구성된 데이터 심벌들을 처리하여 출력 심벌들을 얻을 수 있다. CDMA 변조기(424)는 출력 심벌들을 확산 및 스크램블링하여 디코딩된 프레임에 대한 출력 칩들을 얻을 수 있다. 간섭 추정기(426)는 디코딩된 프레임으로 인한 간섭을, 예를 들어 식(38)에 나타낸 것과 같이 추정하여 추정된 간섭을 제공할 수 있다.
전체 SIC를 위해, 채널 프로세서(156b)는 각 프레임에 대한 프론트-엔드 필터를 유도할 수 있고, 간섭 추정기(424)는 프론트-엔드 필터의 전체 시간 범위에 대한 간섭을 추정할 수 있다. 채널 프로세서(156b)는 각 프레임에 대한 각 채널화 코드의 결합기 행렬을 유도할 수 있다.
도 5b는 수신기(150c)의 블록도를 나타내며, 이는 온-타임 SIC를 수행하며 도 1의 수신기(150)의 또 다른 설계이다. 이 설계에서는, CDMA 복조 전에 프론트-엔드 필터링이 수행된다. 도 4에 대해 상술한 것과 같이, 등화기/CDMA 복조기(160a)가 수신 샘플들을 처리하여 각 채널화 코드(c)에 대한 필터링된 심벌들을 제공할 수 있다. RX 데이터 프로세서(170)는 결합기 행렬 D c 또는 d c ,2를 기초로 각 채널화 코드(c)에 대한 필터링된 심벌들을 결합하여 채널화 코드에 대한 검출된 심벌들을 제공할 수 있다. RX 데이터 프로세서(172)는 복원되고 있는 프레임에 대한 검출된 심벌들을 복조 및 디코딩하여 디코딩된 데이터를 제공할 수 있다. 프레임이 정확하게 디코딩된다면, TX 데이터 프로세서(174)는 디코딩된 프레임을 인코딩 및 변조하여 프레임에 대한 재구성된 데이터 심벌들을 제공할 수 있다. 곱셈기(460)가 재구성된 데이터 심벌들을 스칼라/가중치로 스케일링하여, 예를 들어 식(45)에 나타낸 것과 같이 디코딩된 프레임으로 인한 간섭의 추정치를 얻을 수 있다. 합산기(462)는 간섭 제거를 위해, 예를 들어 식(47)에 나타낸 것과 같이 RX MIMO 프로세서(170)의 출력으로부터 곱셈기(460)의 출력을 빼서 복원될 다음 프레임에 대한 검출된 심벌들을 제공할 수 있다. RX MIMO 프로세서(170) 내에서 또는 그 전에 간섭 추정 및 제거가 수행될 수도 있다.
온-타임 SIC를 위해, 채널 프로세서(156b)는 L개의 모든 프레임에 대한 단일 프론트-엔드 필터를 유도할 수 있고, 곱셈기(460)는 디코딩된 각 프레임의 온-타임 신호 성분들에 대해서만 간섭을 추정할 수 있다. 채널 프로세서(156b)는 각 프레임에 대한 각 채널화 코드의 결합기 행렬을 유도할 수 있다.
도 5c는 수신기(150d)의 블록도를 나타내며, 이는 2개의 프레임의 MIMO 송신을 위해 온-타임 SIC를 수행하며 도 1의 수신기(150)의 또 다른 설계이다. 수신 샘플들에 대해 프론트-엔드 필터링 및 CDMA 복조가 수행되어 각 채널화 코드에 대한 필터링된 심벌들을 얻을 수 있다(블록(510)). 블록(510)은 도 5b의 블록(410, 420, 446)을 포함할 수 있다. 프론트-엔드 필터를 유도하는데 사용되는 블록들(예를 들어, 도 5b의 블록(442, 444))은 간결성을 위해 도 5c에 도시하지 않는다. 필터링된 심벌들을 기초로 채널 응답
Figure 112009034521615-pct00094
및 공분산 행렬 R zz 가 추정될 수 있다(블록(518)). 블록(518)은 도 5b의 블록(448, 450)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 식(48)에 나타낸 것과 같이, 채널 응답, 공분산 행렬 및 다른 파라미터들을 기초로 제 1 프레임에 대한 결합기 행렬 D c 가 계산될 수 있다(블록(524)). 예를 들어, 식(29)에 나타낸 것과 같이, 필터링된 심벌들이 결합기 행렬 D c 를 기초로 계산되어 제 1 프레임에 대한 검출된 심벌들을 얻을 수 있다(블록(520)). 제 1 프레임에 대한 검출된 심벌들은 복조 및 디코딩되어 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 얻을 수 있다(블록(522)).
제 1 프레임이 정확하게 디코딩된다면(이는 CRC 검사를 기초로 결정될 수 있음), 디코딩된 제 1 프레임이 인코딩 및 변조되어 제 1 프레임에 대한 재구성된 데이터 심벌들을 얻을 수 있다(블록(526)). 예를 들어, 식(42)에 나타낸 것과 같이, 공분산 행렬, 제 1 프레임에 대한 재구성된 데이터 심벌들 및 다른 파라미터들을 기초로 제 2 프레임에 대한 결합기 행렬 d c ,2가 계산될 수 있다(블록(534)). 블록(534)은 식(43)에 나타낸 것과 같이, 제 1 프레임에 대한 재구성된 데이터 심벌들을 기초로 a c ,1의 개선된 추정치를 유도할 수 있다. 결합기 행렬 d c ,2를 기초로 제 1 프레임에 대한 필터링된 심벌들 및 재구성된 데이터 심벌들이 계산되어, 예를 들어 식(44)에 나타낸 것과 같이 제 2 프레임에 대한 검출된 심벌들을 얻을 수 있다(블록(530)). 제 2 프레임에 대해 검출된 심벌들은 복조 및 디코딩되어 제 2 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 얻을 수 있다(블록(532)). 도 5c에 나타낸 처리는 임의의 수의 프레임에 대해 확장될 수 있다.
도 6은 SIC 없이 MIMO 송신을 복원하는 프로세스(600)의 설계를 나타낸다. 다수의 수신 신호의 비 온-타임 신호 성분들을 처리(예를 들어, 보상, 억제 또는 완화)하는 프론트-엔드 필터가 유도된다(블록(612)). 프론트-엔드 필터는 비 온-타임 신호 성분들을 분리하지 않는다. 대신, 프론트-엔드 필터는 바람직한/유리한 방식으로 비 온-타임 신호 성분들을 처리하고, 또한 온-타임 신호 성분들을 (부수적으로) 처리할 수 있다. 또한, 다수의 전송된 신호에 대한 온-타임 신호 성분들을 결합하기 위한 적어도 하나의 결합기 행렬이 유도된다(블록(614)). 프론트-엔드 필터는 식(21)에 나타낸 것과 같이 유도되는 F 일 수 있고, 결합기 행렬들은 식(23)에 나타낸 것과 같이 유도되는 Δ c 일 수 있다. 프론트-엔드 필터는 또한 식(19) 또는 식(20)에 나타낸 것과 같이 유도되는 W p 일 수 있고, 결합기 행렬들은 예를 들어 식(30), 식(33) 또는 식(48)에 나타낸 것과 같이 유도되는 D c 일 수도 있다. 프론트-엔드 필터 및 결합기 행렬들은 다른 방식으로 유도될 수도 있다. 프론트-엔드 필터는 파일럿에 대한 수신된 데이터를 기초로 그리고 예를 들어 최소 제곱 기준에 따라 유도될 수 있다. 결합기 행렬들은 데이터를 전송하는데 사용되는 전송 행렬들, 데이터에 사용되는 이득들, 채널 응답 추정치, 프론트-엔드 필터, 신호 및/또는 잡음 통계치 등을 기초로 유도될 수도 있다. 결합기 행렬들은 MMSE 또는 다른 어떤 기준에 따라 유도될 수도 있다.
수신된 데이터는 다수의 수신 신호의 비 온-타임 신호 성분들을 처리하도록 필터링된다(블록(616)). 필터링된 데이터는 다수의 전송된 신호에 대한 온-타임 신호 성분들을 결합하도록 처리된다(블록(618)). 2개 이상의 신호 구간 동안의 수 신된 데이터가 비 온-타임 신호 성분들을 처리하도록 필터링될 수 있다. 하나의 심벌 구간에 대해 필터링된 데이터는 온-타임 신호 성분들을 결합하도록 처리될 수 있다. 수신된 데이터 및 필터링된 데이터는 샘플, 심벌 등으로 주어질 수 있다.
다수의 채널화 코드에 의해 전송된 CDM 송신에 대해, 단일 프론트-엔드 필터가 유도되어 비 온-타임 신호 성분들을 처리하는데 사용될 수 있고, 다수의 결합기 행렬들이 유도되어 다수의 채널화 코드에 대한 온-타임 신호 성분들을 결합하는데 사용될 수 있다. 한 가지 방식에서, 수신된 데이터는 우선 프론트-엔드 필터에 의해 필터링되어 중간 데이터를 얻는다. 중간 데이터는 각 채널화 코드에 대해 역확산되어 채널화 코드에 대한 필터링된 데이터를 얻는다. 각 채널화 코드에 대한 필터링된 데이터는 해당 채널화 코드에 대한 결합기 행렬로 추가 처리되어 채널화 코드에 대한 출력 데이터를 얻는다. 다른 방식에서, 수신된 데이터는 우선 각 채널화 코드에 대해 역확산되어 채널화 코드에 대한 역확산 데이터를 얻는다. 각 채널화 코드에 대한 역확산 데이터는 동일한 프론트-엔드 필터로 필터링되어 채널화 코드에 대한 필터링된 데이터를 얻는다. 각 채널화 코드에 대한 필터링된 데이터는 채널화 코드에 대한 결합기 행렬로 추가 처리되어 채널화 코드에 대한 출력 데이터를 얻는다.
CDM을 위해, 수신된 데이터 및 알려진 파일럿을 기초로, 예를 들어 (a) 칩 레벨 트레이닝을 위해 알려진 파일럿 칩들 및 수신된 데이터에 대한 샘플들 또는 (b)는 심벌 레벨 트레이닝을 위해 알려진 파일럿 심벌들 및 수신된 데이터로부터 얻어진 역확산된 파일럿 심벌들을 기초로 프론트-엔드 필터가 유도될 수 있다. 다 수의 채널화 코드에 사용되는 전송 행렬들, 다수의 채널화 코드에 대한 이득들, 채널 응답 추정치, 프론트-엔드 필터, 신호 및/또는 잡음 통계치 등, 또는 이들의 결합을 기초로 결합기 행렬들이 유도될 수 있다. 프론트-엔드 필터 및 채널 응답 추정치는 공동으로, 예를 들어
Figure 112009034521615-pct00095
로써 추정될 수 있다.
도 7은 온-타임 SIC에 의해 MIMO 송신을 복원하는 프로세스(700)의 설계를 나타낸다. MIMO 송신을 위한 수신된 데이터가 얻어질 수 있다(블록(712)). 수신된 데이터는 프론트-엔드 필터를 기초로 처리되어 필터링된 데이터를 얻을 수 있다(블록(714)). 필터링된 데이터는 적어도 하나의 제 1 결합기 행렬을 기초로 추가 처리되어 제 1 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻을 수 있다(블록(716)). 제 1 프레임에 대한 검출된 데이터는 처리(예를 들어, 복조 및 디코딩)되어 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 얻을 수 있다(블록(718)). 필터링된 데이터는 또한 적어도 하나의 제 2 결합기 행렬 및 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 기초로 처리되어 제 1 프레임으로 인한 간섭을 제거하고 제 2 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻을 수 있다(블록(720)). 블록(720)에서는, 제 1 프레임이 정확히 디코딩되는 경우에만 필터링된 데이터로부터 (예를 들어, 샘플 레벨 대신 심벌 레벨에서) 제 1 프레임으로 인한 간섭이 추정되어 제거될 수 있다. 제 2 프레임에 대한 검출된 데이터가 처리되어 제 2 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 얻을 수 있다(블록(722)).
프론트-엔드 필터는 수신된 데이터의 비 온-타임 신호 성분들을 처리하여 필터링된 데이터를 얻을 수 있다. 각 결합기 행렬은 각각의 채널화 코드에 대한 필 터링된 데이터의 온-타임 신호 성분들을 결합하여 채널화 코드에 대한 검출된 데이터를 얻을 수 있다. 수신된 데이터 및 알려진 파일럿 데이터를 기초로 프론트-엔드 필터가 유도될 수 있다. 적어도 하나의 채널화 코드를 사용하여 제 1 및 제 2 프레임이 전송될 수 있다. 필터링된 데이터, 채널화 코드에 대한 전송 행렬, 채널화 코드에 대한 이득, 프론트-엔드 필터, 채널 응답 추정치 등, 또는 이들의 임의의 결합을 기초로 각 채널화 코드에 대해 제 1 결합기 행렬이 유도될 수 있다. 필터링된 데이터, 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터, 채널화 코드에 대한 전송 행렬 등, 또는 이들의 임의의 결합을 기초로 각 채널화 코드에 대해 제 2 결합기 행렬이 유도될 수 있다.
온-타임 SIC를 위해, 필터링된 데이터로부터 제 1 프레임의 온-타임 신호 성분들로 인한 간섭이 추정되어 제거될 수 있다. 모든 프레임에 대한 수신된 데이터를 처리하기 위해 동일한 프론트-엔드 필터가 사용될 수 있다. 전체 SIC를 위해, 수신된 데이터로부터 프론트-엔드 필터의 시간 범위 전부 또는 대부분 동안 제 1 프레임으로 인한 간섭이 추정되고 제거되어 입력 데이터를 얻을 수 있다. 프론트-엔드 필터는 제 2 프레임에 대해 업데이트되어 입력 데이터를 처리하는데 사용될 수 있다.
(ⅰ) 제 1 및 제 2 프레임에 대한 전송 행렬 및 (ⅱ) 임의의 프레임으로부터의 간섭 무삭제 가정을 기초로 제 1 프레임의 수신 신호 품질(예를 들어, SINR)이 추정될 수 있다. (ⅰ) 제 1 프레임에 대응하는 열을 0으로 설정한 수정된 전송 행렬 및 (ⅱ) 제 1 프레임의 온-타임 신호 성분들로 인한 간섭 제거의 가정을 기초로 제 2 프레임의 수신 신호 품질이 추정될 수 있다. 프론트-엔드 필터, 적어도 하나의 제 1 결합기 행렬, 적어도 하나의 제 2 결합기 행렬, 제 1 및 제 2 프레임에 사용되는 적어도 하나의 채널화 코드에 대한 적어도 하나의 이득, 채널 응답 추정치, 또는 이들의 임의의 결합을 추가 기초로 하여 제 1 및 제 2 프레임의 수신 신호 품질이 추정될 수 있다.
MIMO 송신 전에, 적어도 하나의 전송 행렬 및 다수의 프레임에 대한 적어도 하나의 복원 순서에 대해, 예를 들어 이전에 복원된 각 프레임의 온-타임 신호 성분들이 제거될 것이라는 가정을 기초로 다수의 프레임의 수신 신호 품질이 추정될 수 있다. 최상의 성능을 갖는 전송 행렬 및/또는 복원 순서가 선택될 수 있다. 선택된 전송 행렬 및/또는 선택된 복원 순서를 포함하는 피드백 정보가 송신기로 전송될 수 있다. 송신기는 피드백 정보를 사용하여 MIMO 송신을 수신기에 전송할 수 있다.
여기서 설명한 다단계 수신기는 다른 통신 시스템들에 사용될 수도 있다. 예를 들어, 시분할 다중화(TDM) 시스템에서는, 제 1 시간 간격으로 수신되는 파일럿을 기초로 프론트-엔드 필터가 유도될 수 있고, 제 2 시간 간격에 사용되는 전송 행렬을 기초로 제 2 시간 간격에 대한 결합기 행렬이 유도될 수 있다. 제 2 시간 간격에서 수신된 데이터는 프론트-엔드 필터에 의해 필터링될 수 있고, 필터링된 데이터는 결합기 행렬로 추가 처리될 수 있다.
일반적으로, 필터는 파일럿을 기초로 유도될 수 있으며, 이는 특정 채널화 코드 및/또는 시간 간격으로 특정 전송 행렬 및 이득을 사용하여 전송될 수 있다. 파일럿으로부터 유도된 필터는 데이터에 대한 필터를 유도하는데 사용될 수 있으며, 이는 다른 채널화 코드들 및/또는 시간 간격들로 그리고 가능하면 다른 전송 행렬들 및 이득들을 사용하여 전송될 수 있다.
CDMA의 경우, 온-타임 및 비 온-타임 신호 성분들은 이들이 전송되는 시간에 의해 구별될 수 있다. 수신기는 송신기에 의해 전송된 원하는 심벌을 복원하기 위해 샘플들의 윈도우를 처리할 수 있다. 등화기의 타이밍은 윈도우에 관련하여 원하는 신호가 전송되는 시간 인스턴트를 결정한다. 수신기에 의해 얻어진 샘플들은 온-타임 및 비 온-타임 신호 성분들을 포함하는 서로 다른 추가 신호 성분들을 포함한다. 온-타임 신호 성분들은 원하는 심벌뿐 아니라 원하는 심벌과 동시에 전송되는 다른 심벌들에 대한 신호 성분들이다. 다른 모든 신호 성분은 비 온-타임 신호 성분들이며, 이들은 원하는 심벌 전후로 전송되는 심벌들을 조사하는 신호 성분들을 포함한다.
심벌은 전송 함수에 의해 전송될 수 있으며, 이는 하나 이상의 파라미터들에 좌우될 수 있다. 예를 들어, 전송 함수는 심벌 구간(s), 채널화 코드(c), 주파수 슬롯 또는 부반송파 인덱스(n) 등에 좌우될 수 있으며, f(s, c, n,…)으로 표기할 수 있다. 간소화를 위해, 전송 함수는 3개의 파라미터(s, c, n) 또는 튜플(tuple) (s, c, n)에 좌우될 수 있다. 서로 다른 심벌에 대한 전송 함수들은
Figure 112009034521615-pct00096
으로 표현될 수 있는 s 1 = s 2, c 1 = c 2, n 1 = n 2인 경우에만
Figure 112009034521615-pct00097
이 되도록 직교할 수 있다.
수신 신호는 (a) 튜플 (s 1, c 1, n 1)에 의해 정의된 원하는 전송 함수 f(s 1, c 1, n 1)로부터의 원하는 신호 성분들 및 (b)
Figure 112009034521615-pct00098
인 다른 전송 함수들 f(s, c, n)로부터의 다른 신호 성분들을 포함할 수 있다. 제 1 단계에서의 프론트-엔드 필터링은 다른 신호 성분들을 처리한다. 제 2 단계의 결합기는 원하는 신호 성분들을 처리한다.
CDM을 위해, 스크램블링 시퀀스 p(k)가 곱해진 C 길이의 채널화 코드들에 의해 심벌 구간(s)에 대한 전송 함수들이 결정된다. 심벌 구간(s)에 대한 전송 함수 및 채널화 코드(c)는 f(s, c)로 표기될 수 있다. 전송 함수 f(s 1, c 1)에 의해 전송된 심벌의 관점에서, 수신 신호는 다음을 포함한다: 1. s ≠ s 1인 경우 f(s, c)에 대응하는 비 온-타임 신호 성분들, 2. f(s 1, c)에 대응하며 다음 성분들로 구성된 온-타임 신호 성분들: a. f(s 1, c 1)에 대응하며 원하는 채널화 코드로부터의 온-타임 신호 성분들, b. c 1 ≠ c 2인 경우 f(s 1, c 2)에 대응하며 다른 채널화 코드들로부터의 온-타임 신호 성분들.
프론트-엔드 필터는 f(s, c)에 대응하는 비 온-타임 신호 성분들을 처리한다. 프론트-엔드 필터에 의한 디스크램블링 및 역확산은 또한 f(s 1, c 2)에 대응하 며 다른 채널화 코드들로부터의 온-타임 신호 성분들을 제거한다. 결합기는 f(s 1, c 1)에 대응하며 원하는 채널화 코드로부터의 온-타임 신호 성분들을 처리한다.
CDM을 이용하지 않는 단일 반송파 시스템에서, 전송 함수는 단순히 시간에 있어서의 디지털 델타들일 수 있으며, f(s) = δ(t - s)로 주어질 수 있다. 시간(t)이 진행함에 따라, 시간에 있어서 델타의 위치는 변화한다.
OFDM 기반 시스템에서, 전송 함수들은 서로 다른 부반송파들을 위한 것이며, f(s, n)으로 주어질 수 있고, n은 부반송파 인덱스이다. OFDM에서 부반송파들은 CDM의 채널화 코드들에 대응할 수 있다. 송신기는 (a) 고속 푸리에 역변환(IFFT)에 의해 N개의 데이터/파일럿 심벌을 시간 영역으로 변환하여 N개의 시간 영역 샘플들을 얻고, (b) 시간 영역 샘플들에 순환 프리픽스를 첨부하여 OFDM 심벌을 얻음으로써 소정의 송신 안테나로부터 OFDM 심벌 주기로 N개의 부반송파를 통해 N개의 데이터/파일럿 심벌을 전송할 수 있다. 수신기는 (a) 수신된 샘플들에서 순환 프리픽스를 제거하고 (b) 고속 푸리에 변환(FFT)에 의해 N개의 수신 샘플을 주파수 영역으로 변환하여 N개의 부반송파에 대한 N개의 수신 심벌을 얻음으로써 소정의 수신 안테나에 대한 수신된 데이터/파일럿 심벌들을 얻을 수 있다. 수신 심벌들은 식(40)의 z c (s)에 대응할 수 있으며, 첨자(c)는 부반송파 인덱스(n)로 대체된다. OFDM에서, 온-타임 신호 성분들은 서로 다른 송신 안테나로부터의 특정 부반송파를 통해 전송된 신호 성분들일 수 있다. 비 온-타임 신호 성분들은 다른 부반송파들을 통해 전송된 신호 성분들일 수 있다. 프론트-엔드 필터는 수신기에서 FFT 및 순환 프리픽스 제거에 의해 구현될 수 있다. 각각의 부반송파에 대해 결합기 행렬 D c 가 계산되어 해당 부반송파에 대한 모든 수신 안테나로부터의 수신 심벌들을 결합하는데 사용될 수 있다.
당업자들은 정보 및 신호들이 다양한 다른 어떤 기술 및 방식으로도 표현될 수 있는 것으로 이해할 것이다. 예를 들어, 상기 설명 전반에 걸쳐 참조될 수 있는 데이터, 명령, 지시, 정보, 신호, 비트, 심벌 및 칩은 전압, 전류, 전자파, 자기 필드 또는 입자, 광 필드 또는 입자, 또는 이들의 임의의 조합으로 표현될 수 있다.
당업자들은 본원의 개시와 관련하여 설명한 다양한 예시적인 논리 블록, 모듈, 회로 및 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이 둘의 조합으로 구현될 수 있는 것으로 인식한다. 이러한 하드웨어와 소프트웨어의 호환성을 설명하기 위해, 각종 예시적인 컴포넌트, 블록, 모듈, 회로 및 단계들은 일반적으로 그 기능과 관련하여 상술하였다. 이러한 기능이 하드웨어로 구현되는지 소프트웨어로 구현되는지는 전체 시스템에 부과된 설계 제약들 및 특정 애플리케이션에 좌우된다. 당업자들은 설명한 기능을 특정 애플리케이션마다 다른 방식으로 구현할 수도 있지만, 이러한 구현 결정은 본 개시의 범위를 벗어나게 하는 것으로 해석되지 않아야 한다.
본원의 개시와 관련하여 설명한 다양한 예시적인 논리 블록, 모듈 및 회로는 여기서 설명하는 기능들을 수행하도록 설계된 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세 서(DSP), 주문형 집적 회로(ASIC), 현장 프로그래밍 가능 게이트 어레이(FPGA) 또는 다른 프로그래밍 가능 로직 컴포넌트, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트, 또는 이들의 임의의 조합으로 구현 또는 수행될 수 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수도 있지만, 대안으로 프로세서는 임의의 종래 프로세서, 제어기, 마이크로컨트롤러 또는 상태 머신일 수도 있다. 프로세서는 또한 연산 디바이스들의 조합, 예를 들어 DSP와 마이크로프로세서의 조합, 다수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 결합한 하나 이상의 마이크로프로세서, 또는 임의의 다른 구성으로서 구현될 수도 있다.
본 개시와 관련하여 설명된 방법 또는 알고리즘은 하드웨어에 직접, 또는 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈로, 또는 이 둘의 조합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터, 하드디스크, 착탈식 디스크, CD-ROM, 또는 공지된 임의의 다른 형태의 저장 매체에 상주할 수 있다. 예시적인 저장 매체는 프로세서가 저장 매체로부터 정보를 읽고 컴퓨터 판독 가능 매체에 정보를 기록할 수 있도록 프로세서에 연결된다. 대안으로, 저장 매체는 프로세서에 통합될 수도 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC에 상주할 수도 있다. ASIC는 사용자 단말에 상주할 수도 있다. 대안으로, 프로세서 및 저장 매체는 사용자 단말에 개별 컴포넌트로서 상주할 수도 있다.
상기한 개시의 설명은 당업자들이 본 발명을 제작 또는 사용할 수 있도록 제공된다. 이들 개시에 대한 다양한 변형이 당업자들에게 쉽게 명백할 것이며, 본원 에 정의된 일반 원리들은 발명의 진의 또는 범위를 벗어나지 않고 다른 실시예들에 적용될 수 있다. 따라서 본 개시는 본원에 나타낸 실시예로 한정되는 것이 아니라 본원에 개시된 원리 및 신규한 특징들에 부합하는 가장 넓은 범위에 따르는 것이다.

Claims (25)

  1. 통신 장치로서,
    다중 입력 다중 출력(MIMO) 송신에 대한 수신된 데이터를 얻고, 필터링된 데이터를 얻기 위해 상기 수신된 데이터를 프론트-엔드 필터를 기초로 처리하며, 제 1 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 1 결합기 행렬을 기초로 처리하며, 상기 제 1 프레임으로 인한 간섭을 제거하고 제 2 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 2 결합기 행렬 및 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 기초로 처리하도록 구성되는 적어도 하나의 프로세서; 및
    상기 적어도 하나의 프로세서에 연결되는 메모리를 포함하는, 통신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 프론트-엔드 필터는 상기 필터링된 데이터를 얻기 위해 상기 수신된 데이터에서 비 온-타임(on-time) 신호 성분들을 처리하고, 각각의 결합기 행렬은 각각의 채널화 코드에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 각각의 채널화 코드에 대해 상기 필터링된 데이터의 온-타임 신호 성분들을 결합하는, 통신 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 얻기 위해 상기 제 1 프레임에 대한 검출된 데이터를 처리하고, 상기 제 1 프레임이 정확하게 디코딩되는지 여부를 결정하여, 정확하게 디코딩된다면 상기 제 1 프레임으로 인한 간섭을 추정하여 제거하는, 통신 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 수신된 데이터 및 파일럿 데이터를 기초로 상기 프론트-엔드 필터를 유도하는, 통신 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 프레임 및 상기 제 2 프레임은 적어도 하나의 채널화 코드에 의해 전송되며, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 필터링된 데이터를 기초로 각 채널화 코드에 대한 제 1 결합기 행렬을 유도하는, 통신 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 각 채널화 코드에 사용되는 전송 행렬, 각 채널화 코드에 대한 이득, 상기 프론트-엔드 필터 및 채널 응답 추정치 중 적어도 하나에 추가 기초하여 각 채널화 코드에 대한 제 1 결합기 행렬을 유도하는, 통신 장치.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 필터링된 데이터를 기초로 각 채널화 코드에 대한 제 2 결합기 행렬을 유도하는, 통신 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터에 추가 기초하여 각 채널화 코드에 대한 제 2 결합기 행렬을 유도하는, 통신 장치.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 각 채널화 코드에 사용되는 전송 행렬, 각 채널화 코드에 대한 이득, 상기 프론트-엔드 필터 및 채널 응답 추정치 중 적어도 하나에 추가 기초하여 각 채널화 코드에 대한 제 2 결합기 행렬을 유도하는, 통신 장치.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 1 프레임의 온-타임 신호 성분들로 인한 간섭을 추정하고, 상기 필터링된 데이터로부터 간섭을 제거하는, 통신 장치.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 필터링된 데이터 및 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 기초로 상기 제 1 프레임으로 인한 간섭을 추정하기 위 한 적어도 하나의 가중치를 결정하는, 통신 장치.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 프론트-엔드 필터의 시간 범위(span) 동안 상기 제 1 프레임으로 인한 간섭을 추정하고, 입력 데이터를 얻기 위해 상기 수신된 데이터로부터 상기 간섭을 제거하고, 상기 제 2 프레임에 대한 프론트-엔드 필터를 업데이트하고, 상기 제 2 프레임에 대한 필터링된 데이터를 얻기 위해 상기 업데이트된 프론트-엔드 필터를 기초로 상기 입력 데이터를 처리하는, 통신 장치.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 임의의 프레임으로부터의 간섭의 무삭제를 기초로 상기 제 1 프레임의 수신 신호 품질을 추정하고, 상기 제 1 프레임의 온-타임 신호 성분들로 인한 간섭의 삭제를 기초로 상기 제 2 프레임의 수신 신호 품질을 추정하는, 통신 장치.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 1 프레임 및 상기 제 2 프레임에 대한 전송 행렬을 기초로 상기 제 1 프레임의 수신 신호 품질을 추정하고, 상기 제 1 프레임에 대응하는 열을 0으로 설정한 수정된 전송 행렬을 기초로 상기 제 2 프레임의 수신 신호 품질을 추정하는, 통신 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 프론트-엔드 필터, 상기 적어도 하나의 제 1 결합기 행렬, 상기 적어도 하나의 제 2 결합기 행렬, 상기 제 1 프레임 및 상기 제 2 프레임에 사용되는 적어도 하나의 채널화 코드에 대한 적어도 하나의 이득, 및 채널 응답 추정치 중 적어도 하나에 추가 기초하여 상기 제 1 프레임 및 상기 제 2 프레임의 수신 신호 품질들을 추정하는, 통신 장치.
  16. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 다수의 프레임들에 대한 적어도 하나의 전송 행렬 및 적어도 하나의 복원 순서에 대해 상기 다수의 프레임들의 수신 신호 품질들을 추정하고, 최상의 성능을 갖는 전송 행렬 및 복원 순서를 선택하여, 선택된 전송 행렬 및 선택된 복원 순서를 포함하는 피드백 정보를 전송하는, 통신 장치.
  17. 통신 방법으로서,
    다중 입력 다중 출력(MIMO) 송신에 대한 수신된 데이터를 얻는 단계;
    필터링된 데이터를 얻기 위해 상기 수신된 데이터를 프론트-엔드 필터를 기초로 처리하는 단계;
    제 1 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 1 결합기 행렬을 기초로 처리하는 단계; 및
    상기 제 1 프레임으로 인한 간섭을 제거하고 제 2 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 2 결합기 행렬 및 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 기초로 처리하는 단계를 포함하는, 통신 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 필터링된 데이터를 기초로 상기 제 1 프레임 및 상기 제 2 프레임에 사용되는 적어도 하나의 채널화 코드 각각에 대한 제 1 결합기 행렬을 유도하는 단계; 및
    상기 필터링된 데이터 및 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 기초로 각 채널화 코드에 대한 제 2 결합기 행렬을 유도하는 단계를 더 포함하는, 통신 방법.
  19. 제 17 항에 있어서,
    상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 2 결합기 행렬을 기초로 처리하는 단계는,
    상기 제 1 프레임의 온-타임 신호 성분들로 인한 간섭을 추정하는 단계; 및
    상기 필터링된 데이터로부터 상기 간섭을 제거하는 단계를 포함하는, 통신 방법.
  20. 제 17 항에 있어서,
    임의의 프레임으로부터의 간섭의 무삭제를 기초로 상기 제 1 프레임의 수신 신호 품질을 추정하는 단계; 및
    상기 제 1 프레임의 온-타임 신호 성분들로 인한 간섭의 삭제를 기초로 상기 제 2 프레임의 수신 신호 품질을 추정하는 단계를 더 포함하는, 통신 방법.
  21. 통신 장치로서,
    다중 입력 다중 출력(MIMO) 송신에 대한 수신된 데이터를 얻는 수단;
    필터링된 데이터를 얻기 위해 상기 수신된 데이터를 프론트-엔드 필터를 기초로 처리하는 수단;
    제 1 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 1 결합기 행렬을 기초로 처리하는 수단; 및
    상기 제 1 프레임으로 인한 간섭을 제거하고 제 2 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 2 결합기 행렬 및 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 기초로 처리하는 수단을 포함하는, 통신 장치.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 필터링된 데이터를 기초로 상기 제 1 프레임 및 상기 제 2 프레임에 사용되는 적어도 하나의 채널화 코드 각각에 대한 제 1 결합기 행렬을 유도하는 수 단; 및
    상기 필터링된 데이터 및 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 기초로 각 채널화 코드에 대한 제 2 결합기 행렬을 유도하는 수단을 더 포함하는, 통신 장치.
  23. 제 21 항에 있어서,
    상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 2 결합기 행렬을 기초로 처리하는 수단은,
    상기 제 1 프레임의 온-타임 신호 성분들로 인한 간섭을 추정하는 수단; 및
    상기 필터링된 데이터로부터 상기 간섭을 제거하는 수단을 포함하는, 통신 장치.
  24. 제 21 항에 있어서,
    임의의 프레임으로부터의 간섭의 무삭제를 기초로 상기 제 1 프레임의 수신 신호 품질을 추정하는 수단; 및
    상기 제 1 프레임의 온-타임 신호 성분들로 인한 간섭의 삭제를 기초로 상기 제 2 프레임의 수신 신호 품질을 추정하는 수단을 더 포함하는, 통신 장치.
  25. 컴퓨터 프로그램 물건으로서,
    컴퓨터 판독 가능 매체를 포함하며, 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는,
    컴퓨터로 하여금 다중 입력 다중 출력(MIMO) 송신에 대한 수신된 데이터를 얻게 하는 코드;
    상기 컴퓨터로 하여금 필터링된 데이터를 얻기 위해 상기 수신된 데이터를 프론트-엔드 필터를 기초로 처리하게 하는 코드;
    상기 컴퓨터로 하여금 제 1 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 1 결합기 행렬을 기초로 처리하게 하는 코드; 및
    상기 컴퓨터로 하여금 상기 제 1 프레임으로 인한 간섭을 제거하고 제 2 프레임에 대한 검출된 데이터를 얻기 위해 상기 필터링된 데이터를 적어도 하나의 제 2 결합기 행렬 및 상기 제 1 프레임에 대한 디코딩된 데이터를 기초로 처리하게 하는 코드를 포함하는, 컴퓨터 프로그램 물건.
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Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7693238B1 (en) * 2007-01-08 2010-04-06 Hellosoft India PVT. Ltd Method and system for V-BLAST detection with near maximum likelihood performance and low complexity
US8548041B2 (en) * 2008-09-25 2013-10-01 Mediatek Inc. Adaptive filter
US20110116546A1 (en) * 2009-07-06 2011-05-19 Xun Guo Single pass adaptive interpolation filter
US8335286B2 (en) * 2009-08-26 2012-12-18 Qualcomm Incorporated Methods for determining decoding order in a MIMO system with successive interference cancellation
US8391429B2 (en) 2009-08-26 2013-03-05 Qualcomm Incorporated Methods for determining reconstruction weights in a MIMO system with successive interference cancellation
US8606254B2 (en) * 2009-10-30 2013-12-10 Blackberry Limited Method and system for receiver adaptation based on knowledge of wireless propagation environments
CN102075303B (zh) * 2009-11-25 2014-06-04 华为技术有限公司 导频发送方法和装置
US8363612B2 (en) * 2010-03-11 2013-01-29 Alcatel Lucent Concurrent transmission of multiple signals in a wireless network
US8634332B2 (en) * 2010-04-29 2014-01-21 Qualcomm Incorporated Using joint decoding engine in a wireless device
US9088888B2 (en) * 2010-12-10 2015-07-21 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Secure wireless communication using rate-adaptive codes
US8767849B2 (en) * 2011-02-25 2014-07-01 Futurewei Technologies, Inc. Method and device for inter-chip and inter-antenna interference cancellation
GB2515570A (en) * 2013-06-28 2014-12-31 Imp Innovations Ltd Data transmission optimisation method and apparatus
CN103986562B (zh) * 2014-06-04 2017-09-12 华为技术有限公司 抑制同频干扰的方法和装置
US20170317856A1 (en) * 2014-10-28 2017-11-02 Lg Electronics Inc. Method for determining whether to drive symbol level interference canceller
CN106411337B (zh) * 2016-11-14 2019-08-06 西安华为技术有限公司 接收机系统和降低系统间干扰的方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2001001595A1 (en) 1999-06-25 2001-01-04 Ericsson, Inc. Rake combining methods and apparatus using weighting factors derived from knowledge of spread spectrum signal characteristics
US20020018454A1 (en) 2000-03-15 2002-02-14 Misra Raj Mani Multi-user detection using an adaptive combination of joint detection and successive interface cancellation
WO2005099155A1 (en) 2004-04-12 2005-10-20 Nokia Corporation I/q mimo detection for single antenna interference cancellation

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2970656B1 (ja) 1998-06-25 1999-11-02 日本電気株式会社 Ｄｓ−ｃｄｍａマルチユーザ干渉キャンセラ
US6801565B1 (en) * 1999-06-25 2004-10-05 Ericsson Inc. Multi-stage rake combining methods and apparatus
CN1218495C (zh) * 1999-10-12 2005-09-07 日本国立北海道大学学长 无线信号接收系统
US6975666B2 (en) * 1999-12-23 2005-12-13 Institut National De La Recherche Scientifique Interference suppression in CDMA systems
JP3648172B2 (ja) * 2000-05-11 2005-05-18 松下電器産業株式会社 干渉キャンセラ装置および干渉除去方法
JP2002026871A (ja) * 2000-07-03 2002-01-25 Hitachi Kokusai Electric Inc 干渉キャンセラ
US6785341B2 (en) * 2001-05-11 2004-08-31 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data in a multiple-input multiple-output (MIMO) communication system utilizing channel state information
US7359466B2 (en) * 2001-08-24 2008-04-15 Lucent Technologies Inc. Signal detection by a receiver in a multiple antenna time-dispersive system
EP1337082B1 (en) * 2002-02-14 2005-10-26 Lucent Technologies Inc. Receiver and method for multi-input multi-output iterative detection using feedback of soft estimates
KR100896682B1 (ko) 2002-04-09 2009-05-14 삼성전자주식회사 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치 및 방법
JP4412926B2 (ja) * 2002-09-27 2010-02-10 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 適応等化装置及びそのプログラム
US7356073B2 (en) * 2003-09-10 2008-04-08 Nokia Corporation Method and apparatus providing an advanced MIMO receiver that includes a signal-plus-residual-interference (SPRI) detector
US7701917B2 (en) * 2004-02-05 2010-04-20 Qualcomm Incorporated Channel estimation for a wireless communication system with multiple parallel data streams
US7324583B2 (en) * 2004-02-13 2008-01-29 Nokia Corporation Chip-level or symbol-level equalizer structure for multiple transmit and receiver antenna configurations
US7339980B2 (en) * 2004-03-05 2008-03-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Successive interference cancellation in a generalized RAKE receiver architecture
DE602005026370D1 (de) * 2004-03-05 2011-03-31 Nec Corp Empfängervorrichtung, empfangsverfahren und drahtloses kommunikationssystem
CN100349387C (zh) * 2004-04-13 2007-11-14 上海贝尔阿尔卡特股份有限公司 垂直－贝尔实验室分层空时码的检测方法和设备
US7778826B2 (en) * 2005-01-13 2010-08-17 Intel Corporation Beamforming codebook generation system and associated methods
MX2007013248A (es) * 2005-06-10 2008-01-21 Ericsson Telefon Ab L M Metodo y aparato para reducir interferencia en senales de espectro propagado utilizando correlaciones cruzadas de codigo de propagacion.
US8107549B2 (en) * 2005-11-30 2012-01-31 Qualcomm, Incorporated Multi-stage receiver for wireless communication

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2001001595A1 (en) 1999-06-25 2001-01-04 Ericsson, Inc. Rake combining methods and apparatus using weighting factors derived from knowledge of spread spectrum signal characteristics
US20020018454A1 (en) 2000-03-15 2002-02-14 Misra Raj Mani Multi-user detection using an adaptive combination of joint detection and successive interface cancellation
WO2005099155A1 (en) 2004-04-12 2005-10-20 Nokia Corporation I/q mimo detection for single antenna interference cancellation

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