WO2007060232A1 - Procede d'emission et de reception d'un signal ayant subi un precodage lineaire dans un systeme multi-antennes - Google Patents

Procede d'emission et de reception d'un signal ayant subi un precodage lineaire dans un systeme multi-antennes Download PDF

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WO2007060232A1
WO2007060232A1 PCT/EP2006/068925 EP2006068925W WO2007060232A1 WO 2007060232 A1 WO2007060232 A1 WO 2007060232A1 EP 2006068925 W EP2006068925 W EP 2006068925W WO 2007060232 A1 WO2007060232 A1 WO 2007060232A1
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WO
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symbols
precoded
source
signal
vector
Prior art date
Application number
PCT/EP2006/068925
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English (en)
Inventor
Maryline Helard
Pierre-Jean Bouvet
Original Assignee
France Telecom
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by France Telecom filed Critical France Telecom
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H04L1/0625—Transmitter arrangements

Definitions

  • the field of the invention is that of digital communications over the air (radio transmission).
  • the invention relates to the transmission and reception of signals in a multi-antenna system implementing at least two transmitting antennas and at least one receiving antenna.
  • the invention relates more particularly to a transmission and reception technique allowing the best use of the spatial diversity and the transmission capacity of a multi-antenna system, particularly in the context of iterative reception. It is recalled that such iterative reception makes it possible, over the iterations, to improve the quality of the estimation of the transmitted signal as a function of the received signal.
  • STBCs Space Time Block Codes
  • these linear precoding techniques allow, for certain antenna configurations, to optimize the diversity and capacity of a transmission system. However, these optimal performances are achieved only at high signal-to-noise ratio, and for antenna configurations where the number of transmitting antennas is less than or equal to the number of receiving antennas.
  • the yield is not optimized.
  • DAST codes only work for a number of transmit antennas equal to two, or multiple of four. DAST codes do not work with any antenna configuration.
  • another disadvantage of DAST codes is that they rely on the use of two types of precoding, a first based on the use of a rotation matrix, and a second based on a Hadamard type transformation. Therefore, the use of such DAST codes confers significant complexity to the transmission system.
  • TAST codes are based on the use, before transmission, of a precoding of the symbols to be transmitted, grouped into X vectors ⁇ , and the construction of a base of independent elements ⁇ i , with 1 ⁇ i ⁇ L , where L is an integer such that 1 ⁇ L ⁇ N ⁇ , with N ⁇ the number of transmitting antennas.
  • the precoding of the TAST codes is carried out by multiplying each of the L vectors X t by a rotation matrix ⁇ , the different rotation matrices ⁇ possibly being identical.
  • These matrices make it possible in particular to maximize the minimum product distance, conventionally defined in scientific articles on precoding, such as the document "Algebraic tools to build modulation schemes for fading channels" by X. Giraud, E. Boutillon, and J.-C. Belfiore (IEEE Trans., Theory, vol 43, pp.938-952, May 1997).
  • the precoded symbols resulting from this precoding are then multiplied by the elements of the base ⁇ q> ⁇ , ..., ⁇ L ⁇ , where ⁇ t is a complex number such that the base
  • ⁇ ⁇ , .. -, ⁇ L ⁇ is algebraically independent (which means that the elements ⁇ t can not be equal).
  • This technique also requires the multiplication of the precoded symbols, resulting from precoding, by the complex elements ⁇ t of this base, which makes the emission even more complex.
  • the construction of these codes is not systematic for new antenna configurations.
  • the precoding matrix is a rotation matrix that changes with the antenna configurations.
  • the MV type algorithm has the disadvantage of inducing a great deal of processing complexity, especially in the context of a multi-antenna transmission. Indeed, the complexity of these algorithms increases exponentially depending on the number of antennas and the number of states of the modulation.
  • the invention particularly aims to overcome these disadvantages of the prior art.
  • an objective of the invention is to provide a technique for transmitting and receiving a signal in a multi-antenna system, making it possible to optimize the capacity and the exploitation of the space-time diversity of the multi-system. -antennes.
  • an objective of the invention is to propose such a technique which is optimal under the assumption of a reception implementing an iterative algorithm.
  • Another object of the invention is to provide such a technique that is optimal regardless of the configuration of the transmit / receive antennas.
  • the technique according to the invention adapts in particular to an odd number of transmitting antennas.
  • the invention also aims to provide such a technique which has a reduced complexity, both in transmission and reception, compared to the techniques of the prior art.
  • Yet another object of the invention is to provide such a technique which is suitable for transmitting and receiving single-carrier signals as well as for transmitting and receiving multicarrier signals. 4. Presentation of the invention
  • the invention proposes a new solution that does not have all of these disadvantages of the prior art, in the form of a method of transmitting a signal implementing N ⁇ transmitting antennas, with N ⁇ greater than or equal to 2.
  • such a method comprises: a step of obtaining source vectors, each comprising N ⁇ source symbols to be transmitted; a processing step associating source symbols with precoded symbols, each precoded symbol corresponding to a linear combination with real coefficients of N ⁇ source symbols of a source vector, so that each linear combination is a function of at least two distinct source symbols and that the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations with real coefficients of the N ⁇ source symbols of the same source vector are distributed over the N ⁇ transmit antennas and transmitted at different transmission times, with a strictly higher yield at 1; a step of issuing successive bursts of precoded symbols.
  • the invention is based on an entirely new and inventive approach the transmission of a signal in a multi-antenna system, implementing a particular distribution of the source symbols to be transmitted.
  • the invention implements a processing of the source symbols for distributing the N ⁇ source symbols of a source vector on the N ⁇ transmit antennas, such that each source symbol is sent by the N ⁇ antennas issue at a different time.
  • a source symbol appears only once per antenna, and only once per time / symbol.
  • the efficiency is defined as the ratio between the number of useful symbols transmitted and the number of symbol times necessary for their transmission.
  • the transmission step implements a burst transmission succeeding each other in time, each burst comprising at least one precoded symbol and possibly zero symbols, distributed so that the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations with coefficients actual N ⁇ source symbols of the same source vector are distributed over the N ⁇ transmitting antennas and transmitted at different transmission instants.
  • each burst comprises N ⁇ symbols, including at least one precoded symbol.
  • each burst may comprise three precoded symbols, or two precoded symbols and a null symbol.
  • the technique of the invention is particularly advantageous since it makes it possible to exploit the maximum yield and the optimal diversity of the multi-antenna system, particularly in the context of iterative reception.
  • the processing step comprises: a single linear precoding step, associating with each source vector a precoded vector comprising the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations with real coefficients of the
  • the source symbols to be transmitted are firstly combined to form precoded symbols, and these precoded symbols are ordered, so that for each precoded vector comprising the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations with coefficients.
  • actual N ⁇ source symbols of the same source vector the N ⁇ precoded symbols are distributed on N ⁇ transmitting antennas and transmitted at different transmission times.
  • the linear precoding step implements a matrix product of a source matrix, formed of the source vectors organized in successive lines, by a full-rank square precoding matrix, delivering a precoded matrix, formed of the precoded vectors organized in successive lines.
  • the precoding matrix of size N ⁇ x N ⁇ , is of full rank (that is to say of rank N ⁇ ), which means that the rows and columns of this matrix are linearly independent. This matrix is therefore invertible.
  • this precoding matrix is not necessarily unitary. In particular, when the number of precoded vectors is smaller than the number N ⁇ of transmitting antennas, the precoded matrix is completed by vectors each comprising N ⁇ null symbols.
  • the precoded matrix obtained after filling with null vectors is square, of size N ⁇ x N ⁇ .
  • the scheduling step implements a diagonal multiplexing of the precoded vectors.
  • the scheduling step implements a diagonal multiplexing of the precoded vectors and added null vectors.
  • the N ⁇ precoded symbols of each of the N ⁇ precoded vectors are distributed over the N ⁇ transmitting antennas and transmitted at different transmission times, in particular on N ⁇ symbol times.
  • the transmission step implements an emission of N ⁇ successive bursts of precoded symbols.
  • the N ⁇ bursts comprise precoded symbols distributed in such a way that the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations with real coefficients of the N ⁇ source symbols of the same source vector are distributed over the N ⁇ transmit and transmit antennas at different transmission times.
  • a first salvo of precoded symbols is transmitted at the time Î Q
  • the precoded symbols are distributed so that the four precoded symbols corresponding to the linear combinations with coefficients
  • the actual four source symbols of the same source vector are distributed over the four transmitting antennas and transmitted at different transmission instants Î Q , t j , t 2 and t 3 .
  • the number N ⁇ of transmit antennas is odd.
  • Another aspect of the invention also relates to a signal emitted according to the transmission method described above. Such a signal is formed of bursts transmitted successively on N ⁇ transmit antennas, with N ⁇ greater than or equal to 2.
  • the bursts emitted comprise precoded symbols, each precoded symbol corresponding to a linear combination with real coefficients of the N ⁇ source symbols to be transmitted from a source vector, distributed so that each linear combination is a function of at least two distinct source symbols and that the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations with real coefficients of N ⁇ source symbols of the same source vector are distributed on said N ⁇ transmit antennas and transmitted at different transmission times, with a yield strictly greater than 1.
  • Such a signal may in particular be emitted according to the transmission method described above.
  • This signal may of course include the various characteristics relating to the transmission method according to the invention.
  • this signal is formed of N ⁇ successive bursts.
  • This signal may especially be a multicarrier signal.
  • Another aspect of the invention also relates to a method of receiving a signal transmitted from N ⁇ transmitting antennas, with N ⁇ greater than or equal to
  • the reception method makes an estimation of the received signal, delivering a signal estimated, and includes at least one iteration of improvement of the estimated signal, based on the received signal and a previous estimated signal.
  • the improvement step (s) include a step of equalizing the signal received by canceling an interference affecting the signal. This interference is notably due to a linear precoding performed before transmission and to the signal transmission channel, the linear precoding associating each source vector with a precoded vector comprising the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations with real coefficients of the N ⁇ source symbols of the source vector.
  • the reception method performs a "first iteration" making it possible to estimate the received signal, then one or more improvement iterations comprising a step of equalizing the signal received by canceling the interference affecting the signal.
  • the receiver performs a conventional equalization of the received signal.
  • the symbols estimated previously are used by the space-time decoder to cancel the interference affecting the signal.
  • Such a reception method is particularly adapted to receive a signal transmitted according to the transmission method described above.
  • the equalization step is implemented for each of the carriers of the signal received, in the iterations of improvement, by canceling the interference affecting each carrier. received.
  • the interference affecting the signal is determined from an equivalent matrix of channel C defined by the following equation, for l ⁇ L ⁇ N ⁇ : ⁇ ) with: H a representative matrix of the multi-antenna propagation channel,
  • I N an identity matrix of size N ⁇ x N ⁇ ,
  • ⁇ a square rank precoding matrix using linear precoding; e k, LN ⁇ a unit column vector comprising a value "1", in position k, and (L - I) values "0" at the remaining positions, and e k, LN ⁇ ) its transposed;
  • the matrix G makes it possible in particular to represent the scheduling of the precoded vectors implemented before transmission.
  • Another embodiment of the invention relates to a device for transmitting a signal implementing N ⁇ transmitting antennas, with N ⁇ greater than or equal to 2.
  • such a device comprises: means for obtaining source vectors, each comprising N ⁇ source symbols to be transmitted; - processing means associating the source symbols precoded symbols, each precoded symbol corresponding to a linear combination with real coefficients of N ⁇ source symbols of a source vector so that each linear combination is a function of at least two source symbols and that the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations with real coefficients of the N ⁇ source symbols of the same source vector are distributed over the N ⁇ transmit antennas and transmitted at different transmission instants, with a yield strictly greater than 1; means for issuing successive bursts of precoded symbols.
  • Such a device can in particular implement the transmission method as described above.
  • Yet another embodiment of the invention relates to a device for receiving a signal transmitted from N ⁇ transmitting antennas, with N ⁇ greater than or equal to 2, and implementing N R receiving antennas, with N R greater than or equal to 1.
  • the device comprises means for estimating the received signal, delivering an estimated signal ("first iteration"), and means for improving the estimated signal, as a function of the received signal and a previous estimated signal, implementing at least once, in the form of an iteration of improvement, means for equalizing the received signal by canceling an interference affecting the signal.
  • This interference is notably due to a linear precoding performed before transmission and to the signal transmission channel, the linear precoding associating each source vector with a precoded vector comprising the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations with real coefficients of the N ⁇ source symbols of the source vector.
  • Such a device can in particular implement the reception method as described above. It is therefore adapted to receive a signal transmitted by the transmission device described above.
  • such a receiver is much simpler than a conventional receiver, since it makes it possible to dispense with the presence of a multiplication by a complex number ( ⁇ t ) in transmission.
  • Another aspect of the invention also relates to a computer program product downloadable from a communication network and / or stored on a computer readable medium and / or executable by a microprocessor, including program code instructions for setting implementation of the transmission method as described above, and / or a computer program product downloadable from a communication network and / or stored on a computer readable medium and / or executable by a microprocessor, comprising program code instructions for implementing the reception method as described above.
  • the invention relates to a communication system comprising N ⁇ transmitting antennas, with N ⁇ greater than or equal to 2, and N R receiving antennas, with N R greater than or equal to 1.
  • a communication system comprising N ⁇ transmitting antennas, with N ⁇ greater than or equal to 2, and N R receiving antennas, with N R greater than or equal to 1.
  • Such a system comprises, on the transmitter side means for obtaining source vectors, each comprising N ⁇ source symbols to be transmitted; processing means associating with the source symbols precoded symbols, each symbol corresponding to a linear combination with real coefficients of N ⁇ source symbols of a source vector, so that each linear combination is a function of at least two distinct source symbols and that the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations of the N ⁇ source symbols of the same source vector are distributed over the N ⁇ transmitting antennas and transmitted at different transmission times, with a yield strictly greater than 1; and means for issuing successive bursts of precoded symbols; and comprises, on the receiver side: means
  • First estimate means for improving the estimated signal, as a function of the received signal and a previous estimated signal, implementing at least once, in the form of an iteration of improvement, means of equalizing the signal received by cancellation of interference affecting the signal.
  • This interference is notably due to a linear precoding performed before transmission and to the signal transmission channel, the linear precoding associating each source vector with a precoded vector comprising the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations with real coefficients of the N ⁇ source symbols of the source vector.
  • Such a system can in particular implement the transmission and reception method as described above. 5.
  • FIG. 1 presents the general principle of the emission of a signal according to the invention
  • FIGS. 2A and 2C illustrate an example of the transmission scheme of FIG. 1 in a multi-antenna system having three transmitting antennas and three receiving antennas
  • FIG. 2B illustrates an example of the transmission scheme of FIG. 1 in a multi-antenna system having three transmitting antennas and two receiving antennas
  • Figure 3 shows an example of scheduling of the precoded symbols
  • FIG. 4 illustrates the general principle of receiving a signal transmitted according to the transmission method of the invention
  • FIG. 5 presents a block diagram of an example of processing carried out on a carrier during an iteration of improvement of the estimated signal of the invention
  • Figure 6 shows a block diagram of a transmitter according to the invention
  • FIG. 7 presents a block diagram of a receiver according to the invention
  • FIG. 8 illustrates the performances of the invention, compared to the theoretical performances of a multi-antenna system with maximum capacity and exploiting the diversity in an optimal way. 6.
  • the general principle of the invention is based on a distribution of N ⁇ source symbols to be transmitted from at least one source vector, in a multi-antenna system implementing N ⁇ transmit antennas, with N ⁇ greater than or equal to two such that each linear combination is a function of at least two distinct source symbols and that each symbol of a source vector is sent by the transmit N ⁇ antennas at a different transmission time.
  • the N ⁇ source symbols to be transmitted from a source vector are distributed over the N ⁇ transmit antennas during N ⁇ symbol time.
  • the invention proposes a transmission technique associating source symbols to transmit precoded symbols, each precoded symbol corresponding to a linear combination with real coefficients of N ⁇ source symbols of a source vector, so that the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations with real coefficients of the N ⁇ source symbols of the same source vector are distributed over the N ⁇ transmitting antennas and transmitted at different transmission instants, preferably over a duration of N ⁇ symbol times.
  • the invention thus proposes a new space-time code with maximum efficiency, optimally exploiting the spatio-temporal diversity.
  • N ⁇ transmit antennas with N ⁇ greater than or equal to two
  • N R receiving antennas with N R greater than or equal to one.
  • R the efficiency of the space-time code, where R is defined as the ratio between the number of useful symbols transmitted and the number of symbol durations necessary for their transmission.
  • the source symbols to be transmitted are grouped in a source matrix X, formed of source vectors organized in successive lines and each comprising N ⁇ source symbols to be transmitted.
  • the source matrix X is multiplied by a precoding matrix ⁇ of full rank, delivering a precoded matrix formed of precoded vectors organized in successive rows, and each comprising N ⁇ precoded symbols.
  • each precoded symbol corresponds to a linear combination with real coefficients of the N ⁇ source symbols to be transmitted from one of said source vectors.
  • the precoding matrix ⁇ is, according to this particular embodiment, a full matrix of size N ⁇ x N ⁇ of full rank, that is to say of rank N ⁇ .
  • This matrix is not necessarily unitary.
  • the precoded matrix is decomposed into L precoded vectors each carrying N ⁇ precoded symbols, with L an integer such that:
  • the precoded matrix is completed by (N ⁇ - L) vectors each comprising N ⁇ null symbols, or it is sent directly to input of the diagonal multiplexer the (N ⁇ - L) null vectors.
  • the N ⁇ precoded symbols of each of the N ⁇ precoded vectors are distributed on the N ⁇ transmit antennas during N ⁇ symbol time, so that each of the N ⁇ precoded symbols of the i - th precoded vector, for 1 ⁇ i ⁇ N ⁇ , is emitted by a different antenna at a different time.
  • FIG. 3 illustrates, in particular, such a scheduling implemented by diagonal multiplexing, in a multi-antenna system having four transmitting antennas.
  • the multiplexer receives as input four precoded vectors, denoted for example ("ja 2 a 3 to 4 ), (b ⁇ b 2 b 3 b 4 ), (qc 2 C 3 C 4 ) and (J 1 d 2 d 3 d 4 ). These vectors are then ordered, so as to distribute the four symbols making up each vector on four vectors to be transmitted, and that these four symbols are emitted at different times. Thus, the multiplexer outputs four vectors to emit:
  • This scheduling step 13 may in particular be followed by an OFDM modulation operation on each of the vectors to be transmitted.
  • an OFDM modulation operation on each of the vectors to be transmitted.
  • at least one OFDM symbol is constructed from the N ⁇ symbols of the vector to be transmitted.
  • the N ⁇ vectors to be transmitted (or the corresponding OFDM symbols) are then emitted by the N ⁇ transmitting antennas.
  • the technique according to the invention requires a single operation of matrix multiplication by a precoding matrix, unlike the TAST codes which require for their construction multiplication. of each of the source vectors X j by a rotation matrix ⁇ ,. According to the techniques of the prior art, there can therefore be up to N ⁇ rotation matrices ⁇ , which are distinct.
  • the method according to the invention does not require the multiplication of precoded symbols by a complex number ⁇ t as imposed by the TAST codes. It is therefore not necessary according to the invention to construct a base of complex elements ( ⁇ ) 1 ,..., ⁇ L ⁇ that are algebraically independent, that is to say whose elements ⁇ t can not be equal.
  • FIGS. 2A to 2C Two examples of implementation of the transmission technique according to the invention in a multi-antenna system are illustrated in connection with FIGS. 2A to 2C.
  • FIGS. 2A and 2C thus illustrate an example for a system implementing three transmitting antennas and three receiving antennas.
  • 9 source symbols x t to be transmitted for i integer ranging from 1 to 9, are considered.
  • the source matrix formed of the source vectors (jq X 2 X 3 ), (x 4 X 5 JCg), (xj X 8 JC 9 ) organized in successive lines, is thus of the form:
  • the source matrix X is multiplied by a precoding matrix ⁇ of full rank, delivering a precoded matrix Y.
  • an ordering of the precoded vectors, distributing the N ⁇ precoded symbols of each of the precoded vectors on the N ⁇ transmitting antennas during N ⁇ symbol time, is carried out according to a diagonal multiplexing as described previously with reference to FIG. 3.
  • the vectors to be transmitted on each of the transmitting antennas are of the form:
  • the N ⁇ precoded symbols y ⁇ ⁇ y 2 ⁇ y ⁇ i corresponding to the linear combinations with real coefficients of N ⁇ source source source symbols (jq X 2 X 3 ) are distributed over the N ⁇ transmitting antennas and transmitted at different transmission times, over N ⁇ symbol time.
  • the precoded symbols y 4 , y 5 , y 6 corresponding to the linear combinations of source source source symbols (x 4 x $ X ⁇ ) are distributed over the N ⁇ transmitting antennas and transmitted at transmission times different, on N ⁇ time symbols
  • the precoded symbols y j , y ⁇ , yg, corresponding to the linear combinations of the source symbols of the source vector ⁇ x ⁇ x % JC 9 ) are distributed on the N ⁇ transmitting antennas and transmitted to different transmission times, over a period of N ⁇ symbol time.
  • the antenna 21 transmits the precoded symbol J 1
  • the antenna 22 transmits the precoded symbol _y 8
  • the antenna 23 transmits the precoded symbol _y 6 , grouped in a first salvo.
  • the antenna 21 transmits the precoded symbol _y 4 , the antenna 22 emits the symbol coded _y 2 , and the antenna 23 emits the precoded symbol _y 9 , grouped together in a second burst, and at the instant of transmission t 2 , the antenna 21 transmits the precoded symbol y j , the antenna 22 transmits the precoded symbol _y 5 , and the antenna 23 emits the precoded symbol _y 3 , grouped in a third burst.
  • FIG. 2C it is verified that a source symbol appears only once per antenna, and only once per time / symbol.
  • the precoded symbols of the vectors to be transmitted ( ⁇ y ⁇ J 7 ), [y % _y 2 y ⁇ ) and (_y 6 _y 9 _y 3 ) can undergo OFDM modulation before transmission. It is clear that the yield obtained is maximum, since
  • a precoded matrix of the form: F ⁇ is obtained.
  • a new vector comprising only null symbols (0 0 0) is therefore added to the input of the diagonal multiplexer, so as to have as many vectors entering the diagonal multiplexer as transmission antennas.
  • a scheduling 13 of the precoded vectors distributing the three precoded symbols of each of the precoded vectors on the three transmitting antennas is then carried out during three symbol times.
  • the vectors to be transmitted on each of the transmit antennas are then of the form: - (1 ⁇ 4 _y 0) to be transmitted on the first transmit antenna 21;
  • this scheduling step 13 may in particular be followed by an OFDM modulation operation on each of the vectors to be transmitted. It is again noted that the yield obtained is maximum, that is to say
  • N ⁇ x N R 6 on independent Rayleigh channels.
  • the proposed iterative receiver takes advantage of channel decoding to improve space-time block decoding by removing interference terms.
  • such a receiver comprises two stages, namely a space-time "demapper” 44 (ie a symbol converter into elements binary) and a channel decoder 46, which exchange extrinsic information in an iterative loop, until the receiver converges.
  • These stages are separated by an interleaver 42 j , used to decorrelate the outputs, before providing them to the next decoding stage.
  • a signal r is received on N R reception antennas referenced 45 j to
  • the first demapping stage 44 first of all makes it possible to demodulate (OFDM demodulation) the multicarrier signal received on the N R receiving antennas.
  • This first stage also includes a first MMSE ("Minimum Mean Square Error") space-time decoding block 40.
  • the equalized signal îb p 'output from then space-time decoding block 40 feeds a module "demapping" M 43 j, before undergoing II deinterleaving operation 42 j and a channel decoding CC 41.
  • second channel decoding stage 46 there is obtained an estimated binary signal d, obtained from hard decisions, and an estimated binary coded signal b, obtained from soft decisions.
  • this estimated binary coded signal b is subjected to a new interleaving II 42 2 and a new "mapping" M 43 2 , in order to obtain an estimated M-ary signal x, which can be reinjected into the MMSE space-time decode block 40 for a next iteration of improvement of the estimate of the received signal.
  • the receiver carries out a conventional equalization of the received signal of the MMSE type.
  • the previously estimated symbols are used by the space-time decoder to cancel residual interference.
  • the iterations for improving the received signal comprise, for each of the carriers of the signal received, the following steps: filtering the carrier or the group of carriers received; - determination of interference affecting the carrier or group received carrier (s) delivering an estimated interference, said interference being generated at the transmission of the multicarrier signal (during the linear precoding of the signal) and due to the transmission channel; subtracting the estimated interference from the filtered carrier (s) or carrier group (s) to obtain an improved carrier or carrier group (s); equalization of the enhanced carrier or carrier group (s); estimating, from the carrier or the equalized carrier group (s) of the transmitted carrier or carrier group, delivering a carrier or an estimated carrier group (s); the estimated signal taking into account each of the estimated carriers.
  • a vector x (pl) representative of one or more of the carriers of the estimated multicarrier signal is provided at the input during the rank iteration (p-1).
  • x (pl) may be representative of a group of carriers.
  • Carrier-based carrier or carrier group per carrier group
  • This cancellation of interference can in particular take into account the variance, or the energy, of the estimate of the transmitted signal.
  • x (p) ⁇ k) P H r ⁇ k) - Q ⁇ x ⁇ (k), where x (p) (k) denotes the representative vector of the signal equalized at the iteration p for the carrier k or the carrier group of index k, x (p -1) (k) denotes the representative vector of the signal estimated at the iteration ( p-1) for the carrier k or the carrier group of index k, r (k) designates the signal received after OFDM demodulation on the carrier k or the carrier group of index k and where Y * H and Q H are two matrix filters which have the form:
  • Q H ddiag (P H C) with C an equivalent channel matrix representative of the transmission channel and the processing implemented on transmission, I the identity matrix, O x the variance of the signal x emitted, ⁇ ⁇ p _ ⁇ ) the variance of the signal estimated at the iteration (p.
  • the equivalent matrix of channel C is determined by implementing the following substeps: determination of a matrix G of size N ⁇ ⁇ LN T representative of the pre-coded vector scheduling carried out before transmission, that is, to say of the diagonal spatial multiplexing:
  • the index k of the considered carrier or of the group of carriers considered is omitted. Note, however, that the processing corresponding to the diagram of this figure is a carrier-applied process per carrier to the received signal.
  • the N samples correspond to N time symbols on one or more carrier (s), depending on the size of the considered system.
  • a temporal variance calculation is performed on the OFDM spectrum.
  • the interference canceling equalization block 50 receives as input the estimated M-area signal ⁇ p 'from the previous iteration and the received signal r, for the carrier k, or the group of index carriers k . It performs the following operations: adapted filtering 50 2 of the received signal r by application of the filtering matrix P H delivering a filtered signal. This filtering takes into account the variance of the previous estimated M-ary signal, the channel matrix, and the
  • O x is often set equal to 1 in transmission
  • O n is the noise estimated at reception, for example by means of pilot sequences.
  • an output of the block 5O 1 is obtained an estimated interference signal; subtraction of the estimated interference signal obtained at the output of the block referenced 5O 1 to the filtered signal obtained at the output of the filtering unit 50 2 to obtain an equalized M-ary signal p 'for the carrier k or the carrier group of index k.
  • the equalized M-ary signal x " p 'then feeds the estimation block 52 which carries out the estimation of the transmitted binary signal, called the estimated binary signal p ' of the transmitted M-ary signal called the estimated M-ary signal.
  • the estimating block 52 may in particular perform some of the following operations:
  • mapping i.e. the conversion of bits into complex symbols
  • the modulation used may for example be a trellis coded modulation (or TCM).
  • TCM trellis coded modulation
  • the iterative transmission / reception algorithm according to the invention is much simpler to implement than the solutions of the prior art, since it does not rely on the construction of an algebraically independent base and on the multiplication of precoded symbols before emission by a complex element of this base (ç " ; ).
  • the algorithm according to the invention makes it possible to overcome the use of a receive type receiver MV, in order to obtain equivalent transmission performance in the antenna configurations for which the TAST codes are optimal ( three transmitting antennas and two or three receiving antennas).
  • new optimal space-time codes are available in terms of diversity and throughput, regardless of the number of transmit and receive antennas.
  • the invention makes it possible to obtain better performances than the solutions of the prior art for systems implementing at least four transmission antennas (four transmitting antennas and two or three receiving antennas, for example). .
  • FIG. 8 thus illustrates the performances, in binary error rate (BER), of the iterative transmission and reception method according to the invention, in a system implementing three transmit antennas and two receiving antennas. More precisely, FIG. 8 illustrates in dashed lines (curve Ref) the optimal theoretical curve that can be reached in such a system, and in solid lines the performances of a receiver according to the invention after a single iteration (curve It 1 ), two iterations (It 2 curve), three iterations (It 3 curve), four iterations (It 4 curve) and five iterations (It 5 curve).
  • the optimal theoretical curve corresponds to an exploitation of the optimal diversity in a given multi-antenna system.
  • the invention approaches the optimal theoretical curve, for a BER of 10.
  • a system implementing the reception method of the invention thus has very good performances, comparable to those obtained with a maximum likelihood type detector in reception, while maintaining a reduced complexity.
  • a transmitter comprises a memory M e 61, a processing unit P e 60, equipped for example with a microprocessor ⁇ P e , and driven by the computer program Pg e 62.
  • the code instructions of the computer program 62 are for example loaded into a RAM memory before being executed by the processor of the processing unit 60.
  • the processing unit 50 receives as input symbols source source x t to emit 63. These source symbols form in particular source vectors, each source vector comprising N ⁇ source symbols, with N ⁇ the number of transmitting antennas, N ⁇ greater than or equal to 2.
  • the microprocessor ⁇ P e of the processing unit 60 implements the steps of the transmission method described above, according to the instructions of the program Pg e 62.
  • the processing unit 60 outputs a signal 64 formed of bursts emitted successively on the N ⁇ transmitting antennas.
  • the bursts emitted comprise precoded symbols, each precoded symbol corresponding to a linear combination with real coefficients of N ⁇ source symbols to be transmitted from a source vector, distributed in such a way that the N ⁇ precoded symbols corresponding to the linear combinations with real coefficients of the N ⁇ source symbols of the same source vector are distributed over said N ⁇ transmission antennas and transmitted at different transmission times.
  • FIG. 7 a simplified block diagram of the iterative receiver of the invention, which comprises a memory M 1 II, a processing unit P ⁇ 70, equipped for example with a microprocessor ⁇ P r , and driven by the computer program Pg ⁇ 72.
  • the code instructions of the computer program 62 are for example loaded into a RAM memory before being executed by the processor of the processing unit 70.
  • the processing unit 70 receives as input a signal received r.
  • the microprocessor ⁇ P of the processing unit 70 performs the iterative equalization and estimation of the signal, described in detail in relation to FIGS. 4 and 5, according to the instructions of the program Pg x . 72.
  • the processing unit 70 outputs an estimated bit signal d and an estimated M-area signal x.

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Abstract

L'invention concerne un procédé d'émission d'un signal mettant en oeuvre N<SUB>T</SUB> antennes d'émission, avec N<SUB>T</SUB> supérieur ou égal à 2. Selon l'invention, un tel procédé comprend: - une étape d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun N<SUB>T</SUB> symboles source à émettre; - une étape de traitement associant auxdits symboles source des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des N<SUB>T</SUB> symboles source d'un vecteur source, de façon que les N<SUB>T</SUB> symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des N<SUB>T</SUB> symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites N<SUB>T</SUB> antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents; - une étape d'émission de salves successives de symboles précodés.

Description

PROCEDE D' EMISSION ET DE RECEPTION D ' UN SIGNAL AYANT SUBI UN PRECODAGE LINEAIRE DANS UN SYSTEME MULTI-ANTENNES
1. Domaine de l'invention
Le domaine de l'invention est celui des communications numériques par 5 voie hertzienne (transmission radio).
Plus précisément, l'invention concerne l'émission et la réception de signaux dans un système multi-antennes mettant en œuvre au moins deux antennes d'émission et au moins une antenne de réception.
L'invention concerne plus particulièrement une technique d'émission et de 0 réception permettant d'exploiter au mieux la diversité spatiale et la capacité de transmission d'un système multi-antennes, notamment dans le cadre d'une réception itérative. On rappelle qu'une telle réception itérative permet, au fil des itérations, d'améliorer la qualité de l'estimation du signal émis en fonction du signal reçu. 5 2. Solutions de l'art antérieur
Dans un système de transmission mettant en œuvre une pluralité d'antennes d'émission et/ou de réception, on cherche classiquement à exploiter au mieux la diversité spatiale, à augmenter le débit ou le rendement de transmission, ou encore à faire un compromis entre ces deux composantes. On rappelle 0 notamment que le rendement d'un code espace-temps peut se définir comme le rapport entre le nombre de symboles utiles transmis sur le nombre de durées symboles nécessaires à leur transmission. Le rendement agit donc directement sur le débit.
Cependant, un inconvénient des techniques permettant une bonne 5 exploitation de la diversité spatiale, comme les codes espace-temps en blocs (en anglais STBC pour « Space Time Block Codes »), par exemple de type Alamouti, est qu'elles ne permettent pas d'optimiser le rendement de transmission.
Autrement dit, ces techniques de l'art antérieur permettent uniquement la transmission de données à faible débit. 0 A l'inverse, les techniques de transmission multi-antennes permettant d'obtenir un rendement optimal, comme par exemple les techniques à base de multiplexage spatial, présentent les inconvénients de requérir au moins autant d'antennes en réception qu'en émission, et de ne pas exploiter la diversité de manière optimale. D'autres techniques basées sur des codes à dispersion linéaire ont alors été proposées. Ces techniques recherchent un compromis entre les codes STBC et le multiplexage spatial, en optimisant de façon conjointe le rendement et l'exploitation de la diversité. Malheureusement, aucune méthode de construction systématique de tels codes optimaux n'a, à ce jour, été proposée. On peut encore citer les techniques de précodage basées sur l'utilisation de matrices de codage unitaires. Bien que ces techniques permettent une exploitation optimale de la diversité, elles reposent sur l'utilisation de matrices de grandes tailles, qui ne sont pas toujours compatibles avec l'utilisation de trames de transmission de petites tailles. Combinées au multiplexage spatial, ces techniques de précodage linéaire permettent, pour certaines configurations d'antennes, d'optimiser la diversité et la capacité d'un système de transmission. Cependant, ces performances optimales sont atteintes uniquement à fort rapport signal à bruit, et pour des configurations d'antennes où le nombre d'antennes d'émission est inférieur ou égal au nombre d'antennes de réception.
Dans le document « On Diagonal Algebraic Space-Time Clock Codes », M.O. Damen et N.C. Beaulieu (IEEE Trans. Commun., vol. 51, No. 6, Juin 2003) ont proposé une technique de codes espace-temps diagonaux appelés codes DAST. Un inconvénient majeur de ces codes est qu'ils ont un rendement unitaire.
Le rendement n'est donc pas optimisé.
De plus, les codes DAST ne fonctionnent que pour un nombre d'antennes d'émission égal à deux, ou multiple de quatre. Les codes DAST ne fonctionnent donc pas avec n'importe quelle configuration d'antennes. Par ailleurs, un autre inconvénient des codes DAST est qu'ils reposent sur l'utilisation de deux types de précodage, un premier reposant sur l'utilisation d'une matrice de rotation, et un second reposant sur une transformation de type Hadamard. Par conséquent, l'utilisation de tels codes DAST confère une importante complexité au système de transmission. Finalement, H. E. Gamal et M. O. Damen ont proposé dans « Universal
Space-Time Coding » (IEEE Trans. Commun., vol. 49, No. 5, pp 1097-1119, Mai 2003) une technique de codage espace-temps à base de codes algébriques « enfilés », les codes TAST (en anglais « Threaded algebric space time »).
Ces codes permettent notamment d'optimiser la diversité et le rendement d'un système de transmission, sous l'hypothèse d'une réception mettant en œuvre un algorithme de type Maximum de Vraisemblance (MV, ou en anglais « ML » pour « Maximum Likelihood »).
La construction de tels codes TAST repose sur l'utilisation, avant émission, d'un précodage des symboles à émettre, regroupés en vecteurs X{ , et la construction d'une base d'éléments indépendants φi , avec 1 < i ≤ L , où L est un entier tel que 1 < L ≤ Nτ , avec Nτ le nombre d'antennes d'émission.
Plus précisément, le précodage des codes TAST est effectué en multipliant chacun des L vecteurs Xt par une matrice de rotation Θ, , les différentes matrices de rotation Θ, pouvant éventuellement être identiques. Ces matrices permettent notamment de maximiser la distance produit minimale, classiquement définie dans les articles scientifiques sur le précodage, comme le document « Algebraic tools to build modulation schemes for fading channels » de X. Giraud, E. Boutillon, et J.-C. Belfiore (IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 43, pp.938-952, Mai 1997). Les symboles précodés issus de ce précodage sont alors multipliés par les éléments de la base {q>ι,...,φL } , où φt est un nombre complexe tel que la base
{ψ\,.. -, ΨL } soit algébriquement indépendante (ce qui signifie que les éléments φt ne peuvent pas être égaux).
Cependant, un inconvénient majeur de cette technique de l'art antérieur est qu'elle n'est pas aisée à mettre en œuvre. En effet, l'utilisation de codes TAST nécessite la construction d'une base {q>l,...,φL } algébriquement indépendante, dont aucun procédé de construction générique n'est donné dans la littérature à ce jour.
Cette technique nécessite de plus la multiplication des symboles précodés, issus du précodage, par les éléments complexes φt de cette base, ce qui rend encore plus complexe l'émission.
Par ailleurs, la construction de ces codes n'est pas systématique pour de nouvelles configurations d'antennes. Notamment, la matrice de précodage est une matrice de rotation qui change avec les configurations d'antennes. Finalement, cette technique de codage espace-temps permet de rendre optimaux la capacité et la diversité du système de transmission sous l'hypothèse d'une réception mettant en œuvre un algorithme de type à maximum de vraisemblance.
Or il est bien connu que l'algorithme de type MV présente l'inconvénient d'induire une grande complexité de traitement, notamment dans le cadre d'une transmission multi-antennes. En effet, la complexité de ces algorithmes augmente de façon exponentielle en fonction du nombre d'antennes et du nombre d'états de la modulation.
L'utilisation de codes TAST confère donc une importante complexité au système de transmission, tant au niveau de l'émission qu'à celui de la réception. 3. Objectifs de l'invention
L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur.
Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique d'émission et de réception d'un signal dans un système multi-antennes, permettant d'optimiser la capacité et l'exploitation de la diversité espace-temps du système multi-antennes.
Notamment, un objectif de l'invention est de proposer une telle technique qui soit optimale sous l'hypothèse d'une réception mettant en œuvre un algorithme itératif. Un autre objectif de l'invention est de fournir une telle technique qui soit optimale quelle que soit la configuration des antennes d'émission/réception. Ainsi, la technique selon l'invention s'adapte notamment à un nombre impair d'antennes d'émission. L'invention a encore pour objectif de proposer une telle technique qui présente une complexité réduite, aussi bien en émission qu'en réception, par rapport aux techniques de l'art antérieur.
Encore un autre objectif de l'invention est de fournir une telle technique qui soit adaptée aussi bien à l'émission et à la réception de signaux monoporteuse qu'à l'émission et à la réception de signaux à porteuses multiples. 4. Exposé de l'invention
L'invention propose une solution nouvelle qui ne présente pas l'ensemble de ces inconvénients de l'art antérieur, sous la forme d'un procédé d'émission d'un signal mettant en œuvre Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à 2.
Selon l'invention, un tel procédé comprend : une étape d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun Nτ symboles source à émettre ; une étape de traitement associant aux symboles source des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source d'un vecteur source, de façon que chaque combinaison linéaire soit fonction d'au moins deux symboles source distincts et que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, avec un rendement strictement supérieur à 1 ; une étape d'émission de salves successives de symboles précodés. Ainsi, l'invention repose sur une approche tout à fait nouvelle et inventive de l'émission d'un signal dans un système multi-antennes, mettant en œuvre une répartition particulière des symboles source à émettre.
Autrement dit, l'invention met en œuvre un traitement des symboles source permettant de répartir les Nτ symboles source d'un vecteur source sur les Nτ antennes d'émission, de telle façon que chaque symbole source soit envoyé par les Nτ antennes d'émission à un temps différent. Ainsi, un symbole source apparaît une seule fois par antenne, et une seule fois par temps/symbole.
On rappelle notamment que le rendement est défini comme le rapport entre le nombre de symboles utiles transmis et le nombre de durées symboles nécessaires à leur transmission.
Ainsi, l'étape d'émission met en œuvre une émission de salves se succédant dans le temps, chaque salve comprenant au moins un symbole précodé et éventuellement des symboles nuls, distribués de façon que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission distincts.
En particulier, chaque salve comprend Nτ symboles, dont au moins un symbole précodé. Ainsi, dans un système multi-antennes présentant trois antennes d'émission par exemple, chaque salve peut comprendre trois symboles précodés, ou bien deux symboles précodés et un symbole nul.
La technique de l'invention est particulièrement avantageuse puisqu'elle permet d'exploiter le rendement maximal et la diversité optimale du système multi-antennes, notamment dans le cadre d'une réception itérative.
Cette solution diffère donc fortement des codes TAST proposés par H. E. Gamal et M. O. Damen. On rappelle en effet que l'utilisation de tels codes induisait une forte complexité tant au niveau de l'émission que de la réception, du fait notamment de la multiplication des symboles précodés issus du précodage par les éléments complexes φt de la base [ψQ,...,φL] algébriquement indépendants et de l'utilisation d'un récepteur à maximum de vraisemblance. De complexité fortement réduite, cette technique de traitement à l'émission s'avère donc, de manière surprenante, optimale pour une réception mettant en œuvre un algorithme itératif.
On peut également noter que la solution proposée fonctionne quelle que soit la configuration des antennes d'émission/réception, et même pour un nombre impair d'antennes à l'émission, ce que ne permettent pas les codes DAST.
Selon une caractéristique particulière de l'invention, l'étape de traitement comprend : une unique étape de précodage linéaire, associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des
Nτ symboles source du vecteur source ; et une étape d'ordonnancement des vecteurs précodés, distribuant les Nτ symboles précodés de chacun des vecteurs précodés sur les Nτ antennes d'émission. Ainsi, selon l'invention, on combine tout d'abord les symboles source à émettre pour former des symboles précodés, et on ordonne ces symboles précodés, de façon que pour chaque vecteur précodé comprenant les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source, les Nτ symboles précodés soient répartis sur les Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents.
Notamment, l'étape de précodage linéaire met en œuvre un produit matriciel d'une matrice source, formée des vecteurs source organisés en lignes successives, par une matrice de précodage carrée de rang plein, délivrant une matrice précodée, formée des vecteurs précodés organisés en lignes successives.
On peut notamment remarquer que la matrice de précodage, de taille Nτ x Nτ , est de rang plein (c'est-à-dire de rang Nτ), ce qui signifie que les lignes et les colonnes de cette matrice sont linéairement indépendantes. Cette matrice est donc inversible. De plus, cette matrice de précodage n'est pas nécessairement unitaire. En particulier, lorsque le nombre de vecteurs précodés est inférieur au nombre Nτ d'antennes d'émission, on complète la matrice précodée par des vecteurs comprenant chacun Nτ symboles nuls.
Ainsi, la matrice précodée obtenue après remplissage par des vecteurs nuls est carrée, de taille Nτ x Nτ .
Selon une caractéristique particulière de l'invention, l'étape d'ordonnancement met en œuvre un multiplexage diagonal des vecteurs précodés.
On peut notamment remarquer que lorsque la matrice précodée est complétée par des vecteurs nuls, l'étape d'ordonnancement met en œuvre un multiplexage diagonal des vecteurs précodés et des vecteurs nuls ajoutés.
Un tel multiplexage est notamment présenté plus en détail dans la suite de la description, en relation avec la figure 3.
Ainsi, selon cette répartition diagonale, les Nτ symboles précodés de chacun des Nτ vecteurs précodés sont répartis sur les Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, notamment sur Nτ temps symboles.
En particulier, l'étape d'émission met en œuvre une émission de Nτ salves successives de symboles précodés.
Plus précisément, les Nτ salves comprennent des symboles précodés distribués de façon que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents.
Ainsi, dans un système multi-antennes présentant par exemple quatre antennes d'émission (soit Nτ = 4), une première salve de symboles précodés est émise au temps ÎQ, une deuxième salve est émise au temps tj = ÎQ + τ, une troisième salve est émise au temps t2 = ÎQ + 2τ, et une quatrième salve est émise au temps t3 = t0 + 3τ, avec τ la durée d'émission d'un symbole précodé ou d'un symbole source, encore appelée « temps symbole ».
Selon cet exemple, les symboles précodés sont distribués de façon que les quatre symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des quatre symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les quatre antennes d'émission et émis à des instants d'émission ÎQ, tj, t2 et t3 différents.
En particulier, le nombre Nτ d'antennes d'émission est impair. Un autre aspect de l'invention concerne également un signal émis selon le procédé d'émission décrit ci-dessus. Un tel signal est formé de salves émises successivement sur Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à 2.
Les salves émises comprennent des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source à émettre d'un vecteur source, distribués de façon que chaque combinaison linéaire soit fonction d'au moins deux symboles source distincts et que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, avec un rendement strictement supérieur à 1.
Un tel signal peut notamment être émis selon le procédé d'émission décrit ci-dessus. Ce signal pourra bien sûr comporter les différentes caractéristiques relatives au procédé d'émission selon l'invention.
Ainsi, selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, ce signal est formé de Nτ salves successives.
Ce signal peut notamment être un signal à porteuses multiples.
Un autre aspect de l'invention concerne encore un procédé de réception d'un signal émis à partir de Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à
2, mettant en œuvre NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à 1. Selon l'invention, un traitement tel que décrit précédemment étant effectué avant émission, le procédé de réception réalise une estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé, et comprend au moins une itération d'amélioration du signal estimé, en fonction du signal reçu et d'un signal estimé précédent. Plus précisément, la (ou les) itération(s) d'amélioration comprennent une étape d'égalisation du signal reçu par annulation d'une interférence affectant le signal. Cette interférence est notamment due à un précodage linéaire effectué avant émission et au canal de transmission du signal, le précodage linéaire associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source du vecteur source.
Autrement dit, le procédé de réception réalise une « première itération » permettant d'estimer le signal reçu, puis une ou plusieurs itérations d'amélioration comprenant une étape d'égalisation du signal reçu par annulation de l'interférence affectant le signal. Ainsi, lors de la première itération, le récepteur procède à une égalisation classique du signal reçu. Lors des itérations suivantes en revanche, les symboles estimés précédemment sont utilisés par le décodeur espace-temps pour annuler l'interférence affectant le signal.
Un tel procédé de réception est notamment adapté à recevoir un signal émis selon le procédé d'émission décrit précédemment.
On peut notamment remarquer que lorsque le signal émis est un signal à porteuses multiples, l'étape d'égalisation est mise en œuvre pour chacune des porteuses du signal reçu, dans les itérations d'amélioration, par annulation de l'interférence affectant chaque porteuse reçue. En particulier, l'interférence affectant le signal est déterminée à partir d'une matrice équivalente de canal C définie par l'équation suivante, pour l ≤ L ≤ Nτ : Θ)
Figure imgf000012_0001
avec : - H une matrice représentative du canal de propagation multi-antennes,
® désigne le produit de Kronecker,
IN une matrice identité de taille Nτ x Nτ ,
Θ une matrice de précodage carrée de rang plein mettant en œuvre le précodage linéaire ;
Figure imgf000013_0001
e k,LNτ un vecteur colonne unitaire comprenant une valeur « 1 », en position k, et ( L - I ) valeurs « 0 » aux positions restantes, et e k,LNτ ) sa transposée ;
Kq) + [q]N - IJ - Nτ , où |_- J désigne la partie
Figure imgf000013_0002
entière inférieure et [ ]N l'opération modulo N .
La matrice G permet notamment de représenter l'ordonnancement des vecteurs précodés mis en œuvre avant émission.
Un autre mode de réalisation de l'invention concerne un dispositif d'émission d'un signal mettant en œuvre Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à 2.
Selon l'invention, un tel dispositif comprend : des moyens d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun Nτ symboles source à émettre ; - des moyens de traitement associant aux symboles source des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source d'un vecteur source, de façon que chaque combinaison linéaire soit fonction d'au moins deux symboles source distincts et que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, avec un rendement strictement supérieur à 1 ; - des moyens d'émission de salves successives de symboles précodés.
Un tel dispositif peut notamment mettre en œuvre le procédé d'émission tel que décrit précédemment. Encore un autre mode de réalisation de l'invention concerne un dispositif de réception d'un signal émis à partir de Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à 2, et mettant en œuvre NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à 1. Selon l'invention, un traitement tel que décrit précédemment étant effectué avant émission sur le signal, le dispositif comprend des moyens d'estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé (« première itération »), et des moyens d'amélioration du signal estimé, en fonction du signal reçu et d'un signal estimé précédent, mettant en œuvre au moins une fois, sous la forme d'une itération d'amélioration, des moyens d'égalisation du signal reçu par annulation d'une interférence affectant le signal. Cette interférence est notamment due à un précodage linéaire effectué avant émission et au canal de transmission du signal, le précodage linéaire associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source du vecteur source.
Un tel dispositif peut notamment mettre en œuvre le procédé de réception tel que décrit précédemment. Il est par conséquent adapté à recevoir un signal émis par le dispositif d'émission décrit précédemment.
Plus précisément, un tel récepteur est beaucoup plus simple qu'un récepteur classique, puisqu'il permet de s'affranchir de la présence d'une multiplication par un nombre complexe (φt ) en émission.
On rappelle à cet effet que la complexité de mise en œuvre des récepteurs est un élément essentiel dans le choix d'un schéma d'émission.
Un autre aspect de l'invention concerne par ailleurs un produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un microprocesseur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en œuvre du procédé d'émission tel que décrit précédemment, et/ou un produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un microprocesseur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en œuvre du procédé de réception tel que décrit précédemment.
Finalement, l'invention concerne un système de communication comprenant Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à 2, et NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à 1. Un tel système comprend, côté émetteur : des moyens d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun Nτ symboles source à émettre ; des moyens de traitement associant aux symboles source des symboles précodés, chaque symbole correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source d'un vecteur source, de façon que chaque combinaison linéaire soit fonction d'au moins deux symboles source distincts et que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, avec un rendement strictement supérieur à 1 ; et des moyens d'émission de salves successives de symboles précodés ; et comprend, côté récepteur : des moyens de réception des salves, formant un signal reçu ; - des moyens d'estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé
(« première estimation ») ; des moyens d'amélioration du signal estimé, en fonction du signal reçu et d'un signal estimé précédent, mettant en œuvre au moins une fois, sous la forme d'une itération d'amélioration, des moyens d'égalisation du signal reçu par annulation d'une interférence affectant le signal. Cette interférence est notamment due à un précodage linéaire effectué avant émission et au canal de transmission du signal, le précodage linéaire associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source du vecteur source. Un tel système peut notamment mettre en œuvre le procédé d'émission et de réception tels que décrit précédemment. 5. Liste des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : la figure 1 présente le principe général de l'émission d'un signal selon l'invention ; - les figures 2A et 2C illustrent un exemple du schéma d'émission de la figure 1 dans un système multi-antennes présentant trois antennes d'émission et trois antennes de réception ; la figure 2B illustre un exemple du schéma d'émission de la figure 1 dans un système multi-antennes présentant trois antennes d'émission et deux antennes de réception ; la figure 3 présente un exemple d'ordonnancement des symboles précodés ; la figure 4 illustre le principe général de la réception d'un signal émis selon le procédé d'émission de l'invention ; - la figure 5 présente un schéma synoptique d'un exemple de traitement effectué sur une porteuse lors d'une itération d'amélioration du signal estimé de l'invention ; la figure 6 présente un schéma synoptique d'un émetteur selon l'invention ; - la figure 7 présente un schéma synoptique d'un récepteur selon l'invention ; la figure 8 illustre les performances de l'invention, comparées aux performances théoriques d'un système multi-antennes à capacité maximale et exploitant la diversité de manière optimale. 6. Description d'un mode de réalisation de l'invention Le principe général de l'invention repose sur une répartition des Nτ symboles source à émettre d'au moins un vecteur source, dans un système multi- antennes mettant en œuvre Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à deux, de façon que chaque combinaison linéaire soit fonction d'au moins deux symboles source distincts et que chaque symbole d'un vecteur source soit envoyé par les Nτ antennes d'émission à un instant d'émission différent. En particulier, les Nτ symboles source à émettre d'un vecteur source sont répartis sur les Nτ antennes d'émission pendant Nτ temps symboles.
Autrement dit, l'invention propose une technique d'émission associant aux symboles source à émettre des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source d'un vecteur source, de façon que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, préférentiellement sur une durée de Nτ temps symboles.
L'invention propose ainsi un nouveau code espace-temps à rendement maximal, exploitant de manière optimale la diversité spatio-temporelle.
On présente, en relation avec la figure 1, le principe général de l'émission selon le mode de réalisation particulier de l'invention.
On considère pour ce faire un système de transmission mettant en œuvre Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à deux, et NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à un.
On note R le rendement du code espace-temps, où R est défini comme le rapport entre le nombre de symboles utiles transmis et le nombre de durées symboles nécessaires à leur transmission.
On rappelle notamment que dans un système multi-antennes, le rendement maximum est égal au minimum du nombre d'antennes d'émission et de réception : i?max = min(%,Λ^) Selon ce mode de réalisation particulier de l'invention, les symboles source à émettre sont regroupés dans une matrice source X , formée de vecteurs source organisés en lignes successives et comprenant chacun Nτ symboles source à émettre. Au cours d'une première étape de précodage 11, la matrice source X est multipliée par une matrice de précodage Θ de rang plein, délivrant une matrice précodée formée de vecteurs précodés organisés en lignes successives, et comprenant chacun Nτ symboles précodés.
On peut notamment remarquer que chaque symbole précodé correspond à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source à émettre d'un desdits vecteurs source.
La matrice de précodage Θ est, selon ce mode de réalisation particulier, une matrice pleine de taille Nτ x Nτ de rang plein, c'est-à-dire de rang Nτ. Cette matrice n'est pas nécessairement unitaire. Au cours d'une étape suivante de conversion série/parallèle 12, on décompose la matrice précodée en L vecteurs précodés portant chacun Nτ symboles précodés, avec L un entier tel que :
L = i?max = min(%,Λ^)
Autrement dit, on démultiplexe le flux des symboles précodés en L sous- flux de Nτ symboles précodés.
Ces L vecteurs précodés entrent au cours d'une étape d'ordonnancement 13 dans un multiplexeur diagonal.
On peut notamment remarquer que lorsque le nombre L de vecteurs précodés est inférieur au nombre Nτ d'antennes d'émission, on complète la matrice précodée par (Nτ - L) vecteurs comprenant chacun Nτ symboles nuls, ou on envoie directement en entrée du multiplexeur diagonal les (Nτ - L) vecteurs nuls.
Au cours de l'étape d'ordonnancement 13, les Nτ symboles précodés de chacun des Nτ vecteurs précodés sont distribués sur les Nτ antennes d'émission pendant Nτ temps symboles, de façon que chacun des Nτ symboles précodés du i- ème vecteur précodé, pour 1 < i ≤ Nτ , soit émis par une antenne différente à un instant différent.
La figure 3 illustre notamment un tel ordonnancement mis en œuvre par multiplexage diagonal, dans un système multi-antennes présentant quatre antennes d'émission.
L'Homme du Métier étendra facilement cet enseignement à un système mettant en œuvre un nombre différent d'antennes.
Selon cette technique, le multiplexeur reçoit en entrée quatre vecteurs précodés, notés par exemple («j a2 a3 a4 ) , (bγ b2 b3 b4 ) , (q c2 C3 C4 ) et (J1 d2 d3 d4 ) . Ces vecteurs sont ensuite ordonnés, de façon à distribuer les quatre symboles composant chaque vecteur sur quatre vecteurs à émettre, et que ces quatre symboles soient émis à des instants différents. Ainsi, le multiplexeur délivre en sortie quatre vecteurs à émettre :
(ai d2 C3 b4 ) , (bγ a2 J3 C4 ) , (q b2 a3 d4 ) , et (d1 C2 b3 a4 ) . On remarque selon cette répartition diagonale que les symboles formant un vecteur précodé définissent une diagonale des vecteurs à émettre :
(aγ,a2,a3,a4 ) = diagl par exemple.
Il est bien entendu que l'exemple présenté en relation avec la figure 3 est purement illustratif. En effet, on pourrait également avoir, selon une variante de réalisation de l'invention, diagl - {bγ,b2,b3,b4 ) , diagl - (q, C2, C3, C4 ) , ou encore diagl - ( J1 , d2 ,d3 ,d4 ) .
Cette étape d'ordonnancement 13 peut notamment être suivie d'une opération de modulation OFDM sur chacun des vecteurs à émettre. On construit ainsi, pour chacun des vecteurs à émettre, au moins un symbole OFDM à partir des Nτ symboles du vecteur à émettre.
Les Nτ vecteurs à émettre (ou les symboles OFDM correspondant) sont alors émis par les Nτ antennes d'émission.
On peut notamment remarquer que la technique selon l'invention nécessite une seule opération de multiplication matricielle par une matrice de précodage, à l'inverse des codes TAST qui nécessitent pour leur construction la multiplication de chacun des vecteurs source Xj par une matrice de rotation Θ, . Selon les techniques de l'art antérieur, il peut donc y avoir jusqu'à Nτ matrices de rotation Θ, distinctes.
De plus, le procédé selon l'invention ne nécessite pas la multiplication des symboles précodés par un nombre complexe φt comme l'imposent les codes TAST. Il n'est donc pas nécessaire selon l'invention de construire une base d'éléments complexes (^)1,..., φL } algébriquement indépendants, c'est-à-dire dont les éléments φt ne peuvent pas être égaux.
On illustre en relation avec les figures 2A à 2C deux exemples de mise en œuvre de la technique d'émission selon l'invention dans un système multi- antennes.
Les figures 2A et 2C illustre ainsi un exemple pour un système mettant en œuvre trois antennes d'émission et trois antennes de réception.
On considère selon cet exemple 9 symboles source xt à émettre, pour i entier allant de 1 à 9.
La matrice source, formée des vecteurs source (jq X2 X3) , (x4 X5 JCg) , (xj X8 JC9 ) organisés en lignes successives, est donc de la forme :
Figure imgf000020_0001
Au cours de la première étape de précodage 11, la matrice source X est multipliée par une matrice de précodage Θ de rang plein, délivrant une matrice précodée Y. En considérant par exemple :
Figure imgf000020_0002
on obtient : y\ yi >"3 Xl + X2 + XT1 Xγ — X2 + XT1 Xγ + X2 — XT1
1
Y = X - Q = J4 Ή yβ X4 + X5 + Xβ X4 — X5 + Xβ X4 + X5 — Xfr X1 + X8 + X9 X1 - X8 + X9 X1 + X8 - X9 Au cours de l'étape suivante de conversion série/parallèle 12, on décompose la matrice précodée en L vecteurs précodés, avec L = RmΑX = min(Nτ,NR) = 3 : (yι y2 y3) , (y4 y5 y6) et (y7 y% y9 ) sont des vecteurs précodés comprenant chacun Nτ symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source d'un vecteur source.
On réalise ensuite un ordonnancement 13 des vecteurs précodés, distribuant les Nτ symboles précodés de chacun des vecteurs précodés sur les Nτ antennes d'émission pendant Nτ temps symboles, selon un multiplexage diagonal tel que décrit précédemment en relation avec la figure 3.
Les vecteurs à émettre sur chacune des antennes d'émission sont de la forme :
(^l y A yi ) à émettre sur la première antenne d'émission 21 ; (>"8 yi y ?> ) à émettre sur la deuxième antenne d'émission 22 ; et - ()>6 y^ J3) à émettre sur la troisième antenne d'émission 23.
On constate ainsi que selon l'invention, les Nτ symboles précodés y\ ^y 2 ^y ^ i correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source du vecteur source (jq X2 X3) sont répartis sur les Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, sur Nτ temps symboles. De même les symboles précodés y4,y5,y6 , correspondant aux combinaisons linéaires des symboles source du vecteur source (x4 x$ Xβ) sont répartis sur les Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, sur Nτ temps symboles, et les symboles précodés yj,y^,yg , correspondant aux combinaisons linéaires des symboles source du vecteur source {xη x% JC9 ) sont répartis sur les Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, sur une durée de Nτ temps symboles.
Par exemple, à l'instant d'émission ÎQ, l'antenne 21 émet le symbole précodé J1 , l'antenne 22 émet le symbole précodé _y8 , et l'antenne 23 émet le symbole précodé _y6 , regroupés dans une première salve. A l'instant d'émission tj, l'antenne 21 émet le symbole précodé _y4 , l'antenne 22 émet le symbole précodé _y2 , et l'antenne 23 émet le symbole précodé _y9 , regroupés dans une deuxième salve, et à l'instant d'émission t2, l'antenne 21 émet le symbole précodé y j , l'antenne 22 émet le symbole précodé _y5 , et l'antenne 23 émet le symbole précodé _y3 , regroupés dans une troisième salve. Ainsi, comme illustré en figure 2C, on vérifie qu'un symbole source n'apparaît qu'une seule fois par antenne, et qu'une seule fois par temps/symbole.
Comme indiqué précédemment en relation avec la figure 1, les symboles précodés des vecteurs à émettre (^ y ^ J7 ) , [y% _y2 y ^ ) et (_y6 _y9 _y3) peuvent subir une modulation OFDM avant émission. On constate bien que le rendement obtenu est maximal, puisqu'on émet les
Xi symboles source sur les trois antennes d'émission pendant trois temps symboles (ÎQ, tj et t2), ce qui conduit à un rendement R égal à 3. La diversité optimale est également exploitée : Nτ x NR = 9 sur canaux de Rayleigh indépendants. On présente désormais en relation avec la figure 2B un exemple de mise en œuvre de la technique d'émission selon l'invention dans un système multi- antennes présentant trois antennes d'émission et deux antennes de réception.
On considère selon cet exemple 6 symboles source xt à émettre, pour i entier allant de 1 à 6. La matrice source, formée des vecteurs source [xγ X2 X 3) et
(JC4 x$ Xβ ) organisés en lignes successives, est donc de la forme :
Figure imgf000022_0001
L'étape de précodage l i a déjà été décrite en relation avec les figures 1 et 2A. Selon cet exemple, on obtient une matrice précodée de la forme : F = χ . Θ = f "Vl Jl 373I = — f Xl + X2 + X3 *i ~ *2 + *3 ^1 + ^2 - ^3 l)>4 3^5 yβ) Λ/3 [*4 + *5 + *6 *4 - *5 + *6 *4 + *5 - *6 , avec la matrice de précodage Θ telle que décrite précédemment en relation avec la figure 2A.
Au cours de l'étape de conversion série/parallèle 12, on décompose la matrice précodée en L vecteurs précodés, avec L = i?max = min(Nτ,NR) = 2. On obtient deux vecteurs précodés ( J1 y2 ^) et (_y4 _y5 y6) .
On ajoute donc en entrée du multiplexeur diagonal un nouveau vecteur comprenant uniquement des symboles nuls (0 0 0) , de façon à avoir autant de vecteurs entrant dans le multiplexeur diagonal que d'antennes d'émission. Comme décrit précédemment, on réalise alors un ordonnancement 13 des vecteurs précodés distribuant les trois symboles précodés de chacun des vecteurs précodés sur les trois antennes d'émission pendant trois temps symboles.
Les vecteurs à émettre sur chacune des antennes d'émission sont alors de la forme : - (^1 _y4 0) à émettre sur la première antenne d'émission 21 ;
(θ J2 J5 ) à émettre sur la deuxième antenne d'émission 22 ; et [y 6 0 J3) à émettre sur la troisième antenne d'émission 23. Ainsi, au temps t0 une première salve est émise comprenant les symboles précodés (^,0,J6) , puis au temps tj une deuxième salve est émise comprenant les symboles précodés (y4,y2,θ) , et finalement au temps t2 une troisième salve est émise comprenant les symboles précodés (0,^,J3) .
Comme décrit précédemment, cette étape d'ordonnancement 13 peut notamment être suivie d'une opération de modulation OFDM sur chacun des vecteurs à émettre. On constate de nouveau que le rendement obtenu est maximal, c'est-à-dire
R est égal à 2. La diversité optimale est également exploitée : Nτ x NR = 6 sur canaux de Rayleigh indépendants.
On présente désormais, en relation avec la figure 4, le principe général de la réception d'un signal émis selon le procédé d'émission de l'invention. On se place par exemple dans le cadre de l'émission d'un signal à porteuses multiples.
Le récepteur itératif proposé tire profit du décodage de canal pour améliorer le décodage en blocs espace-temps en supprimant des termes d'interférences.
Plus précisément, un tel récepteur comprend deux étages, à savoir un « demapper » espace-temps 44 (i.e. un convertisseur de symboles en éléments binaires) et un décodeur de canal 46, qui échangent des informations extrinsèques dans une boucle itérative, jusqu'à ce que le récepteur converge. Ces étages sont séparés par un entrelaceur 42j, utilisé pour décorréler les sorties, avant de les fournir à l'étage de décodage suivant. Ainsi, un signal r est reçu sur NR antennes de réception référencées 45 j à
45^ . Chaque antenne de réception 45 j à 45^ reçoit une combinaison linéaire des symboles émis sur chacune des Nτ antennes d'émission. Le premier étage de « demapping » 44 permet tout d'abord de démoduler (démodulation OFDM) le signal à porteuses multiples reçu sur les NR antennes de réception. Ce premier étage comprend également un premier bloc 40 de décodage linéaire espace-temps de type MMSE (« Minimum Mean Square Error » pour « minimisation de l'erreur quadratique moyenne »). Le signal égalisé îcp' délivré en sortie du bloc de décodage espace-temps 40 alimente ensuite un module de « demapping » M 43 j, avant de subir une opération de désentrelacement II 42j puis un décodage de canal CC 41. En sortie du deuxième étage 46 de décodage de canal, on obtient un signal binaire estimé d, obtenu à partir de décisions dures (« hard »), et un signal binaire codé estimé b , obtenu à partir de décisions souples (« soft »).
Le procédé étant itératif, on fait subir à ce signal binaire codé estimé b un nouvel entrelacement II 422 et un nouveau « mapping » M 432, afin d'obtenir un signal M-aire estimé x , que l'on peut réinjecter dans le bloc 40 de décodage espace-temps MMSE pour une itération suivante d'amélioration de l'estimation du signal reçu.
Lors de la première itération, le récepteur procède à une égalisation classique du signal reçu, de type MMSE. Lors des itérations suivantes d'amélioration, en revanche, les symboles estimés précédemment sont utilisés par le décodeur espace-temps pour annuler une interférence résiduelle.
Pour ce faire, les itérations d'amélioration du signal reçu comprennent, pour chacune des porteuses du signal reçu, les étapes suivantes : filtrage de la porteuse ou du groupe de porteuses reçue(s) ; - détermination d'une interférence affectant la porteuse ou le groupe de porteuses reçue(s) délivrant une interférence estimée, ladite interférence étant générée à l'émission du signal multiporteuse (lors du précodage linéaire du signal) et due au canal de transmission ; soustraction de l'interférence estimée à la porteuse ou au groupe de porteuses filtrée(s), de façon à obtenir une porteuse ou un groupe de porteuses améliorée(s) ; égalisation de la porteuse ou du groupe de porteuses améliorée(s) ; estimation, à partir de la porteuse ou du groupe de porteuses égalisée(s) de la porteuse ou du groupe de porteuses émise(s), délivrant une porteuse ou un groupe de porteuses estimée(s) ; le signal estimé tenant compte de chacune des porteuses estimées.
On présente plus précisément, en relation avec la figure 5, un exemple d'itération d'amélioration de l'estimation du signal reçu mise en œuvre selon l'invention. On dispose en entrée d'un vecteur x(p l) représentatif de l'une ou plusieurs des porteuses du signal multiporteuse estimé au cours de l'itération de rang (p-1). On considère par exemple le vecteur x(p^\k) représentatif de la porteuse de rang k du signal multiporteuse. Dans une variante de réalisation, x(p l) peut être représentatif d'un groupe de porteuses. On procède porteuse par porteuse (ou groupe de porteuses par groupe de porteuses) et, à chaque itération, on retire au signal reçu, préalablement filtré, un terme d'interférences, qui est estimé à partir des estimations du signal émis fournies par les itérations précédentes. Cette annulation d'interférences peut notamment prendre en compte la variance, ou l'énergie, de l'estimée du signal émis.
Plus précisément, on procède à une égalisation de chacune des porteuses du signal reçu, selon la formule suivante : x(p) {k) = PHr{k) - Q^x^ (k) , où : x(p)(k) désigne le vecteur représentatif du signal égalisé à l'itération p pour la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k, x(p~l)(k) désigne le vecteur représentatif du signal estimé à l'itération (p-1) pour la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k, r(k) désigne le signal reçu après démodulation OFDM sur la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k et où Y*H et Q H sont deux filtres matriciels qui ont pour forme :
Figure imgf000026_0001
QH = ddiag(PHC) avec C une matrice équivalente de canal représentative du canal de transmission et du traitement mis en œuvre à l'émission, I la matrice identité, Ox la variance du signal x émis, σ ^p_\) la variance du signal estimé à l'itération (p-
1) et l'inverse du rapport signal à bruit moyen. On notera que l'opérateur
Figure imgf000026_0002
(.) désigne l'opérateur transposé conjugué et que l'opérateur ddiagÇ) associe à une matrice A une matrice ddiag(A) dont tous les termes sont identiques à ceux de la matrice A à l'exception des termes diagonaux qui sont égaux à zéro.
Plus précisément, la matrice équivalente de canal C est déterminée en mettant en œuvre les sous-étapes suivantes : détermination d'une matrice G de taille Nτ x LNT représentative de l'ordonnancement des vecteurs précodés effectué avant émission, c'est-à-dire du multiplexage spatial diagonal :
Figure imgf000026_0003
avec ek Jj1J un vecteur colonne unitaire comprenant une valeur « 1 », en position k, et ( L - I ) valeurs « 0 » aux autres positions, / I e^ ^ \ \r sa transposée ; et
Figure imgf000026_0004
|_-J désigne la partie entière inférieure et [ ]N l'opération modulo N . détermination de la matrice équivalente C de taille NRNT x LNT : C = (I^ 0 H) - G - (I, avec :
" H une matrice représentative du canal de propagation MIMO de taille NR x Nτ , ' ® désigne le produit de Kronecker,
" Θ la matrice de précodage utilisée à l'émission, et " Ijy une matrice identité de taille Nτ x Nτ .
Par souci de simplification, on omet, dans la description de la figure 5 ci- dessous, l'indice k de la porteuse considérée ou du groupe de porteuses considéré. On notera cependant que le traitement correspondant au schéma de cette figure est un traitement appliqué porteuse par porteuse au signal reçu.
Le bloc de calcul de variance 51 calcule la variance σ\(p--1) du signal M- aire estimé à l'itération de rang (p-1), en moyennant l'énergie de ce signal sur un nombre d'échantillons suffisant : σ ^p_\) = 2^ (P-I) , où N est un entier n=0 suffisamment grand (typiquement de la taille d'une trame). Les N échantillons correspondent à N symboles temporels sur une, ou plusieurs, porteuse(s), en fonction de la dimension du système considéré. On procède donc à un calcul de variance en temporel sur le spectre OFDM.
Le bloc d'égalisation par annulation d'interférence 50 reçoit en entrée le signal M-aire estimé îcp~ ' issu de l'itération précédente et le signal reçu r, pour la porteuse k, ou le groupe de porteuses d'indice k. Il réalise les opérations suivantes : filtrage adapté 5O2 du signal reçu r par application de la matrice de filtrage PH délivrant un signal filtré. Ce filtrage tient compte de la variance du signal M-aire estimé précédent, de la matrice de canal, et du
2 rapport signal à bruit —y comme indiqué dans la formule proposée ci-
dessus pour P . Ox est souvent fixé égal à 1 en émission, et On est le bruit estimé en réception, par exemple au moyen de séquences pilotes. On obtient ainsi en sortie du bloc de filtrage 5O2 un signal filtré pour la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k ; création 5O1 des interférences à partir d'un signal M-aire estimé précédent τcp~ ' par multiplication à gauche de ce signal M-aire estimé précédent par une matrice d'interférences QH , qui tient compte de la matrice de canal et de la variance du signal M-aire estimé précédent σ ^p_\) . Cette forme de filtrage du signal estimé permet de pondérer la correction apportée par l'annuleur d'interférences. On obtient ainsi en sortie du bloc 5O1 un signal d'interférences estimées ; - soustraction du signal d'interférences estimées obtenu en sortie du bloc référencé 5O1 au signal filtré obtenu en sortie du bloc de filtrage 5O2 pour obtenir un signal M-aire égalisé îcp' pour la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k.
Le signal M-aire égalisé x"p' alimente ensuite le bloc d'estimation 52 qui réalise l'estimation : du signal binaire émis, appelé signal binaire estimé ôrp' ; du signal M-aire émis appelé signal M-aire estimé îcp' pour la porteuse k, ou le groupe de porteuses d'indice k, ou seulement de l'un de ces signaux. Le bloc d'estimation 52 peut notamment réaliser certaines des opérations suivantes :
- « mapping » (i.e. la conversion d'éléments binaires en symboles complexes) ;
- désentrelacement ; - décodage de canal ;
- ré-entrelacement ;
- « mapping » souple.
En effet, la modulation utilisée peut être par exemple une modulation codée en treillis (ou TCM). On constate ainsi que l'algorithme d'émission/réception itérative selon l'invention est beaucoup plus simple à mettre en œuvre que les solutions de l'art antérieur, puisqu'il ne repose pas sur la construction d'une base algébriquement indépendante et sur la multiplication des symboles précodés avant émission par un élément complexe de cette base ( ç»; ). De plus, l'algorithme selon l'invention permet de s'affranchir de l'utilisation d'un récepteur de type MV en réception, pour obtenir des performances de transmission équivalentes dans les configurations d'antennes pour lesquelles les codes TAST sont optimaux (trois antennes d'émission et deux ou trois antennes de réception).
On dispose ainsi, selon l'invention, de nouveaux codes espace-temps optimaux en termes de diversité et de débit, quel que soit le nombre d'antennes d'émission et de réception.
Par exemple, l'invention permet d'obtenir de meilleures performances que les solutions de l'art antérieur pour des systèmes mettant en œuvre au moins quatre antennes d'émission (quatre antennes d'émission et deux ou trois antennes de réception par exemple).
La figure 8 illustre ainsi les performances, en taux d'erreur binaire (TEB, ou en anglais BER pour « Binary Error Rate »), du procédé d'émission et de réception itératif selon l'invention, dans un système mettant en œuvre trois antennes d'émission et deux antennes de réception. Plus précisément, la figure 8 illustre en pointillé (courbe Ref) la courbe théorique optimale pouvant être atteinte dans un tel système, et en trait plein les performances d'un récepteur selon l'invention après une seule itération (courbe It1), deux itérations (courbe It2), trois itérations (courbe It3), quatre itérations (courbe It4) et cinq itérations (courbe It5). La courbe théorique optimale correspond à une exploitation de la diversité optimale dans un système multi-antennes donné. Cette courbe théorique s'obtient en utilisant un schéma MIMO à une antenne d'émission et Nτ x NR antennes en réception, associé à un récepteur MRC (« Maximum Ration Combining ») bien connu de l'Homme du Métier. Un tel récepteur est notamment décrit par J. Proakis dans le document « Digital Communications » (3ème édition McGraw- HiU, 1995, pp 777-795).
On constate ainsi que les performances en réception sont améliorées lorsque le nombre d'itérations augmente. Ainsi, après seulement quatre itérations,
_4 l'invention avoisine la courbe théorique optimale, pour un TEB de 10 .
Un système mettant en œuvre le procédé de réception de l'invention présente donc de très bonnes performances, comparables à celles obtenues avec un détecteur de type maximum de vraisemblance en réception, tout en conservant une complexité réduite. On présente finalement, en relation avec les figures 6 et 7, la structure matérielle d'un émetteur (figure 6) et d'un récepteur itératif (figure 7) mettant en œuvre la méthode décrite ci-dessus.
Un émetteur comprend une mémoire Me 61, une unité de traitement Pe 60, équipée par exemple d'un microprocesseur μPe, et pilotée par le programme d'ordinateur Pge 62.
A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 62 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 60. L'unité de traitement 50 reçoit en entrée des symboles source xt à émettre 63. Ces symboles source forment notamment des vecteurs source, chaque vecteur source comprenant Nτ symboles source, avec Nτ le nombre d'antennes d'émission, Nτ supérieur ou égal à 2.
Le microprocesseur μPe de l'unité de traitement 60 met en œuvre les étapes du procédé d'émission décrites précédemment, selon les instructions du programme Pge 62. L'unité de traitement 60 délivre en sortie un signal 64 formé de salves émises successivement sur les Nτ antennes d'émission. Les salves émises comprennent des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source à émettre d'un vecteur source, distribués de façon que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents.
On présente finalement, en relation avec la figure 7, un synoptique simplifié du récepteur itératif de l'invention, qui comprend une mémoire M1 Il, une unité de traitement Pτ 70, équipée par exemple d'un microprocesseur μPr, et pilotée par le programme d'ordinateur Pgτ 72.
A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 62 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 70. L'unité de traitement 70 reçoit en entrée un signal reçu r. Le microprocesseur μP de l'unité de traitement 70 réalise l'égalisation et l'estimation itératives du signal, décrites en détail en relation avec les figures 4 et 5, selon les instructions du programme Pgx. 72. L'unité de traitement 70 délivre en sortie un signal binaire estimé d et un signal M-aire estimé x.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé d'émission d'un signal mettant en œuvre Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à 2, caractérisé en ce qu'il comprend : - une étape d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun Nτ symboles source à émettre ; une étape de traitement associant auxdits symboles source des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source d'un vecteur source, de façon que chaque combinaison linéaire soit fonction d'au moins deux symboles source distincts et que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, avec un rendement strictement supérieur à 1 ; une étape d'émission de salves successives de symboles précodés.
2. Procédé d'émission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape de traitement comprend : - une unique étape de précodage linéaire (11), associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant lesdits Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source dudit vecteur source ; et une étape d'ordonnancement (13) desdits vecteurs précodés, distribuant lesdits Nτ symboles précodés de chacun desdits vecteurs précodés sur lesdites Nτ antennes d'émission.
3. Procédé d'émission selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite étape de précodage linéaire (11) met en œuvre un produit matriciel d'une matrice source, formée desdits vecteurs source organisés en lignes successives, par une matrice de précodage carrée de rang plein, délivrant une matrice précodée, formée desdits vecteurs précodés organisés en lignes successives.
4. Procédé d'émission selon la revendication 3, caractérisé en ce que lorsque le nombre de vecteurs précodés est inférieur au nombre Nτ d'antennes d'émission, on complète ladite matrice précodée par des vecteurs comprenant chacun Nτ symboles nuls.
5. Procédé d'émission selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que ladite étape d'ordonnancement (13) met en œuvre un multiplexage diagonal desdits vecteurs précodés.
6. Procédé d'émission selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que ladite étape d'émission met en œuvre une émission de Nτ salves successives de symboles précodés.
7. Procédé d'émission selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que le nombre Nτ d'antennes d'émission est impair.
8. Signal émis selon le procédé d'émission de l'une quelconque des revendications 1 à 7.
9. Procédé de réception d'un signal émis à partir de Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à 2, mettant en œuvre NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à 1, caractérisé en ce que, un traitement étant effectué avant émission sur ledit signal de façon que lesdites Nτ antennes d'émission émettent des salves comprenant des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source à émettre d'un vecteur source, distribués de façon que chaque combinaison linéaire soit fonction d'au moins deux symboles source distincts et que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, avec un rendement strictement supérieur à 1, ledit procédé comprend une estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé, et au moins une itération d'amélioration dudit signal estimé, en fonction dudit signal reçu et d'un signal estimé précédent, ladite au moins une itération d'amélioration comprenant une étape d'égalisation dudit signal reçu par annulation d'une interférence affectant ledit signal, due au moins à un précodage linéaire effectué avant émission et au canal de transmission dudit signal, ledit précodage linéaire associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant lesdits Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source dudit vecteur source.
10. Procédé de réception selon la revendication 9, caractérisé en ce que ladite interférence est déterminée à partir d'une matrice équivalente de canal C définie par l'équation suivante, pour 1 < L ≤ Nτ : Θ)
Figure imgf000034_0001
avec :
H une matrice représentative du canal de propagation multi-antennes,
® désigne le produit de Kronecker, - IN une matrice identité de taille Nτ x Nτ ,
Θ une matrice de précodage carrée de rang plein mettant en œuvre ledit précodage linéaire ;
Figure imgf000034_0002
ek,LNτ un vecteur colonne unitaire comprenant une valeur « 1 », en
/ \r position k, et ( L - 1 ) valeurs « 0 » aux positions restantes, I e^ ^ \ sa transposée ; et
Kq) = + [q]N - I J - Nτ , où |_- J désigne la partie
Figure imgf000034_0003
entière inférieure et [ ]N l'opération modulo N .
11. Dispositif d'émission d'un signal mettant en œuvre Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à 2, caractérisé en ce qu'il comprend : des moyens d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun Nτ symboles source à émettre ; des moyens de traitement associant auxdits symboles source des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source d'un vecteur source, de façon que chaque combinaison linéaire soit fonction d'au moins deux symboles source distincts et que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, avec un rendement strictement supérieur à 1 ; des moyens d'émission de salves successives de symboles précodés.
12. Dispositif de réception d'un signal émis à partir de Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à 2, mettant en œuvre NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à 1, caractérisé en ce que, un traitement étant effectué avant émission sur ledit signal de façon que lesdites Nτ antennes d'émission émettent des salves comprenant des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source à émettre d'un vecteur source, distribués de façon que chaque combinaison linéaire soit fonction d'au moins deux symboles source distincts et que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, avec un rendement strictement supérieur à 1, ledit dispositif comprend des moyens d'estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé, et des moyens d'amélioration dudit signal estimé, en fonction dudit signal reçu et d'un signal estimé précédent, mettant en œuvre au moins une fois, sous la forme d'une itération d'amélioration, des moyens d'égalisation dudit signal reçu par annulation d'une interférence affectant ledit signal, due au moins à un précodage linéaire effectué avant émission et au canal de transmission dudit signal, ledit précodage linéaire associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant lesdits Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source dudit vecteur source.
13. Produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un microprocesseur, caractérisé en ce qu'il comprend des instructions de code de programme pour la mise en œuvre du procédé d'émission selon l'une au moins des revendications 1 à 7.
14. Produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un microprocesseur, caractérisé en ce qu'il comprend des instructions de code de programme pour la mise en œuvre du procédé de réception selon l'une au moins des revendications 9 et 10.
15. Système de communication comprenant Nτ antennes d'émission, avec Nτ supérieur ou égal à 2, et NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à 1, caractérisé en ce qu'il comprend : des moyens d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun Nτ symboles source à émettre ; - des moyens de traitement associant auxdits symboles source des symboles précodés, chaque symbole correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des Nτ symboles source d'un vecteur source, de façon que chaque combinaison linéaire soit fonction d'au moins deux symboles source distincts et que les Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites Nτ antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, avec un rendement strictement supérieur à 1 ; - des moyens d'émission de salves successives de symboles précodés ; des moyens de réception desdites salves, formant un signal reçu ; des moyens d'estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé ; des moyens d'amélioration dudit signal estimé, en fonction dudit signal reçu et d'un signal estimé précédent, mettant en œuvre au moins une fois, sous la forme d'une itération d'amélioration, des moyens d'égalisation dudit signal reçu par annulation d'une interférence affectant ledit signal, due au moins à un précodage linéaire effectué avant émission et au canal de transmission dudit signal, ledit précodage linéaire associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant lesdits Nτ symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des Nτ symboles source dudit vecteur source.
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Non-Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
BOUVET PIERRE-JEAN: "Récepteurs itératifs pour systèmes multi-antennes", 13 December 2005, RENNES, FRANCE, XP002425463 *
BOUVET P-J ET AL: "Low Complexity Iterative Receiver for Linear Precoded MIMO Systems", SPREAD SPECTRUM TECHNIQUES AND APPLICATIONS, 2004 IEEE EIGHTH INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON SYDNEY, AUSTRALIA 30 AUG.-2 SEPT. 2004, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, 30 August 2004 (2004-08-30), pages 17 - 21, XP010754900, ISBN: 0-7803-8408-3 *
BOUVET P-J ET AL: "Low complexity iterative receiver for non-orthogonal space-time block code with channel coding", VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE, 2004. VTC2004-FALL. 2004 IEEE 60TH LOS ANGELES, CA, USA 26-29 SEPT. 2004, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, 26 September 2004 (2004-09-26), pages 1289 - 1293, XP010786832, ISBN: 0-7803-8521-7 *
BOUVET, PIERRE-JEAN: "Iterative receivers for multi-antenna systems", 13 December 2005, RENNES, XP002425464 *
DAMEN M O ET AL: "On diagonal algebraic space-time block codes", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, US, vol. 51, no. 6, June 2003 (2003-06-01), pages 911 - 919, XP002985202, ISSN: 0090-6778 *
HESHAM EL GAMAL ET AL: "Universal Space-Time Coding", IEEE TRANSACTIONS ON INFORMATION THEORY, IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, US, vol. 49, no. 5, May 2003 (2003-05-01), pages 1097 - 1119, XP011074756, ISSN: 0018-9448 *
XAVIER GIRAUD ET AL: "Algebraic Tools to Build Modulation Schemes for Fading Channels", IEEE TRANSACTIONS ON INFORMATION THEORY, IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, US, vol. 43, no. 3, May 1997 (1997-05-01), XP011026803, ISSN: 0018-9448 *
YAN XIN ET AL: "High-rate layered space-time transmissions based on constellation-rotation", WIRELESS COMMUNICATIONS AND NETWORKING CONFERENCE, 2002. WCNC2002. 2002 IEEE, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, vol. 1, 17 March 2002 (2002-03-17), pages 471 - 476, XP010585811, ISBN: 0-7803-7376-6 *
YAN, ZHIYONG; WONG, KON MAX; LUO, ZHI-QUAN: "Optimal Diagonal Precoder for Multiantenna Communication Systems", IEEE TRANS. ON SIGNAL PROCESSING, vol. 53, no. 6, June 2005 (2005-06-01), pages 2089 - 2100, XP002396812 *

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