WO2006094860A1 - Procede de reception iteratif d'un signal multiporteuse a annulation d'interference, recepteur et programme d'ordinateur correspondants - Google Patents

Procede de reception iteratif d'un signal multiporteuse a annulation d'interference, recepteur et programme d'ordinateur correspondants Download PDF

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WO2006094860A1
WO2006094860A1 PCT/EP2006/050515 EP2006050515W WO2006094860A1 WO 2006094860 A1 WO2006094860 A1 WO 2006094860A1 EP 2006050515 W EP2006050515 W EP 2006050515W WO 2006094860 A1 WO2006094860 A1 WO 2006094860A1
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WO
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signal
carrier
estimated
transmission
received
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PCT/EP2006/050515
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Inventor
Pierre-Jean Bouvet
Maryline Helard
Original Assignee
France Telecom
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators

Definitions

  • a method of iteratively receiving an interference canceling multicarrier signal, receiver and corresponding computer program is a method of iteratively receiving an interference canceling multicarrier signal, receiver and corresponding computer program.
  • the field of the invention is that of digital communications. More precisely, the invention relates, in a digital communications system, to a technique of iterative reception of a signal which has undergone, on transmission, a channel coding.
  • Channel coding here means, and throughout the document, a technique for protecting the information to be transmitted by insertion of redundant information.
  • the invention is equally applicable to wired digital communication systems (such as ADSL), the English "Asymmetric Digital Subscriber Line" for ADSL, the English "Asymmetric Digital Subscriber Line" for ADSL, the English "Asymmetric Digital Subscriber Line" for ADSL, the English "Asymmetric Digital Subscriber Line" for ADSL, the English "Asymmetric Digital Subscriber Line" for ADSL, the English "Asymmetric Digital Subscriber Line" for ADSL, the English "Asymmetric Digital Subscriber Line" for
  • Asymmetric-rate digital link only to over-the-air (radio transmission) communications systems with one or more antennas on transmission and / or reception.
  • the invention more particularly relates to a reception technique adapted to multicarrier systems, such as OFDM (Orthogonal Frequency).
  • OFDM Orthogonal Frequency
  • the complexity of these algorithms increases exponentially according to the number of antennas and the number of states of the modulation; receivers implementing linear decoding algorithms, which have the advantage, compared to the maximum likelihood receivers, to be much less complex.
  • the invention is part of the narrower domain of linear iterative receivers for multicarrier signals that have been transmitted channel coding.
  • a flat frequency fading channel is equivalent to a multipath channel (frequency fading) for which OFDM modulation of the signal has been carried out.
  • the (binary) signal 10 to be transmitted undergoes a CC channel coding 11, then an II 12 interleaving. It then passes through a "mapping" module M 13, intended to convert binary elements into complex symbols. : such a module associates a group of bits with a complex symbol belonging to a constellation
  • mapping module M 13 The sequence of symbols delivered at the output of the mapping module M 13 is commonly called the M-ary signal. This is followed by a coding space-time block 14 of each group of K symbols, which are then transmitted over antennas N t of transmitting IS 1 15 2 to 15 Nt in the context of MIMO transmission
  • the proposed iterative receiver takes advantage of channel decoding to improve space-time block decoding by removing interference terms.
  • the proposed receiver comprises two stages, namely a "space-time" demapper 24 (ie a symbol converter in binary elements) and a channel decoder 26, which exchange extrinsic information in an iterative loop, until the receiver converges. These stages are separated by an interleaver Tl x , used to decorrelate the outputs, before providing them to the next decoding stage.
  • the first "demapping" stage 24 comprises a first MMSE ("Minimum Mean Square Error") space-time decoding block 20 for minimizing the mean square error.
  • the equalized signal s (p) delivered at the output of the space-time decoding block 20 then feeds a "demapping" module M "1 23 ls before undergoing a deinterleaving operation IT 1 22j and then a DC channel decoding " 1 21 At the output of the second channel decoding stage 26, an estimated binary signal d is obtained.
  • this estimated binary signal is subjected to a new interleaving II 22 2 and a new "mapping" M 23 2 , in order to obtain an estimated M-ary signal s, which can be reinjected into the MMSE space-time decoding block 20 for a next iteration of improvement of the estimation of the received signal.
  • the receiver carries out a conventional equalization of the received signal of the MMSE type.
  • the previously estimated symbols are used by the space-time decoder to cancel a residual interference between elements (or IEI for "Inter Element Interference").
  • the co-antenna interference from the space-time coding is therefore iteratively canceled by means of a static coefficient interference canceller.
  • a disadvantage of this technique of the prior art is that it does not allow the cancellation of any type of interference affecting the signal. Indeed, if it allows the cancellation of the co-antenna interference, linked to a transmission context of the MIMO type, it is however not adapted to the cancellation of interference of the multi-user type (context MC -CDMA for "Multi Carrier Multi Access Code Division” for "multicarrier code division multiple access") or cancellation of interference due to linear precoding of the signal before transmission.
  • Another disadvantage of this technique of the prior art is that its performance is not optimal and does not allow an estimate of the emitted signal of sufficient quality. In particular, such an iterative reception method does not converge fast enough, nor enough safely, towards the optimal terminals. 4. Objectives of the invention
  • the invention particularly aims to overcome these disadvantages of the prior art.
  • an object of the invention is to provide an iterative reception technique with interference cancellation of a multicarrier signal having undergone, before transmission, a channel coding, which exhibits increased performances compared to the techniques of the prior art.
  • This channel coding can relate to all or part of the carriers.
  • the object of the invention is to propose such a technique that converges more quickly and more safely towards optimum convergence terminals than previous iterative techniques.
  • the invention also aims to provide such a technique that is suitable for signals that have or have not undergone linear precoding on transmission, in any type of transmission context to one or more receiving and / or transmitting antennas ( SISO ("Single Input Single Output” for "single-input single-ended"), MIMO, etc.), in a multi-user context (MC-CDMA) or not.
  • SISO Single Input Single Output
  • MIMO multiple-input single-ended
  • MC-CDMA multi-user context
  • linear precoding consists of a multidimensional rotation of the transmission constellation.
  • Another objective of the invention is to propose such a technique that allows the cancellation of any type of interference affecting the signal, whether this interference is due to the signal transmission system or to the transmission channel.
  • the invention aims to propose such a technique that allows the cancellation of co-antenna interference, multi-user interference, or interference due to possible linear precoding of the signal.
  • such a reception method comprises at least one iteration of improvement of said estimated signal, as a function of said received signal and of a preceding estimated signal, and said iteration comprises, for each of said carriers of said received signal, a step of equalizing said carrier by canceling an interference affecting said received carrier, as a function of at least one statistical parameter of said preceding estimated signal.
  • the method of the invention makes it possible to iteratively decode a multicarrier signal coded (and possibly precoded linearly and / or coded spatio-temporally), by using an equalizer of the interference canceling type whose coefficients are corrected over the wire. iterations. This results in a fast and reliable convergence of the process of estimating the signal towards the optimal convergence terminals.
  • the dynamic correction of the coefficients of the interference canceller is performed as a function of statistical parameters of the signal estimated during the previous iteration, and does not only take into account the transmission channel or the noise (which would lead to static coefficients ).
  • the performance of such a reception method is further increased by the use of a multicarrier signal, for example of OFDM type (Orthogonal Frequency Division Multiplexing "for" orthogonal frequency division multiplexing ").
  • a multicarrier signal for example of OFDM type (Orthogonal Frequency Division Multiplexing "for" orthogonal frequency division multiplexing ").
  • the processing proposed by the invention is a block processing of the received signal, carrier by carrier.
  • said iteration comprises, for each of said carriers, the following steps: filtering said received carrier, delivering a filtered carrier; determining an interference affecting said received carrier, generated on transmission of said multicarrier signal and / or due to the transmission channel of said multicarrier signal, said determination delivering an estimated interference; subtracting said estimated interference from said filtered carrier, so as to obtain an improved carrier; equalizing said improved carrier, delivering an equalized carrier; estimating, from at least said equalized carrier, said transmitted carrier, delivering an estimated carrier, and said estimated signal takes into account each of said estimated carriers.
  • the method of the invention has the characteristic of carrying out a processing of the carrier signal per carrier, and makes it possible to deal with any type of interference, whether it be of the co-antenna, multi-user type, or else due to a linear precoding of the signal.
  • the estimate of the transmitted carrier may take into account one or more equalized carriers of the signal, depending on the channel coding.
  • said filtering step implements a multiplication of a vector representative of said carrier received by a filtering matrix holding at least a representative matrix of said transmission channel, a signal-to-noise ratio, and said parameter statistical.
  • said step of determining the interference implements a multiplication of a vector representative of said previous estimated carrier by an interference matrix taking at least one account of said representative matrix of said transmission channel and said statistical parameter.
  • said statistical parameter is the variance of said previous estimate of said received signal.
  • the interference cancellation of the invention thus takes into account, via the variance, the energy of the estimate of the transmitted signal.
  • said previous estimate is delivered by the previous iteration for all the iterations except the first, and by a preliminary estimation step for the first iteration.
  • said multicarrier signal undergoes, at transmission, linear precoding by multiplication by a precoding matrix, and said filtering and interference matrices also take into account said precoding matrix.
  • said multicarrier signal undergoes, on transmission, a space-time coding and is transmitted by and / or received on at least two antennas.
  • the invention also relates to a receiver of a multicarrier data signal, said multicarrier signal, having undergone, on transmission, a channel coding, said receiver comprising means for estimating the received signal, delivering an estimated signal .
  • such a receiver comprises means for improving said estimated signal, as a function of said received signal and a previous estimated signal, implementing at least once, in the form of an iteration, and for each said carriers of said received signal, means for equalizing said carrier by canceling an interference affecting said received carrier, as a function of at least one statistical parameter of said preceding estimated signal.
  • the invention further relates to a computer program product comprising program code instructions for performing the steps of the method of receiving a multi-carrier data signal previously described when said program is executed in or by a microprocessor.
  • FIG. 1 presents a block diagram of the transmission scheme of a technique of the prior art
  • FIG. 2 already described above, illustrates the receiver of the signal emitted according to the diagram of FIG. 1
  • FIG. 3 presents a block diagram of the processing carried out on a carrier during an iteration of improvement of the estimated signal of the invention
  • Figure 4 illustrates the iterative structure of a receiver of the invention
  • FIG. 5 shows the processing implemented on each carrier during the first estimation of the received signal
  • FIG. 6 shows the transmission scheme of a multicarrier signal in a SISO transmission context with linear precoding
  • FIG. 7 schematically shows the transmission channel in the SISO transmission-reception system of FIG. 6;
  • FIG. 8 shows the transmission scheme of a multicarrier signal in a MIMO transmission context without linear precoding;
  • FIG. 9 schematically illustrates the transmission channel in a MIMO transmission-reception system with four reception antennas and four transmission antennas;
  • Fig. 10 schematically illustrates the transmission channel in a MISO transmit-receive system at a receive antenna and four transmit antennas;
  • FIG. 11 shows the transmission diagram of a multicarrier signal in a MIMO transmission context with linear precoding;
  • Figure 12 shows a block diagram of a receiver of the invention;
  • FIGS. 14a and 14b illustrate the OFDM modulation principle before transmission and of OFDM demodulation in reception, by distribution of the symbols in frequency then in time, in the SISO transmission context with linear precoding of FIG. 6;
  • FIGS. 14a and 14b relate to an alternative embodiment in FIGS.
  • FIGS. 15a and 15b show this same principle of modulation / demodulation
  • FIGS. 16a and 16b finally illustrate this principle of modulation / demodulation
  • the general principle of the invention is based on the iterative reception of multicarrier signals having undergone a channel coding. This iterative reception implements an interference cancellation whose coefficients are dynamically modified over the iterations, as a function of statistical parameters (such as the energy or the variance) of the previously estimated signal.
  • FIG. 3 a block diagram of the iteration of improvement of the estimation of the received signal implemented according to the invention is presented.
  • a vector input also call ur other figures
  • representative vector of the carrier of rank k of the multicarrier signal can be representative of a group of carriers.
  • the principle of operation of the diagram of FIG. 3 is as follows: one carries out carrier by carrier (or group of carriers by group of carriers) and, with each iteration, one withdraws with the received signal, previously filtered, a term of interferences, which is estimated from the estimates of the transmitted signal provided by the previous iterations.
  • This interference cancellation takes into account the variance, or energy, of the estimate of the transmitted signal. The closer this energy is to zero, the more the filtered received signal and the estimated interference are corrected. Conversely, the closer this energy is to the energy of the transmitted signal, the less this correction is implemented.
  • an equalization of each of the carriers of the received signal is carried out, according to the following formula: ## EQU1 ## where: tentative of the signal equalized at the iteration p for the carrier k or the carrier group of index k is the representative vector of the estimated signal at the iteration (p-1) for the carrier k or the group of carriers of index kr ⁇ k) designates the signal received after OFDM demodulation on the carrier k or the group of carriers of index k and where P H and Q H are two matrix filters which have the form:
  • C a representative matrix of the transmission channel (and optionally including linear precoding if such a precoding is applied to the transmission),
  • I the identity matrix, the variance of the transmitted x signal, ⁇ the variance of the signal estimated at the iteration (p-1) and the inverse of the average signal-to-noise ratio.
  • H denotes the conjugated transposed operator and the operator ddiag () associates with a matrix A a matrix ddiag (A) whose terms are identical to those of the matrix A except for the diagonal terms which are equal to zero.
  • the index k of the considered carrier or of the group of carriers considered is omitted. Note, however, that the processing corresponding to the diagram of this figure is a carrier-applied process per carrier to the received signal.
  • the N samples correspond to N time symbols on one or more carrier (s), depending on the size of the considered system.
  • a temporal variance calculation is performed on the OFDM spectrum.
  • the interference cancellation equalization block 30 receives as input the estimated M-area signal x (pl) from the previous iteration and the received signal r, for the carrier k, or the group of index carriers k . It performs the following operations: matching filtering 3O 2 of the received signal r by application of the filtering matrix P H delivering a filtered signal. This filtering takes into account the variance of the previous estimated M-area signal, the channel matrix, and the signal-to-noise ratio. as indicated in the formula proposed above for P H. is often fixed equal to 1 in transmission, and ⁇ n 2 is the noise estimated at reception, for example by means of pilot sequences.
  • a filtered signal is obtained for the carrier k or the carrier group of index k; creating interference 300 1 from an estimated previous M-ary signal x (pl) by multiplying this estimated previous M-ary signal by an interference matrix Q H , which takes into account the channel matrix and of the variance of the estimated previous M-ary signal
  • Q H an interference matrix
  • An output of the block 3O 1 is thus obtained an estimated interference signal; subtraction of the estimated interference signal obtained at the output of the referenced block
  • the equalized M-ary signal x (p) then feeds the estimation block 32 which makes the estimation of: - the transmitted binary signal, called the estimated binary signal the emitted M-ary signal called the estimated M-ary signal the carrier k, or the carrier group of index k, or only one of these signals.
  • the estimation block 32 may in particular perform some of the following operations:
  • mapping i.e. the conversion of bits into complex symbols
  • the modulation used may for example be a trellis coded modulation (or TCM).
  • Figure 4 illustrates more precisely the architecture of a receiver according to the invention.
  • Such a receiver is of iterative type, and consists of p elementary modules (p> 1) referenced Itel, Ite2 to Itep.
  • the signal r is received on N R receiving antennas.
  • the invention of course also applies to transmissions single-antenna.
  • This first iteration consists of an initialization phase, no estimated M-ary signal being yet available, and therefore comprises the following steps: the conventional equalization 50 of the received signal r is first performed by multiplication by a equalization matrix taking into account the representative matrix of the transmission channel, the linear precoding if it has been implemented on transmission, and the signal to noise ratio This equalization 50 delivers a M-ary signal equalized x (1) .
  • Such an equalization is for example of the MMSE type; the equalized M-ary signal x (1) then feeds an estimation block 51 of the binary signal and the M-ary signal which, from the equalized M-ary signal, delivers an estimated binary signal d (1) (which can not to be exploited, and is not necessarily available at the output) and an estimated M-area signal x (1) .
  • FIG. 3 illustrates the structure of an elementary module Itep, where p> 1, which comprises a first interference cancellation equalization block 30 and a second symbol estimation block 32.
  • p> 1 which comprises a first interference cancellation equalization block 30 and a second symbol estimation block 32.
  • Some of the elementary modules Itel to Itep realizing the estimation of the received signal can deliver on the one hand a binary estimate d of this received signal, and on the other hand a weighted x-estimation of this received signal. It is this weighted estimate that is used for the next iteration, if it exists.
  • the process of improving the estimated signal can be stopped at any time, at the end of any of the iterations itel to Itep.
  • the iterations are stopped when x (p) ⁇ x (p + 1) , or more precisely when the difference between the estimated signals from two successive iterations is less than a predetermined quality threshold.
  • This threshold can be set according to the needs of the intended application.
  • FIG. 12 presents a simplified block diagram of the iterative receiver of the invention, which comprises a memory M 121, a processing unit P 120, equipped for example with a microprocessor, and driven by the computer program Pg 122.
  • a initialization the code instructions of the computer program 122 are for example loaded into a RAM memory 121 before being executed by the processor of the processing unit 120.
  • the processing unit 120 receives as input the received signal r.
  • the microprocessor ⁇ P of the processing unit 120 performs the iterative equalization and estimation of the signal, described in detail in relation to FIGS. 3, 4 and 5, according to the instructions of the program Pg 122.
  • the processing unit 120 outputting an estimated bit signal d and an estimated signal M-area x.
  • the multicarrier signal undergoes, before transmission, a linear precoding, so as to introduce a diversity of space.
  • a linear precoding so as to introduce a diversity of space.
  • the representative vectors of the signal to be transmitted are multiplied by a precoding matrix of size L:
  • FIG. 6 illustrates the signal transmission diagram in such a linear precoding SISO system.
  • the binary signal to be transmitted is encoded CC channel 81, interleaving II 82, and a mapping M 83, which converts the bits into symbols of the constellation used (QPSK, 16QAM, etc.).
  • the M-ary signal to be transmitted x then undergoes linear precoding LP 84, before being transmitted by the single transmitting antenna 71.
  • the M-ary signal to be transmitted undergoes, before transmission, an OFDM modulation.
  • an OFDM modulation Considering, for example, linear LP 84 precoding
  • the M-ary signal to be transmitted x may be represented as the following precoded symbol vector: s 2 s 3 s 4 J. It is possible to distribute the four precoded symbols in different ways in the time-frequency plane, as illustrated by FIGS. 13 and 14.
  • a first conventional technique, illustrated by FIGS. 13a and 13b, consists in distribute the symbols S 1 to S 4 in frequency f, then in time t. To do this, a simple S / P 131 serial / parallel conversion is used.
  • the OFDM modulation 130 of the precoded signal therefore comprises the successive blocks presented in FIG. 13a, namely: a series / parallel conversion S / P 131 making it possible to distribute the symbols S 1 to S 4 in the time-frequency plane; a fast inverse Fourier transform IFFT 132; a + ⁇ 133 block for inserting a guard interval; a parallel conversion / P / S series 134.
  • an OFDM demodulation 135 of the signal received on the receiving antenna 72 (FIG.
  • the received signal r feeds the r
  • FIGS. 14a and 14b illustrate a second OFDM modulation technique of the signal to be transmitted, and of distribution of the symbols S 1 to S 4 in the time-frequency plane .
  • This second technique consists in "mapping" the precoded symbols in time and in frequency arbitrarily, as illustrated by the distribution of the symbols S 1 to S 4 in the time-frequency plane t f in FIG. 14 a.
  • the transmission scheme (FIG. 14a) differs from that of FIG. 13a in that the S / P conversion block 131 is replaced by a "map" time frequency mapping block.
  • the reception scheme of FIG. 14b differs only from that of FIG. 13b in that the parallel / series conversion block P / S 134 is replaced by a demaption time frequency block "Demap F / T" 141 which makes it possible to reconstruct the received vector r from the different symbols T 1 to r 4 distributed in the time-frequency plane tf.
  • FIG. 7 schematically shows the transmission channel borrowed by the multicarrier signal s (i) from the single transmitting antenna 71 to the single receiving antenna 72.
  • h ( ⁇ ) be the channel coefficient between the antenna transmission and receiving antenna at time symbol i.
  • the equivalent channel matrix is as follows:
  • the matrix H representative of the transmission channel is for example determined according to a conventional channel estimation technique, implemented at the initialization of the receiver, using reference symbols or pilot carriers).
  • the signal of interference is then subtracted from the filtered signal, which delivers an equalized signal x (p) .
  • estimation module 32 one then proceeds to: estimating, from the equalized signal, the transmitted binary signal called the estimated binary signal d (p) ; to estimate, from the equalized signal, the transmitted M-area signal called the estimated M-area signal x (p) .
  • mapping operations de-interlacing, channel decoding, re-interlacing and soft mapping (or "soft").
  • the equalized signal is therefore expressed in the form where the two matrix filters P and Q have the form:
  • the following operations are carried out: multiplication of the vector r representative of the carrier k of the signal received by a matrix taking account at least of the channel, of the linear precoding, and of the ratio ⁇ signal noise -
  • the equalized signal x (1) can be obtained with the interference cancellation structure of FIG.
  • FIG. 8 illustrates the signal transmission structure in this particular embodiment of the invention.
  • the binary signal d undergoes a CC channel encoding 81, followed by an interleaving II 82 and then an M 83 mapping (i.e. a conversion of the bits into symbols of a constellation) which generates a signal M-area x.
  • the space-time coding module ST 80 (or "map") takes as input a block of K symbols and delivers on the N t emission antennas, T symbols.
  • the processing implemented in reception on each of the carriers of the signal is identical to that described above in relation to FIG. 3.
  • the matrix Q H representative of the interferences, by which the estimated signal ⁇ (/ M) is multiplied, takes into account the less of the channel matrix and the variance of the estimated signal. At the end of this multiplication, an estimated interference signal is obtained
  • each vector representative of a carrier k of the received signal r is multiplied by a matrix taking account at least of the channel and signal report
  • This multiplication delivers an equalized signal x u .
  • the matrix C and the vector r used are defined, according to the space-time coding used, in the following paragraphs 7.2.1 and 7.2.2. 7.2.1 SPACE MULTIPLEXING Suppose a MIMO channel with four transmit antennas 91 to 94 (or Tx 1 to Tx
  • the adopted coding scheme is of spatial multiplexing type.
  • K 4 data symbols S 1 , s 2 , s 3 and s 4
  • the space-time map ST 80 multiplexes the data over a time interval IT1 according to the following scheme:
  • FIG. 15a illustrates more precisely this spatial multiplexing technique applied to the M-ary signal consisting of the symbols S 1 , s 2 , s 3 and s 4 .
  • the M-ary signal undergoes serial / parallel conversion S / P 150 which makes it possible to distribute each of the symbols
  • each of these processing channels is then identical to the diagram of FIG. 13a, that is to say that each of the symbols S 1 to S 4 undergoes serial / parallel conversion S / P 131, an IFFT 132, the insertion a guard interval
  • h y be the channel coefficient between the antenna i and the antenna j and r ] k the symbol received on the antenna j during the time interval k.
  • the equivalent channel matrix is as follows:
  • the iterative receiver uses the defined matrix C such that:
  • Fig. 15b illustrates the reception scheme corresponding to the transmission scheme of Fig. 15a.
  • a processing channel identical to the reception scheme of FIG. 13b is associated with each of the reception antennas 95 to 98, and processes one of the components T 1 1 to r 4 ⁇ of the received vector r.
  • the iterative receiver 138 uses the received vector r above and processes the carriers of each antenna one by one.
  • SISO Figures 14a and 14b
  • the adopted coding scheme is of Jafarkhani type (as described for example in "A quasi-orthogonal Space-Time Block Code” (in French). A space code quasi-orthogonal block time),
  • h y be the channel coefficient between the antenna i and the antenna j. It is assumed that this coefficient remains constant over the four time intervals IT1 to IT4.
  • the symbol received on the antenna j during the time interval k is called r jk .
  • the iterative system of the invention uses the vector r defined such that:
  • FIG. 11 illustrates the transmission structure of the multicarrier signal in this context. This FIG. 11 is identical to FIG. 8 commented on above, with the exception of LP 84 of linear precoding, and will therefore not be described here in more detail.
  • each matrix C k is the matrix C defined in the previous section 7.2.
  • the vector r is defined as:
  • Figures 16a and 16b illustrate the principle of OFDM modulation / demodulation on transmission and reception in this context.
  • the symbols A 1 , s 2 , s 3 and s ⁇ of the linearly precoded M-aire signal undergo a first series / parallel conversion S / P 160, and are then distributed over two processing channels.
  • the symbols S 1 and ⁇ 3 are distributed in the time-frequency plane tf, while the second processing channel distributes the symbols s 2 and s 4 in the plane tf.
  • Each of these two processing paths is identical to the diagram of FIG. 13a and will therefore not be described here in more detail.
  • reception the signals received on each of the two antennas 95, 96 undergo a treatment identical to that of FIG. 13b.
  • the received vector r that feeds the iterative receiver 138 is of the form:
  • Annex 1 which forms an integral part of the present description, provides a detailed demonstration of the calculation of the coefficients of the interference canceller of the receiver of the invention.
  • the iterative receiver of the invention has quite satisfactory performances, and allows in particular a good estimation of the signal emitted in the presence of significant interferences, that the latter result from a large linear precoding, the implementation of a Bell Laboratory Layered Space-Time (BLAST) system for Bell Labs Spatio-temporal Layer System, also called MEMO) for many antennas, or non-orthogonal space-time coding .
  • BLAST Bell Laboratory Layered Space-Time
  • the SNlR is worth.
  • MSE mean squared error

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé de réception d'un signal de données à porteuses multiples, dit signal multiporteuse, ayant subi, à l'émission, un codage de canal, ledit procédé mettant en œuvre une estimation du signal reçu. Selon l'invention, un tel procédé de réception comprend au moins une itération d'amélioration de ladite estimation du signal reçu, en fonction dudit signal reçu et d'une estimation précédente dudit signal reçu. Une telle itération comprend, pour chacune desdites porteuses dudit signal reçu, une étape d'égalisation de ladite porteuse par annulation d'une interférence affectant ledit signal reçu, en fonction d'au moins un paramètre statistique de ladite estimation précédente dudit signal reçu.

Description

Procédé de réception itératif d'un signal multiporteuse à annulation d'interférence, récepteur et programme d'ordinateur correspondants.
1. Domaine de l'invention
Le domaine de l'invention est celui des communications numériques. Plus précisément, l'invention concerne, dans un système de communications numériques, une technique de réception itérative d'un signal ayant subi, à l'émission, un codage de canal.
Par codage de canal, on entend ici, et dans tout le document, une technique de protection de l'information à transmettre par insertion d'informations redondantes.
L'invention s'applique aussi bien aux systèmes de communications numériques filaires (comme l'ADSL, de l'anglais « Asymmetric Digital Subscriber Line » pour
« liaison numérique à débit asymétrique »), qu'aux systèmes de communications par voie hertzienne (transmission radio), présentant une ou plusieurs antennes à l'émission et/ou à la réception.
L'invention concerne plus particulièrement une technique de réception adaptée aux systèmes multiporteuses, tels que l'OFDM (de l'anglais « Orthogonal Frequency
Division Multiplexing » pour « multiplexage par répartition orthogonale de la fréquence ») ou le MC-CDMA (de l'anglais « Multi-Carrier Code Division Multiplex
Access » pour « accès multiple à répartition par code multiporteuse »).
2. Solutions de l'art antérieur II existe de nombreuses techniques de réception de signaux multiporteuses ayant subi, à l'émission, un codage de canal destiné à introduire une redondance dans le signal. Parmi ces techniques, certaines, et c'est le cas de la présente invention, reposent sur une réception itérative des signaux, permettant, au fil des itérations, d'améliorer la qualité de l'estimation du signal émis en fonction du signal reçu. Au sein de ces techniques itératives, on distingue : les récepteurs de type exhaustifs, qui mettent en œuvre un algorithme de type Maximum de Vraisemblance (MV, ou en anglais "ML" pour "Maximum Likelihood"), et présentent l'inconvénient d'induire une grande complexité de traitement, notamment dans le cas d'une transmission multi-antennes de type MIMO par exemple. En effet, la complexité de ces algorithmes augmente de façon exponentielle en fonction du nombre d'antennes et du nombre d'états de la modulation ; les récepteurs mettant en œuvre des algorithmes de décodage linéaires, qui présentent l'avantage, par rapport aux récepteurs à Maximum de Vraisemblance, d'être beaucoup moins complexes. L'invention s'inscrit dans le domaine plus restreint des récepteurs itératifs linéaires pour signaux multiporteuses ayant subi à l'émission un codage de canal.
Dans "Low Complexity Itérative Receiver for Non-Orthogonal Space-Time Block Code with Channel Coding" ("Récepteur itératif à faible complexité pour codes espace- temps en blocs non orthogonaux avec codage de canal", Proceedings of VTC, Los Angeles, USA, sept. 2004), P-J. Bouvet, M. Hélard et V. Le Nir ont proposé une technique de réception itérative et linéaire pour codes espace-temps en blocs non- orthogonaux.
Dans cet article, les auteurs considèrent un modèle de canal MIMO comprenant un ensemble de sous-canaux orthogonaux à évanouissement de Rayleigh plat. En effet, un canal à évanouissement plat en fréquence est équivalent à un canal multitrajets (à évanouissements en fréquence) pour lequel on a procédé à une modulation OFDM du signal.
Comme illustré par la figure 1, le signal (binaire) 10 à émettre subit un codage de canal CC 11, puis un entrelacement II 12. Il traverse ensuite un module de "mapping" M 13, destiné à convertir des éléments binaires en symboles complexes : un tel module associe ainsi un groupe de bits à un symbole complexe appartenant à une constellation
(de type QPSK, 64QAM, etc.). La suite de symboles délivrée en sortie du module de mapping M 13 est couramment appelée signal M-aire. On procède ensuite à un codage espace-temps en bloc 14 de chaque groupe de K symboles, qui sont ensuite émis sur Nt antennes d'émission IS1, 152 à 15Nt dans un contexte de transmission de type MIMO
("Multiple Input Multiple Output", "Entrées multiples, sorties multiples").
Le récepteur itératif proposé tire profit du décodage de canal pour améliorer le décodage en blocs espace-temps en supprimant des termes d'interférences.
Plus précisément, le récepteur proposé (voir figure 2) comprend deux étages, à savoir un "demapper" espace-temps 24 (i.e. un convertisseur de symboles en éléments binaires) et un décodeur de canal 26, qui échangent des informations extrinsèques dans une boucle itérative, jusqu'à ce que le récepteur converge. Ces étages sont séparés par un entrelaceur Tlx, utilisé pour décorréler les sorties, avant de les fournir à l'étage de décodage suivant.
Ainsi, un signal r est reçu sur NR antennes de réception référencées 2S1 à 25^ . Chaque antenne de réception 2S1 à 25^ reçoit une combinaison linéaire des symboles émis sur chacune des Nt antennes d'émission. Le premier étage de "demapping" 24 comprend un premier bloc 20 de décodage linéaire espace-temps de type MMSE ("Minimum Mean Square Error" pour "minimisation de l'erreur quadratique moyenne"). Le signal égalisé s(p) délivré en sortie du bloc de décodage espace- temps 20 alimente ensuite un module de "demapping" M"1 23ls avant de subir une opération de désentrelacement IT1 22j puis un décodage de canal CC"1 21. En sortie du deuxième étage 26 de décodage de canal, on obtient un signal binaire estimé d.
Le procédé étant itératif, on fait subir à ce signal binaire estimé d un nouvel entrelacement II 222 et un nouveau "mapping" M 232, afin d'obtenir un signal M-aire estimé s, que l'on peut réinjecter dans le bloc 20 de décodage espace-temps MMSE pour une itération suivante d'amélioration de l'estimation du signal reçu.
Lors de la première itération, le récepteur procède à une égalisation classique du signal reçu, de type MMSE. Lors des itérations suivantes en revanche, les symboles estimés précédemment sont utilisés par le décodeur espace-temps pour annuler une interférence entre éléments (ou IEI pour "Inter Elément Interférence") résiduelle.
Selon cette technique, l'interférence co-antennes provenant du codage espace- temps est donc annulée itérativement au moyen d'un annuleur d'interférences à coefficients statiques.
3. Inconvénients de l'art antérieur Un inconvénient de cette technique de l'art antérieur est qu'elle ne permet pas l'annulation de tout type d'interférences affectant le signal. En effet, si elle permet l'annulation de l'interférence co-antennes, liée à un contexte de transmission de type MIMO, elle n'est en revanche pas adaptée à l'annulation d'interférence de type multi- utilisateurs (contexte MC-CDMA pour "Multi Carrier Code Division Multiple Access" pour « accès multiple à répartition par code multiporteuse ») ou à l'annulation de l'interférence due à un précodage linéaire du signal avant émission. Un autre inconvénient de cette technique de l'art antérieur est que ses performances ne sont pas optimales et ne permettent pas une estimation du signal émis de qualité suffisante. Notamment, un tel procédé de réception itératif ne converge pas assez rapidement, ni assez sûrement, vers les bornes optimales. 4. Objectifs de l'invention
L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur.
Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique de réception itérative à annulation d'interférence d'un signal multiporteuse ayant subi, avant émission, un codage de canal, qui présente des performances accrues par rapport aux techniques de l'art antérieur. Ce codage de canal peut porter sur tout ou partie des porteuses. Notamment, l'invention a pour objectif de proposer une telle technique qui converge plus rapidement et plus sûrement vers les bornes optimales de convergence que les techniques itératives antérieures. L'invention a aussi pour objectif de fournir une telle technique qui soit adaptée aux signaux ayant subi ou non un précodage linéaire à l'émission, dans tout type de contexte de transmission à une ou plusieurs antennes de réception et/ou d'émission (SISO ("Single Input Single Output" pour "entrée unique sortie unique"), MIMO, etc.), dans un contexte multi-utilisateurs (MC-CDMA) ou non. On rappelle que le précodage linéaire consiste en une rotation multidimensionnelle de la constellation d'émission.
Un autre objectif de l'invention est de proposer une telle technique qui permette l'annulation de tout type d'interférences affectant le signal, que cette interférence soit due au système d'émission du signal ou au canal de transmission. Notamment, l'invention a pour objectif de proposer une telle technique qui permette l'annulation de l'interférence co-antennes, de l'interférence multi-utilisateurs, ou encore de l'interférence due à un éventuel précodage linéaire du signal.
L'invention a encore pour objectif de fournir une telle technique qui présente une complexité réduite par rapport aux techniques antérieures à base de Maximum de Vraisemblance. 5. Caractéristiques essentielles de l'invention
Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de réception d'un signal de données à porteuses multiples, dit signal multiporteuse, ayant subi, à l'émission, un codage de canal, ledit procédé mettant en œuvre une estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé.
Selon l'invention, un tel procédé de réception comprend au moins une itération d'amélioration dudit signal estimé, en fonction dudit signal reçu et d'un signal estimé précédent, et ladite itération comprend, pour chacune desdites porteuses dudit signal reçu, une étape d'égalisation de ladite porteuse par annulation d'une interférence affectant ladite porteuse reçue, en fonction d'au moins un paramètre statistique dudit signal estimé précédent. Ainsi, l'invention repose sur une approche tout à fait nouvelle et inventive des techniques de réception itératives de signaux multiporteuses à annulation d'interférence. En effet, le procédé de l'invention permet de décoder de façon itérative un signal multiporteuse codé (et éventuellement précodé linéairement et/ou codé spatio- temporellement), en utilisant un égaliseur de type annuleur d'interférences dont les coefficients sont corrigés au fil des itérations. On obtient ainsi une convergence rapide et sûre du processus d'estimation du signal vers les bornes optimales de convergence. La correction dynamique des coefficients de l'annuleur d'interférences est effectuée en fonction de paramètres statistiques du signal estimé lors de l'itération précédente, et ne tient pas seulement compte du canal de transmission ou du bruit (ce qui conduirait à des coefficients statiques).
Les performances d'un tel procédé de réception sont encore accrues par l'utilisation d'un signal multiporteuse, par exemple de type OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing" pour "multiplexage par répartition en fréquence orthogonale"). En effet, alors que la structure intrinsèque d'un tel signal multiporteuse est déjà conçue pour réduire l'interférence, l'invention propose cependant d'utiliser une structure à annulation d'interférence en réception d'un tel signal, ce qui pourrait sembler inutile et redondant pour l'Homme du Métier.
Enfin, le traitement proposé par l'invention est un traitement par blocs du signal reçu, porteuse par porteuse. Avantageusement, ladite itération comprend, pour chacune desdites porteuses, les étapes suivantes : filtrage de ladite porteuse reçue, délivrant une porteuse filtrée ; détermination d'une interférence affectant ladite porteuse reçue, générée à l'émission dudit signal multiporteuse et/ou due au canal de transmission dudit signal multiporteuse, ladite détermination délivrant une interférence estimée ; soustraction de ladite interférence estimée à ladite porteuse filtrée, de façon à obtenir une porteuse améliorée ; égalisation de ladite porteuse améliorée, délivrant une porteuse égalisée ; estimation, à partir d'au moins ladite porteuse égalisée, de ladite porteuse émise, délivrant une porteuse estimée, et ledit signal estimé tient compte de chacune desdites porteuses estimées.
Ainsi, le procédé de l'invention présente la caractéristique de réaliser un traitement du signal porteuse par porteuse, et permet de traiter tout type d'interférences, qu'elle soit de type co-antennes, multi-utilisateurs, ou encore due à un précodage linéaire du signal. L'estimation de la porteuse émise peut tenir compte d'une ou plusieurs porteuses égalisées du signal, en fonction du codage de canal.
Préférentiellement, ladite étape de filtrage met en œuvre une multiplication d'un vecteur représentatif de ladite porteuse reçue par une matrice de filtrage tenant au moins compte d'une matrice représentative dudit canal de transmission, d'un rapport signal à bruit, et dudit paramètre statistique.
Selon une caractéristique avantageuse, ladite étape de détermination de l'interférence met en œuvre une multiplication d'un vecteur représentatif de ladite porteuse estimée précédente par une matrice d'interférences tenant au moins compte de ladite matrice représentative dudit canal de transmission et dudit paramètre statistique. De manière préférentielle, ledit paramètre statistique est la variance de ladite estimation précédente dudit signal reçu. L'annulation d'interférences de l'invention tient ainsi compte, via la variance, de l'énergie de l'estimée du signal émis.
Avantageusement, ladite estimation précédente est délivrée par l'itération précédente pour toutes les itérations sauf la première, et par une étape d'estimation préliminaire pour la première itération.
Dans une variante avantageuse de l'invention, ledit signal multiporteuse subit, à l'émission, un précodage linéaire par multiplication par une matrice de précodage, et lesdites matrices de filtrage et d'interférences tiennent également compte de ladite matrice de précodage.
Dans une autre variante avantageuse de l'invention, ledit signal multiporteuse subit, à l'émission, un codage espace-temps et il est émis par et/ou reçu sur au moins deux antennes. On se place ainsi dans le contexte de transmission de type MIMO.
On peut bien sûr cumuler ces deux variantes de réalisation pour réaliser une transmission MIMO d'un signal multiporteuse précodé linéairement.
L'invention concerne aussi un récepteur d'un signal de données à porteuses multiples, dit signal multiporteuse, ayant subi, à l'émission, un codage de canal, ledit récepteur comprenant des moyens d'estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé.
Selon l'invention, un tel récepteur comprend des moyens d'amélioration dudit signal estimé, en fonction dudit signal reçu et d'un signal estimé précédent, mettant en œuvre au moins une fois, sous la forme d'une itération, et pour chacune desdites porteuses dudit signal reçu, des moyens d'égalisation de ladite porteuse par annulation d'une interférence affectant ladite porteuse reçue, en fonction d'au moins un paramètre statistique dudit signal estimé précédent.
L'invention concerne encore un produit programme d'ordinateur comprenant des instructions de code de programme pour l'exécution des étapes du procédé de réception d'un signal de données à porteuses multiples décrit précédemment lorsque ledit programme est exécuté dans ou par un microprocesseur.
6. Liste des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : la figure 1 présente un synoptique du schéma de transmission d'une technique de l'art antérieur ; la figure 2, déjà décrite précédemment, illustre le récepteur du signal émis selon le schéma de la figure 1 ; - la figure 3 présente un schéma synoptique du traitement effectué sur une porteuse lors d'une itération d'amélioration du signal estimé de l'invention ; la figure 4 illustre la structure itérative d'un récepteur de l'invention ; la figure 5 présente le traitement mis en œuvre sur chaque porteuse lors de la première estimation du signal reçu ; la figure 6 présente le schéma d'émission d'un signal multiporteuse dans un contexte de transmission SISO avec précodage linéaire ; la figure 7 présente schématiquement le canal de transmission dans le système d'émission-réception de type SISO de la figure 6 ; la figure 8 présente le schéma d'émission d'un signal multiporteuse dans un contexte de transmission MIMO sans précodage linéaire ; - la figure 9 illustre schématiquement le canal de transmission dans un système d'émission-réception de type MIMO à quatre antennes de réception et quatre antennes d'émission ; la figure 10 illustre schématiquement le canal de transmission dans un système d'émission-réception de type MISO à une antenne de réception et quatre antennes d'émission ; la figure 11 présente le schéma d'émission d'un signal multiporteuse dans un contexte de transmission MIMO avec précodage linéaire ; la figure 12 présente un schéma synoptique d'un récepteur de l'invention ; les figures 13a et 13b illustrent le principe de modulation OFDM avant émission et de démodulation OFDM en réception, par répartition des symboles en fréquence puis en temps, dans le contexte de transmission SISO avec précodage linéaire de la figure 6 ; les figures 14a et 14b concernent une alternative de réalisation aux figures 13a et
13b, lorsque les symboles sont répartis en temps et en fréquence de manière arbitraire ; les figures 15a et 15b présentent ce même principe de modulation/démodulation
OFDM dans le contexte de transmission MEMO de la figure 8 ; les figures 16a et 16b illustrent enfin ce principe de modulation/démodulation
OFDM dans le contexte de transmission MIMO avec précodage linéaire de la figure 11.
7. Description de modes de réalisation de l'invention Le principe général de l'invention repose sur la réception itérative de signaux multiporteuses ayant subi à l'émission un codage de canal. Cette réception itérative met en œuvre une annulation d'interférence dont les coefficients sont modifiés dynamiquement au fil des itérations, en fonction de paramètres statistiques (tels que l'énergie ou la variance) du signal précédemment estimé.
Elle peut être mise en œuvre dans un contexte de transmission mono ou multi- antennes, dans un système multi-utilisateurs de type MC-CDMA ou non, avec ou sans précodage linéaire à l'émission.
On présente, en relation avec la figure 3, un schéma synoptique de l'itération d'amélioration de l'estimation du signal reçu mise en œuvre selon l'invention. On dispose en entrée d'un vecteur
Figure imgf000011_0006
également appel
Figure imgf000011_0004
ur d'autres figures) représentatif de l'une ou plusieurs des porteuses du signal multiporteuse estimé au cours de l'itération de rang (p-1). On considère par exemple le vecteur représentatif de la porteuse de
Figure imgf000011_0005
rang k du signal multiporteuse. Dans un autre mode de réalisation,
Figure imgf000011_0003
peut être représentatif d'un groupe de porteuses.
Le principe de fonctionnement du schéma de la figure 3 est le suivant : on procède porteuse par porteuse (ou groupe de porteuses par groupe de porteuses) et, à chaque itération, on retire au signal reçu, préalablement filtré, un terme d'interférences, qui est estimé à partir des estimations du signal émis fournies par les itérations précédentes. Cette annulation d'interférences prend en compte la variance, ou l'énergie, de l'estimée du signal émis. Plus cette énergie est proche de zéro, plus le signal reçu filtré et les interférences estimées sont corrigées. A l'inverse, plus cette énergie est proche de l'énergie du signal émis, et moins cette correction est mise en œuvre.
Plus précisément, on procède à une égalisation de chacune des porteuses du signal reçu, selon la formule suivante : où : ésentatif du signal égalisé à l'itération p pour la
Figure imgf000011_0001
porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k ésigne le vecteur représentatif du signal estimé à l'itération (p-1) pour la
Figure imgf000011_0002
porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k r{k) désigne le signal reçu après démodulation OFDM sur la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k et où PH et QH sont deux filtres matriciels qui ont pour forme :
Figure imgf000012_0001
avec C une matrice représentative du canal de transmission (et comprenant éventuellement le précodage linéaire si un tel précodage est appliqué à l'émission), I la matrice identité,
Figure imgf000012_0002
la variance du signal x émis,
Figure imgf000012_0003
υ la variance du signal estimé à l'itération (p-1) et l'inverse du rapport signal à bruit moyen. On notera que l'opérateur
Figure imgf000012_0006
(.)H désigne l'opérateur transposé conjugué et que l'opérateur ddiag() associe à une matrice A une matrice ddiag(A) dont tous les termes sont identiques à ceux de la matrice A à l'exception des termes diagonaux qui sont égaux à zéro.
Par souci de simplification, on omet, dans la description de la figure 3 ci-dessous, l'indice k de la porteuse considérée ou du groupe de porteuses considéré. On notera cependant que le traitement correspondant au schéma de cette figure est un traitement appliqué porteuse par porteuse au signal reçu.
Le bloc de calcul de variance 31 calcule la variance du signal M-aire
Figure imgf000012_0008
estimé à l'itération de rang (p-1), en moyennant l'énergie de ce signal sur un nombre d'échantillons suffisant , où N est un entier suffisamment grand (par
Figure imgf000012_0005
exemple N=IOOOO). Les N échantillons correspondent à N symboles temporels sur une, ou plusieurs, porteuse(s), en fonction de la dimension du système considéré. On procède donc à un calcul de variance en temporel sur le spectre OFDM.
Le bloc d'égalisation par annulation d'interférence 30 reçoit en entrée le signal M- aire estimé x(p l) issu de l'itération précédente et le signal reçu r, pour la porteuse k, ou le groupe de porteuses d'indice k. Il réalise les opérations suivantes : filtrage adapté 3O2 du signal reçu r par application de la matrice de filtrage P H délivrant un signal filtré. Ce filtrage tient compte de la variance du signal M- aire estimé précédent, de la matrice de canal, et du rapport signal à brui
Figure imgf000012_0007
comme indiqué dans la formule proposée ci-dessus pour PH .
Figure imgf000012_0004
est souvent fixé égal à 1 en émission, et σn 2 est le bruit estimé en réception, par exemple au moyen de séquences pilotes. On obtient ainsi en sortie du bloc de filtrage 3O2 un signal filtré pour la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k ; création 3O1 des interférences à partir d'un signal M-aire estimé précédent x(p l) par multiplication à gauche de ce signal M-aire estimé précédent par une matrice d'interférences QH , qui tient compte de la matrice de canal et de la variance du signal M-aire estimé précédent Cette forme de filtrage du signal estimé
Figure imgf000013_0001
permet de pondérer la correction apportée par l'annuleur d'interférences. On obtient ainsi en sortie du bloc 3O1 un signal d'interférences estimées ; - soustraction du signal d'interférences estimées obtenu en sortie du bloc référencé
3O1 au signal filtré obtenu en sortie du bloc de filtrage 3O2 pour obtenir un signal
M-aire égalisé x(p) pour la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k.
Le signal M-aire égalisé x(p) alimente ensuite le bloc d'estimation 32 qui réalise l'estimation : - du signal binaire émis, appelé signal binaire estimé
Figure imgf000013_0002
du signal M-aire émis appelé signal M-aire estimé
Figure imgf000013_0003
our la porteuse k, ou le groupe de porteuses d'indice k, ou seulement de l'un de ces signaux.
Le bloc d'estimation 32 peut notamment réaliser certaines des opérations suivantes :
- « mapping » (i.e. la conversion d'éléments binaires en symboles complexes) ;
- désentrelacement ;
- décodage de canal ;
- ré-entrelacement ; - « mapping » souple.
En effet, la modulation utilisée peut être par exemple une modulation codée en treillis (ou TCM).
La figure 4 illustre plus précisément l'architecture d'un récepteur selon l'invention.
Un tel récepteur est de type itératif, et est constitué de p modules élémentaires (p>l) référencés Itel, Ite2 à Itep. Dans l'exemple de la figure 4, le signal r est reçu sur NR antennes de réception. L'invention s'applique bien sûr également au cas des transmissions mono-antennes.
Le signal r reçu sur les NR antennes de réception du système MIMO considéré alimente le premier module élémentaire Itel du récepteur, illustré en figure 5, dans lequel il subit la première itération (p=l) du procédé de réception de l'invention. Cette première itération consiste en une phase d'initialisation, aucun signal M-aire estimé n'étant encore disponible, et comprend donc les étapes suivantes : on procède tout d'abord à l'égalisation classique 50 du signal reçu r par multiplication par une matrice d'égalisation tenant compte de la matrice représentative du canal de transmission, du précodage linéaire s'il a été mis en œuvre à l'émission, et du rapport signal à brui Cette égalisation 50 délivre un
Figure imgf000014_0001
signal M-aire égalisé x(1). Une telle égalisation est par exemple de type MMSE ; le signal M-aire égalisé x(1) alimente ensuite un bloc d'estimation 51 du signal binaire et du signal M-aire qui, à partir du signal M-aire égalisé, délivre un signal binaire estimé d(1) (qui peut ne pas être exploité, et n'est donc pas forcément disponible en sortie) et un signal M-aire estimé x(1).
Le signal M-aire estimé x(1) est ensuite injecté dans le module élémentaire suivant Ite2. La figure 3, déjà commentée ci-dessus, illustre la structure d'un module élémentaire Itep, où p>l, qui comprend un premier bloc 30 d'égalisation par annulation d'interférences et un deuxième bloc 32 d'estimation de symboles. Certains des modules élémentaires Itel à Itep réalisant l'estimation du signal reçu peuvent délivrer d'une part une estimation binaire d de ce signal reçu, et d'autre part une estimation pondérée x de ce signal reçu. C'est cette estimation pondérée qui est utilisée pour l'itération suivante, si cette dernière existe.
Le processus d'amélioration du signal estimé peut être stoppé à tout moment, à l'issue de l'une quelconque des itérations Itel à Itep. Généralement, on arrête les itérations quand x(p) ≈ x(p+1), ou plus précisément quand la différence entre les signaux estimés issus de deux itérations successives est inférieure à un seuil de qualité prédéterminé. Ce seuil peut être fixé en fonction des besoins de l'application visée.
La figure 12 présente un synoptique simplifié du récepteur itératif de l'invention, qui comprend une mémoire M 121, une unité de traitement P 120, équipée par exemple d'un microprocesseur, et pilotée par le programme d'ordinateur Pg 122. A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 122 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM 121 avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 120. L'unité de traitement 120 reçoit en entrée le signal reçu r. Le microprocesseur μP de l'unité de traitement 120 réalise l'égalisation et l'estimation itératives du signal, décrites en détail en relation avec les figures 3, 4 et 5, selon les instructions du programme Pg 122. L'unité de traitement 120 délivre en sortie un signal binaire estimé d et un signal M- aire estimé x.
On s'attache désormais à décrire, en relation avec les figures 6 à 8, trois exemples de réalisation de l'invention dans des systèmes de transmission de type SISO et MIMO, avec ou sans précodage linéaire.
7.1 Transmission SISO avec précodage linéaire.
Dans ce premier exemple de réalisation, le signal multiporteuse subit, avant émission, un précodage linéaire, de façon à introduire une diversité d'espace. Pour ce faire, les vecteurs représentatifs du signal à émettre sont multipliés par une matrice de précodage de taille L :
Figure imgf000015_0001
avec :
Figure imgf000015_0003
La figure 6 illustre le schéma d'émission du signal dans un tel système SISO à précodage linéaire. Le signal binaire à émettre subit un codage de canal CC 81, un entrelacement II 82, et un "mapping" M 83, qui convertit les éléments binaires en symboles de la constellation utilisée (QPSK, 16QAM, etc.). Le signal M-aire à émettre x subit alors un précodage linéaire LP 84, avant d'être transmis par l'unique antenne d'émission 71.
Plus précisément, le signal M-aire à émettre subit, avant émission, une modulation OFDM. Si l'on considère par exemple un précodage linéaire LP 84 de taille
Lp=4, le signal M-aire à émettre x peut être représenté sous la forme du vecteur de symboles précodé suivant :
Figure imgf000015_0002
s2 s3 s4 J . Il est possible de répartir les quatre symboles précodés de différentes façons dans le plan temps-fréquence, comme illustré par les figures 13 et 14. Une première technique classique, illustrée par les figures 13a et 13b consiste à répartir les symboles S1 à S4 en fréquence f, puis en temps t. Pour ce faire, une simple conversion série/parallèle S/P 131 est utilisée.
La modulation OFDM 130 du signal précodé comprend donc les blocs successifs présentés sur la figure 13a, à savoir : - une conversion série/parallèle S/P 131 permettant de répartir les symboles S1 à S4 dans le plan temps-fréquence ; une transformée de Fourier rapide inverse IFFT 132 ; un bloc +Δ 133 d'insertion d'un intervalle de garde ; une conversion parallèle/série P/S 134. De manière symétrique, on procède en réception à une démodulation OFDM 135 du signal reçu sur l'antenne de réception 72 (figure 13b), en réalisant les opérations suivantes : conversion série/parallèle S/P 131 du signal reçu ; suppression -Δ 136 de l'intervalle de garde ; - transformée de Fourier rapide directe 137 FFT ; conversion parallèle/série P/S 134 qui permet de récupérer les symboles reçus T1 à r4 répartis dans le plan temps-fréquence.
A l'issue de la démodulation OFDM 135, le signal reçu r = alimente le r,
récepteur itératif 138 de l'invention tel qu'illustré par exemple en figure 4. Les figures 14a et 14b illustrent une deuxième technique de modulation OFDM du signal à émettre, et de répartition des symboles S1 à S4 dans le plan temps-fréquence.
Cette deuxième technique consiste à "mapper" les symboles précodés en temps et en fréquence de manière arbitraire, comme illustré par la répartition des symboles S1 à S4 dans le plan temps-fréquence t-f sur la figure 14a. Le schéma d'émission (figure 14a) diffère de celui de la figure 13a en ce que le bloc de conversion S/P 131 est remplacé par un bloc de mapping fréquence temps "map
F/T" 140. Les autres éléments sont identiques à ceux de la figure 13a.
De même le schéma de réception de la figure 14b diffère uniquement de celui de la figure 13b en ce que le bloc de conversion parallèle/série P/S 134 est remplacé par un bloc de démapping fréquence temps "Demap F/T" 141 qui permet de reconstruire le vecteur reçu r à partir des différents symboles T1 à r4 répartis dans le plan temps- fréquence t-f.
La figure 7 présente schématiquement le canal de transmission emprunté par le signal multiporteuse s(i), de l'unique antenne d'émission 71 vers l'unique antenne de réception 72. Soit h(ι) le coefficient du canal entre l'antenne d'émission et l'antenne de réception au temps symbole i.
La matrice de canal équivalente est la suivante :
Figure imgf000017_0001
Dans cet exemple particulier de réalisation, le récepteur itératif de l'invention utilise la matrice C définie telle que : C = H • Θ£
Ainsi que le vecteur r défini tel que :
Figure imgf000017_0002
On suppose qu'à chaque itération, une estimée du signal émis est disponible (fournie par l'itération précédente). On suppose également que la variance du bruit ainsi que la matrice C est connue au récepteur (la matrice H représentative du canal de transmission est par exemple déterminée selon une technique classique d'estimation de canal, mise en œuvre à l'initialisation du récepteur, au moyen de symboles de références ou de porteuses pilotes).
En se référant à la figure 3, on calcul tout d'abord (31) la variance du signal estimé V) en moyennant l'énergie de ce signal sur un nombre d'échantillons suffisant : où N est un entier suffisamment grand (par exemple N=IOOOO).
Figure imgf000017_0004
On filtre ensuite (3O2), porteuse par porteuse (ou groupe de porteuses par groupe de porteuses), le signal reçu r au moyen d'une matrice Pff tenant compte au moins de la matrice de canal, de la matrice de précodage, de la variance du signal estimé t du
Figure imgf000017_0003
rapport signal à brui our obtenir un signal filtré.
Figure imgf000017_0005
D'une autre part, on multiplie (3O1), porteuse par porteuse (ou groupe de porteuses par groupe de porteuses), le signal estimé à l'itération précédente x^ ^par une matrice QH représentative des interférences tenant compte au moins de la matrice de canal, de la matrice de précodage et de la variance du signal estimé. On obtient ainsi un signal d'interférences estimées.
On soustrait alors au signal filtré, le signal d'interférences estimées, ce qui délivre un signal égalisé x(p) .
Dans le module d'estimation 32, on procède alors : à l'estimation, à partir du signal égalisé, du signal binaire émis appelé signal binaire estimé d(p) ; à l'estimation, à partir du signal égalisé, du signal M-aire émis appelé signal M- aire estimé x(p) .
Sous le terme estimation, on inclut ici aussi bien les opérations de mapping, que de désentrelacement, de décodage de canal, de réentrelacement et de mapping souple (ou "soft").
Pour chaque porteuse k, ou chaque groupe de porteuses d'indice k, du signal multiporteuse, le signal égalisé s'exprime donc sous la forme
Figure imgf000018_0001
où les deux filtres matriciels P et Q ont pour forme :
Figure imgf000018_0002
Pour la première itération mise en œuvre par le récepteur, pour laquelle on ne dispose pas encore de signal estimé précédent, on procède à une égalisation classique suivie d'une estimation de symboles :
Figure imgf000018_0003
Plus précisément, on réalise les opérations suivantes : multiplication du vecteur r représentatif de la porteuse k du signal reçu par une matrice tenant compte au moins du canal, du précodage linéaire, et du rapport σ signal bruit — |- . On obtient ainsi un signal égalisé x O) estimation à partir du signal égalisé du signal binaire émis appelé signal binaire estimé dm ; estimation à partir du signal égalisé du signal M-aire émis appelé signal M-aire estimé x(1) . On note que le signal égalisé x(1) peut être obtenu avec la structure d'annulation d'interférences de la figure 3, en fixant
Figure imgf000019_0001
7.2 Transmission MIMO sans précodage linéaire.
Dans ce deuxième exemple particulier de réalisation, on suppose une transmission sans précodage linéaire. On se place dans un contexte de transmission multi-antennes de type MIMO dans lequel le signal multiporteuse subit, avant émission, un codage espace- temps (ou "ST mapping").
La figure 8 illustre la structure d'émission du signal dans cet exemple particulier de réalisation de l'invention. Le signal binaire d subit un codage de canal CC 81, suivi d'un entrelacement II 82 puis d'un mapping M 83 (c'est-à-dire une conversion des éléments binaires en symboles d'une constellation) qui génère un signal M-aire x. Le module de codage espace-temps ST 80 (ou "mapper") prend en entrée un bloc de K symboles et délivre sur les Nt antennes d'émissions, T symboles. Le traitement mis en œuvre en réception sur chacune des porteuses du signal est identique à celui décrit précédemment en relation avec la figure 3. La matrice QH représentative des interférences, par laquelle on multiplie le signal estimé £(/M) , tient compte au moins de la matrice de canal et de la variance du signal estimé. A l'issue de cette multiplication, on obtient un signal d'interférences estimées
En outre, lors de la première itération du récepteur, avant qu'on ne dispose pour la première fois d'un signal estimé, on multiplie chaque vecteur représentatif d'une porteuse k du signal reçu r par une matrice tenant compte au moins du canal et du rapport signal
2 bruit — Y . Cette multiplication délivre un signal égalisé xu .
Enfin la matrice C et le vecteur r utilisés sont définis, selon le codage espace- temps utilisé, dans les paragraphes 7.2.1 et 7.2.2 suivants. 7.2.1 MULTIPLEXAGE SPATIAL On suppose un canal MIMO à quatre antennes d'émissions 91 à 94 (ou Tx 1 à Tx
4) et quatre antennes de réception 95 à 98, comme illustré par la figure 9. Le schéma de codage adopté est de type multiplexage spatial. Pour un bloc de K = 4 symboles de données S1 , s2 , s3 et s4 , le mapper espace-temps ST 80 multiplexe les données sur un intervalle de temps ITl suivant le schéma suivant :
Tableau 1: multiplexage spatial (K=4, T=I, Nt=4)
Figure imgf000020_0003
La figure 15a illustre plus précisément cette technique de multiplexage spatial appliquée au signal M-aire constitué des symboles S1 , s2 , s3 et s4. Le signal M-aire subit une conversion série/parallèle S/P 150 qui permet de répartir chacun des symboles
S1 à S4 sur une voie de traitement distincte. Chacune de ces voies de traitement est ensuite identique au schéma de la figure 13a, c'est-à-dire que chacun des symboles S1 à S4 subit une conversion série/parallèle S/P 131, une IFFT 132, l'insertion d'un intervalle de garde
133, puis une conversion parallèle/série P/S 134 avant d'être émis.
Soit hy le coefficient de canal entre l'antenne i et l'antenne j et r]k le symbole reçu sur l'antenne j pendant l'intervalle de temps k.
La matrice de canal équivalente est la suivante :
Figure imgf000020_0001
Le récepteur itératif utilise la matrice C définie telle que :
C = H et le vecteur reçu est :
Figure imgf000020_0002
La figure 15b illustre le schéma de réception correspondant au schéma d'émission de la figure 15 a. Une voie de traitement identique au schéma de réception de la figure 13b est associée à chacune des antennes de réception 95 à 98, et traite l'une des composantes T1 1 à r4 Λ du vecteur reçu r. Le récepteur itératif 138 utilise le vecteur reçu r ci-dessus et traite les porteuses de chaque antenne une par une. Comme mentionnée précédemment dans le cas du SISO (figures 14a et 14b), il est possible d'imaginer que les symboles soient, à l'émission, répartis en temps et en fréquence de façon arbitraire. Dans ce cas, l'opération duale doit être effectuée pour chaque antenne, et ce, en amont du récepteur itératif 138. Les blocs P/S 134 sur la figure 15b seraient alors remplacés par des blocs "Demap F/T" 141.
7.2.2 CODAGE ESPACE-TEMPS
On suppose un canal MISO à quatre antennes d'émission 91 à 94 ( ou Tx 1 à Tx
4) et une antenne de réception 100, comme illustré par la figure 10. Le schéma de codage adopté est de type Jafarkhani (tel que décrit par exemple dans "A Quasi-Orthogonal Space-Time Block Code" (en français "Un code espace-temps en bloc quasi-orthogonal),
IEEE Transactions on Communications, vol. 49, pp. 1—4, Jan 2001). Pour un bloc de quatre symboles de données S1 , s2 , s3 et s4 , le mapper espace-temps ST 80 multiplexe les données sur quatre intervalles de temps ITl, IT2, IT3 et IT4 suivant le schéma suivant : Tableau 2 : coda e es ace-tem s de Jafarkhani (K=4, T=4, Nt=4)
Figure imgf000021_0001
Soit hy le coefficient de canal entre l'antenne i et l'antenne j. On suppose que ce coefficient reste constant sur les quatre intervalles de temps ITl à IT4. On appelle rjk le symbole reçu sur l'antenne j pendant l'intervalle de temps k.
En réception, le système itératif de l'invention utilise le vecteur r défini tel que :
' 1,1 r =
1,3
1,4
Ainsi que la matrice C suivante -
Figure imgf000022_0001
7.3 Transmission MIMO avec précodage linéaire.
On présente enfin un dernier exemple de réalisation de l'invention, dans un contexte de transmission de type MIMO, dans lequel le signal multiporteuse subit à l'émission un précodage linéaire.
La figure 11 illustre la structure d'émission du signal multiporteuse dans ce contexte. Cette figure 11 est identique à la figure 8 commentée ci-dessus, à l'exception du bloc LP 84 de précodage linéaire, et ne sera donc pas décrite ici plus en détail.
Le traitement réalisé en réception sur chacune des porteuses du signal est identique à celui qui a été décrit précédemment en relation avec la figure 3. Seuls la matrice C et le vecteur r sont différents et définis comme suit.
On considère un système de transmission MIMO tel que décrit dans le paragraphe 7.2 (avec multiplexage spatial ou codage espace-temps du signal multiporteuse à l'émission). Dans le cas d'une transmission avec précodage linéaire du signal, le récepteur itératif utilise la matrice C suivante :
Figure imgf000022_0002
où chaque matrice Ck est la matrice C définie dans la section précédente 7.2. Le vecteur r est défini tel que :
Figure imgf000022_0003
où les rk sont tels que définis dans la section 7.2 précédente.
Les figures 16a et 16b illustrent le principe de modulation/démodulation OFDM à l'émission et en réception dans ce contexte. On considère sur ces figures le cas d'un schéma MIMO à deux antennes d'émission 91, 92 et deux antennes de réception 95, 96, dans le cadre de l'utilisation d'une technique de multiplexage spatial. La taille de précodage linéaire est Lp = 4.
Sur la figure 16a, les symboles A1 , s2 , s3 et sΛ du signal M-aire précodé linéairement subissent une première conversion série/parallèle S/P 160, puis sont répartis sur deux voies de traitement. Sur la première voie, les symboles S1 et Λ3 sont répartis dans le plan temps-fréquence t-f, tandis que la deuxième voie de traitement répartit les symboles s2 et s4 dans le plan t-f. Chacune de ces deux voies de traitement est identique au schéma de la figure 13a et ne sera donc pas décrite ici plus en détail. En réception, les signaux reçus sur chacune des deux antennes 95, 96 subissent un traitement identique à celui de la figure 13b. Le vecteur reçu r qui alimente le récepteur itératif 138 est de la forme :
Figure imgf000023_0001
où les symboles rn et r12 sont issus de la voie de traitement issue de la première antenne de réception 95 et où les symboles r21 et r22 sont issus de la voie de traitement issue de la deuxième antenne de réception 96.
Comme décrit précédemment dans le cas du SISO, il est aussi possible, à l'émission, de répartir les symboles précodés en temps et en fréquence de façon arbitraire ("map F/T"). L'opération duale ("demap F/T") doit alors être effectuée en réception sur chaque antenne 95, 96 en amont du récepteur itératif 138.
L'annexe 1 ci-après, qui fait partie intégrante de la présente description, propose une démonstration détaillée du calcul des coefficients de l'annuleur d'interférence du récepteur de l'invention.
Le récepteur itératif de l'invention présente des performances tout à fait satisfaisantes, et permet notamment une bonne estimation du signal émis en présence d'interférences importantes, que ces dernières résultent d'un grand précodage linéaire, de la mise en œuvre d'un système BLAST (de l'anglais « Bell Laboratories Layered Space- Time » pour « système spatio-temporel par couche des laboratoires Bell », encore appelé MEMO) à beaucoup d'antennes, ou encore d'un codage espace-temps non-orthogonal. 'NNEXE 1 : Démonstration du calcul des coefficients de l'annuleur d'interférence
Rappelons l'expression du signal en entrée du récepteur:
Figure imgf000024_0012
O es! vecteur nul dont le k-ième élément vaut I et En sortie de l'annuleur d'interférences on obtient
Figure imgf000024_0013
Figure imgf000024_0001
Ou p et q sont deux vecteurs de filtrage Nous avons à résoudre la problème suivant
Figure imgf000024_0002
Les vecteurs optimums
Figure imgf000024_0006
ont déterminés en deux étapes. Tout d'abord nous développons l'expression du rapport signal sur interféreπce plus bruit (SNlR) Réécrivons l' expression de en fonction d
Figure imgf000024_0008
Figure imgf000024_0007
Figure imgf000024_0003
Le SNlR vaut .
Figure imgf000024_0004
Nous proposons de determiner les filtres optimaux qui maximise le SINR en moitié de l'égaliseur Le critère de maximisation du SNIR étant une générali- sation du MMS E, le vecteurs obtenus répondront bien au critère MMSE . On note, en regardnt l'expression du que seulement le numérateur dé- pend de ainsi le vecteur optimal peut etre déterminé en minimisant
Figure imgf000024_0009
le terme En dérivant par rapport à n obtient :
Figure imgf000024_0011
Figure imgf000024_0010
Figure imgf000024_0005
D' une p art, on considère une parfaite décorrélation entre les symboles et Ie bruit et d'autre part on suppose que
Figure imgf000025_0016
0 En fixant on
Figure imgf000025_0001
obtient le premier vecteur optimal
Figure imgf000025_0002
O
Figure imgf000025_0003
et I la matrice identité de taille Lx L Réécrivons à présent l'expression du signal égalisé .
Figure imgf000025_0015
La nouvelle expression de l'erreur quadratique moyenne (MSE) vaut:
Figure imgf000025_0004
Dérivo
Figure imgf000025_0005
En fixant n obtient .
Figure imgf000025_0007
Figure imgf000025_0006
En considérant une décorrélation parfaite entre deux symbole s, on a
Figure imgf000025_0008
O qui est en f ait la matrice
Figure imgf000025_0009
de covariance élément de la diagonale
Figure imgf000025_0017
st la variance des symboles estimés. D' autre part on a
Figure imgf000025_0010
Ainsi l' expression finale de du vecteur optimal est
Figure imgf000025_0011
On note qu'une inversion matricielle de taille est nécessaire pour chaque symbole éga
Figure imgf000025_0012
Figure imgf000025_0014
Réécrivons l'expression de
Figure imgf000025_0013
ité de Sherman -Morrison-Woodbury (A + uvH)-1 =
Figure imgf000026_0005
. la dernière équation devient :
Figure imgf000026_0001
Ou
Figure imgf000026_0002
Seulement une inversion matricielle (to de taill
Figure imgf000026_0004
est- nécessaire pour un bloc de L symboles. O
Figure imgf000026_0006
est simplement proportionnel à On peut donc utiliser l'expression de
Figure imgf000026_0007
En notation matricielle on obtient finalement
et
Figure imgf000026_0003
Ou l'opérateur ddiag(A) stocke dans une matrice de taille équivalente les termes non diagonaux de A

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de réception d'un signal de données à porteuses multiples, dit signal multiporteuse, ayant subi, à l'émission, un codage de canal, ledit procédé mettant en œuvre une estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé, caractérisé en ce qu'il comprend au moins une itération d'amélioration dudit signal estimé, en fonction dudit signal reçu et d'un signal estimé précédent, et en ce que ladite au moins une itération comprend, pour chacune desdites porteuses dudit signal reçu, une étape d'égalisation de ladite porteuse par annulation d'une interférence affectant ladite porteuse reçue, en fonction d'au moins un paramètre statistique dudit signal estimé précédent.
2. Procédé de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite itération comprend, pour chacune desdites porteuses, les étapes suivantes : filtrage de ladite porteuse reçue, délivrant une porteuse filtrée ; détermination d'une interférence affectant ladite porteuse reçue, générée à l'émission dudit signal multiporteuse et/ou due au canal de transmission dudit signal multiporteuse, ladite détermination délivrant une interférence estimée ; soustraction de ladite interférence estimée à ladite porteuse filtrée, de façon à obtenir une porteuse améliorée ; - égalisation de ladite porteuse améliorée, délivrant une porteuse égalisée ; estimation, à partir d'au moins ladite porteuse égalisée, de ladite porteuse émise, délivrant une porteuse estimée, et en ce que ledit signal estimé tient compte de chacune desdites porteuses estimées.
3. Procédé de réception selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite étape de filtrage met en œuvre une multiplication d'un vecteur représentatif de ladite porteuse reçue par une matrice de filtrage tenant au moins compte d'une matrice représentative dudit canal de transmission, d'un rapport signal à bruit, et dudit paramètre statistique.
4. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 2 et 3, caractérisé en ce que ladite étape de détermination de l'interférence met en œuvre une multiplication d'un vecteur représentatif de ladite porteuse estimée précédente par une matrice d'interférences tenant au moins compte de ladite matrice représentative dudit canal de transmission et dudit paramètre statistique.
5. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ledit paramètre statistique est la variance de ladite estimation précédente dudit signal reçu.
6. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que ladite estimation précédente est délivrée par l'itération précédente pour toutes les itérations sauf la première, et par une étape d'estimation préliminaire pour la première itération.
7. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que ledit signal multiporteuse subit, à l'émission, un précodage linéaire par multiplication par une matrice de précodage, et en ce que lesdites matrices de filtrage et d'interférences tiennent également compte de ladite matrice de précodage.
8. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que ledit signal multiporteuse subit, à l'émission, un codage espace-temps et en ce qu'il est émis par et/ou reçu sur au moins deux antennes.
9. Récepteur d'un signal de données à porteuses multiples, dit signal multiporteuse, ayant subi, à l'émission, un codage de canal, ledit récepteur comprenant des moyens d'estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'amélioration dudit signal estimé, en fonction dudit signal reçu et d'un signal estimé précédent, mettant en œuvre au moins une fois, sous la forme d'une itération, et pour chacune desdites porteuses dudit signal reçu, des moyens d'égalisation de ladite porteuse par annulation d'une interférence affectant ladite porteuse reçue, en fonction d'au moins un paramètre statistique dudit signal estimé précédent.
10. Produit programme d'ordinateur comprenant des instructions de code de programme pour l'exécution des étapes du procédé de réception d'un signal de données à porteuses multiples selon l'une quelconque des revendications 1 à 8 lorsque ledit programme est exécuté dans ou par un microprocesseur.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1914907A1 (fr) * 2006-10-16 2008-04-23 STMicroelectronics N.V. Contrôle de la puissance d'émission basé sur une estimation d'affaiblissement de propagation dans un système à porteuses multiples
CN115208483A (zh) * 2022-06-30 2022-10-18 哈尔滨工程大学 一种极地脉冲干扰下的水声通信方法

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1589687A1 (fr) * 2004-04-23 2005-10-26 France Telecom Procédé d'émission d'un signal dans un système multi-antennes, signal et procédé d'estimation de canal correspondants
US20100119017A1 (en) * 2008-11-10 2010-05-13 Joonsuk Kim Method and system for a 4x2 sfbc/stbc system with 2 spatial streams using angle feedback
CN101997649B (zh) * 2009-08-21 2014-12-10 中兴通讯股份有限公司 一种基于正交分集的mu-mimo处理方法和装置
WO2011044959A1 (fr) * 2009-10-13 2011-04-21 Nokia Siemens Networks Gmbh & Co. Kg Procédé de traitement de données dans un élément de réseau optique et élément de réseau optique
US10637586B2 (en) * 2017-08-25 2020-04-28 National Science Foundation Turbo receivers for multiple-input multiple-output underwater acoustic communications
JP2021039658A (ja) * 2019-09-05 2021-03-11 富士通株式会社 Ａｃ並列化回路、ａｃ並列化方法及び並列情報処理装置

Non-Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
BOUVET P-J ET AL: "Low Complexity Iterative Receiver for Linear Precoded MIMO Systems", SPREAD SPECTRUM TECHNIQUES AND APPLICATIONS, 2004 IEEE EIGHTH INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON SYDNEY, AUSTRALIA 30 AUG.-2 SEPT. 2004, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, 30 August 2004 (2004-08-30), pages 17 - 21, XP010754900, ISBN: 0-7803-8408-3 *
BOUVET P-J ET AL: "Low complexity iterative receiver for non-orthogonal space-time block code with channel coding", VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE, 2004. VTC2004-FALL. 2004 IEEE 60TH LOS ANGELES, CA, USA 26-29 SEPT. 2004, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, 26 September 2004 (2004-09-26), pages 1289 - 1293, XP010786832, ISBN: 0-7803-8521-7 *
FUJII H ET AL: "Turbo receiver with SC/simplified-MMSE (S-MMSE) type equalizer for MIMO channel signal transmission", VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE, 2003. VTC 2003-FALL. 2003 IEEE 58TH ORLANDO, FL, USA 6-9 OCT. 2003, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, US, 6 October 2003 (2003-10-06), pages 632 - 636Vol1, XP010700950, ISBN: 0-7803-7954-3 *
MERCHED R ET AL: "Fast computation of finite-length MIMO MMSE decision feedback equalizers", SIGNALS, SYSTEMS AND COMPUTERS, 2004. CONFERENCE RECORD OF THE THIRTY-EIGHTH ASILOMAR CONFERENCE ON PACIFIC GROVE, CA, USA NOV. 7-10, 2004, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, 7 November 2004 (2004-11-07), pages 1781 - 1784, XP010781193, ISBN: 0-7803-8622-1 *
SUN Y ET AL: "Iterative channel estimation with MIMO MMSE-turbo equalisation", VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE, 2003. VTC 2003-FALL. 2003 IEEE 58TH ORLANDO, FL, USA 6-9 OCT. 2003, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, US, 6 October 2003 (2003-10-06), pages 1278 - 1282Vol2, XP010700977, ISBN: 0-7803-7954-3 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1914907A1 (fr) * 2006-10-16 2008-04-23 STMicroelectronics N.V. Contrôle de la puissance d'émission basé sur une estimation d'affaiblissement de propagation dans un système à porteuses multiples
WO2008046804A1 (fr) * 2006-10-16 2008-04-24 Stmicroelectronics N.V. Commande de puissance d'émission fondée sur une estimation de perte de chemin
US8457239B2 (en) 2006-10-16 2013-06-04 Stmicroelectronics N.V. Method and device for managing the operation of an apparatus, for example an MB-OFDM apparatus, in presence of an eventual interfering signal
CN115208483A (zh) * 2022-06-30 2022-10-18 哈尔滨工程大学 一种极地脉冲干扰下的水声通信方法

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