CN101411088B - 接收机 - Google Patents

Abstract

可提供一种接收机，在该接收机中，对与多个发送天线对应的FIR滤波器的滤波系数使用公因子，并在计算该公因子时通过只使用增益矩阵的中间列的方式来简化计算。

Description

接收机

技术领域

本发明涉及均衡器及包括该均衡器的接收机，特别是涉及在利用W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access，宽带码分多址)的无线通信系统中使用的均衡器、包括该均衡器的接收器以及计算方法。

背景技术

通常来说，这种W-CDMA方式是在将互不相同的码和多个载波相乘来复用之后进行扩频的无线通信方式，其被用于便携式电话等的无线通信中。另外，在3GPP(3^rdGeneration Partnership project，第三代伙伴计划)中，将应用于第三代移动通信的全球标准规定为W-CDMA方式的标准。

另一方面，对于从每个基站向便携式电话等移动台站的下行链路，采用了使用2个天线发送数据的发送分集方式。作为这种发送分集方式，由3GPP规定了STTD(Space Time block coding based Transmit antennaDiversity：空间时间发送分集)、TSTD(Time Switched Transmit Diversity：时间切换发送分集)、以及闭环发送分集(closed loop transmit diversity mode1：CLM1)方式。

其中，STTD方式是将相同的发送数据进行编码后从两个天线同时发送的方式，这种方式可以缓解接收数据的电平变化。另外，TSTD方式是按照无线帧的每个时隙来切换发送天线的方式，此外，CLM1方式是基于移动台站反馈给基站的下行链路信息来进行动作的方式。

另一方面，在这种通信系统中，既有采用上述发送分集方式的任一种方式来收发信息的基站和采用其他发送分集方式来收发信息的基站共存的系统，也有含有不采用上述发送分集方式的基站的系统。

为了应对这种情况，日本专利文献特开2005-79836号公报(专利文献1)中提出了判断是否应用了天线分集并以与判断结果相应的方式进行接收/解调处理的接收装置。即，在专利文献1中提出了这样一种接收装置，其包括：与多个天线相对应的多个CPICH(common Pilot Channel：公共导频信道)接收部、利用在各CPICH接收部中得到的传播路径估计值来解调SCH(Synchronization Channel：同步信道)的多个SCH接收部、以及利用解调的SCH来判断在接收信号的CCPCH(Common Control PhysicalChannel：公共控制物理信道)中是否应用了STTD方式的判断部。

在专利文献1所示的接收装置中，利用在各CPICH接收部中得到的传播路径估计值，解调CCPCH，并在CCPCH中应用了STTD方式时，再对CCPCH进行解调处理。

美国专利第6937644号说明书(专利文献2)中提出了包括采样装置、信道估计器、信道均衡器及分解器的无线收发装置。信道均衡器利用信道估计器所提供的信道响应矩阵(H)以及噪声方差(б²)对接收向量进行均衡，并输出扩频符号向量。另外，分解器利用接收信号的码来分解由信道均衡器提供的扩频符号向量，生成所估计的符号。

此外，在WO2006/016722A1(专利文献3)中，公开了可以减少与FIR滤波器的滤波系数相关的计算的滤波系数计算方法。

发明内容

在专利文献1中，在时隙同步、帧同步以及扰码识别后，不管在SCH中是否应用了TSTD方式，都能够在SCH解调处理系统中选择适当的输入信号来改善SCH的解调特性。

但是，专利文献1只进行了有关是否应用了STTD方式的的判断，并没有公开选择输入信号之后的处理。并且，专利文献1中也没有记载FIR滤波器的滤波系数计算方法。

另外，专利文献2在利用滤波器块傅立叶变换(FT)来处理信号码来求得码块对角矩阵的同时，估计并展开接收信号的信道响应，从而生成信道响应块对角矩阵。并且通过所结合的信道响应块对角矩阵和上述码块对角矩阵，并利用乔列斯基(Cholesky)运算法则对所采样的接收信号进行处理。然后，根据乔列斯基运算的结果，进行块的逆FT，生成扩频符号，并分解该扩频符号来再现接收信号。

如上所述，专利文献2虽公开了通过进行逆FT来再现接收信号，但是对于应对互不相同的发送分集方式的手段以及包含FIR滤波器的码片均衡器，没有给出任何记载。因此，专利文献2既没有记载FIR滤波器的滤波系数计算所带来的计算量增大的问题，也没有明确说明简化滤波系数计算的方法。

如上所述，这种CDMA接收机使用了均衡并检测作为扩频序列的PN序列的码片级均衡器(Chip Level Equalizer：CLE)。这种码片均衡器通过控制FIR滤波系数，从输入数据生成码片估计值。

为了计算该FIR滤波器的各系数，需要计算逆矩阵。计算逆矩阵时，需要进行矩阵分解、前向代入、后向代入等操作，这些操作在发送天线只有一个时比较简单。

但是，当像发送分集这样使用多个天线时，计算将变得非常复杂。

在专利文献3中公开了能够减少计算FIR滤波器的各系数所需的计算量的计算方法，但是对于应用到发送分集方式的情况没有进行任何考虑。

本发明的目的在于，提供一种应用于发送分集方式并能够减少计算FIR滤波器的各系数所需的计算量的接收机。

本发明的另一目的在于，提供一种在STTD方式及CLM1方式的情况下通过进行互不相同的计算来再现符号的接收机。

本发明的又一目的在于，提供一种应用于发送分集方式并能够减少计算FIR滤波器的滤波系数所需的计算量的计算方法。

根据本发明的一个方面，可获得一种接收机，其包括多个FIR滤波器，并使用所述多个FIR滤波器能够与适用发送分集方式的发送侧经传输通路进行通信，其特征在于，包括处理计算电路，该处理计算电路使用公因子(c₀)计算所述各FIR滤波器的滤波系数w，并将算出的滤波系数w输出给所述多个FIR滤波器。

此时，所述滤波系数用下式表示。

W_g＝c₀ ^H H _g ^H，(1)

其中，g是1或2，上标H表示哈密顿转置，H _g是所述传输通路的被估计的信道响应矩阵。

并且，当将与所述发送分集方式相应的信道响应矩阵设为H ₁、H ₂时，所述公因子c₀通过将上述传输通路的增益矩阵G用下式表示而导出。

G＝H ₁ ^H H ₁+H ₂ ^H H ₂+βI(2)

其中，β是在所述传输通路中所加的噪声指数，I是单位矩阵。

根据本发明的一个方面，可获得一种接收机，其特征在于，所述公因子c₀通过对下三角矩阵L进行前向代入以及后向代入来算出，其中所述下三角矩阵L是对公式(2)进行乔列斯基分解所得的。

此时，所述前向替代通过按照公式(3)计算行向量d来进行。

Ld＝e_(N+1)/2＝[e₁，e₂，...e_N]^T，(3)

其中，N是矩阵的向量元素个数，e_i是在i＝(N+1)/2时取1、除此之外取0的列向量。

再者，根据本发明的一个方面，可获得一种接收机，其特征在于，作为行向量d，将d＝d[(N-1)/2，(N-2)/2，...N-1]用于接下来的后向代入中。

另外，在所述后向替代中，进行按照下式(4)来求解公因子c₀的计算。

L ^H c ₀＝d，(4)

其中，L ^H[i，j]＝L ^H[i+(N-1)/2，j+(N-1)/2]，并且

另外，公因子c₀用下式(5)表示。

c₀[(N-1)/2+k]＝c ₀[k]，c₀[k]＝c₀[N-1-k]^*，

k＝0，...(N-1)/2(5)。

此外，在对通过公式(5)所得的公因子c₀进行哈密顿转置得到c₀ ^H之后，进行公式(1)的计算来得到所述滤波系数w。

根据本发明的另一方面，可获得一种用于与发送侧进行的通信中的接收机，其中，在所述发送侧选择性地使用作为发送分集方式的STTD方式以及CLM1方式，并通过两个发送天线向HS-DSCH/HS-SCCH发送符号S_g(0)、S_g(1)、S_g(2)、...(这里，g＝1和2)，所述接收机的特征在于，包括处理部，该处理部在STTD方式的情况下，按照公式(6)来输出符号估计值S(0)、S(1)、S(2)、...，在CLM1方式的情况下，按照公式(7)来输出符号估计值S(0)、S(1)、S(2)、...，

S(2i)＝S₁(2i)+S₂(2i+1)^*

S(2i+1)＝S₁(2i+1)-S₂(2i)^*   (6)

S(i)＝S₁(i)+S₂(i)×W₂       (7)

其中，i＝0、1、2...，W₂为第二发送天线的权重。

发明效果

根据本发明，可获得能够用较少的计算量计算多个FIR滤波器的滤波系数的接收机，其结果是，具有可将这种接收机付诸于实用的优点。

附图说明

图1是等价地示出可应用本发明的通信系统的功能模块示意图；

图2是示出本发明涉及的均衡装置的功能模块图；

图3是说明在本发明涉及的均衡装置中执行的前向代入的图；

图4是说明在本发明涉及的均衡装置中执行的后向代入的图。

具体实施方式

图1示出了本发明实施方式涉及的通信系统、即采用了发送分集方式的通信系统。图示的通信系统包括：发送侧11，由基站等构成并具有多个发送天线(这里为两个天线)Tx1、Tx2；由便携式电话等移动台站构成的接收侧12；以及发送侧11和接收侧12之间的传输通路13。

图示的发送侧11的特点在于编码功能模块21和两个扩频功能模块22、23，其中，编码功能模块21将发送符号S以STTD方式进行编码或者以CLM1方式加权编码，并输出编码后的信号，扩频功能模块22、23分别使用扩频码(这里只说明利用PN序列进行扩频的情况)将来自编码功能模块21的输出进行扩频。在图示的例子中，在扩频功能模块22、23中利用码片信号进行扩频后的信号从两个天线Tx1、Tx2被输出给传输通路13。

如此，图1所示的发送侧11采用发送分集方式经两个发送天线Tx1、Tx2进行发送。对于图示的发送侧11，虽然说明了选择性地使用STTD方式及CLM1方式发送信息的情况，但是通信系统中也可以存在采用不同的发送分集方式的发送侧11。另外，在TSTD方式的情况下，由于传输速度低，不需要利用本发明，因此这里对选择性地使用STTD方式和CLM1方式的情况进行说明。

另外，采用发送分集方式时的传输通路13可如图等价表示。即，采用了发送分集方式的传输通路13可以表示为：传输来自发送天线Tx1的发送信号的第一条多路径、传输来自发送天线Tx2的发送信号的第二条多路径、以及加在这些多路径上的噪声。在图1中，第一条以及第二条多路径分别可通过方差信道响应矩阵H₁和H₂、在传输通路13中加入的噪声(这里为噪声的方差б²)、以及方差信道响应矩阵H₁、H₂及噪声来等价地表示。换句话说，可知向接收侧12输入的数据r可通过构成这些传输通路13和逆系统来解调和再现。

另一方面，图示的接收侧12的特点仅在于本发明涉及的均衡装置40，该均衡装置40从经由传输通路13接收的输入数据r再现符号S。具体来说，本发明的均衡装置40利用了直接矩阵求逆法(direct matrix inverseapproach)，通过此直接矩阵求逆法来求得FIR滤波器的滤波系数。在这种情况下，本发明涉及的均衡装置40对应于互不相同的多种发送分集方式(这里是STTD方式及CLM1方式)而具有能够对以这些方式编码的信号进行再现和解调的结构，同时能够以较少的计算量求得多种发送分集方式所需的滤波系数。

参考图2，对本发明涉及的均衡装置40进行更具体的说明。

图2所示的均衡装置40在输入输入数据r的同时，从图中没有示出的信道估计器输入信道估计值。这里，假定输入数据r是经过时隙同步、帧同步、码组识别、扰码识别等小区搜索处理之后的通常的通信数据。

均衡装置40估计传输通路13对脉冲信号的信道响应，生成该传输通路13的逆系统，并将此逆系统与传输通路13串联连接，由此补偿多路径间的干扰。具体来说，均衡装置40通过FIR滤波器来实现逆系统，并作为码片均衡器来工作，该码片均衡器具有可正确再现与输入数据r中的PN序列对应的码片信号的结构。

设置于接收侧12中的信道估计器估计构成传输通路13的两个多路径的信道响应矩阵H₁H₂，并将作为其估计结果的估计信道响应矩阵H ₁和H ₂作为信道估计值输入给均衡装置40。另外，在图示的例子中假定还输入表示噪声的噪声指数(标量值)β的估计值β。对于噪声指数的估计值的计算，由于在日本专利文献特开2006-54900号公报中已有记载，因此这里不再详细描述。

这里，为了简化，将信道估计器所估计的与两个多路径对应的两个信道响应矩阵H ₁和H ₂，以H _g(其中，g在本例子中是1或2)表示。首先，当输入数据r从第g个发送天线通过L个多路径输入时，其估计值用h₁ ^g表示。其中，1＝0，1，2，...L-1。此时，信道估计值可通过如下的信道响应矩阵H _g表示。

由信道估计器估计的信道响应矩阵H _g被输入到图示的均衡装置40的信道矩阵计算功能模块42中，并在该信道矩阵计算功能模块42中计算对应于信道响应矩阵H _g的增益矩阵G。

另一方面，在没有采用发送分集方式的通信系统中，增益矩阵G用下式来表示：

G＝H ^H H+βI。

其中，H ^H是所估计的信道响应矩阵H的相关矩阵(即将H进行哈密顿转置的矩阵)，I是单位矩阵。

当存在多个发送天线时，通常针对与各天线对应的每个多信道，分别计算增益矩阵。但是，针对每个多信道分别计算增益矩阵来求出逆矩阵的做法实际上计算量过大，不容易在便携式电话等中实际应用。

因此，在本发明中，如图1描述传输通路13，并利用单一的增益矩阵G来构成逆系统。

G＝H ₁ ^H H ₁+H ₂ ^H H ₂+βI，(8)

其中，上标H表示是矩阵的哈密顿转置矩阵。

这里，H ₁及H ₂分别是两个多路径的信道响应矩阵的估计值，H ₁ ^H、H ₂ ^H分别是H ₁及H ₂的哈密顿转置矩阵，I是单位矩阵、β是噪声指数的估计值，该噪声指数的估计值可通过上述的方法来计算。

图2所示的均衡装置40的信道响应矩阵计算功能模块42接收由信道估计器提供的信道响应矩阵的估计值H ₁、H ₂以及噪声指数的估计值β，计算H ₁ ^H、H ₂ ^H，并按照公式(8)来计算增益矩阵G。

信道响应矩阵计算功能模块42就用于进行上述计算的功能模块，并输出在该模块42中算出的哈密顿变换矩阵H ₁ ^H、H ₂ ^H以及增益矩阵G。

在信道响应矩阵计算功能模块42的输出中，增益矩阵G被提供给执行步骤1的处理的乔列斯基分解功能模块44。

乔列斯基分解功能模块44进行增益矩阵的乔列斯基分解(步骤1)，计算增益矩阵的下三角矩阵L和上三角矩阵U。

在乔列斯基分解功能模块44中算出的下三角矩阵L被提供给执行步骤2的处理的前向代入模块46、以及执行步骤3的处理的后向代入功能模块48，各功能模块46、48分别执行后述的前向代入(步骤2)以及后向代入(步骤3)，并分别求出系统方程式的解(d以及c ₀)。

其次，在步骤4中，将在后向代入功能模块48(步骤3)中得到的解c ₀、以及在信道矩阵计算功能模块42中算出的矩阵H ₁ ^H、H ₂ ^H提供给滤波系数计算功能模块50，该功能模块50利用上述的解c ₀以及矩阵H ₁ ^H、H ₂ ^H来计算表示滤波系数的权重向量(这里为w₁、w₂)。

图2所示的均衡装置40对应于在发送分集方式中使用的多个发送天线Tx1、Tx2而具有多个FIR滤波器(这里为第一及第二FIR滤波器52、54)，每个FIR滤波器52、54在输入输入数据r的同时，从滤波系数功能模块50输入作为滤波系数的权重向量w₁、w₂，并通过自适应地改变滤波系数来实现传输通道13的逆系统。

这里，第一及第二FIR滤波器52、54的最优权重向量w₁、w₂可通过以下权重矩阵W _g的中间列来表示。

即，W _g＝G^-1 H _g ^H。

计算上述矩阵的中间列表示与H _g ^H 的乘法运算中只需要G^-1的中间列。对于最优权重向量的计算，将在后面进行描述。

向第一及第二FIR滤波器52、54提供的输入数据r在该FIR滤波器52、54中被均衡化之后，分别被提供给第一及第二解扩功能模块56、58。当各FIR滤波器52、54的滤波系数已通过最优权重向量w₁、w₂最优化时，在进行码片均衡的同时，进行解扩操作，从而从解扩功能模块56、58输出解扩符号S1、S2。

从解扩功能模块56、58输出的解扩符号S1、S2被提供给处理部60，处理部60进行与STTD方式或CLM1方式相应的处理，生成解调符号S。

下面说明在由信道矩阵计算功能模块42～滤波系数计算模块50执行的计算操作中使用的运算规则。

首先，在信道矩阵计算功能模块42中，进行公式(8)的计算，即按照G＝H ₁ ^H H ₁+H ₂ ^H H ₂+βI来计算增益矩阵G。如公式(8)所示，增益矩阵G是哈密顿矩阵，是实数。

这表示可用唯一的下(上)三角矩阵L(U)来表示成G＝LL^H＝U^HU。

在本发明涉及的均衡装置40中，当计算FIR滤波器52、54的滤波系数时，需要计算增益矩阵G的逆矩阵G^-1。但是，直接计算逆矩阵G^-1实际上计算量过大，在实用化方面存在问题。因此，利用下式(9)和(10)并按照步骤a、b、c的顺序计算G^-1。

即、一致矩阵G和逆矩阵G^-1之间通常具有以下的关系。

${\mathrm{GG}}^{-1}=I\⇔\left(L^H{G}^{-1}\right)=I\⇔\mathrm{LD}=I---\left(9\right)$

其中，I是单位矩阵，D用下式表示。

L^HG^-1＝D             (10)

利用公式(9)和(10)，以如下的步骤a、b、c进行计算。

步骤a：进行信道响应矩阵G的乔列斯基分解(Choleskydecomposition)，求出下三角矩阵L。

步骤b：求公式(9)的解。此时，对下三角矩阵L进行前向代入，求得矩阵D。由于单位矩阵I已知，因此可计算出矩阵D。

步骤c：求公式(10)的解。此时，对矩阵D和L^H进行后向代入，求得逆信道响应矩阵G^-1。

但是，线性系统要用N个未知数的N倍的等式(即，矩阵D及G^-1是N×N的矩阵)来表示，因此上述的步骤b及步骤c的计算复杂程度为O(N³)。

这样的计算复杂程度对被用于实际的通信系统装置中的装置的实用化构成很大障碍。

图2所示的本发明涉及的均衡装置40通过进行以下的计算处理，将步骤b和步骤c的计算量从O(N³)减少到O(N²)，从而使其可应用于实际的通信系统。

如图2所示，本发明涉及的均衡装置40如上所述具有以下的基本功能模块。

1.信道矩阵计算功能模块42，其基于输入的信道估计值来计算信道响应矩阵H及G。

2.乔列斯基分解模块44，其进行信道响应矩阵G的乔列斯基分解，获得下三角矩阵L及上三角矩阵U。

3.前向代入功能模块46，这个模块利用下三角矩阵L，进行求解系统方程式所需的计算。即，

Ld＝e_(N+1)/2＝[e₁，e₂，...e_N]^T           (11)

其中，

并得到行向量d。就是说，代替单位矩阵I而导入只有与中间列对应的向量元素为1而其他元素为0的向量e，由此能够显著简化行向量d的计算。其结果是，只有该行向量的一半元素(d＝d[(N-1)/2，...N-1])作为计算结果向量被输入到接下来的功能模块48中。

图3是示出由该模块执行的前向代入步骤的概念图，可知使用公式(11)来代替公式(9)，可简化求行向量d的计算。

4.后向代入功能模块48(步骤3)。如图2所示，后向代入功能模块48输入在前向代入功能模块46(步骤2)中算出的上述行向量的一半d、以及在乔列斯基分解功能模块44(步骤1)中算出的下三角矩阵L，并且该模块48用下式(12)代替公式(10)进行计算(步骤4)。即后向代入功能模块48，从下三角矩阵L得到哈密顿转置矩阵L^H，并利用该哈密顿转置矩阵L^H和行向量的一半d，进行如下的计算(步骤4)。

L ^H c ₀＝d            (12)

其中，L ^H[i，j]＝L ^H[i+(N-1)/2，j+(N-1)/2]

$\∀0\≤i,j\≤(N-1)/2$

图4是说明在模块48中执行的后向代入的图，可知与公式(10)的逆矩阵G^-1的计算相对应的c₀的计算被显著简化了。c₀的全向量可用下式表示。

c₀[(N-1)/2+k]＝c ₀[k]，c₀[k]＝c₀[N-1-k]^*，

k＝0，...(N-1)/2                      (13)

5.滤波系数计算模块50(步骤4)是用于计算滤波系数向量w₀的模块。该模块50从信道矩阵计算功能模块42接收哈密顿转置矩阵H ₁ ^H、H ₂ ^H，并从后向代入模块48接收c₀。滤波系数计算模块50进行下式(14)的计算。

w₀＝c₀ ^HH^H            (14)

图2所示的均衡装置40对来自两个发送天线Tx1、Tx2的发送信号进行均衡。因此，图示的均衡装置40具有两个FIR滤波器52、54，这两个FIR滤波器52、54的滤波系数(w₁、w₂：w_g)在滤波系数计算模块50被算出，并被分别提供给FIR滤波器52、54(步骤5)。

此时，从滤波系数计算模块50输出的滤波系数w_g(即w₁、w₂)用w_g＝c₀ ^HH_g ^H表示。即在两个滤波系数的计算中使用了相同的c₀ ^H，其结果是，能够极大地简化滤波系数的计算。

FIR滤波器52、54分别利用随时间更新的滤波系数w_g对输入数据r进行过滤(步骤6)。

接着，解扩模块56、58为了得到与第g个发送天线对应的估计符号值(S_g)，进行解扩(步骤7)，并向处理部60输出估计符号值(这里为S₁、S₂)(步骤8)。

处理部60作为STTD解码器或者CLM1相位补偿器来工作。具体来说，将与一个时隙中的第g个发送天线对应的输出符号(HS-DSCH/HS-SCCH)表示为{S_g(0)，S_g(1)，S_g(2)，...}。

在STTD方式的情况下，处理部60的输出为S(0)，S(1)，S(2)，...从而根据下式输出再现符号。

S(2i)＝S₁(2i)+S₂(2i+1)^*

S(2i+1)＝S₁(2i+1)-S₂(2i)^*

这里，i＝0，1，2...

另外，在CLM1方式的情况下，处理部60的输出(S(0)，S(1)，S(2))为：

S(i)＝S₁(i)+S₂(i)×W₂，

这里，i＝0，1，2...，W₂为第二发送天线的权重。

如上所述，根据本发明涉及的处理，与使用逆矩阵G-1的场合相比，能够显著地简化用于发送分集方式中的多个FIR滤波器的滤波系数的计算。

产业上的实用性

本发明能够应用于具有多个FIR滤波器并利用逆矩阵来计算滤波系数的方式的接收机、均衡器等。而且，不仅可应用于STTD方式、CLM1方式，还能够应用于采样了各种发送分集方式的系统中。

Claims (15)

1.一种接收机，包括两个FIR滤波器，并使用所述两个FIR滤波器能够与适用发送分集方式的发送侧经传输通路进行通信，其特征在于，

还包括处理计算电路，该处理计算电路使用公因子(c₀)计算各FIR滤波器的滤波系数w，并将算出的滤波系数w输出给所述两个FIR滤波器，

其中，所述滤波系数用下式表示，

W_g＝c₀ ^H H _g ^H，    (1)

其中，g是1或2，上标H表示哈密顿转置，H _g是所述传输通路的被估计的信道响应矩阵，

当将与所述发送分集方式相应的信道响应矩阵设为H ₁、H ₂时，所述公因子c₀通过将上述传输通路的增益矩阵G用下式表示而导出，

G＝H ₁ ^H H ₁+H ₂ ^H H ₂+βI    (2)

其中，β是在所述传输通路中所加的噪声指数，I是单位矩阵。

2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述公因子c₀通过对下三角矩阵L进行前向代入以及后向代入来算出，其中所述下三角矩阵L是对公式(2)进行乔列斯基分解所得的。

3.如权利要求2所述的接收机，其特征在于，所述前向代入通过按照下式(3)计算行向量d来进行，

Ld＝e_(N+1)/2＝[e₁，e₂，...e_N]^T，    (3)

其中，N是矩阵的向量元素个数，e_i是在i＝(N+1)/2时取1、除此之外取0的列向量。

4.如权利要求3所述的接收机，其特征在于，作为行向量d，将 d＝d[(N-1)/2，(N-2)/2，...N-1]用于接下来的后向代入中。

5.如权利要求4所述的接收机，其特征在于，所述后向代入是按照下式(4)来求解公因子c₀的计算，

L ^H c ₀＝d，    (4)

其中，L ^H[i，j]＝L ^H[i+(N-1)/2，j+(N-1)/2]，并且 

6.如权利要求5所述的接收机，其特征在于，公因子c₀用下式(5)表示，

c₀[(N-1)/2+k]＝c ₀[k]，c₀[k]＝c₀[N-1-k]^*，

k＝0，...，(N-1)/2    (5)。

7.如权利要求6所述的接收机，其特征在于，在对通过公式(5)所得的公因子c₀进行哈密顿转置得到c₀ ^H之后，进行公式(1)的计算来得到所述滤波系数w。

8.如权利要求7所述的接收机，用于与发送侧进行的通信中，在所述发送侧选择性地使用作为发送分集方式的空间时间发送分集STTD方式以及闭环发送分集CLM1方式，并通过两个发送天线向HS-DSCH/HS-SCCH发送符号S_g(0)、S_g(1)、S_g(2)、...，其中，g＝1和2，所述接收机的特征在于，

包括处理部，该处理部在STTD方式的情况下，按照公式(6)来输出符号估计值S(0)、S(1)、S(2)、...，在CLM1方式的情况下，按照公式(7)来输出符号估计值S(0)、S(1)、S(2)、...，

S(2i)＝S₁(2i)+S₂(2i+1)^*

S(2i+1)＝S₁(2i+1)-S₂(2i)^*    (6)

S(i)＝S₁(i)+S₂(i)×W₂        (7)

其中，i＝0、1、2...，W₂为第二发送天线的权重。

9.一种用在接收机中的计算方法，所述接收机包括两个FIR滤波器，并使用所述两个FIR滤波器能够与适用发送分集方式的发送侧经传输通路进行通信，所述计算方法计算各FIR滤波器的滤波系数w，其特征在于，

将所述传输通路的增益矩阵G假设为

G＝H ₁ ^H H ₁+H ₂ ^H H ₂+βI，    (8)

其中，上标H表示哈密顿转置后的矩阵，H ₁及H ₂分别表示与两个传输通路对应的估计信道响应矩阵，β是传输通路中的噪声指数，I是单位矩阵，

使用增益矩阵计算所述公因子(c₀)，并从该公因子(c₀)得出所述滤波系数w。 

10.如权利要求9所述的计算方法，其特征在于，包括以下步骤：

根据输入的信道估计来计算所述增益矩阵G、所述估计信道响应矩阵 H ₁、H ₂；

对所述增益矩阵G进行乔列斯基分解，从而计算下三角矩阵L以及上三角矩阵U；

对所述下三角矩阵L进行前向代入，求得行向量d；

对行向量d和下三角矩阵L的哈密顿转置矩阵L^H进行后向代入，计算所述增益矩阵G的逆矩阵G^-1的中间列c₀，作为所述公因子；以及

根据所述信道响应矩阵H₁、H₂的哈密顿转置矩阵H^H和所述公因子c₀，计算所述滤波系数w。

11.如权利要求10所述的计算方法，其特征在于，在进行所述后向代入的步骤中，只计算逆矩阵G^-1的中间列c₀的一半元素。

12.如权利要求11所述的计算方法，其特征在于，计算所述滤波系数w的步骤中包括从向量c ₀求出中间列c₀的步骤。

13.如权利要求12所述的计算方法，其特征在于，进行所述前向代入的步骤从公式(9)求得行向量d，

Ld＝e_(N+1)/2＝[e₁，e₂，...e_N]^T，    (9)

其中，N是矩阵的向量元素个数，e_i是在i＝(N+1)/2时取1、除此之外取0的列向量。

14.如权利要求13所述的计算方法，其特征在于，进行所述后向代入的步骤通过公式(10)来进行，

L ^H c ₀＝d，           (10)

其中，L ^H[i，j]＝L ^H[i+(N-1)/2，j+(N-1)/2]，并且 

15.如权利要求14所述的计算方法，其特征在于，在计算所述滤波系数的步骤中使用的公因子c₀用下式(11)表示，

c₀[(N-1)/2+k]＝c ₀[k]，c₀[k]＝c₀[N-1-k]^*，

k＝0，...(N-1)/2    (11)。 

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