CN101573888A - 具有接收分集的通信接收机中的数据均衡 - Google Patents

Abstract

一种在形成具有接收分集的通信系统的一部分的通信接收机中执行数据均衡的方法。该方法包括：(a)对于每第i个天线，根据多径信道估计计算信道响应矩阵H_i；(b)根据信道响应矩阵H_i和标量噪声因子β计算信道增益矩阵G；(c)计算信道增益矩阵G的逆G^－1的中间列c₀；(d)对于每第i个天线，根据信道增益矩阵G的逆G^－1的中间列c₀和相应的信道响应矩阵H_i的厄密转置H_i ^H来计算滤波器系数向量w_i；(e)利用相应的滤波器系数向量w_i对在每第i个天线处接收到的输入数据r_i进行滤波；(f)对来自每第i个天线的经过滤波的输入数据进行解扩；以及(g)对来自所有天线的解扩数据进行组合以获得接收到的经过均衡的数据。

Description

具有接收分集的通信接收机中的数据均衡

技术领域

本发明一般地涉及扩频接收机，更具体而言涉及优化具有接收分集的通信接收机中通过多重可解析衰落路径信道(multiple resolvable fadingpaths channel)传送的扩频信号的均衡的方法。本发明适用于涉及W-CDMA传送技术的应用，并且联系该示例性应用来描述本发明将是较方便的。

背景技术

在W-CDMA通信系统中，发送机处的多码信号是彼此正交的。但是，随着信号传播经过多径衰落信道，该正交性丧失了。在W-CDMA接收机中，芯片均衡器被用作恢复信号的正交性并从而提高接收机性能的手段。

通常，芯片均衡器的实现包括有限冲击响应(FIR)滤波器。该芯片均衡器尝试通过为信道求逆来针对多径干扰进行补偿。一种已知的用于计算最优的芯片均衡器滤波器系数的方法使用直接逆矩阵方法，其包括根据表达式G＝H^HH+βI来估计信道增益矩阵G，其中H^HH是信道相关矩阵，I是单位矩阵，并且β是W-CDMA系统中的标量噪声因子。基于矩阵求逆方法的芯片级均衡要求包括矩阵分解以及回代(backward substitution)和前代(forward substitution)在内的大量计算。

在当前的第3代合作伙伴计划(3GPP)标准中，接收分集被用于提高接收机的下行链路性能。接收分集在接收机处使用多个天线，以便能够进行更强的信号接收。这转化为更高的数据速率并且增大了系统容量。当前的3GPP标准基于最小最低均方误差(least minimum mean-square error，LMMSE)芯片级均衡器(CLE)来为接收机规定要求。虽然CLE的实现在没有发送或接收分集的通信系统中是较简单的，但是，在具有接收分集的通信接收机中CLE的实现却尚未以实际可行的、计算高效的方式得以实现。

发明内容

目前，需要提供一种在具有接收分集的通信接收机中执行数据均衡的方法，其改善或消除了现有技术的一个或多个缺点。还需要提供一种在具有接收分集的通信接收机中执行数据均衡的方法，其优化了通信接收机中的芯片级均衡器的性能。还需要提供一种用于在具有接收分集的通信接收机中执行数据均衡的方法，其实现起来简单、可行并且计算高效。

考虑到此，本发明的一个方面提供了一种用于在形成具有接收分集的通信系统的一部分的通信接收机中执行数据均衡的方法，该方法包括以下步骤：

(a)对于每第i个天线，根据多径信道估计计算信道响应矩阵H_i；

(b)根据信道响应矩阵H_i和标量噪声因子β计算信道增益矩阵G；

(c)计算信道增益矩阵G的逆G^-1的中间列c₀；

(d)对于每第i个天线，根据信道增益矩阵G的逆G^-1的中间列c₀和相应的信道响应矩阵H_i的厄密转置H_i ^H来计算滤波器系数向量w_i；

(e)利用相应的滤波器系数向量w_i对在每第i个天线处接收到的输入数据r_i进行滤波；

(f)对来自每第i个天线的经过滤波的输入数据进行解扩；以及

(g)对来自所有天线的解扩数据进行组合以获得接收到的经过均衡的数据。

优选地，步骤(c)包括：

(h)对信道增益矩阵G执行Cholesky分解，以得到下三角矩阵L和上三角矩阵U；

(i)对下三角矩阵L执行前代以计算列向量d；以及

(j)对列向量d和下三角矩阵L的厄密转置L^H执行回代以计算信道增益矩阵G的逆G^-1的中间列c₀。

优选地，要求逆的信道增益矩阵G是根据以下表达式来计算的：

$G={\mathrm{\Σ}}_1^i{\hat{H}}_i^H{\hat{H}}_i+\widetilde{\mathrm{\β}}I$

其中I是单位矩阵。

本发明的另一个方面提供了一种用于形成具有接收分集的通信系统的一部分的通信接收机中的芯片均衡器，该芯片均衡器包括用于实现上述的方法的一个或多个计算块。

附图说明

以下描述详细论及本发明的各种特征。为了帮助理解本发明，在描述中参考了附图，其中在优选实施例中示出了用于执行数据均衡的方法和芯片均衡器。应当理解，本发明并不限于图中所示的优选实施例。

在附图中：

图1是包括具有接收分集的通信接收机的通信系统的示意图；

图2是示出用于形成图1的通信系统的一部分的通信接收机中的均衡器的选定功能块的示意图；

图3是示出图2中所示的均衡器的矩阵求逆计算块所执行的一系列步骤的流程图；并且

图4和图5分别是图2所示的均衡器所执行的滤波器系数计算方法的前代和回代步骤的图示。

具体实施方式

现在参考图1，其中概括示出了用于将数据符号S传送到通信接收机12的通信系统10。通信系统10使用分集方案，以通过使用具有不同特性的两个或更多个通信信道来提高被传送到接收机12的消息信号的可靠性。在此图所示的示例中，示出了两个通信信道14和16。通信信道14和16中的每一个经历不同程度的衰落和干扰。

在信号扩频18之后，通过在通信接收机12处使用多个天线，数据符号实际上通过不同的传播路径被传输到通信接收机12。在此示例中，示出了两个示例性接收天线20和22，但在本发明的其他实施例中，可以使用任意数目的接收天线。

在将数据符号传送到通信接收机12期间，由方差σ²表征的噪声实际上被引入到分散的信道14和16中。通信接收机12包括均衡器24，该均衡器24被设计为对由于分散信道14和16以及引入到这些分散信道中的噪声而失真的所传送数据信号进行恢复。

均衡器24的选定计算块在图2中示出。均衡器24包括信道响应矩阵计算块26、直接增益矩阵计算块28、矩阵求逆块30、FIR滤波器块32和34、解扩器块36和38、以及数据符号组合块40。在使用中，均衡器24在i个接收机天线中的每一个处接收样本r_i，即来自第一接收天线20的样本r₁和来自第二接收天线22的样本r₂。

在每第i个接收天线处接收的分散信道的信道估计在接收机12内被计算并作为输入被提供给信道矩阵计算块26。对于每第i个接收天线所接收的每个传送信道的L个多重可解析衰落路径，信道估计h_l ⁱ被信道矩阵计算块26所接收，其中l＝0，1，2，...，L-1。

通过逐列地顺序移动信道向量，来根据接收到的信道估计构造针对每第i个接收机天线的信道响应矩阵

其中信道向量是通过将它们多径位置中的L个信道估计h_l ⁱ布置在列的方向上来形成的。在图2所示的示例中，构造两个这种信道矩阵。

通过对通信系统10中的比例和噪声因子的估计，基于对信道响应矩阵H₁和H₂两者的估计，来构造信道增益矩阵G。根据以下式子来计算直接增益矩阵G：

$G={\hat{H}}_1^H{\hat{H}}_1+{\hat{H}}_2^H{\hat{H}}_2+\widetilde{\mathrm{\β}}I$

其中

和

分别是分散信道14和16的信道响应矩阵，

和

分别是这些信道响应矩阵的厄密转置，

是通信系统10的噪声因子的估计，并且I是单位矩阵。

是通信系统10中的每第i个分散信道的信道相关矩阵。通信系统10中的噪声因子的估计

可由通信接收机12通过以NEC公司的名义于2005年7月19日提交的美国专利申请2006/0018367中描述的方式来计算，该申请的全部内容通过引用并入在此。

然后在矩阵求逆块30中必须对信道增益矩阵G求逆。矩阵求逆块30执行的一系列计算高效的步骤在图3所示的流程图中示出。在步骤42，执行信道增益矩阵G的Cholesky分解，以获得下三角矩阵L和上三角矩阵U。

在步骤44，随后执行前代以求解以下方程：

Ld＝e_(N+1)/2＝[e₁，e₂，...，e_N]^T

其中

以获得列向量d。下三角矩阵L、列向量d和所得到的列向量e被示意性地表示在图4中。优选地，只需要将该向量的一半(表示为

其中 $\hat{d}=d[(N-1)/2,...,N-1]$ 输入到接下来的计算步骤中。

在步骤46，随后执行回代以求解以下方程：

${\hat{H}}^H{\hat{c}}_0=\hat{d}$

其中

${\hat{L}}^H[i,j]=L^H[i+(N-1)/2,j+(N-1)/2]$

$\∀0\≤i,$ j≤(N-1)/2

以获得与矩阵G^-1的中间行相对应的向量c₀的一半(表示为

)。图5是此步骤中执行的回代步骤的图示。注意到

$c_0[(N-1)/2+k]={\hat{c}}_0\left[k\right],c_0\left[k\right]=c_0{[N-1-k]}^{*},k=0,...,(N-1)/2$

于是可以获得整个向量c₀。

在步骤48，可以通过对于每第i个滤波器计算 $w_i=c_0^H{H}_i^H$ 来获得FIR滤波器32和34中每一个的滤波器系数的向量w_i。

在接收机12的操作期间，利用滤波器系数向量w_i来周期性地更新输入数据r_i。解扩器块36和38对来自分别由接收天线20和22接收的多重可解析衰落路径的输入数据符号估计执行解扩操作。因此，每个解扩器块获得与每第i个接收机天线相对应的估计符号(表示为Si)。

组合块40进行操作以组合来自接收天线的解扩符号来获得均衡的数据符号

由于在前代步骤44和回代步骤46中求解的线性方程具有N和(N+1)/2个未知数，所以对它们求解只需要O(N²)的计算复杂度。这大大降低了计算复杂度，并且使得能够在实际通信中使用均衡器24。

从以上将会明白，在通信系统中，利用直接矩阵求逆来为接收机处的均衡器计算滤波器系数通常对于前代和回代处理需要多达O(N³)的复数乘法，其中N是要求逆的方形信道矩阵的维度。这么高的计算复杂度是阻碍此方法用于实际通信设备中的一个因素。以上描述的均衡器使用一种高效的计算方法，其对于前代和回代处理只需要O(N²)的复数乘法，而获得了与采用直接矩阵求逆的普通均衡器完全相同的性能。通过利用信道响应矩阵G的特殊属性(厄密性和正定性)以及在均衡器接收机的特定的实现中计算滤波器系数的方式，可以实现简化的计算。

最后，应当明白，在不脱离这里描述的本发明的精神或范围的情况下，可以对均衡器和为均衡器计算滤波器系数的方法进行修改和/或添加。

本申请基于2006年12月28日提交的澳大利亚专利申请No.2006907316并要求其优先权，该申请的公开内容通过引用被全部并入在此。

Claims (4)

1.一种用于在形成具有接收分集的通信系统的一部分的通信接收机中执行数据均衡的方法，该方法包括以下步骤：

(a)对于每第i个天线，根据多径信道估计计算信道响应矩阵H_i；

(b)根据信道响应矩阵H_i和标量噪声因子β计算信道增益矩阵G；

(c)计算信道增益矩阵G的逆G^-1的中间列c₀；

(d)对于每第i个天线，根据信道增益矩阵G的逆G^-1的中间列c₀和相应的信道响应矩阵H_i的厄密转置H_i ^H来计算滤波器系数向量w_i；

(e)利用相应的滤波器系数向量w_i对在每第i个天线处接收到的输入数据r_i进行滤波；

(f)对来自每第i个天线的经过滤波的输入数据进行解扩；以及

(g)对来自所有天线的解扩数据进行组合以获得接收到的经过均衡的数据。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤(c)包括：

(h)对信道增益矩阵G执行Cholesky分解，以得到下三角矩阵L和上三角矩阵U；

(i)对下三角矩阵L执行前代以计算列向量d；以及

(j)对列向量d和下三角矩阵L的厄密转置L^H执行回代以计算信道增益矩阵G的逆G^-1的中间列c₀。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，要求逆的信道增益矩阵G是根据以下表达式来计算的：

$G={\mathrm{\Σ}}_1^i{\hat{H}}_i^H{\hat{H}}_i+\widetilde{\mathrm{\β}}I$

其中I是单位矩阵。

4.一种用于形成具有接收分集的通信系统的一部分的通信接收机中的芯片均衡器，该芯片均衡器包括用于实现根据前述权利要求中任何一项所述的方法的一个或多个计算块。

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