JP2007534250A - マルチアンテナシステムで信号を送信するための方法および装置、信号、ならびに対応する伝送チャネルを推定するための方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、ｎ個の送信アンテナを介してデジタル信号を送信するための方法であって、ｎが厳密には３以上であり、前記送信アンテナの各々によってそれぞれ送信されるｎ個のソースベクトルが、少なくとも１つの受信器に対して既知である基準シンボルを使用しかつこの受信器が前記送信アンテナの各々にそれぞれ対応する少なくとも３つの伝送チャネルを推定することを可能にする、１に等しいレートの符号化マトリクスＭによってソースデータベクトルに関連付けられるように構成された送信方法に関する。
本発明では、前記基準シンボルは、送信される前に、前記符号化マトリクスＭによって数学的変換を受ける。

Description

本発明の分野は、ワイヤレスによるデジタル通信分野である。さらに詳しくは、本発明は送受信に関し、特に、時空間符号化および／または空間周波数符号化を受ける信号の送信による、ＭＩＭＯ（「多入力多出力」）型またはＭＩＳＯ（「多入力単出力」）型多重アンテナシステムにおける伝送チャネルの推定に関する。

また、さらに詳しくは、本発明は、幾つかの送信アンテナ、特に３つ以上の送信アンテナを実現するマルチアンテナシステムに適用することができる。信号は、少なくとも１つの受信器に対して既知であってこの受信器が送信アンテナの各々に対応する伝送チャネルを推定することを可能にする、基準シンボルを含む。

本発明の用途の例として、特に第３、第４、および後続世代システム用の無線通信の分野がある。

本発明は、（端末から基地局への）アップリンク通信のみならず、（基地局から端末への）ダウンリンク通信にも適用することができる。

幾つかの送信アンテナを含むマルチアンテナシステムで伝送チャネルを推定する幾つかの公知の技術がある。

これらの推定技術の大部分は、ＯＦＤＭ型マルチキャリアシステムにおける時空間符号化または空間周波数符号化の応用に限定される。

したがって、提案された最初のシステムは全て、直交時空間ブロック符号を使用した。

Ａｌａｍｏｕｔｉは「Ａ Ｓｉｍｐｌｅ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｐｐ．３１１〜３３５，ｖｏｌ．６，１９９８で、２つの送信アンテナにレート１の直交時空間ブロック符号を使用する最初のシステムを提案した（ここでレートとは、送信されるシンボルの個数Ｎとそれらが送信される間のシンボル時間数Ｌとの間の比率と定義される）。

Ａｌａｍｏｕｔｉの直交時空間符号の主な欠点は、それらが２送信アンテナシステムに限定されること、および単位レートを維持しながらこれらの使用を３つ以上の送信アンテナを持つシステムに直接拡張できないことである。

Ｔａｒｏｋｈら（「Ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅｓ ｆｒｏｍ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｄｅｓｉｇｎｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，１９９９，４５，（５），ｐｐ．１４５６〜１４６７）は次いで、直交時空間ブロック符号を３つまたは４つの送信アンテナを含むシステムに拡張した。しかし、得られたレートＲ＝Ｎ／Ｌはわずか１／２または３／４であった。

したがって、Ｔａｒｏｋｈの直交時空間符号の１つの欠点は、より多数の送信アンテナ（３つまたは４つのアンテナ）を実現するシステムに適用されるが、レートが１未満であることである。

次いで、Ｂａｒｈｕｍｉらは「Ｐｉｌｏｔ Ｔｏｎｅ−ｂａｓｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｅｓ ｗｉｔｈ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｉｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」で、古典的ＯＦＤＭチャネル推定システムに依存し、特定のキャリアの消滅を実現する、マルチアンテナＯＦＤＭ（ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭまたはＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システム用のチャネル推定技術を提案した。しかし、ＭＩＭＯシステムにおけるこの推定技術の１つの欠点は、各送信アンテナ毎に、基準シンボルが基準キャリアで所定の時点に送信される間、送信チャネルの推定を妨害しないように、他のキャリアでいかなるデータも送信されないときにはいつも、基準シンボルの挿入が一般的にスペクトル効率の大きな損失をもたらすことである。

その後、「Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｂａｓｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｎｔｅｎｎａ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ」でＦｒａｇｏｕｌｉらによって、マルチアンテナシステムのチャネル推定に使用できる学習シーケンスに関する他の研究が実施された。

その後、Ｓｔｉｒｌｉｎｇ−Ｇａｌｌａｃｈｅｒら（「Ｉｍｐｒｏｖｉｎｇ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｃｏｄｅｄ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｓｉｎｇ ｓｐａｃｅ ｔｉｍｅ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．３７Ｎ，Ｍａｒｃｈ ２００１，「Ｐｒａｃｔｉｃａｌ Ｐｉｌｏｔ Ｐａｔｔｅｒｎｓ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｃｏｄｅｄ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｓｉｎｇ ｓｐａｃｅ ｔｉｍｅ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ２００２ ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、２００２年２月２５〜２８日、フィレンツェ）は、ＡｌａｍｏｕｔｉまたはＴａｒｏｋｈ型の直交時空間符号を使用する２送信アンテナシステムに制限される、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム用のチャネル推定技術を構想した。

この推定技術の１つの欠点は、送信システムの送信アンテナの個数が、先行技術の直交時空間ブロック符号を使用することによって制限されることである。

したがって、先行技術では、３つ以上の送信アンテナを有するシステム用の複雑な直交単位レート符号が無い。これはスペクトル効率を低減する。

本発明は、特に先行技術のこれらの欠点を克服することを目的とする。

さらに詳しくは、本発明の目的は、３つ以上の送信アンテナを実現するマルチアンテナシステムで伝送チャネルを推定するための技術を提供することである。

本発明の別の目的は、複雑さが軽減される一方で、先行技術より効率的であり、かつ性能がより優れている、この種の技術を提供することである。

本発明のさらに別の目的は、時空間符号化および／または空間周波数符号化マトリクスを実現する基準シンボルを含む、信号の送信技術を提供することである。特に、本発明の目的は、単位レート符号化マトリクスを提供することである。

本発明のさらに別の目的は、マルチアクセスの様々な技術すなわちＣＤＭＡ（符号分割多元接続）、ＦＤＭＡ（周波数分割多元接続）、またはＴＤＭＡ（時分割多元接続）と結合されたシングルキャリアまたはマルチキャリア型変調のためのＭＩＳＯまたはＭＩＭＯ型マルチアンテナシステムに適応されたこの型の技術を提供することである。

本発明の別の目的は、システムの空間ダイバーシティを増強しながら、同時に異なる伝送チャネル間の干渉を最小化しかつスペクトル効率の損失を制限するために使用できる、この型の技術を提案することである。

換言すると、本発明の目的は、多数のアンテナを実現するシステムで実用的にかつ低コストで実現できる、この型の技術を提供することである。

これらの目的のみならず、本明細書で下に示す他の目的も、ｎ個の送信アンテナを介してデジタル信号を送信するための方法であって、ｎが厳密には３以上であり、前記送信アンテナの各々によってそれぞれ送信されるｎ個のソースベクトルが、少なくとも１つの受信器に対して既知である基準シンボルを使用し、かつこの受信器が前記送信アンテナの各々にそれぞれ対応する少なくとも３つの伝送チャネルを推定することを可能にする、１に等しいレートの符号化マトリクスＭによってソースデータベクトルに関連付けられるように構成された方法によって達成される。

本発明では、この型の送信方法の前記基準シンボルは、それらが送信される前に、前記符号化マトリクスＭによって数学的変換を受ける。

したがって、本発明は、３つ以上の送信アンテナを持つマルチアンテナシステムで符号化マトリクスを実現する、デジタル信号の完全に新規かつ独創的な送信方法に基づく。

さらに詳しくは、本発明は、１に等しいレートの符号化マトリクスＭの基準シンボルの、ｎ個の送信アンテナでの送信を提案する。該基準シンボルのベクトルは符号化関数によって符号化マトリクスＭに関連付けられている。

１に等しいレートのそのような符号化マトリクスＭは、非直交マトリクスまたはブロック直交マトリクスに対応し、レートは送信されるシンボルの個数とそれらが送信される間のシンボル時間数との間の比率と定義される。

基準シンボルは空間と時間、および／または、空間と周波数に分散させることが有利である。

次いで、符号化マトリクスは時空間符号化および／または空間周波数符号化を実現する。

第１の実施形態によると、符号化マトリクスは少なくとも２つのブロックを含み、ブロックの各々は直交する。

好ましくは、基準シンボルのブロックの各々は別個に送信され、ブロックの各々は特定の送信アンテナで送信され、他の送信アンテナは電源が停止される。

したがって、第１組のアンテナによって送信されるデータは、別の組のアンテナによって送信されるデータによって妨害されず、他の組のアンテナは同一時点に同一キャリアで送信されない。

第３の実施形態と呼ぶ本発明の別の実施形態によると、送信方法は、周波数分散と時間分散との間の選択のステップを含む。

特に、この選択ステップは、送信チャネルの特性を考慮に入れることができる。

第２の実施形態と呼ぶ本発明の別の実施形態によると、基準シンボルは、符号化マトリクスＭによる数学的変換後に、全ての送信アンテナで送信される。

したがって、符号化マトリクスＭは総合的に非直交マトリクスである。

特に、符号化マトリクスＭはＪａｆａｒｋｈａｎｉ型符号化によって得ることができ、次の形を持つ。

ここでｘ_iは基準シンボルであり、ｘ_i ^*は共役基準シンボルであり、ｉは１≦ｉ≦４の相対整数（ｒｅｌａｔｉｖｅ ｉｎｔｅｇｅｒ）である。

本発明はまた、対応する送信装置にも関する。

本発明はまた、ｎ個（ｎは厳密には３以上である）の送信アンテナによってそれぞれ送信されるｎ個のベクトルによって形成されるデジタル信号にも関する。

本発明では、信号は、受信器で送信アンテナの各々にそれぞれ対応する少なくとも３つの伝送チャネルの推定ができるように、単位レートの符号化マトリクスＭによる基準シンボルの数学的変換後に得られた、符号化基準シンボルを含む。

本発明はまた、ｎ個（ｎは厳密には３以上である）の送信アンテナおよび少なくとも１つの受信アンテナを実現するマルチアンテナシステムにおける伝送チャネルの推定方法にも関する。この方法によると、前記送信アンテナの各々によってそれぞれ送信されるｎ個のベクトルは、少なくとも１つの受信器に対して既知である基準シンボルを実現しかつこの受信器が送信アンテナの各々にそれぞれ対応する少なくとも３つの伝送チャネルを推定することを可能にする、符号化マトリクスＭによってソースデータのベクトルに関連付けられる。

本発明では、そのような推定方法は、基準シンボルに前記符号化マトリクスＭを乗算して得られた送信基準ベクトルに対応し、各々の送信アンテナ毎に少なくとも１つの伝送チャネルによって変化した受信基準ベクトルの受信ステップを含む。各々の前記受信アンテナ毎に受信基準ベクトルは、符号化マトリクスの逆マトリクスである復号マトリクスによる数学的変換を受け、かつ受信アンテナに関連付けられる伝送チャネルの影響を考慮して、基準シンボルに対する伝送チャネルの影響を推定する。

したがって、本発明は、３つ以上の送信アンテナを持つマルチアンテナシステムにおけるチャネル推定の完全に新規かつ独創的な方法に基づく。この方法は、２つの送信アンテナを持つシステムでも新規であることに気付かれるであろう。

実際、異なる伝送チャネルの推定は、少なくとも１つの受信器に対して既知である基準シンボルから実現され、基準シンボルのベクトルは符号化関数によって符号化マトリクスＭに関連付けられる。

基準シンボルのベクトルおよび使用される符号化マトリクスＭが既知である状態で、復号マトリクスに対応する符号化マトリクスの逆マトリクスから、異なる伝送チャネルを推定することが可能である。

したがって、基準シンボルおよび使用する符号化技術から、受信装置は、異なる伝送チャネルを推定するために、様々なアンテナから来る信号の復号、フィルタリングまたは等化、および再結合の技術を実現することができる。

望ましくは、復号マトリクスは、ＭＭＳＥ（「最小平均２乗誤差」）またはＺＦ（「ゼロフォーシング」）規範の意味で等化を組み込んだ逆マトリクスである。

特に、実現される規範はＭＭＳＥ規範とすることができる。その場合、復号マトリクスは次の要素によって形成される。

実現される規範はＺＦ規範とすることもできる。その場合、復号マトリクスは次の要素によって形成される。

ここで、
ｒは受信基準ベクトルであり、
Ｍは符号化マトリクスであり、
Ｉは単位マトリクスであり、
γは信号対雑音比であり、
^Hは共役転置である。

好ましくは、該推定方法は、基準シンボルの推定からペイロードデータの各々の伝送チャネルの推定をもたらす補間ステップを含む。

特に、補間ステップは、それが時間的補間および／または周波数補間を実現するという点で注目すべきである。

この補間ステップは、
線形補間
ウィーナー補間
を含む群に属することができる。

本発明の他の特徴および利点は、簡単な例証としての非限定的実施例として掲げる好適な実施形態の以下の説明、および添付の図面からいっそう明瞭になるであろう。

本発明の一般原理は、３つ以上の送信アンテナと受信アンテナとの間の異なる伝搬チャネルの受信器における推定が可能になるように、符号化マトリクスＭを少なくとも１つの受信器に対して既知である基準シンボルのベクトルと関連付けることに基づく。

この符号化マトリクスＭは非直交またはブロック直交のいずれかであり、１に等しいレートを有する。レートは、送信されるシンボルの個数と、それらが送信される間のシンボル時間数との間の比率と定義される。符号化マトリクスＭのシンボルは次いで、各々の送信アンテナで、時間および／または周波数に分散される。

受信時に、各受信アンテナで、受信信号は、必要ならば受信器によって導入された雑音を考慮しながら、符号化マトリクスＭの逆マトリクス（ＭＭＳＥまたはＺＦ規範に従って理解されるように等化技術を統合した）を乗算する。

結果として、ｎ個の送信アンテナとこの受信アンテナとの間のｎ個の伝送チャネルを表わすｎ次元のベクトルが得られる。ｎ次元のこのベクトルは次いで、伝送チャネルを推定するために受信器によって使用される。これは、例えばこの演算を周期的に繰り返し、この演算中に推定された２つの基準シンボル間で時間および／または周波数補間を実行することによって、行なわれる。例えば、この補間は線形型またはウィーナー型のものである。

今、図１Ａおよび１Ｂを参照しながら、４つの送信アンテナを持つマルチアンテナシステムの伝送チャネルを推定しようとする本発明の第１の実施形態について説明する。

この第１の実施形態によると、符号化マトリクスＭはブロックマトリクスであり、各々のブロックはｎ個の基準シンボルを含む。次いで、Ａｌａｍｏｕｔｉ直交時空間符号化が符号化マトリクスＭの各ブロックに適用される。ｎ個の基準シンボルのブロックの各々はその結果直交する。

当業者はこの教示を、送信側および／または受信側のアンテナの個数がより多数である場合に容易に拡張されるであろう。したがって、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化を、ｎ＝４、６、８、…の送信アンテナを持つシステムのブロックの各々に適用することが可能である。

図１Ａおよび１Ｂに係るこの実施形態によると、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化が、チャネルの推定に使用される基準シンボルに適用される。次いで、これらの符号化された基準シンボルが１対のアンテナで送信される一方、他のアンテナ対は電源が停止したままである。

したがって、基準シンボル［ｘ₁ ｘ₂ ｘ₃ ｘ₄］のベクトルを考慮する場合、符号化関数によってその部分に関して関連付けられる符号化マトリクスＭは次の通りである。

ここでｘ_iは基準シンボルであり、ｘ_i ^*は共役基準シンボルであり、ｉは１≦ｉ≦４の相対整数であり、０は関連アンテナでシンボルが送信されないことを意味する。

符号化マトリクスの各ブロック

および

はＡｌａｍｏｕｔｉ符号に従って符号化され、Ｍ・Ｍ^H＝Ｉとなる。Ｉは単位マトリクスであり、^Hは共役転置である。

符号化マトリクスＭの基準シンボルは次いで、空間周波数分散（図１Ａ）または時空間分散（図１Ｂ）後に、異なる送信アンテナで送信される。空間軸はマトリクスＭの列を表わし、周波数軸（図１Ａ）または時間軸（図１Ｂ）はマトリクスＭの行を表わす。

シンボルの他の時空間または空間周波数分散を、同じく時空間および空間周波数分散として、構想できることは明らかである。

実際、符号化マトリクスＭの各ブロックは、そのそれぞれのアンテナで独立して送信される一方、符号化マトリクスの他のブロックは送信されない。換言すると、基準シンボルの各ブロックは別個に送信され、ブロックの各々が特定の送信アンテナで送信される一方、他のアンテナは電源を停止される。

したがって、図１Ａは、４つの送信アンテナを持つマルチアンテナシステムの４つのアンテナ１１、１２、１３、１４によって送信されるシンボルを表わし、送信されるシンボルは周波数ドメイン（ｙ軸）に分散され、Ｘ_iは１５で表わされる基準シンボルであり、Ｘ_i ^*は共役基準シンボルであり（ｉは相対整数であり、１≦ｉ≦４）、ｘは１６で表わされるデータシンボルであり、０はシンボルが送信されないことを表わす。

４つのアンテナ１１、１２、１３、１４によって送信されるシンボルは、基準シンボルの反復パターンを表わすパラメータΔＦ、Δｆ₁、Δｆ₂（図１Ａ）、ΔＴ、Δｔ₁、Δｔ₂（図１Ｂ）の関数として、空間周波数ドメイン（図１Ａ）または時空間ドメイン（図１Ｂ）に分散される。

２つの基準キャリア間の空間に対応するΔｆ（この例ではΔｆ＝｛ΔＦ、Δｆ₁、Δｆ₂｝）、および既知の時点における２つの基準シンボル間の空間に対応するΔｔに選択される値（この例では、Δｔ＝｛ΔＴ、Δｔ₁、Δｔ₂｝）は、提案されたシステムに固有の値ではないが、伝送チャネルの静止状態に依存する。

一般的に、次のことが想定される。
ΔＦ＜＜Ｂ_C、Ｂ_Cはチャネルのコヒーレンス帯域
ΔＴ＜＜Ｔ_C、Ｔ_Cはチャネルのコヒーレンス時間
Δｆ₁では、チャネルの周波数定常状態を検証され得る。
Δｔ₁では、チャネルの時間的定常状態を検証され得る。
Δｆ₂およびΔｔ₂はシステムのスペクトル効率の損失と性能との間の妥協状態に依存する。

図２Ａおよび２Ｂもまたは、この第１の実施形態におけるシンボルの、パラメータΔＦ、Δｆ₁、Δｆ₂（図２Ａ）、ΔＴ、Δｔ₁、Δｔ₂（図２Ｂ）の関数としての時空間分散（図２Ａ）または空間周波数分散（図２Ｂ）の別の例を提示する。

この例では、基準シンボルの値は、Ｘ₁＝Ｘ₃かつＸ₂＝Ｘ₄となるように選択される。

伝送チャネルによって変化し、受信アンテナのレベルで受信された基準ベクトルは、次いでｒ＝Ｘｈ＋ｎの形で書くことができる。ここでｈは伝送チャネルのモデル化に対応し、ｎはガウス白色雑音ベクトルである。

この受信基準ベクトルは、次のようにベクトルの形で書くこともできる。

受信アンテナの各々について、ＭＭＳＥまたはＺＦ規範の意味で等化技術を組み込んだ、符号化マトリクスＭの逆マトリクスに対応する復号マトリクスによる数学的変換を受信基準ベクトルに適用することによって、伝送チャネルｈを推定しようとする。

ＭＭＳＥ規範によると、復号マトリクスは次の要素によって形成される。

ここで、
ｒは前記受信基準ベクトルであり、
Ｍは前記符号化マトリクスであり、
Ｉは単位マトリクスであり、
γは信号対雑音比であり、
^Hは共役転置である。

ＺＦ規範によると、復号マトリクスは次の要素によって形成される。

ここで、
ｒは前記受信基準ベクトルであり、
Ｍは前記符号化マトリクスであり、
^Hは共役転置である。

これらの２つの規範は、高い信号対雑音比を持つ同一結果を導く。

ＺＦ規範の場合、次のようになる。

ここで

かつ

である。

したがって、図２Ａに示すように、キャリアｋで瞬間ｐに、キャリアｋ＋Δｆ₁で瞬間ｐに、…（以下省略）というように、チャネルの係数を決定することができる。

基準シンボルを担持する２つのキャリアｋおよびｋ＋Δｆ₁の間の周波数補間を適用することによって、受信器はキャリアｋ、ｋ＋１、ｋ＋２、…（中略）、ｋ＋Δｆ₁−１、ｋ＋Δｆ₁における伝搬チャネルの係数を決定することができる。

補間はまた、基準シンボルが、キャリアｋで瞬間ｐに、同一キャリアｋで瞬間ｐ＋Δｔに、…（以下省略）というように、送信されることを考慮して、時間ドメインでも行なうことができる。受信器はついで、瞬間ｐ、ｐ＋１、ｐ＋２、…（中略）、ｐ＋Δｔ−１、ｐ＋Δｔ等に伝搬チャネルの係数を決定すること等ができる。

したがって受信器は時間補間および／または周波数補間を実行することができる。この補間ステップは、例えば線形型補間またはウィーナー補間など、当業者に周知の補間技術を実現する。

図１Ａ、１Ｂ、２Ａ、および２Ｂに示すように、他のアンテナ対は同一キャリアで同時に送信しないので、第１のアンテナ対によって伝送される信号は妨害されない。

次いで各アンテナ対は、マルチアンテナシステムの全ての伝送チャネルが推定されるように、そのアンテナに分散された基準シンボルを交互に送信する。

本発明によると、こうして、１に等しいレートを維持する符号化マトリクスＭによって、より多数の送信アンテナを有するシステムに直交時空間符号を適用することが可能である。こうして、１に等しいレートを持つＡｌａｍｏｕｔｉ符号を４、６、８、…（以下省略）、の送信アンテナを有するシステムに適用することが可能である（先行技術では、直交時空間符号の使用のため、送信システムの送信アンテナの数が限定される）。

しかし、このチャネル推定技術は推定の観点では性能が優れているが、１群のアンテナが送信しているときに他群のアンテナは電源を停止されるので、この技術はスペクトル効率の損失を伴い、特定のキャリアは定義された瞬間に情報を伝達しないので、アンテナの全電力の点では有利ではない。

そこで本発明の第２の実施形態を提示する。ここで基準シンボルは、符号化マトリクスＭによる数学的変換後に全ての送信アンテナで送信され、符号化マトリクスＭは非直交である。

第２の実施形態によると、「Ｑｕａｓｉ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅ」（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｖｏｌ．４９， Ｎ^o１，２００１，ｐｐ．１〜４）に提示されたＪａｆａｒｋｈａｎｉ型非直交時空間符号化を、チャネルの推定に使用される基準シンボルに適用する。

この符号化は特に、低干渉を示す信号を送信するために使用される。

したがって、基準シンボル［ｘ₁ ｘ₂ ｘ₃ ｘ₄］のベクトルを考慮する場合、符号化関数によってそれに関連付けられる符号化マトリクスＭは次の通りである。

ここでｘ_iは基準シンボルであり、ｘ_i ^*は共役基準シンボルであり、ｉは１≦ｉ≦４の相対整数である。

符号化マトリクスＭの全ての基準シンボルは次いで、全ての送信アンテナで空間／周波数分散後に送信され、空間軸はマトリクスＭの列を表わし、周波数または時間軸はマトリクスＭの行を表わす。

本明細書で上述した通り、伝送チャネルで変化し、受信アンテナで受信された基準ベクトルは、ｒ＝Ｘｈ＋ｎの形で書くことができる。ここでｈは伝送チャネルのモデル化に対応し、ｎはガウス白色雑音ベクトルである。

この受信基準ベクトルは、次のようにベクトルの形で書くこともできる。

再び、受信アンテナの各々について、ＭＭＳＥまたはＺＦ規範の意味で等化技術を組み込んだ、符号化マトリクスＭの逆マトリクスに対応する復号マトリクスによる数学的変換を受信基準ベクトルに適用することによって、伝送チャネルｈの推定しようとする。

ＭＭＳＥ規範の場合、次のようになる。

ここで、

かつ

である。

この演算は、アンテナの個数に関わらず、各受信アンテナに対して同様に繰り返される。したがって、周波数ｃまたは定義された瞬間ｃの伝送チャネルの係数ｈ_cを決定することができ、不明の値を評価するために、その後すべきことは、受信器でｈ_cおよびｈ_c+kの推定値の間の時間および／または周波数補間を適用するだけである（ｃが周波数である場合にはｋ＝Δｆであり、ｃが瞬間である場合にはｋ＝Δｔである）。したがって、アンテナの各々について伝送チャネルの全ての値の包括的な知識が得られ、したがって受信信号を従来通り等化することが可能になる。

この第２の実施形態によると、この推定技術を３つ以上の送信アンテナを有するシステムに拡張することが可能である。

したがって、基準シンボル［ｘ₁ ｘ₂ ・・・ｘ_n］のベクトルを考慮する場合、符号化関数によってそれと関連付けられる符号化マトリクスＭは次の通りである。

ここでｘ_iは基準シンボルであり、ｉは１≦ｉ≦４の相対整数であり、Ｎ＝ｎ²である。

これは最大階数マトリクスであるので、異なるチャネルの推定中に反転させることができる。

本明細書で上述した通り、符号化マトリクスＭの基準シンボルは、空間／周波数分散後に全ての送信アンテナで送信され、伝送チャネルで変化し、受信アンテナで受信された基準ベクトルは次の形に書くことができる。

再び、受信アンテナの各々について、受信された基準ベクトルは、伝送チャネルｈを推定するために、ＭＭＳＥまたはＺＦ規範の意味で等化技術を組み込んだ、符号化マトリクスＭの逆マトリクスに対応する復号マトリクスによる数学的変換の適用を受ける。

ＭＭＳＥ規範の意味で等化技術を使用する場合、次のようになる。

ここでγは信号対雑音比である。

本明細書で上述した通り、次いで、古典的な補間技術を使用して、受信器に時間または周波数補間（または両方）を適用することによって、伝送チャネルの不明の係数を決定することが可能である。

図３Ａおよび３Ｂを参照しながら、今、より特定的にＭＩＭＯ型マルチアンテナシステムに適用することのできる、本発明の第３の実施形態を提示する。

この第３の実施形態によると、伝送チャネルの特性に応じて、時空間符号化または空間周波数符号化のいずれかを適用するための柔軟な原理を提案する。

したがって、図３Ａは、４つの送信アンテナを持つマルチアンテナシステムで、時間的に間隔をずらした４つの基準シンボルおよびそれらの共役の送信を示し、Ｘ_iは１５で表わされる基準シンボルであり、Ｘ_i ^*は共役基準シンボルであり（ｉは相対整数であり、１≦ｉ≦４）、ｘは１６で表わされるデータシンボルである。

図３Ｂは、４つの送信アンテナを持つマルチアンテナシステムで、周波数的に間隔をずらした４つの基準シンボルおよびそれらの共役の送信を示す。

この第３の実施形態で、基準シンボルは、ひとたび符号化マトリクスＭによって符号化されると、伝搬チャネルの特性に従って時間軸または周波数軸に沿って分散される。

その後に時空間符号化から空間周波数符号化に切り替えることが可能である。

Δｆ（２つの基準キャリア間の間隔）およびΔｔ（既知の瞬間の２つの基準シンボル間の間隔）に選択される値は提案されるシステムに固有のものではないが、それぞれ伝送チャネルのコヒーレンスの帯域および時間に依存することを思い出されたい。

一般規則として、時間ドメインの分散は、どちらかといえば時間的に変動するチャネルの場合に適用される一方、周波数分散は周波数が変動するチャネルにより多く適用される。

したがって、チャネルの先験的な知識により、あるいはチャネルのコヒーレンス帯域またはコヒーレンス時間の値を算出しておくことにより、本明細書で上述した基準シンボルの挿入の２つの構造の間で切り替えることが可能である。

当業者によって、これらの３つの実施形態の教示は、より多数のアンテナを有するシステムのみならず、図１Ａ、１Ｂ、２Ａ、２Ｂ、３Ａ、および３Ｂに提示したものとは異なる時空間分散および／または空間周波数分散を有するシステムにも、容易に拡張されるであろう。

したがって、本発明により、異なる送信アンテナは、同一キャリアで同一瞬間に、時空間符号化および／または空間周波数符号化によって特徴付けられる信号を送信し、したがってスペクトル効率の損失を制限する。

したがって、この信号は本質的に本発明の特徴を含む。

最終的に、受信器は、この特定の符号化および本明細書で上述した適切な処理に基づいて、異なる送信アンテナと受信アンテナとの間の伝送チャネルの各々を推定することができる。本発明に従って提案した特定のチャネル推定技術はしたがって、２つの送信アンテナを有するシステムの場合に適用することができる。

本発明の第１の実施形態に従ってシンボルが周波数ドメインに分散される場合の、４つの送信アンテナを持つマルチアンテナシステムのチャネル推定システムを示す図である。 本発明の第１の実施形態に従ってシンボルが時間ドメインに分散される場合の、４つの送信アンテナを持つマルチアンテナシステムのチャネル推定システムを示す図である。 図１Ａのチャネル推定システムのシンボルの特定の分散を示す図である。 図１Ｂのチャネル推定システムのシンボルの特定の分散を示す図である。 本発明の第３の実施形態に従ってシンボルが周波数ドメインに分散される場合の、４つの送信アンテナを持つマルチアンテナシステムのチャネル推定システムを示す図である。 本発明の第３の実施形態に従ってシンボルが時間ドメインに分散される場合の、４つの送信アンテナを持つマルチアンテナシステムのチャネル推定システムを示す図である。

Claims (18)

1. ｎ個の送信アンテナを介してデジタル信号を送信するための方法であって、ｎが厳密には３以上であり、前記送信アンテナの各々によってそれぞれ送信されるｎ個のソースベクトルが、少なくとも１つの受信器に対して既知である基準シンボルを使用しかつこの受信器が前記送信アンテナの各々にそれぞれ対応するｎ個の伝送チャネルを推定することを可能にする、１に等しいレートの符号化マトリクスＭによってソースデータベクトルに関連付けられるように構成された送信方法において、
   前記基準シンボルが送信される前に、該基準シンボルが前記符号化マトリクスＭによる数学的変換を受けることを特徴とする送信方法。
2. 前記基準シンボルが空間および時間に分散されることを特徴とする、請求項１に記載の送信方法。
3. 前記基準シンボルが空間および周波数に分散されることを特徴とする、請求項１又は２に記載の送信方法。
4. 前記符号化マトリクスが少なくとも２つのブロックを含み、前記ブロックの各々が直交することを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の送信方法。
5. 基準シンボルの前記ブロックの各々が別個に送信され、前記ブロックの各々が前記送信アンテナのうちの特定のアンテナで送信され、他の送信アンテナが電源を停止されることを特徴とする、請求項４に記載の送信方法。
6. 周波数分散と時間分散との間の選択のステップを含むことを特徴とする、請求項１から５のいずれか一項に記載の送信方法。
7. 前記選択ステップが伝送チャネルの特性を考慮することを特徴とする、請求項６に記載の送信方法。
8. 前記基準シンボルが前記符号化マトリクスＭによる数学的変換後に全ての送信アンテナで送信されることを特徴とする、請求項１から７のいずれか一項に記載の送信方法。
9. 前記符号化マトリクスがＪａｆａｒｋｈａｎｉ型符号化によって得られるマトリクスであり、次の形：
   

   

   を有し、ここでｘ_iは基準シンボルであり、ｘ_i ^*は共役基準シンボルであり、ｉは１≦ｉ≦４の相対整数であることを特徴とする、請求項８に記載の送信方法。
10. ｎ個の送信アンテナによってそれぞれ送信されるｎ個のベクトルによって形成されるデジタル信号であって、ｎは厳密には３以上であり、
    前記送信アンテナの各々にそれぞれ対応する前記ｎ個の伝送チャネルの受信器における推定が可能となるように、前記信号が、１に等しいレートの符号化マトリクスＭによる基準シンボルの数学的変換後に得られる符号化基準シンボルを含むことを特徴とするデジタル信号。
11. ｎ個（ｎは厳密には３以上）の送信アンテナおよび少なくとも１つの受信アンテナを実現するマルチアンテナシステムにおける伝送チャネルの推定方法であって、それによって前記送信アンテナの各々によりそれぞれ送信されるｎ個のベクトルが、少なくとも１つの受信器に対して既知である基準シンボルを実現しかつこの受信器が前記送信アンテナの各々にそれぞれ対応するｎ個の伝送チャネルを推定することを可能にする、符号化マトリクスＭによってソースデータのベクトルに関連付けられるように構成された推定方法において、
    この方法が、基準シンボルに前記符号化マトリクスＭを乗算することによって得られた送信基準ベクトルに対応し、各々の前記送信アンテナ毎に少なくとも１つの伝送チャネルによって修正された受信基準ベクトルの受信ステップを含むことと、
    各々の前記受信アンテナ毎に前記受信基準ベクトルが、前記符号化マトリクスの逆マトリクスである復号マトリクスによる数学的変換を受け、前記受信アンテナに関連付けられる伝送チャネルの影響を考慮して、前記基準シンボルに対する前記伝送チャネルの影響を推定することとを特徴とする推定方法。
12. 前記復号マトリクスがＭＭＳＥまたはＺＦ規範の意味で等化を組み込んだ逆マトリクスであることを特徴とする、請求項１１に記載の推定方法。
13. 実現される前記規範がＭＭＳＥ規範であり、前記復号マトリクスが次の要素：
    

    

    によって形成され、ここで
    ｒは受信基準ベクトルであり、
    Ｍは符号化マトリクスであり、
    Ｉは単位マトリクスであり、
    γは信号対雑音比であり、
    ^Hは共役転置である、
    ことを特徴とする、請求項１２に記載の推定方法。
14. 実現される前記規範がＺＦ規範であり、前記復号マトリクスが次の要素：
    

    

    によって形成され、ここで
    ｒは前記受信基準ベクトルであり、
    Ｍは前記符号化マトリクスであり、
    ^Hは共役転置である、
    ことを特徴とする、請求項１２に記載の推定方法。
15. 前記基準シンボルの推定からペイロードデータの各々の前記伝送チャネルの推定をもたらす補間ステップを含むことを特徴とする、請求項１１から１４のいずれか一項に記載の推定方法。
16. 前記補間ステップが時間的保管および／または周波数保管を実現することを特徴とする、請求項１５に記載の推定方法。
17. 前記補間ステップは、
    線形補間と
    ウィーナー補間と
    を含む群に属する、請求項１５又は１６に記載の推定方法。
18. ｎ個の送信アンテナを提供するデジタル信号送信装置であって、前記ｎは厳密には３以上であり、前記送信アンテナの各々によってそれぞれ送信されるｎ個のソースベクトルを、少なくとも１つの受信器に対して既知である基準シンボルを使用しかつこの受信器が前記送信アンテナの各々にそれぞれ対応するｎ個の伝送チャネルを推定することを可能にする、１に等しいレートの符号化マトリクスＭによってソースデータベクトルに関連付ける手段を備え、
    前記基準シンボルに前記符号化マトリクスＭによって数学的変換を適用する手段を備えることを特徴とするデジタル信号送信装置。

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