WO2011141666A1 - Procedes d'emission et de reception d'un signal multiporteuse, emetteur, recepteur, signal de retour et programme d'ordinateur correspondants - Google Patents

Procedes d'emission et de reception d'un signal multiporteuse, emetteur, recepteur, signal de retour et programme d'ordinateur correspondants Download PDF

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WO2011141666A1
WO2011141666A1 PCT/FR2011/051028 FR2011051028W WO2011141666A1 WO 2011141666 A1 WO2011141666 A1 WO 2011141666A1 FR 2011051028 W FR2011051028 W FR 2011051028W WO 2011141666 A1 WO2011141666 A1 WO 2011141666A1
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WO
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channel
matrix
eigenvalues
samples
transmission
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PCT/FR2011/051028
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Laurent Cariou
Moussa Diallo
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France Telecom
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Publication date
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    • H04L5/0014—Three-dimensional division
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Definitions

  • the field of the invention is that of digital communications, and more specifically communications requiring knowledge of the transmit transmission channel.
  • the invention relates to the transmission and reception of a multicarrier signal making it possible to obtain, at the transmitter, an estimate of the transmission channel by means of information sent back in a return signal from the receiver, also called "feedback".
  • the invention finds particular applications in transmission systems of the type
  • MEMO single-user for example implementing beams (in English “beamforming” for “beam forming"), or multi-users, for example implementing a technique of SDMA type (in English “spatial division multiple access” for “Spatially distributed multiple access”), or in information allocation algorithms (also called “bit loading”).
  • the invention finds applications in transmission systems according to the IEEE 802.1 ln standard and its future versions, in particular the 802.1 lac and 802.1 l ad versions, as well as in future generation cellular transmission systems (in English).
  • “LTE Advanced” for “Long Term Evolution Advanced”) that use the SDMA technique.
  • the so-called “beamforming” technique makes it possible to focus the transmission power towards a particular receiver, and thus to increase the signal-to-noise ratio on reception. As a result, it is possible to transmit data with a higher modulation.
  • the transmission rate obtained with this "beamforming" technique requiring knowledge of the channel on transmission is therefore greater than the transmission rate obtained in a transmission system without knowledge of the channel at the time of transmission.
  • emission ie without "feedback"
  • the amount of information to be retransmitted on the return channel according to this mode can easily become very important, due to a large number of carriers, the number of MIMO subchannels between the different inputs and outputs, the number of users, etc.
  • the time required to transmit this return information to the sender, and therefore the duration of the polling phase, is therefore increasingly important, which affects the overall efficiency of the transmission.
  • the representative matrix of the transmission channel between the transmitter and the receiver is estimated at the receiver, then sampled on N bits and transmitted on the return channel.
  • a factor of reducing the amount of information transmitted by two or four can still be gained, often to the detriment of the quality of the feedback.
  • the generated flow loss can completely compensate for the transmission rate gains obtained by using a technique requiring knowledge of the channel on transmission (ie with "Feedback").
  • the number of transmitting and / or receiving antennas increases, as well as the number of carriers, and possibly the number of users (in particular the case of the SDMA). .
  • the invention proposes an even more efficient transmission / reception technique, in the form of a method of receiving a signal corresponding to a multicarrier signal transmitted by a transmitter via at least one transmission channel, said multicarrier signal comprising at least one transmission channel. least one guard interval, and said receiving method comprising a step of estimating the transmission channel, delivering information on the channel in the frequency domain, called the frequency response.
  • the reception method also comprises:
  • a step of transforming the frequency response to the time domain delivering a time response of the channel, comprising time samples representative of the channel located in a time interval having a length less than or equal to that of the guard interval,
  • the reception method implements : a step of transforming the frequency response towards a transformed domain, delivering a response of the channel in the transformed domain,
  • the invention thus proposes to convert the information on the channel, which is conventionally obtained in the frequency domain, to a transformed domain (such as the time domain), in order to return this information to the transmitter in the transformed domain.
  • the feedback and feedback compression techniques are generally based on the transmission of information on the channel as it is obtained and used by the multicarrier modulation, that is to say in its frequency form.
  • the amount of information transmitted from the receiver to the transmitter is reduced.
  • the transformation step according to the invention makes it possible to concentrate the representative time samples of the channel in an interval having a length (in number of temporal samples) less than or equal to that of the guard interval of the multicarrier signal. These time samples representative of the channel correspond to the impulse response of the channel.
  • the transformation step according to the invention makes it possible to concentrate the representative samples of the channel in the transformed domain in an interval having a length (in numbers of samples in the transformed domain) lower or equal to twice that of the multicarrier signal guard interval.
  • the invention makes it possible to transmit by feedback the samples corresponding to the impulse response of the channel instead of the frequency response conventionally sent, which makes it possible to obtain a first gain in compression.
  • the use of a Fourier transform makes it possible to reduce the amount of information sent back to the transmitter, since the representative samples of the channel in the time domain are concentrated in a time interval having a length less than or equal to that of the guard interval.
  • the use of a cosine transform is less complex, since the representative matrix of such a transform is real.
  • such a transform is less sensitive to edge effects than a Fourier transform.
  • the transformation step implements a transfer matrix constructed taking into account the carrier positions of a multicarrier symbol (pilot symbol) of the multicarrier signal, modulated by dedicated pilots to the estimation of the transmission channel.
  • this particular construction of the transfer matrix makes it possible to dispense with carriers modulated by a zero value located at the edges and / or at the center of the spectrum of the multicarrier signal, called zero carriers, and / or modulated carriers. by useful data and / or carriers modulated by drivers dedicated to the estimation of another transmission channel, if they exist.
  • the invention makes it possible to overcome the edge effects obtained by the null carriers inserted at the edges of the spectrum of the multicarrier signal in order to limit the spectral overlap with other applications using neighboring frequency bands.
  • This new transfer matrix thus makes it possible to improve the accuracy of the information to be transmitted by feedback, that is to say to go back to the transmitter with information enabling a better estimation of the transmission channel. This improves the quality of the feedback.
  • the step of constructing the transfer matrix implements the following substeps:
  • a reduced matrix (of size NpxN or NpxNp), denoted Fpjp, extracted from a representative matrix of a transform (for example of Fourier, or in cosine) of size NxN in which elements corresponding to the position of said drivers, where N corresponds to the total number of carriers and Np to the number of said drivers;
  • the matrix F jj p of size NpxNp also called the transfer function, is thus used to obtain Np samples in the transformed domain, that is to say the response of the channel in the transformed domain.
  • the number of pilots (Np) of a multicarrier symbol for estimating said channel may be less than or equal to the number of carriers modulated by a non-zero value (Nmod) of the multicarrier symbol.
  • Nmod carriers modulated by a non-zero value are pilots.
  • some of these drivers may be used to estimate a transmission channel between a pair of transmit and receive antennas, and others to estimate another transmission channel between another pair of transmitting and receiving antennas. reception. In this case, only the elements corresponding to the position of the pilot Np corresponding to the channel being estimated for the construction of the transfer matrix are retained.
  • the matrix F jj p is for example extracted from a Fourier matrix of size NxN in which the corresponding elements have been deleted. at the position of the null carriers of a multicarrier symbol (and possibly retained only the first Np columns).
  • the matrix F jp is for example extracted from a Fourier matrix of size NxN in which both the elements corresponding to the position of the null carriers, the elements corresponding to the position of the carriers modulated by useful data, and the elements corresponding to the position of the carriers modulated by the drivers dedicated to the estimation of another transmission channel of a multicarrier symbol (if such carriers exist), to keep only the elements corresponding to the position of the carriers modulated by pilots of the multicarrier symbol corresponding to the channel being estimated.
  • only the first Np columns of the Fourier matrix of size NxN are optionally retained.
  • the determination step implements the following steps, ranging from 1 to Np:
  • the matrix Fjjp is generally poorly conditioned, which means that its eigenvalues are not all identical (the ratio between its largest eigenvalue and its smallest eigenvalue is greater than 1).
  • a global matrix in the frequency domain which is well conditioned on its first eigenvalues. In this way, the optimal number of eigenvalues to be suppressed is determined, taking into account the impact of the number of eigenvalues on the frequency response of the channel.
  • the step of constructing the transfer matrix implements the following substeps, if it is constructed from a Fourier matrix:
  • Np x CP denoted FQP
  • FQP a reduced matrix of size Np x CP, denoted FQP, extracted from a representative matrix of a Fourier transform of size NxN in which elements corresponding to the position of said pilots have been kept and only the first CPs retained columns, where N corresponds to the total number of carriers and Np to the number of said drivers, and CP to the number of time samples of the guard interval;
  • the FQP matrix of size NpxCP (respectively Npx2CP), also called the transfer function, is used to directly obtain the CPs (respectively 2CP) first samples in the time domain (respectively in a transformed domain corresponding to the application of a cosine transform), on which are located the representative samples of the channel.
  • the number of drivers (Np) of a multicarrier symbol dedicated to the estimate of the transmission channel may be less than or equal to the number of carriers modulated by a non-zero value (Nmod) of the multicarrier symbol.
  • the matrix J3 ⁇ 4p is extracted from a Fourier matrix (respectively of a matrix representative of a cosine transform) of size NxN in which the elements corresponding to the position of the null carriers of a multicarrier symbol have been deleted and only the first CP (respectively 2CP) columns have been preserved.
  • the matrix Fcp is extracted from a Fourier matrix (respectively of a matrix representative of a cosine transform) of size NxN in which the elements corresponding to the position of the null carriers have been removed, the elements corresponding to the position of the carriers modulated by useful data and the elements corresponding to the position of the modulated carriers by the pilots dedicated to the carrier. estimation of another transmission channel of a multicarrier symbol (if such carriers exist), and kept only the CPs
  • the reception method comprises a step of reducing a noise affecting the representative samples of the channel in the transformed domain, implemented before the transmission step.
  • the step of reducing a noise comprises the following sub-steps:
  • the step of reducing a noise comprises the following substeps:
  • (2CP - 7) representative samples of the channel in the transformed domain, corresponding to the impulse response of the channel.
  • the reception method comprises a step of detecting the positions of the samples in the transformed domain corresponding to the impulse response.
  • the return signal then carries these positions and the samples in the transformed domain corresponding to the impulse response.
  • the positions of the representative samples of the channel are indicated in the return signal, in a first field, and only the samples identified by these positions are inserted in the return signal, in a second field.
  • This new frame structure optimizes the sending of the return information.
  • the positions are coded on a number of bits equal to the number of samples of the guard interval (CP).
  • the invention also relates to a feedback signal transmitted according to the reception method described above, bearing at least the representative samples of the channel in the transformed domain, that is to say corresponding to the impulse response of the channel.
  • a return signal may, according to a degraded mode of the invention, bear representative samples of a noise in the transformed domain.
  • Such a return signal can of course include the various characteristics relating to the reception method described above. This is for example a CQI message (from the English “Channel Quality Indicator” for "channel quality indicator”).
  • the invention in another embodiment, relates to a receiver of a signal corresponding to a multicarrier signal transmitted by a transmitter via at least one transmission channel, said multicarrier signal comprising at least one guard interval, and said receiver comprising means for estimating the transmission channel, delivering information on the channel in the frequency domain, called the frequency response.
  • such a receiver also comprises:
  • Such a receiver is particularly suitable for implementing the reception method described above.
  • This is for example an access point of a Wifi network, in the case of an uplink, or a station of a set of basic services of a Wifi network, in the case a downlink.
  • This receiver may of course include the various characteristics relating to the reception method according to the invention. Thus, the characteristics and advantages of this receiver are the same as those of the reception method, and are not detailed further.
  • the invention also relates to a method for transmitting a multicarrier signal via at least one transmission channel, comprising the following steps:
  • the transmission has a good knowledge of the transmission channel.
  • the transmission of information on the channel in the time domain in the return signal allows a better estimation of the transmission channel, because of the accuracy of the information obtained in reception, notably thanks to the use of a matrix specific transfer according to the invention. This increases the efficiency of the systems requiring knowledge of the channel on transmission.
  • the invention relates to a transmitter of a multicarrier signal via at least one transmission channel, comprising:
  • Such an issuer is particularly adapted to implement the transmission method described above.
  • This is for example an access point of a Wifi network, in the case of a downlink, or a station of a set of basic services of a Wifi network, in the case an uplink.
  • This transmitter can of course include the various characteristics relating to the transmission method according to the invention. Thus, the characteristics and advantages of this transmitter are the same as those of the transmission process, and are not detailed further.
  • Another aspect of the invention relates to a computer program comprising instructions adapted to the implementation of the transmission method and / or the reception method described above, when the program is executed by a processor.
  • a program can use any programming language. It can be downloaded from a communication network and / or saved on a computer-readable medium.
  • FIG. 1 illustrates the main steps implemented by a reception method according to one embodiment of the invention
  • FIGS. 2, 3 and 6 illustrate examples of transforming the frequency response of the channel towards the time domain
  • FIGS. 4A and 4B show the main steps implemented for the construction of a transfer matrix, according to a first example
  • FIG. 5 details the step of determining the transfer matrix of Figures 4A and 4B;
  • FIG. 7 illustrates the eigenvalues of the global matrix, for different values of /;
  • FIG. 8 compares the estimation error of the transmission channel, as a function of the signal-to-noise ratio, obtained according to the invention with respect to the techniques of the prior art;
  • FIG. 9 illustrates a noise reduction algorithm affecting the temporal response of the channel;
  • FIG. 10 illustrates an exemplary frame of the return signal according to the invention
  • FIGS. 11A and 11B show an example of a transmission and reception chain
  • FIG. 12A and 12B schematically illustrate the structure of a transmitter and a receiver according to one embodiment of the invention.
  • the invention is in the context of communications requiring knowledge of the transmit transmission channel, where a transmission channel is defined between a transmitter (including one or more transmit antennas) and a receiver (including one or several receiving antennas).
  • the general principle of the invention is based on the transmission, from the receiver to the transmitter, of information on the transmission channel in its temporal form or its form in a transformed domain, and not in its frequency form, which allows a compression of the information transmitted on the return path.
  • FIG. 1 illustrates the main steps implemented by a method of receiving a signal corresponding to a multicarrier signal, for example of the OFDM type, transmitted by a transmitter via a transmission channel, according to one embodiment of the invention .
  • a method according to the invention can be implemented in various ways, in particular in cable form or in software form.
  • the transmission channel is estimated during an estimation step 11, delivering information on the channel in the frequency domain, called the RF frequency response.
  • This estimation of the channel is obtained in a conventional manner, for example by using the drivers dedicated to the estimation of this multicarrier signal channel.
  • the frequency response of the RF channel from the frequency domain to the time domain is then transformed during a transformation step 12, delivering a temporal response of the channel RT, comprising both time samples representative of the channel (forming the impulse response of the channel).
  • channel RI temporal samples representative of a noise.
  • At least one of the time samples representative of the channel in a feedback signal is then transmitted to the transmitter during a transmission step 13.
  • the impulse response of the channel is located in a time interval having a length, in number of samples, less than or equal to that of the guard interval (or cyclic prefix) of the multicarrier signal.
  • the duration of a guard interval of a multicarrier signal is generally chosen to be greater than or equal to the maximum spread of response delays. impulse of the transmission channel. Therefore, the impulse response of the channel has a length less than or equal to that of the guard interval. It can even be much less than the length of the guard interval, depending on the environment.
  • the transmission of the impulse response RI in the feedback signal Fbck rather than the frequency response RF allows a significant reduction in the volume of data to be transmitted in the feedback signal. Indeed, since the size of the guard interval is often less than 25% of the size of the frequency response in digital communication systems, sending the impulse response (which has a length at most equal to the length of the guard interval) makes it possible to reduce the volume of the data to be transmitted by feedback (at least 75%).
  • sending the frequency response of the channel according to the conventional prior art required the sending of all the coefficients of a representative matrix of the transmission channel.
  • the frequency response of the RF channel could be transformed from the frequency domain to a transfer domain, by using a DCT-type cosine transformation for "Discrete Cosine Transform" for example.
  • the response of the channel in the transfer domain is then located in an interval having a length, in number of samples, less than or equal to twice that of the guard interval (or cyclic prefix) of the multicarrier signal.
  • the transformation step 12 of the frequency response of the RF channel from the frequency domain to the time domain delivers a temporal response of the RT channel comprising both time samples representative of the channel (forming the impulse response of the RI channel) and temporal samples representative of a noise.
  • the impulse response of the channel RI is located in a time slot having a length less than or equal to that of the guard interval (or cyclic prefix) of the multicarrier signal.
  • the number of time samples of the impulse response of the RI channel is less than or equal to the number of time samples of the guard interval, denoted CP.
  • the first CPs of the temporal response RT are representative samples of the channel and the remaining (N-CP) samples of the temporal response RT are samples. representative of a noise, with N the number of carriers of a multi-carrier symbol of the multi-carrier signal.
  • the transformation step 12 can be performed by directly applying an inverse Fourier transform to the RF frequency response. To do this, for example, a representative matrix of the transmission channel is multiplied by an inverse Fourier matrix IFFT.
  • the transformation step 12 is performed by directly applying a discrete cosine transform (or other transform) to the RF frequency response.
  • the representative samples of the channel in the transformed domain are located in an interval having a length less than or equal to twice that of the guard interval of the multi-carrier signal.
  • carriers are conventionally inserted at the edge of the spectrum of the multi-carrier signal, in particular to avoid spectral overlap with other applications using neighboring frequency bands. It is also conventional to insert a null carrier in the middle of the spectrum of the multi-carrier signal (DC).
  • the transformation step 12 delivers a temporal response.
  • the channel RT comprising time samples representative of the channel mixed with the temporal samples representative of a noise, as illustrated in FIG.
  • the invention proposes to use a specific transfer matrix during the transformation step 12, making it possible to concentrate the impulse response of the channel on the first CPs of the temporal response if the transfer matrix is constructed from a Fourier matrix, or on the first 2CP samples of the channel response in the transformed domain if the transfer matrix is constructed from a representative matrix of a cosine transform.
  • a transform of the Fourier transform type is considered.
  • the transfer matrix constructed taking into account the null carriers located at the edges of the multi-carrier signal spectrum and / or in the center of the spectrum, then makes it possible to obtain a temporal response of the channel whose representative time samples of the channel are located in a range of time having a length less than or equal to that of the guard interval.
  • the transformation step 12 is therefore not performed by directly applying an inverse Fourier transform to the frequency response, but by applying a "modified" transfer function. To do this, for example, a matrix representative of the transmission channel is multiplied by a specific transfer matrix.
  • This new transfer matrix allows passage in the time domain without edge effects ("aliasing").
  • the impulse response of the channel thus becomes less time-dispersive and is concentrated in the first CPs of the temporal response.
  • This location of the impulse response makes it possible to send only the paths (or "taps") of the channel whose number is at most equal to the length of the guard interval. Indeed, each time sample of the impulse response, carrying a given value, can be associated with a path of the channel. If the impulse response of the channel is located on the first CPs of the time response, then the number of paths (and thus values) used to describe the channel, transmitted in the return signal, is less than or equal to the number of samples corresponding to the guard interval (CP). The size of the information to be transmitted is therefore considerably reduced, since the length of the guard interval, in number of samples, is much smaller than the number of carriers (typically of the order of 1 ⁇ 4 for an OFDM symbol ).
  • N the total number of carriers
  • Nmod the number of carriers modulated by a non-zero value
  • Np the number of drivers dedicated to the estimation of the transmission channel of a multicarrier symbol (for example OFDM).
  • carriers by “modulated by a non-zero value” means carriers carrying a pilot or useful data.
  • Zero-modulated carriers, also called null carriers correspond to the carriers inserted at the edges and / or the middle of the multi-carrier signal spectrum. The number of null carriers is therefore equal to (N - Nmod).
  • the carriers modulated by a non-zero value of the multicarrier symbol SA comprise only pilots P corresponding to the channel being estimated.
  • the first step 41A of constructing the transfer matrix consists in extracting, from a Fourier matrix of size NxN, a matrix of size NpxNp, denoted by F j yp.
  • This matrix corresponds to the Fourier matrix of size NxN in which elements corresponding to the position of the null carriers have been deleted. In other words, we deletes the rows of the Fourier matrix of size NxN corresponding to the position of the null carriers. This gives a matrix of NpxNp, denoted by F j ⁇ p.
  • the matrix F jp extracted from the Fourier matrix of size NxN is not necessarily square, and can have a size NpxN.
  • the matrix Fpp is decomposed into Np eigenvalues, for example using the SVD function.
  • the ten eigenvalues obtained at the end of the second step 42 are as follows:
  • the third step 43 makes it possible to determine the transfer matrix of size NpxNp, from a set of eigenvalues chosen from the Np eigenvalues obtained during the second step 42.
  • Np eigenvalues matrix F j ⁇ p obtained during the second step 42 of construction of the transfer matrix. This step allows you to delete the lowest eigenvalues
  • the matrix Fjs j p generating the global matrix having the first eigenvalues closest to 1 (in descending order), and (Np -) remaining eigenvalues the weakest.
  • the matrix Ffap thus selected is the transfer matrix to be used during the transformation step 12.
  • This transfer matrix which takes into account the number of null carriers as well as their position, makes it possible to concentrate the impulse response of the channel on the CP first samples of the temporal response, as shown in Figure 6, and thus to remove, or at least reduce, edge effects.
  • the remaining (Np - CP) time samples of the time response are representative of a B noise.
  • the third step 43 of construction of the transfer matrix, illustrated in FIG. 5, therefore consists of eliminating some of the lowest eigenvalues. It is this deletion that eliminates edge effects.
  • the number of eigenvalues to delete depends on notably parameters of the transmission system (number of pilots Np and number of null carriers (Nmod-Np)).
  • the carriers modulated by a non-zero value of the multicarrier symbol SQ comprise at the same time:
  • P drivers for estimating the channel in use P drivers for estimating the channel in use; and - useful data or drivers for estimating another transmission channel D.
  • the first step 41B of construction of the transfer matrix consists in extracting, from a Fourier matrix of size NxN, a matrix of size NpxNp or NpxN, denoted by F j ⁇ p.
  • This matrix F ⁇ p corresponds to the Fourier matrix of size NxN in which the elements corresponding to the position of the null carriers have been deleted and the elements corresponding to the position of the useful data or the drivers intended for the estimation of another transmission channel D. In other words, it removes the rows of the Fourier matrix of size NxN corresponding to the position of the null carriers and useful data or drivers intended for the estimation of another transmission channel D , to keep only the lines of the Fourrier matrix of size NxN corresponding to the position of the drivers P intended for the estimation of the channel in use.
  • a matrix of size NpxNp or NpxN, denoted by F j ⁇ p, is thus obtained.
  • the proposed solution makes it possible to determine the optimal number of eigenvalues to be deleted, taking into account the impact of the number of eigenvalues on the frequency response of the channel:
  • Fp p in the frequency domain (noting i the number of conserved eigenvalues) will have very low eigenvalues, which corresponds to very small values of time samples representative of the channel. So we lose a lot of the power of the channel.
  • the transfer matrix to be used for such a system is therefore the matrix of size 1 14x1 14, reconstructed from the 53 largest eigenvalues remaining after allocation of a null value to the 61 lowest eigenvalues during the step of assignment 51.
  • FIG. 7 illustrates the eigenvalues of the global matrix, for different values of / ' , stored in decreasing order after the decomposition of eigenvalues 53.
  • This new transfer matrix therefore makes it possible to improve the accuracy of the information to be transmitted by feedback, that is to say to go back to the transmitter with information enabling a better estimation of the transmission channel.
  • FIG. 8 compares the mean squared error (MSE) for the estimation of the transmission channel, as a function of the signal-to-noise ratio, for:
  • the information on the transmission channel in its time form obtained using a transfer matrix determined according to the invention, are much more accurate than those on the transmission channel in its frequency form.
  • the transmission to the transmitter of information on the channel in the time domain is particularly advantageous for multi-user systems, as defined according to standard 802.1 l ac. Indeed, this solution allows both to reduce the size of the information back to the transmitter and increase the accuracy of such information.
  • the frequency response of the channel can be transformed from the frequency domain to a transfer domain, using a DCT-type cosine transformation for "Discrete Cosine Transform” for example, or any other transformation (wavelets, sines, etc.).
  • the first step of constructing the transfer matrix consists in extracting, from a representative matrix of another transform of size NxN (cosine transform for example), a matrix of size NpxNp, denoted F ⁇ [p .
  • this matrix Fp j p corresponds to the representative matrix of another transform of size NxN in which the elements corresponding to the position of the null carriers and / or elements corresponding to the position of the carriers modulating the useful data have been deleted. and / or elements corresponding to the position of pilots for the estimation of another transmission channel.
  • This option allows, once the localized channel (that is to say once the impulse response of the channel located in the CP first samples of the temporal response), to compress it adaptively.
  • the impulse response of the channel is located in the first CPs. temporal samples. However, a portion of the power distributed on the first sample CPs may not be representative of the transmission channel, but representative of a noise. It is also possible that the number of samples of the impulse response is much smaller than the number of CP samples of the guard interval (ie the length of the channel is small compared to that of the guard interval).
  • the invention proposes, according to this option, to further reduce the size of the information to be transmitted by feedback, by removing among the first CP samples those which consist of additive noise, to keep only the time samples representative of the channel.
  • the reception method can implement the following steps:
  • the variance of noise is estimated by calculating the average of the last (N - C) samples in the time domain:
  • the variance ⁇ the total power of the noise contained in the first sample CPs is determined. Since this is a Gaussian white additive noise, we can notice that the variance is equal to the power of a sample.
  • the weakest temporal samples among the first sample CPs which are therefore representative of a noise, are set to zero.
  • the transmitter In order to compress the size of the information to be transmitted by feedback, it is possible to send to the transmitter only the non-zero samples (corresponding to the impulse response of the channel), as well as the position of these samples, which could be used by the transmitter. transmitter to reconstruct the channel in the frequency domain. In other words, it is desired to send to the transmitter only the time samples, among the first CP samples of the time response, which have not been assigned a zero value during step 93.
  • the reception method implements, according to this option, a step of detecting the positions of the temporal samples of the impulse response, and the return signal carries the positions and the temporal samples of the impulse response.
  • a new frame conveyed by the return signal, illustrated in FIG. 10 carrying, in a first portion or field PI, the position of the samples and in a second portion or P2 field, information on the channel in the time domain corresponding to the samples identified by these positions.
  • the MAC frame conveyed by the return signal comprises a single field carrying the information on the channel in the frequency domain.
  • the first portion P1 it is possible, for example, to encode all the positions on CP bits, by using a bit equal to 0 to code a null sample and a bit equal to 1 to code a non-zero sample.
  • the value 9 is then encoded in four bits in the first portion PI, ie ⁇ 00 ⁇ , where the first bit equal to 1 corresponds to the first sample carrying a non-zero value, the last bit equal to 1 corresponds to the fourth sample carrying a non-zero value, and the two bits equal to 0 correspond to the second and third samples carrying a zero value.
  • the first portion PI is limited to a number of bits equal to CP, which is very small compared to all the information to be transmitted.
  • the size of the information to be transmitted by feedback is further reduced because the second portion P2 of the frame is sent only the samples of the impulse response, that is to say the samples carrying a non-zero value (first and second). fourth samples in the above example).
  • This noise reduction algorithm can be extended to the use of a cosine transform, replacing the CP value by 2CP throughout the algorithm, and replacing "temporal" with "in the transformed domain”.
  • any transmission method or reception method may implement the algorithm described above, since such a method must transmit or receive null data or which are close, possibly after quantification. It is indeed possible to code the positions of non-zero data to transmit only these non-zero data, or to code the positions of similar data, to transmit only one occurrence of such data similar.
  • N the total number of carriers
  • Nmod the number of carriers modulated by a non-zero value
  • Np the number of drivers intended for the estimation of the transmission channel in use of a multicarrier symbol (for example OFDM).
  • the first step of constructing the transfer matrix consists in extracting from a Fourier matrix of size NxN a matrix of size Np x CP, denoted Fcp.
  • This matrix Fcp corresponds to the Fourier matrix of size NxN in which the lines corresponding to the position of the null carriers, the useful data or the drivers intended for the estimation of another transmission channel have been deleted, and retained only the CP first columns.
  • the matrix Fcp corresponds to the matrix Fourier of size NxN in which the lines corresponding to the position of the null carriers have been removed, and retained only the CP first columns.
  • the matrix FQP corresponds to the Fourier matrix. of size NxN in which the lines corresponding to both the position of the null carriers, useful data, and the drivers intended for the estimation of another transmission channel (if such carriers exist) have been deleted and only the first CP columns.
  • the matrix Fcp is decomposed into CP eigenvalues, for example by using the function SVD.
  • SVD the function of the matrix Fcp.
  • the number of eigenvalues obtained is then equal to the minimum between the number of rows and the number of columns of the matrix. This decomposition makes it possible to obtain the set of singular values of the matrix Fcp, and possibly to store them in descending order.
  • the size transfer matrix NpxCP is determined from a set of eigenvalues chosen from the CP eigenvalues obtained during the second step.
  • the frequency response of the channel can be transformed from the frequency domain to a transfer domain, by using a DCT-type cosine transformation for "Discrete Cosine Transform” for example, or any other transformation (wavelets, sines , etc).
  • the first step of constructing the transfer matrix consists in extracting, from a representative matrix of another transform of size NxN (cosine transform, for example), a matrix of size Npx2CP, denoted FQP.
  • This second example can therefore be extended to the use of a cosine transform, replacing the value CP by 2CP, and replacing "temporal" by "in the transformed domain".
  • FIGS. 11A and 11B present an example of a transmission and reception system in a transmission system implementing Nt transmit antennas and Nr receiving antennas and an OFDM modulation. .
  • the transmitter receives a feedback signal Fbck, transmitted according to the reception method described above, bearing time samples representative of the channel. These time samples are then transformed in the frequency domain in a transformation module 1 1 1, delivering an estimate of the channel.
  • the multicarrier signal is then formatted in a conventional manner, taking into account the estimation of the channel (space / time coding MIMO 1 12, insertion of pilot symbols P 1 131 to 1 13Nt, modulation OFDM 1 141 to 1 14Nt, insertion of the guard interval CP 1 151 to 1 15Nt, transmission on the Nt transmit antennas). It should be noted that the operations of MIMO space / time coding and insertion of pilot symbols P are implemented in the frequency domain, whereas the operations of insertion of a guard interval are implemented in the time domain.
  • the receiver (for example a station) receives a multicarrier signal on the
  • Nr receiving antennas, and implements conventional operations of suppression of the guard interval CP 121 1 to 121Nr, OFDM demodulation 1221 to 122Nr, extraction of the drivers P 1231 to 123Nr, estimation of the channel 124 using the drivers , delivering information on the channel in the frequency domain (frequency response), equalization and detection 125, delivering an estimate of the transmitted data.
  • the operations for suppressing the guard interval are implemented in the time domain, and the operations for extracting the pilots, estimating the channel, equalization and detection are implemented in the frequency domain.
  • the receiver transforms the estimation of the channel obtained in the frequency domain (frequency response) to the time domain, in a transformation module 126, delivering the time response of the channel.
  • This time response comprises time samples representative of the channel (corresponding to the impulse response of the channel), located in a time interval having a length less than or equal to that of the guard interval, and time samples representative of a noise. .
  • the impulse response thus obtained (possibly after application of the noise reduction algorithm described above) is coded and transmitted on the return channel (Fbck).
  • FIGS. 12A and 12B the simplified structure of a transmitter and a receiver respectively implementing a transmission technique and a reception technique according to a particular embodiment described above is presented.
  • Such an emitter comprises a memory ME comprising a buffer memory, a processing unit PE, equipped for example with a microprocessor, and driven by the computer program PgE, implementing the transmission method according to the invention.
  • the code instructions of the computer program PgE are for example loaded into a RAM before being executed by the processor of the processing unit PE.
  • the processing unit PE receives as input data to be transmitted and a return signal Fbck.
  • the microprocessor of the processing unit PE implements the steps of the transmission method described above, according to the instructions of the computer program PgE, for shaping the multicarrier signal.
  • the transmitter comprises, in addition to the memory ME, means for receiving the return signal transmitted by a receiver, means for transforming the time samples representative of the channel from the time domain to the frequency domain, and means for setting form of the multicarrier signal taking into account the estimation of the channel. These means are controlled by the microprocessor of the PE treatment unit.
  • Such a receiver comprises a memory MR comprising a buffer memory, a processing unit PR, equipped for example with a microprocessor, and driven by the computer program PgR, implementing the reception method according to the invention.
  • the code instructions of the computer program PgR are for example loaded into a RAM memory before being executed by the processor of the processing unit PR.
  • the processing unit PR receives as input the multicarrier signal.
  • the microprocessor of the processing unit PR implements the steps of the reception method described above, according to the instructions of the computer program PgR, for estimating the transmitted data and generating a feedback signal Fbck.
  • the receiver comprises, in addition to the memory MR, means for estimating the transmission channel, means for transforming the frequency response of the channel towards the time domain, means for transmitting a feedback signal carrying at least representative time samples of the channel.
  • the MR memory also makes it possible to store the eigenvalues obtained during the decomposition steps of the matrices in eigenvalues.

Abstract

L'invention concerne un procédé de réception d'un signal correspondant à un signal multiporteuse émis par un émetteur via au moins un canal de transmission, ledit signal multiporteuse comprenant au moins un intervalle de garde, ledit procédé de réception comprenant une étape d'estimation (1 1) dudit canal de transmission, délivrant une information sur ledit canal dans le domaine fréquentiel, dite réponse fréquentielle. Selon l'invention, un tel procédé comprend également; une étape de transformation (12) de ladite réponse fréquentielle vers le domaine temporel, délivrant une réponse temporelle dudit canal, comprenant des échantillons temporels représentatifs dudit canal localisés dans un intervalle de temps présentant une longueur inférieure ou égale à celle dudit intervalle de garde, une étape de transmission (13), audit émetteur, d"un signal de retour portant au moins lesdits échantillons temporels représentatifs dudit canal.

Description

Procédés d'émission et de réception d'un signal multiporteuse, émetteur, récepteur, signal de retour et programme d'ordinateur correspondants.
1. Domaine de l'invention
Le domaine de l'invention est celui des communications numériques, et plus précisément des communications nécessitant une connaissance du canal de transmission à l'émission.
Plus précisément, l'invention concerne l'émission et la réception d'un signal à porteuses multiples permettant d'obtenir, au niveau de l'émetteur, une estimation du canal de transmission grâce à une information remontée dans un signal de retour issu du récepteur, encore appelé « feedback ».
L'invention trouve notamment des applications dans les systèmes de transmission de type
MEMO mono-utilisateur, mettant par exemple en œuvre des faisceaux (en anglais « beamforming » pour « formation de faisceaux), ou multi-utilisateurs, mettant par exemple en œuvre une technique de type SDMA (en anglais « spatial division multiple access » pour « accès multiple à répartition spatiale »), ou dans des algorithmes d'allocation de l'information (encore appelés « bit loading » en anglais).
En particulier, l'invention trouve des applications dans les systèmes de transmission selon la norme IEEE 802.1 ln et ses versions à venir, notamment les versions 802.1 lac et 802.1 l ad, ainsi que dans les systèmes de transmission cellulaires de future génération (en anglais « LTE Advanced » pour « Long Term Evolution Advanced ») qui utilisent la technique SDMA.
2. Art antérieur
Les techniques de transmission nécessitant une connaissance du canal de transmission à l'émission présentent de nombreux avantages.
Par exemple, la technique dite de « beamforming » permet de focaliser la puissance d'émission vers un récepteur particulier, et ainsi d'augmenter le rapport signal à bruit en réception. De ce fait, il est possible de transmettre des données avec une modulation plus élevée. Le débit de transmission obtenu avec cette technique de « beamforming » nécessitant une connaissance du canal à l'émission (ie avec « feedback ») est donc plus important que le débit de transmission obtenu dans un système de transmission sans connaissance du canal à l'émission (ie sans « feedback »), comme le multiplexage spatial MIMO.
Afin d'obtenir une connaissance du canal de transmission à l'émission, il est classique, lors d'une phase de sondage préalable à la phase de transmission des données, d'estimer le canal de transmission au niveau du récepteur, en utilisant des pilotes émis par l'émetteur, puis de coder cette information pour la transmettre à l'émetteur sur une voie de retour, afin de la décoder au niveau de l'émetteur. Ce mode d'estimation du canal et d'information de l'émetteur est parfois appelé « explicit feedback », pour « retour explicite ».
Malheureusement, la quantité d'information à retransmettre sur la voie de retour suivant ce mode peut facilement devenir très importante, du fait d'un nombre élevé de porteuses, du nombre de sous-canaux MIMO entre les différentes entrées et les différentes sorties, du nombre d'utilisateurs, etc. Le temps nécessaire pour transmettre ces informations de retour à l'émetteur, et donc la durée de la phase de sondage, est donc de plus en plus important, ce qui affecte l'efficacité globale de la transmission.
II est donc souhaitable de compresser ces informations de retour afin de réduire la durée de retransmission de ce « feedback ».
A cet effet, plusieurs techniques ont été proposées, notamment dans la version 802.1 l n de la norme Wifi.
Ainsi, selon une première technique, la matrice représentative du canal de transmission entre l'émetteur et le récepteur est estimée au niveau du récepteur, puis échantillonnée sur N bits et transmise sur la voie de retour.
Selon cette technique, si l'on considère un émetteur mettant en oeuvre quatre antennes d'émission { Nt— 4 ) et quatre antennes de réception { Nr = 4 ) selon la norme 802.1 ln, sur une bande de fréquence de 40MHz avec 1 14 porteuses modulées par une valeur non nulle ( Nmod = 1 14 ), et en utilisant un échantillonnage sur quatre bits Te = 4 , le codage de l'information de retour nécessite l'utilisation de 14592 bits { Nt x Nr x TVmodx Te x 2 = 14592 , où le facteur 2 provient de l'envoi de données complexes).
Selon une deuxième technique, telle que décrite dans le document IEEE P802.1 ln/Dl 1.0 Draft standard for Information Technology - Télécommunications and information exchange between Systems - Local and metropolitan area networks - Spécifie requirements Part 11: Wireless LAN Médium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) spécifications Amendment 5: Enhancements for Higher Throughp t, Chapitre 20.3.12.2.5, les matrices représentatives des sous- canaux MIMO sont compressées en utilisant des rotations de Givens afin d'effectuer des opérations de rotation planaire.
Selon cette technique, en reprenant l'exemple précédent, il suffit d'échantillonner douze angles par porteuse pour une matrice représentative du canal de transmission de taille 4x4 (avec Nt = 4 et Nr = 4 ), ce qui revient au calcul de douze angles au lieu de seize éléments complexes selon la première technique. En utilisant un échantillonnage sur quatre bits Te - 4 , le codage des informations de retour nécessite l'utilisation de 5472 bits ( 12 x N modx Te— 5472 ).
Selon une troisième technique, il est encore possible de grouper les porteuses par sous- ensemble de porteuses adjacentes et de transmettre une information de canal pour ce sous- ensemble, plutôt qu'une pour chaque porteuse.
Un facteur de réduction de la quantité d'information transmise de deux ou quatre peut donc encore être gagné, souvent au détriment de la qualité du feedback.
Bien que ces techniques permettent de diminuer la quantité d'informations à transmettre sur la voie de retour au cours de la phase de sondage, il est souhaitable de diminuer encore plus cette quantité d'informations. En effet, plus la quantité d'informations est importante, plus la durée de la phase de sondage est importante, ce qui diminue le temps pendant lequel une transmission haut débit peut avoir lieu. L'efficacité du système de transmission se trouve donc dégradée, puisque aucune information utile n'est transmise durant cette phase de sondage.
En particulier, si la durée de la phase de sondage est trop importante, la perte de débit engendrée peut compenser complètement les gains de débits de transmission obtenus par l'utilisation d'une technique nécessitant la connaissance du canal à l'émission (ie avec « feedback »).
De plus, avec les techniques de transmission actuelles et à venir, le nombre d'antennes d'émission et/ou de réception s'accroît, ainsi que le nombre de porteuses, et éventuellement le nombre d'utilisateurs (cas du SDMA notamment).
La quantité d'informations à retourner à l'émetteur est donc de plus en plus importante, et affaiblit l'efficacité des nouveaux systèmes de transmission. Ces nouveaux systèmes, qui transmettent à des débits très élevés, sont d'autant plus sensibles aux pertes de temps dues à la remontée d'informations.
De la demande de brevet US2006/01 14816, il est connu une technique d'émission/réception dans des systèmes de transmission nécessitant une connaissance du canal à l'émission, selon laquelle le récepteur transmet à l'émetteur une information sur le canal de transmission sous sa forme temporelle, qui permet de réduire la quantité d'informations transmises sur la voie de retour..
3. Exposé de l'invention
L'invention propose une technique d'émission/réception encore plus efficace, sous la forme d'un procédé de réception d'un signal correspondant à un signal multiporteuse émis par un émetteur via au moins un canal de transmission, ledit signal multiporteuse comprenant au moins un intervalle de garde, et ledit procédé de réception comprenant une étape d'estimation du canal de transmission, délivrant une information sur le canal dans le domaine fréquentiel, dite réponse fréquentielle.
Selon l'invention, le procédé de réception comprend également :
- une étape de transformation de la réponse fréquentielle vers le domaine temporel, délivrant une réponse temporelle du canal, comprenant des échantillons temporels représentatifs du canal localisés dans un intervalle de temps présentant une longueur inférieure ou égale à celle de l'intervalle de garde,
- une étape de transmission, à l'émetteur, d'un signal de retour portant au moins les échantillons temporels représentatifs du canal.
De manière plus générale, si l'on considère une transformation du domaine fréquentiel vers un domaine transformé quelconque (utilisant une transformée de Fourier, une transformation en cosinus, en sinus, en ondelettes, ...), le procédé de réception met en œuvre : - une étape de transformation de la réponse fréquentielle vers un domaine transformé, délivrant une réponse du canal dans le domaine transformé,
- une étape de transmission, à l'émetteur, d'un signal de retour portant au moins les échantillons représentatifs du canal dans le domaine transformé.
L'invention propose ainsi de convertir les informations sur le canal, qui sont classiquement obtenues dans le domaine fréquentiel, vers un domaine transformé (comme le domaine temporel), afin de retourner à l'émetteur ces informations dans le domaine transformé.
Les techniques de feedback et de compression de feedback reposent généralement sur la transmission de l'information sur le canal telle qu'elle est obtenue et utilisée par la modulation multiporteuse, c'est-à-dire sous sa forme fréquentielle.
En transmettant l'information sur le canal sous sa forme dans un domaine transformé selon l'invention, on diminue la quantité d'informations transmises du récepteur vers l'émetteur.
En particulier, si l'on considère une transformation de type Fourier, l'étape de transformation selon l'invention permet de concentrer les échantillons temporels représentatifs du canal dans un intervalle présentant une longueur (en nombre d'échantillons temporels) inférieure ou égale à celle de l'intervalle de garde du signal multiporteuse. Ces échantillons temporels représentatifs du canal correspondent à la réponse impulsionnelle du canal. Si l'on considère une transformation de type cosinus, l'étape de transformation selon l'invention permet de concentrer les échantillons représentatifs du canal dans le domaine transformé dans un intervalle présentant une longueur (en nombres d'échantillons dans le domaine transformé) inférieure ou égale à deux fois celle de l'intervalle de garde du signal multiporteuse.
Ainsi, il n'est pas nécessaire de transmettre l'ensemble de la réponse du canal de transmission dans le domaine transformé, comprenant des échantillons représentatifs du canal et des échantillons temporels d'un bruit dans le domaine transformé, mais seulement les échantillons représentatifs du canal dans le domaine transformé localisés :
soit dans l'intervalle de garde selon certains types de transformation, soit dans deux fois l'intervalle de garde selon d'autres types de transformation, ce qui permet de diminuer encore la quantité d'informations transmises du récepteur vers l'émetteur.
En d'autres termes, l'invention permet de transmettre par feedback les échantillons correspondants à la réponse impulsionnelle du canal à la place de la réponse fréquentielle classiquement envoyée, ce qui permet d'obtenir un premier gain en compression.
En particulier, l'utilisation d'une transformée de Fourier permet de diminuer la quantité d'informations remontées à l'émetteur, puisque les échantillons représentatifs du canal dans le domaine temporel sont concentrés dans un intervalle de temps présentant une longueur inférieure ou égale à celle de l'intervalle de garde du signal. L'utilisation d'une transformée en cosinus est quant à elle moins complexe, puisque la matrice représentative d'une telle transformée est réelle. De plus, une telle transformée est moins sensible aux effets de bords qu'une transformée de Fourier.
Selon une caractéristique particulière de l'invention, l'étape de transformation met en œuvre une matrice de transfert construite en tenant compte des positions de porteuses d'un symbole multiporteuse (symbole pilote) du signal multiporteuse, modulées par des pilotes dédiés à l'estimation du canal de transmission .
En d'autres termes, cette construction particulière de la matrice de transfert permet de s'affranchir des porteuses modulées par une valeur nulle localisées aux bords et/ou au centre du spectre du signal multiporteuse, dites porteuses nulles, et/ou des porteuses modulées par des données utiles et/ou des porteuses modulées par des pilotes dédiés à l'estimation d'un autre canal de transmission, si elles existent.
De cette façon, l'invention permet de s'affranchir des effets de bords obtenus par les porteuses nulles insérées aux bords du spectre du signal multiporteuse pour limiter le recouvrement spectral avec d'autres applications utilisant des bandes de fréquence voisines.
Classiquement, ces porteuses nulles créent des effets de bords sur la réponse impulsionnelle du canal, qui devient dispersif dans le domaine temporel.
L'utilisation d'une matrice de transfert ainsi construite selon l'invention permet de concentrer les échantillons correspondants à la réponse impulsionnelle du canal dans au plus deux fois l'intervalle de garde du signal multiporteuse.
Cette nouvelle matrice de transfert permet donc d'améliorer la précision des informations à transmettre par feedback, c'est-à-dire de remonter à l'émetteur des informations permettant une meilleure estimation du canal de transmission. On améliore ainsi la qualité du feedback.
Selon un premier mode de réalisation, l'étape de construction de la matrice de transfert met en œuvre les sous-étapes suivantes :
- obtention d'une matrice réduite (de taille NpxN ou NpxNp), notée Fpjp , extraite d'une matrice représentative d'une transformée (par exemple de Fourier, ou en cosinus) de taille NxN dans laquelle on a conservé les éléments correspondant à la position desdits pilotes, où N correspond au nombre total de porteuses et Np au nombre desdits pilotes ;
- décomposition de la matrice Fj^p en Np valeurs propres ;
- détermination de la matrice de transfert de taille NpxNp, à partir d'un ensemble de valeurs propres choisies parmi les Np valeurs propres.
Selon ce premier mode de réalisation, on utilise donc la matrice Fjjp de taille NpxNp, encore appelée fonction de transfert, pour obtenir Np échantillons dans le domaine transformé, c'est-à-dire la réponse du canal dans le domaine transformé. On note que le nombre de pilotes (Np) d'un symbole multiporteuse permettant l'estimation dudit canal peut être inférieur ou égal au nombre de porteuses modulées par une valeur non nulle (Nmod) du symbole multiporteuse.
En effet, dans le cas MIMO par exemple, il est possible d'avoir un symbole multiporteuse dont les Nmod porteuses modulées par une valeur non nulle sont des pilotes. Toutefois, certains de ces pilotes peuvent être utilisés pour estimer un canal de transmission entre un couple d'antennes d'émission et de réception, et d'autres pour estimer un autre canal de transmission entre un autre couple d'antennes d'émission et de réception. Dans ce cas, on conserve uniquement les éléments correspondants à la position des Np pilotes correspondant au canal en cours d'estimation pour la construction de la matrice de transfert.
Ainsi, dans le cas où Np est égal à Nmod, ce qui est le cas selon la norme Wifi par exemple, la matrice Fjjp est par exemple extraite d'une matrice de Fourier de taille NxN dans laquelle on a supprimé les éléments correspondant à la position des porteuses nulles d'un symbole multiporteuse (et éventuellement conservé uniquement les Np premières colonnes).
Dans le cas où Np est inférieur à Nmod, ce qui est le cas selon la norme DVB-T par exemple, la matrice F jp est par exemple extraite d'une matrice de Fourier de taille NxN dans laquelle on a supprimé à la fois les éléments correspondant à la position des porteuses nulles, les éléments correspondant à la position des porteuses modulées par des données utiles, et les éléments correspondant à la position des porteuses modulées par des pilotes dédiés à l'estimation d'un autre canal de transmission d'un symbole multiporteuse (si de telles porteuses existent), pour ne conserver que les éléments correspondant à la position des porteuses modulées par des pilotes du symbole multiporteuse correspondant au canal en cours d'estimation. De plus, on conserve éventuellement uniquement les Np premières colonnes de la matrice de Fourier de taille NxN.
En particulier, l'étape de détermination met en œuvre les étapes suivantes, pour allant de 1 à Np :
- affectation d'une valeur nulle aux (Np - ) valeurs propres les plus faibles parmi les Np valeurs propres ;
- reconstruction d'une nouvelle matrice de taille NpxNp, notée Fpjp , à partir des
(Np— /) valeurs propres nulles et valeurs propres non nulles ;
- décomposition en valeurs propres d'une matrice globale obtenue par multiplication de la matrice Fj^p et d'une matrice représentative d'une transformée F (de Fourier ou en cosinus par exemple) de taille NpxNp, et stockage des valeurs propres obtenues selon un ordre décroissant ; et une étape de sélection de la matrice Fjp générant la matrice globale présentant les i premières valeurs propres les plus proches de 1, stockées selon l'ordre décroissant, et les Np - i) valeurs propres restantes les plus faibles, délivrant la matrice de transfert.
En effet, la matrice Fjjp est généralement mal conditionnée, ce qui signifie que ses valeurs propres ne sont pas toutes identiques (le rapport entre sa plus grande valeur propre et sa plus petite valeur propre est supérieur à 1). On cherche donc à transformer cette matrice pour obtenir une matrice conditionnée sur ses premières valeurs propres, c'est-à-dire présentant valeurs propres identiques (ou sensiblement identiques) et (Np - ) valeurs propres quasiment nulles. Pour chaque , on définit ainsi une matrice globale dans le domaine fréquentiel qui est bien conditionnée sur ses premières valeurs propres. On détermine de cette façon le nombre optimal de valeurs propres à supprimer, en tenant compte de l'impact du nombre de valeurs propres sur la réponse fréquentielle du canal.
Selon un deuxième mode de réalisation, l'étape de construction de la matrice de transfert met en œuvre les sous-étapes suivantes, si elle est construite à partir d'une matrice de Fourier :
- obtention d'une matrice réduite de taille Np x CP , notée FQP , extraite d'une matrice représentative d'une transformée de Fourier de taille NxN dans laquelle on a conservé les éléments correspondant à la position desdits pilotes et conservé uniquement les CP premières colonnes, où N correspond au nombre total de porteuses et Np au nombre desdits pilotes, et CP au nombre d'échantillons temporels de l'intervalle de garde ;
- décomposition de la matrice FQP en CP valeurs propres ;
- détermination de la matrice de transfert de taille NpxNp, à partir d'un ensemble de valeurs propres choisies parmi les CP valeurs propres ;
ou les étapes suivantes, si elle est construite à partir d'une matrice représentative d'une transformée en cosinus :
- obtention d'une matrice réduite de taille Np x 2CP , notée Fçp , extraite d'une matrice représentative d'une transformée en cosinus de taille NxN dans laquelle on a conservé les éléments correspondant à la position desdits pilotes et conservé uniquement les 2CP premières colonnes ;
- décomposition de la matrice FQP en 2CP valeurs propres ;
- détennination de la matrice de transfert de taille NpxNp, à partir d'un ensemble de valeurs propres choisies parmi les 2CP valeurs propres.
Selon ce deuxième mode de réalisation, on utilise donc la matrice FQP de taille NpxCP (respectivement Npx2CP), encore appelée fonction de transfert, pour obtenir directement les CP (respectivement 2CP) premiers échantillons dans le domaine temporel (respectivement dans un domaine transformé correspondant à l'application d'une transformée en cosinus), sur lesquels sont localisés les échantillons représentatifs du canal.
A nouveau, le nombre de pilotes (Np) d'un symbole multiporteuse dédiés à l'estimation du canal de transmission peut être inférieur ou égal au nombre de porteuses modulées par une valeur non nulle (Nmod) du symbole multiporteuse.
Ainsi, dans le cas où Np est égal à Nmod, ce qui est le cas selon la norme Wifi par exemple, la matrice J¾p est extraite d'une matrice de Fourier (respectivement d'une matrice représentative d'une transformée en cosinus) de taille NxN dans laquelle on a supprimé les éléments correspondant à la position des porteuses nulles d'un symbole multiporteuse et conservé uniquement les CP (respectivement 2CP) premières colonnes.
Dans le cas où Np est inférieur à Nmod, ce qui est le cas selon la norme DVB-T par exemple, la matrice Fçp est extraite d'une matrice de Fourier (respectivement d'une matrice représentative d'une transformée en cosinus) de taille NxN dans laquelle on a supprimé à la fois les éléments correspondant à la position des porteuses nulles, les éléments correspondant à la position des porteuses modulées par des données utiles et les éléments correspondant à la position des porteuses modulées par des pilotes dédiés à l'estimation d'un autre canal de transmission d'un symbole multiporteuse (si de telles porteuses existent), et conservé uniquement les CP
(respectivement 2CP) premières colonnes.
Selon un aspect particulier de l'invention, le procédé de réception comprend une étape de réduction d'un bruit affectant les échantillons représentatifs du canal dans le domaine transformé, mise en oeuvre préalablement à l'étape de transmission.
De cette façon, on diminue encore la quantité d'informations à remonter à l'émetteur, ce qui permet de diminuer le nombre de bits nécessaires pour coder l'information de retour et de réduire la perte de débit engendrée par les techniques « avec feedback ».
En particulier, si on considère une transformation de Fourier et si la réponse temporelle comprend Np échantillons temporels, l'étape de réduction d'un bruit comprend les sous-étapes suivantes :
- détermination d'une variance du bruit σ affectant les (Np - CP) derniers échantillons temporels de la réponse temporelle ;
- détermination d'une puissance du bruit ¾m-/ affectant les CP premiers échantillons temporels de la réponse temporelle, telle que Pforuit ~ CP x tx ;
- affectation d'une valeur nulle aux j échantillons temporels présentant les puissances les plus faibles, parmi les CP premiers échantillons temporels, tant que la somme des puissances des j échantillons est inférieure ou égale à i¾nHy , délivrant (CP - j) échantillons temporels représentatifs du canal, correspondant à la réponse impulsionnelle du canal.
Il est ainsi possible de supprimer les échantillons temporels localisés dans l'intervalle de garde qui présentent une faible valeur, ce qui permet de diminuer encore la taille des informations à transmettre par feedback, et d'obtenir un deuxième gain en compression de l'information à envoyer.
Si on considère une transformation en cosinus et si la réponse du canal dans le domaine transformé comprend Np échantillons, l'étape de réduction d'un bruit comprend les sous-étapes suivantes :
- détermination d'une variance du bruit σ affectant les (Np— 2CP derniers échantillons de la réponse dans le domaine transformé ;
- détermination d'une puissance du bruit Z¾ra/Y affectant les 2CP premiers échantillons de la réponse dans le domaine transformé, telle que I%mit— 2CP x σ ;
- affectation d'une valeur nulle aux j échantillons temporels présentant les puissances les plus faibles, parmi les 2CP premiers échantillons dans le domaine transformé, tant que la somme des puissances des j échantillons est inférieure ou égale à ¾mY , délivrant
(2CP - 7) échantillons représentatifs du canal dans le domaine transformé, correspondant à la réponse impulsionnelle du canal.
En particulier, le procédé de réception comprend une étape de détection des positions des échantillons dans le domaine transformé correspondants à la réponse impulsionnelle. Le signal de retour porte alors ces positions et les échantillons dans le domaine transformé correspondants à la réponse impulsionnelle .
En d'autres termes, les positions des échantillons représentatifs du canal sont signalées dans le signal de retour, dans un premier champ, et seuls les échantillons identifiés par ces positions sont insérés dans le signal de retour, dans un deuxième champ.
II est ainsi possible de transmettre une nouvelle structure de trame, au niveau de la couche liaison de données MAC, formée d'une première partie portant la position des échantillons et une deuxième partie portant les informations identifiées par ces positions.
Cette nouvelle structure de trame permet d'optimiser l'envoi des informations de retour. Par exemple, les positions sont codées sur un nombre de bits égal au nombre d'échantillons de l'intervalle de garde (CP).
L'invention concerne aussi un signal de retour transmis selon le procédé de réception décrit précédemment, portant au moins les échantillons représentatifs du canal dans le domaine transformé, c'est-à-dire correspondant à la réponse impulsionnelle du canal. Un tel signal de retour peut, selon un mode dégradé de l'invention, porter des échantillons représentatifs d'un bruit dans le domaine transformé.
Un tel signal de retour peut bien sûr comporter les différentes caractéristiques relatives au procédé de réception décrit précédemment. Il s'agit par exemple d'un message CQI (de l'anglais « Channel Quality Indicator » pour « indicateur de qualité du canal »).
Dans un autre mode de réalisation, l'invention concerne un récepteur d'un signal correspondant à un signal multiporteuse émis par un émetteur via au moins un canal de transmission, ledit signal multiporteuse comprenant au moins un intervalle de garde, et ledit récepteur comprenant des moyens d'estimation du canal de transmission, délivrant une information sur le canal dans le domaine fréquentiel, dite réponse fréquentielle.
Selon l'invention, un tel récepteur comprend également :
- des moyens de transformation de la réponse fréquentielle vers un domaine transformé, délivrant une réponse du canal dans le domaine transformé,
- des moyens de transmission, à l'émetteur, d'un signal de retour portant au moins les échantillons représentatifs du canal dans le domaine transformé.
Un tel récepteur est notamment adapté à mettre en œuvre le procédé de réception décrit précédemment. Il s'agit par exemple d'un point d'accès d'un réseau Wifi, dans le cas d'une liaison montante, ou d'une station d'un ensemble de services de base d'un réseau Wifi, dans le cas d'une liaison descendante.
Ce récepteur pourra bien sûr comporter les différentes caractéristiques relatives au procédé de réception selon l'invention. Ainsi, les caractéristiques et avantages de ce récepteur sont les mêmes que ceux du procédé de réception, et ne sont pas détaillés plus amplement.
L'invention concerne encore un procédé d'émission d'un signal multiporteuse via au moins un canal de transmission, comprenant les étapes suivantes :
- réception d'un signal de retour transmis selon le procédé de réception décrit précédemment, délivrant des échantillons représentatifs du canal dans un domaine transformé ;
- transformation des échantillons représentatifs du canal du domaine transformé vers le domaine fréquentiel, délivrant une estimation du canal ;
- mise en forme du signal multiporteuse tenant compte de l'estimation.
En plus des opérations classiquement effectuées à l'émission, on propose selon l'invention de transformer les informations sur le canal, véhiculées par le signal de retour, du domaine transformé vers le domaine fréquentiel.
De cette façon, on peut réutiliser l'ensemble des fonctions existantes pour la mise en forme du signal multiporteuse à l'émission.
De plus, on dispose à l'émission d'une bonne connaissance du canal de transmission. En particulier, la transmission d'informations sur le canal dans le domaine temporel dans le signal de retour permet une meilleure estimation du canal de transmission, du fait de la précision des informations obtenues en réception, notamment grâce à l'utilisation d'une matrice de transfert spécifique selon l'invention. On augmente de cette façon l'efficacité des systèmes nécessitant une connaissance du canal à l'émission.
Dans un autre mode de réalisation, l'invention concerne un émetteur d'un signal multiporteuse via au moins un canal de transmission, comprenant :
- des moyens de réception d'un signal de retour transmis par un récepteur tel que décrit précédemment, délivrant des échantillons représentatifs du canal dans un domaine transformé ;
- des moyens de transformation des échantillons représentatifs du canal du domaine transformé vers le domaine fréquentiel, délivrant une estimation du canal ;
- des moyens de mise en forme du signal multiporteuse tenant compte de l'estimation du canal.
Un tel émetteur est notamment adapté à mettre en œuvre le procédé d'émission décrit précédemment. Il s'agit par exemple d'un point d'accès d'un réseau Wifi, dans le cas d'une liaison descendante, ou d'une station d'un ensemble de services de base d'un réseau Wifi, dans le cas d'une liaison montante.
Cet émetteur pourra bien sûr comporter les différentes caractéristiques relatives au procédé d'émission selon l'invention. Ainsi, les caractéristiques et avantages de cet émetteur sont les mêmes que ceux du procédé d'émission, et ne sont pas détaillés plus amplement.
Un autre aspect de l'invention concerne un programme d'ordinateur comportant des instructions adaptées à la mise en œuvre du procédé d'émission et/ou du procédé de réception décrits ci-dessus, lorsque le programme est exécuté par un processeur. Un tel programme peut utiliser n'importe quel langage de programmation. Il peut être téléchargé depuis un réseau de communication et/ou enregistré sur un support lisible par ordinateur.
4. Liste des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels :
la figure 1 illustre les principales étapes mises en œuvre par un procédé de réception selon un mode de réalisation de l'invention ;
- les figures 2, 3 et 6 illustrent des exemples de transformation de la réponse fréquentielle du canal vers le domaine temporel ;
les figures 4A et 4B présentent les principales étapes mises en œuvre pour la construction d'une matrice de transfert, selon un premier exemple ;
la figure 5 détaille l'étape de détermination de la matrice de transfert des figures 4A et 4B ; - la figure 7 illustre les valeurs propres de la matrice globale, pour différentes valeurs de / ; la figure 8 compare l'erreur d'estimation du canal de transmission, en fonction du rapport signal à bruit, obtenue selon l'invention par rapport aux techniques de l'art antérieur ; la figure 9 illustre un algorithme de réduction du bruit affectant la réponse temporelle du canal ;
la figure 10 illustre un exemple de trame du signal de retour selon l'invention ;
les figures 1 1 A et 1 1B présentent un exemple de chaîne d'émission et de réception ;
- les figures 12A et 12B illustrent schématiquement la structure d'un émetteur et d'un récepteur selon un mode de réalisation de l'invention.
5. Description d'un mode de réalisation de l'invention
5. / Principe général
L'invention s'inscrit dans le contexte des communications nécessitant une connaissance du canal de transmission à l'émission, où un canal de transmission est défini entre un émetteur (comprenant une ou plusieurs antennes d'émission) et un récepteur (comprenant une ou plusieurs antennes de réception).
Le principe général de l'invention repose sur la transmission, du récepteur vers l'émetteur, d'une information sur le canal de transmission sous sa forme temporelle ou sa forme dans un domaine transformé, et non sous sa forme fréquentielle, ce qui permet une compression des informations transmises sur la voie de retour.
La figure 1 illustre les principales étapes mises en œuvre par un procédé de réception d'un signal correspondant à un signal multiporteuse, par exemple de type OFDM, émis par un émetteur via un canal de transmission, selon un mode de réalisation de l'invention. Un tel procédé selon l'invention peut être mis en œuvre de diverses manières, notamment sous forme câblée ou sous forme logicielle.
Selon ce mode de réalisation, on estime le canal de transmission au cours d'une étape d'estimation 11 , délivrant une information sur le canal dans le domaine fréquentiel, dite réponse fréquentielle RF. Cette estimation du canal est obtenue de manière classique, par exemple en utilisant les pilotes dédiés à l'estimation de ce canal du signal multiporteuse.
On transforme ensuite la réponse fréquentielle du canal RF du domaine fréquentiel vers le domaine temporel au cours d'une étape de transformation 12, délivrant une réponse temporelle du canal RT, comprenant à la fois des échantillons temporels représentatifs du canal (formant la réponse impulsionnelle du canal RI) et des échantillons temporels représentatifs d'un bruit.
On transmet alors à l'émetteur, au cours d'une étape de transmission 13, au moins les échantillons temporels représentatifs du canal dans un signal de retour, encore appelé feedback Fbck.
Selon ce mode de réalisation, la réponse impulsionnelle du canal est localisée dans un intervalle de temps présentant une longueur, en nombre d'échantillons, inférieure ou égale à celle de l'intervalle de garde (ou préfixe cyclique) du signal multiporteuse.
On rappelle en effet que la durée d'un intervalle de garde d'un signal multiporteuse est généralement choisie pour être supérieure ou égale à l'étalement maximal des retards de la réponse impulsionnelle du canal de transmission. Par conséquent, la réponse impulsionnelle du canal présente une longueur inférieure ou égale à celle de l'intervalle de garde. Elle peut même être très inférieure à la longueur de l'intervalle de garde, selon l'environnement.
La transmission de la réponse impulsionnelle RI dans le signal de retour Fbck plutôt que de la réponse fréquentielle RF permet une réduction importante du volume de données à transmettre dans le signal de retour. En effet, puisque la taille de l'intervalle de garde est souvent inférieure à 25% de la taille de la réponse fréquentielle dans les systèmes de communication numérique, l'envoi de la réponse impulsionnelle (qui présente une longueur au plus égale à la longueur de l'intervalle de garde) permet de réduire le volume des données à transmettre par feedback (75% au minimum).
Au contraire, l'envoi de la réponse fréquentielle du canal selon l'art antérieur classique nécessitait l'envoi de tous les coefficients d'une matrice représentative du canal de transmission.
Selon une variante, la réponse fréquentielle du canal RF pourrait être transformée du domaine fréquentiel vers un domaine de transfert, en utilisant une transformation en cosinus de type DCT pour « Discret Cosinus Transform » par exemple.
La réponse du canal dans le domaine de transfert est alors localisée dans un intervalle présentant une longueur, en nombre d'échantillons, inférieure ou égale à deux fois celle de l'intervalle de garde (ou préfixe cyclique) du signal multiporteuse.
5.2 Système de transmission « parfait »
On considère dans un premier temps un système de transmission « parfait », dans lequel il n'est pas nécessaire d'introduire de porteuses nulles en bordure et/ou au centre du spectre du signal multiporteuse, par exemple pour éviter un recouvrement spectral avec d'autres applications utilisant des bandes de fréquence voisines.
On considère par exemple une transformation de type transformée de Fourier.
Dans ce cas, comme illustré en figure 2, l'étape de transformation 12 de la réponse fréquentielle du canal RF du domaine fréquentiel vers le domaine temporel délivre une réponse temporelle du canal RT comprenant à la fois des échantillons temporels représentatifs du canal (formant la réponse impulsionnelle du canal RI) et des échantillons temporels représentatifs d'un bruit.
A l'issue de cette étape de transformation 12, la réponse impulsionnelle du canal RI est localisée dans un intervalle de temps présentant une longueur inférieure ou égale à celle de l'intervalle de garde (ou préfixe cyclique) du signal multiporteuse. En d'autres termes, à même fréquence d'échantillonnage, le nombre d'échantillons temporels de la réponse impulsionnelle du canal RI est inférieur ou égal au nombre d'échantillons temporels de l'intervalle de garde, noté CP.
Si la réponse impulsionnelle et l'intervalle de garde présentent une même longueur, les CP premiers échantillons de la réponse temporelle RT sont des échantillons représentatifs dudit canal et les (N - CP) échantillons restants de la réponse temporelle RT sont des échantillons représentatifs d'un bruit, avec N le nombre de porteuses d'un symbole muitiporteuse du signal muitiporteuse.
Dans ce cas « parfait », l'étape de transformation 12 peut être effectuée en appliquant directement une transformée de Fourier inverse à la réponse fréquentielle RF. Pour ce faire, on multiplie par exemple une matrice représentative du canal de transmission par une matrice de Fourier inverse IFFT.
Selon une variante, l'étape de transformation 12 est effectuée en appliquant directement une transformée en cosinus discret (ou une autre transformée) à la réponse fréquentielle RF.
A l'issue de cette étape de transformation 12, les échantillons représentatifs du canal dans le domaine transformé sont localisés dans un intervalle présentant une longueur inférieure ou égale à deux fois celle de l'intervalle de garde du signal muitiporteuse.
5.3 Système de transmission « réel »
Dans les systèmes de transmission actuels, on insère classiquement des porteuses nulles en bordure du spectre du signal muitiporteuse, notamment pour éviter un recouvrement spectral avec d'autres applications utilisant des bandes de fréquence voisines. Il est également classique d'insérer une porteuse nulle au milieu du spectre du signal muitiporteuse (DC).
Dans ce cas, si l'on effectue directement une transformée de Fourier inverse sur la réponse fréquentielle RF du canal (obtenue de manière classique au cours de l'étape d'estimation 1 1), l'étape de transformation 12 délivre une réponse temporelle du canal RT comprenant des échantillons temporels représentatifs du canal mélangés avec les échantillons temporels représentatifs d'un bruit, comme illustré en figure 3.
L'existence de ces porteuses nulles crée en effet des effets de bords sur la réponse impulsionnelle du canal (en anglais « aliasing »), qui devient très dispersif dans le domaine temporel, et donc difficile à localiser.
Selon ce mode de réalisation, l'invention propose d'utiliser une matrice de transfert spécifique lors de l'étape de transformation 12, permettant de concentrer la réponse impulsionnelle du canal sur les CP premiers échantillons de la réponse temporelle si la matrice de transfert est construite à partir d'une matrice de Fourier, ou sur les 2CP premiers échantillons de la réponse du canal dans le domaine transformé si la matrice de transfert est construite à partir d'une matrice représentative d'une transformée en cosinus.
On considère par exemple une transformation de type transformée de Fourier. La matrice de transfert, construite en tenant compte des porteuses nulles localisées aux bords du spectre du signal muitiporteuse et/ou au centre du spectre, permet alors d'obtenir une réponse temporelle du canal dont les échantillons temporels représentatifs du canal sont localisés dans un intervalle de temps présentant une longueur inférieure ou égale à celle de l'intervalle de garde.
Dans ce cas « réel », l'étape de transformation 12 n'est donc pas effectuée en appliquant directement une transformée de Fourier inverse à la réponse fréquentielle, mais en appliquant une fonction de transfert « modifiée ». Pour ce faire, on multiplie par exemple une matrice représentative du canal de transmission par une matrice de transfert spécifique.
Cette nouvelle matrice de transfert permet un passage dans le domaine temporel sans effet de bord (« aliasing »). La réponse impulsionnelle du canal devient donc moins dispersive en temps et est concentrée dans les CP premiers échantillons de la réponse temporelle.
Cette localisation de la réponse impulsionnelle permet de n'envoyer que les trajets (ou « taps ») du canal dont le nombre est au plus égal à la longueur de l'intervalle de garde. En effet, chaque échantillon temporel de la réponse impulsionnelle, portant une valeur donnée, peut être associé à un trajet du canal. Si la réponse impulsionnelle du canal est localisée sur les CP premiers échantillons de la réponse temporelle, alors le nombre de trajets (et donc de valeurs) servant à décrire le canal, transmis dans le signal de retour, est inférieur ou égal au nombre d'échantillons correspondant à l'intervalle de garde (CP). La taille des informations à transmettre est donc réduite de manière considérable, puisque la longueur de l'intervalle de garde, en nombre d'échantillons, est beaucoup plus petite que le nombre de porteuses (classiquement de l'ordre de ¼ pour un symbole OFDM).
A) Premier exemple de mise en œuvre
On décrit ci-après, en relation avec les figures 4A et 4B, les principales étapes mises en œuvre pour la construction d'une telle matrice de transfert à partir d'une matrice de Fourier.
On note N le nombre total de porteuses, Nmod le nombre de porteuses modulées par une valeur non nulle, et Np le nombre de pilotes dédiés à l'estimation du canal de transmission d'un symbole multiporteuse (par exemple OFDM). On entend ici par porteuses « modulées par une valeur non nulle » les porteuses portant un pilote ou des données utiles. Les porteuses « modulées par une valeur nulle », encore appelées porteuses nulles, correspondent aux porteuses insérées aux bords et/ou au milieu du spectre du signal multiporteuse. Le nombre de porteuses nulles est donc égal a (N - Nmod) .
On considère tout d'abord le cas où le nombre de pilotes Np dédiés à l'estimation du canal de transmission d'un symbole multiporteuse est égal au nombre de porteuses modulées par une valeur non nulle Nmod de ce symbole multiporteuse (selon la norme Wifi par exemple).
Comme illustré en figure 4A, les porteuses modulées par une valeur non nulle du symbole multiporteuse SA selon ce cas comprennent uniquement des pilotes P correspondant au canal en cours d'estimation.
La première étape 41 A de construction de la matrice de transfert consiste à extraire, d'une matrice de Fourier de taille NxN, une matrice de taille NpxNp, notée Fjyp .
Cette matrice correspond à la matrice de Fourier de taille NxN dans laquelle on a supprimé les éléments correspondant à la position des porteuses nulles. En d'autres termes, on supprime les lignes de la matrice de Fourier de taille NxN correspondant à la position des porteuses nulles. On obtient ainsi une matrice de NpxNp, notée Fj^p .
On note que la matrice F jp extraite de la matrice de Fourier de taille NxN n'est pas nécessairement carrée, et peut présenter une taille NpxN.
A titre d'exemple, on considère la matrice de Fourier de taille 16x16 présentée en annexe
A.
Si l'on considère un nombre de porteuses nulles par symbole multiporteuse égal à 6, alors la matrice Fj^p- Q de taille 10x10 obtenue à l'issue de la première étape 41 ^ (en supprimant les trois premières lignes, les trois dernières lignes, et les six dernières colonnes de la matrice de Fourier 16x16), est telle que présentée en annexe B.
Au cours de la deuxième étape 42 de construction de la matrice de transfert, on décompose la matrice Fpp en Np valeurs propres, par exemple en utilisant la fonction SVD (en anglais
« singular value décomposition », en français « décomposition en valeurs singulières »). Cette décomposition permet d'obtenir l'ensemble des valeurs singulières de la matrice Fj^p , et éventuellement de les stocker par ordre décroissant.
Même si la matrice F^p n'est pas une matrice carré, il est possible d'effectuer une décomposition en valeurs propres. Le nombre de valeurs propres obtenues est alors égal au minimum entre le nombre de lignes et le nombre de colonnes de la matrice. Cette décomposition permet d'obtenir l'ensemble des valeurs singulières de la matrice Fpp , et éventuellement de les stocker par ordre décroissant.
A titre illustratif, en reprenant l'exemple ci-dessus, les dix valeurs propres obtenues à l'issue de la deuxième étape 42, sont les suivantes :
1. 1.0000 ;
2. 1.0000 ;
3. 1.0000 ;
4. 1.0000 ;
5. 0.9977 ;
6. 0.9318 ;
7. 0.5942 ;
8. 0.1805 ;
9. 0.0248 :
10. 0.0014.
La troisième étape 43 permet de déterminer la matrice de transfert de taille NpxNp, à partir d'un ensemble de valeurs propres choisies parmi les Np valeurs propres obtenues lors de la deuxième étape 42.
On détaille ci-après, en relation avec la figure 5, les sous-étapes mises en œuvre lors de la troisième étape 43 permettant de déterminer la matrice de transfert de taille NpxNp.
On définit une variable /', où est un entier relatif allant de 1 à Np .
Selon ce premier exemple de réalisation, on effectue les étapes suivantes, pour toutes les valeurs de / :
- affectation 51 d'une valeur nulle aux (Np - ) valeurs propres les plus faibles parmi les
Np valeurs propres la matrice Fj^p obtenues lors de la deuxième étape 42 de construction de la matrice de transfert. Cette étape permet de supprimer les valeurs propres les plus faibles ;
- reconstruction 52 d'une nouvelle matrice de taille NpxNp, notée , à partir des
Figure imgf000019_0001
Np - ) valeurs propres nulles et valeurs propres non nulles ;
- décomposition en valeurs propres 53 d'une matrice globale obtenue par multiplication de la matrice Ffcp et d'une matrice de Fourier F de taille NpxNp, et stockage des valeurs propres obtenues, selon un ordre décroissant. La multiplication de la matrice par
Figure imgf000019_0002
une matrice de Fourier F permet de transposer la matrice Fj^p dans le domaine fréquentiel. La matrice ainsi obtenue, appelée matrice globale, est alors décomposée en Np valeurs propres, par exemple en utilisant la fonction SVD. Les premières valeurs propres de la matrice globale ainsi obtenue sont identiques (ou quasi-identiques), et les (Np - i) valeurs propres restantes sont très faibles. On peut donc considérer que la matrice globale ainsi obtenue est bien conditionnée sur ses premières valeurs propres. A l'issue de ces trois étapes, on obtient pour chaque valeur de i :
- une matrice Fip ,
- une matrice globale correspondant à la matrice Ffjp dans le domaine fréquentiel, et
- Np valeurs propres associées à la matrice globale (et donc calculées dans le domaine fréquentiel), classées par ordre décroissant de valeurs.
En poursuivant l'exemple ci-dessus, on obtient ainsi, par exemple pour = 8 :
=8
- la matrice F jp i o présentée en Annexe C ;
- la matrice globale présentée en Annexe D, obtenue par transposition de la matrice /Vp-jo dans le domaine fréquentiel ;
- les valeurs propres suivantes, associées à la matrice globale :
1. 1 ;
2. 1 ;
3. 1 ;
4. 1 ;
5. 1 ;
6. 1 ;
7. 1 ;
8. 0.9999 ;
9. 1.3487e-16 ;
10. 1.6816e-17.
La matrice globale obtenue pour = 8 est donc bien conditionnée sur ses huit premières valeurs propres.
On sélectionne ensuite, au cours d'une étape de sélection 54, la matrice Fjsjp générant la matrice globale présentant les premières valeurs propres les plus proches de 1 (selon l'ordre décroissant), et les (Np - ) valeurs propres restantes les plus faibles. La matrice Ffap ainsi sélectionnée est la matrice de transfert à utiliser lors de l'étape de transformation 12. Cette matrice de transfert, qui tient compte du nombre de porteuses nulles ainsi que de leur position, permet de concentrer la réponse impulsionnelle du canal sur les CP premiers échantillons de la réponse temporelle, comme illustré en figure 6, et donc de supprimer, ou à tout le moins de réduire, les effets de bord. Les (Np - CP) échantillons temporels restants de la réponse temporelle sont représentatifs d'un bruit B.
Ainsi, si l'on considère un émetteur mettant en œuvre quatre antennes d'émission ( Nt = 4 ) et quatre antennes de réception ( Nr = 4 ) selon la norme 802.1 1η, sur une bande de fréquence de 40MHz avec 1 14 porteuses modulées par une valeur non nulle ( Nmod = Np = 1 14 ), en utilisant un échantillonnage sur quatre bits Te = 4 , et en considérant une longueur d'intervalle de garde égale à 32 échantillons ( CP = 32 ), le codage de l'information de retour selon l'invention nécessite l'utilisation de 4096 bits seulement ( Nt x Nr x CP x Te x 2 = 4096 , où le facteur 2 provient de l'envoi de données complexes), au lieu des 14592 bits selon l'art antérieur.
La troisième étape 43 de construction de la matrice de transfert, illustrée en figure 5, consiste donc à supprimer certaines valeurs propres les plus faibles. C'est cette suppression qui permet d'éliminer les effets de bords. Le nombre de valeurs propres à supprimer dépend notamment des paramètres du système de transmission (nombre de pilotes Np et nombre de porteuses nulles (Nmod- Np)).
On se place désormais dans le cas où le nombre de pilotes Np d'un symbole multiporteuse destinés à l'estimation du canal en cours d'utilisation est inférieur au nombre de porteuses modulées par une valeur non nulle Nmod de ce symbole multiporteuse (selon la norme DBV-T par exemple).
Comme illustré en figure 4B, les porteuses modulées par une valeur non nulle du symbole multiporteuse SQ selon ce cas comprennent à la fois :
des pilotes P destinés à l'estimation du canal en cours d'utilisation ; et - des données utiles ou des pilotes destinés à l'estimation d'un autre canal de transmission D.
Comme pour le cas illustré en figure 4 A, la première étape 41 B de construction de la matrice de transfert consiste à extraire, d'une matrice de Fourier de taille NxN, une matrice de taille NpxNp ou NpxN, notée Fj^p .
Cette matrice F^p correspond à la matrice de Fourier de taille NxN dans laquelle on a supprimé les éléments correspondant à la position des porteuses nulles et les éléments correspondant à la position des données utiles ou des pilotes destinés à l'estimation d'un autre canal de transmission D. En d'autres termes, on supprime les lignes de la matrice de Fourier de taille NxN correspondant à la position des porteuses nulles et des données utiles ou des pilotes destinés à l'estimation d'un autre canal de transmission D, pour ne conserver que les lignes de la matrice de Fourrier de taille NxN correspondant à la position des pilotes P destinés à l'estimation du canal en cours d'utilisation. On obtient ainsi une matrice de taille NpxNp ou NpxN, notée Fj^p .
Les étapes suivantes 42 et 43 de construction de la matrice de transfert ont déjà été décrites précédemment en relation avec la figure 4A.
La solution proposée permet de déterminer le nombre optimal de valeurs propres à supprimer, en tenant compte de l'impact du nombre de valeurs propres sur la réponse fréquentielle du canal :
- si l'on considère l'ensemble des valeurs propres de la matrice Fj^p , les effets de bords ne sont pas éliminés ;
- à l'inverse, si l'on supprime un trop grand nombre de valeurs propres de la matrice Fpjp , les valeurs des échantillons temporels représentatifs du canal seront faibles, et l'on risque de perdre toute la puissance du canal (où la puissance du canal est définie par la valeur des échantillons temporels représentatifs du canal, chaque échantillon étant associé à un trajet du canal). En effet, si l'on ne considère pas un nombre suffisant de valeurs propres de la matrice Fj^p , alors la matrice globale obtenue par transposition de la matrice
Fp p dans le domaine fréquentiel (en notant i le nombre de valeurs propres conservé) présentera des valeurs propres très faibles, ce qui correspond à des valeurs des échantillons temporels représentatifs du canal très faibles. On perd donc une grande partie de la puissance du canal.
Par exemple, si l'on se place dans le contexte d'une transmission selon la norme 802.1 ln/ac, sur une bande de fréquence de 40MHz avec 1 14 porteuses modulées par une valeur non nulle ( Nmod = Np = 1 14 ) et 14 porteuses modulées par une valeur nulle ( N = 128 ), alors le nombre de valeurs propres à conserver après application de la solution selon l'invention est de 53
( / = 53 ). La matrice de transfert à utiliser pour un tel système est donc la matrice de taille 1 14x1 14, reconstruite à partir des 53 valeurs propres les plus grandes restantes après affectation d'une valeur nulle aux 61 valeurs propres les plus faibles lors de l'étape d'affectation 51.
Afin de sélectionner la meilleure matrice de transfert (matrice
Figure imgf000022_0001
selon cet exemple), on observe pour chaque valeur de ; les valeurs propres associées à la matrice globale, classées par ordre décroissant, et on compare ces valeurs à une cible (ou masque), qui est égale à 1 pour les premières valeurs singulières, et égale à 0 pour les (Np - ) valeurs restantes. On sélectionne la valeur de / pour laquelle les valeurs propres sont les plus proches de la cible, soit = 53 selon notre exemple. La matrice de transfert sélectionnée est donc la matrice Fj^p générant la matrice globale présentant les i premières valeurs propres les plus proches de 1 , et les (Np— z) valeurs propres restantes les plus faibles.
La figure 7 illustre les valeurs propres de la matrice globale, pour différentes valeurs de /', stockées par ordre décroissant à l'issue de rétape de décomposition en valeurs propres 53. L'axe des abscisses porte l'indice des valeurs propres (classées par ordre décroissant) et l'axe des ordonnées la valeur des valeurs propres. Plus précisément, la figure 7 illustre les valeurs propres dans le domaine fréquentiel (valeurs propres de la matrice globale), en fonction du nombre de valeurs propres considérées dans le domaine temporel (suite à l'affectation d'une valeur nulle aux (Np - i) valeurs propres les plus faibles lors de l'étape d'affectation 51 ), c'est-à-dire différentes valeurs de i ( i = Np = 1 14 , = 53 et 1 = 52 ).
Comme illustré sur cette figure 7, en ne considérant que les 53 valeurs propres les plus importantes dans la matrice de transfert (ie en sélectionnant la matrice
Figure imgf000022_0002
14 )< 011 retrouve dans le domaine fréquentiel un canal représenté par une matrice globale dont les valeurs propres présentent une caractéristique très intéressante : les 53 premières valeurs propres sont égales à 1 , alors que les 61 autres valeurs propres sont très faibles et donc négligeables. Les effets de bord sont donc éliminés.
Cette nouvelle matrice de transfert permet donc d'améliorer la précision des informations à transmettre par feedback, c'est-à-dire de remonter à l 'émetteur des informations permettant une meilleure estimation du canal de transmission.
A titre illustratif, la figure 8 compare l'erreur quadratique moyenne (MSE pour « Mean Saqure Error » en anglais) au niveau de l'estimation du canal de transmission, en fonction du rapport signal à bruit, pour :
- un feedback classique transmettant à l'émetteur une information sur le canal de transmission sous sa forme fréquentielle (courbe 81) ;
- un feedback transmettant à l'émetteur une information sur le canal de transmission sous sa forme temporelle, en utilisant directement une matrice de Fourier inverse au cours de l'étape 12 de transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel (courbe 82) ;
- un feedback transmettant à l'émetteur une information sur le canal de transmission sous sa forme temporelle, en utilisant une matrice de transfert déterminée selon ce mode de réalisation au cours de l'étape 12 de transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel (courbe 83).
On constate que les informations sur le canal de transmission sous sa forme temporelle, obtenues en utilisant une matrice de transfert déterminée selon l'invention, sont beaucoup plus précises que celles sur le canal de transmission sous sa forme fréquentielle.
La transmission à l'émetteur d'information sur le canal dans le domaine temporel est particulièrement avantageuse pour les systèmes multi-utilisateurs, tels que définis selon la norme 802.1 l ac. En effet, cette solution permet à la fois de réduire la taille des informations à remonter à l'émetteur et d'augmenter la précision de ces informations.
Il est également à noter qu'une telle matrice de transfert selon l'invention n'a besoin d'être déterminée qu'une seule fois pour un système de transmission donné. Ainsi, tant que le nombre total de porteuses par symbole multiporteuse (N) et le nombre de porteuses de pilotes destinés à l'estimation du canal en cours d'utilisation ( Np ) ne varie pas, pour un même couple émetteur/récepteur, la matrice de transfert construite selon l'invention reste inchangée, et n'a donc pas à être recalculée.
Comme indiqué précédemment, selon une variante, la réponse fréquentielle du canal peut être transformée du domaine fréquentiel vers un domaine de transfert, en utilisant une transformation en cosinus de type DCT pour « Discret Cosinus Transform » par exemple, ou toute autre transformation (ondelettes, sinus, etc).
Bien entendu, toutes les opérations décrites ci-dessus pour la construction d'une matrice de transfert du domaine fréquentiei vers le domaine temporel peuvent s'étendre à la construction d'une matrice de transfert du domaine fréquentiei vers un domaine transformé.
Dans ce cas, la première étape de construction de la matrice de transfert consiste à extraire, d'une matrice représentative d'une autre transformée de taille NxN (transformée en cosinus par exemple), une matrice de taille NpxNp, notée F\[p . A nouveau, cette matrice Fpjp correspond à la matrice représentative d'une autre transformée de taille NxN dans laquelle on a supprimé les éléments correspondant à la position des porteuses nulles et/ou des éléments correspondant à la position des porteuses modulant les données utiles et/ou des éléments correspondant à la position de pilotes destinés à l'estimation d'un autre canal de transmission.
Les étapes suivantes 42 et 43 de construction de la matrice de transfert sont identiques à celles décrites précédemment en relation avec la figure 4A.
B) Réduction de la quantité d 'informations remontées à l 'émetteur
Si l'on souhaite diminuer encore la taille des informations à retransmettre à l'émetteur, il est possible de réduire le bruit affectant les CP premiers échantillons de la réponse temporelle, préalablement à l'étape de transmission du signal de retour à l'émetteur.
Cette option permet, une fois le canal localisé (c'est-à-dire une fois la réponse impulsionnelle du canal localisée dans les CP premiers échantillons de la réponse temporelle), de le compresser de manière adaptative.
Comme illustré en figure 6, à l'issue de l'étape de transformation 12 de la réponse fréquentielle du canal vers le domaine temporel utilisant une matrice de transfert construite comme décrit ci-dessus, la réponse impulsionnelle du canal est localisée dans les CP premiers échantillons temporels. Cependant, une partie de la puissance distribuée sur les CP premiers échantillons peut ne pas être représentative du canal de transmission, mais représentative d'un bruit. Il est également possible que le nombre d'échantillons de la réponse impulsionnelle soit très inférieur au nombre d'échantillons CP de l'intervalle de garde (ie la longueur du canal est faible devant celle de l'intervalle de garde).
L'invention propose, selon cette option, de diminuer davantage la taille des informations à transmettre par feedback, en enlevant parmi les CP premiers échantillons ceux qui sont constitués de bruit additif, pour ne conserver que les échantillons temporels représentatifs du canal.
Plus précisément, afin de réduire le bruit, le procédé de réception peut mettre en œuvre les étapes suivantes :
- détermination 91 d'une variance du bruit σ affectant les (Np - CP) derniers échantillons temporels de la réponse temporelle. Par exemple, on estime la variance du bruit en calculant la moyenne des nonnes des (N - C ) derniers échantillons dans le domaine temporel :
σ =
Figure imgf000025_0001
en notant Ht les (Np— derniers échantillons
Np - CP '
dans le domaine temporel.
- détermination 92 d'une puissance du bruit i¾n//f affectant les CP premiers échantillons temporels de la réponse temporelle, telle que ariât = CP x σ .
En d'autres termes, à partir de la variance σ , on détermine la puissance totale du bruit contenu dans les CP premiers échantillons. Comme il s'agit d'un bruit additif blanc gaussien, on peut remarquer que la variance est égale à la puissance d'un échantillon.
- affectation 93 d'une valeur nulle aux j échantillons temporels présentant les puissances les plus faibles, parmi les CP premiers échantillons temporels, tant que la somme des puissances des j échantillons est inférieure ou égale à Pjyn{n , délivrant (CP— y) échantillons temporels représentatifs du canal, correspondant à la réponse impulsionnelle du canal.
En d'autres termes, on supprime certains échantillons parmi les CP premiers échantillons temporels, en commençant par les échantillons présentant la puissance la plus faible, jusqu'à ce que la puissance enlevée (obtenue en sommant la puissance des échantillons que l'on supprime) soit égale à la puissance du bruit ¾ <ϊγ .
De cette façon, les échantillons temporels les plus faibles parmi les CP premiers échantillons, qui sont donc représentatifs d'un bruit, sont mis à zéro.
Afin de compresser la taille des informations à transmettre par feedback, on peut n'envoyer à l'émetteur que les échantillons non nuls (correspondant à la réponse impulsionnelle du canal), ainsi que la position de ces échantillons, qui pourra être utilisée par l'émetteur pour reconstruire le canal dans le domaine fréquentiel. En d'autres termes, on souhaite envoyer à l'émetteur uniquement les échantillons temporels, parmi les CP premiers échantillons de la réponse temporelle, qui n'ont pas été affectés d'une valeur nulle au cours de l'étape 93.
Pour ce faire, le procédé de réception met en œuvre, selon cette option, une étape de détection des positions des échantillons temporels de la réponse impulsionnelle, et le signal de retour porte les positions et les échantillons temporels de la réponse impulsionnelle.
On construit donc, au niveau de la couche de liaison de données MAC, une nouvelle trame véhiculée par le signal de retour, illustrée en figure 10, portant, dans une première portion ou champ PI , la position des échantillons et dans une seconde portion ou champ P2, les informations sur le canal dans le domaine temporel correspondant aux échantillons identifiés par ces positions.
Classiquement, la trame MAC véhiculée par le signal de retour comprend un unique champ portant les informations sur le canal dans le domaine fréquentiel.
Pour construire la première portion PI , on peut par exemple coder l'ensemble des positions sur CP bits, en utilisant un bit égal à 0 pour coder un échantillon nul et un bit égal à 1 pour coder un échantillon non nul.
Par exemple, on considère un intervalle de garde comprenant quatre échantillons ( CP = 4 ), dans lequel le premier échantillon et le quatrième échantillon selon l'axe des temps portent une valeur non nulle, alors que l'on a affecté une valeur nulle aux deuxième et troisième échantillons lors de l'étape 93. On code alors la valeur 9 en binaire sur quatre bits dans la première portion PI , soit Ί00Γ, où le premier bit égal à 1 correspond au premier échantillon portant une valeur non nulle, le dernier bit égal à 1 correspond au quatrième échantillon portant une valeur non nulle, et les deux bits égaux à 0 correspondent aux deuxième et troisième échantillons portant une valeur nulle.
Ainsi la première portion PI est limitée à un nombre de bits égal à CP, ce qui est très faible par rapport à la totalité de l'information à transmettre.
De plus, la taille des informations à transmettre par feedback est encore réduite car on envoie dans la deuxième portion P2 de la trame uniquement les échantillons de la réponse impulsionnelle, c'est-à-dire les échantillons portant une valeur non nulle (premier et quatrième échantillons dans l'exemple précité).
Ainsi, si l'on considère un émetteur mettant en œuvre quatre antennes d'émission ( Nt = 4 ) et quatre antennes de réception ( Nr - 4 ) selon la norme 802.1 l n, sur une bande de fréquence de 40MHz avec 1 14 porteuses modulées par une valeur non nulle ( Nmod = Np = 1 14 ), en utilisant un échantillonnage sur quatre bits Te = 4 , et si l'on considère un rapport signal à bruit de 15dB pour un canal représentatif d'un espace ouvert (« open-space » en anglais), pour lequel le nombre d'échantillons non nuls obtenu est égal à 1 1 , le codage de l'information de retour utilisant cette option nécessite l'utilisation de 1048 bits ( Nt x Nr x 1 1 x Te x 2 = 1408 ) pour coder l'information du canal dans le domaine temporel sur la deuxième portion P2 et 32 bits pour coder la position des échantillons sur la première portion PI , ce qui fait un total de 1440 bits, au lieu des 14592 bits selon l'art antérieur.
Cet algorithme de réduction du bruit peut être étendu à l'utilisation d'une transformée en cosinus, en remplaçant la valeur CP par 2CP tout au long de l'algorithme, et en remplaçant « temporel » par « dans le domaine transformé ».
De plus, il est à noter que cette option peut fonctionner indépendamment de l'invention. En d'autres termes, un procédé d'émission ou un procédé de réception quelconque peut mettre en œuvre l'algorithme décrit ci-dessus, dès lors qu'un tel procédé doit émettre ou recevoir des données nulles ou qui sont proches, éventuellement après quantification. Il est en effet possible de coder les positions des données non nulles pour ne transmettre que ces données non nulles, ou de coder les positions des données similaires, pour ne transmettre qu'une seule occurrence de ces données similaires.
C) Deuxième exemple de mise en œuvre
On décrit ci-après un deuxième exemple de construction d'une matrice de transfert à partir d'une matrice de Fourier selon l'invention.
A nouveau, on note N le nombre total de porteuses, Nmod le nombre de porteuses modulées par une valeur non nulle, et Np le nombre de pilotes destinés à l'estimation du canal de transmission en cours d'utilisation d'un symbole multiporteuse (par exemple OFDM).
La première étape de construction de la matrice de transfert consiste à extraire d'une matrice de Fourier de taille NxN une matrice de taille Np x CP , notée Fçp .
Cette matrice Fçp correspond à la matrice de Fourier de taille NxN dans laquelle on a supprimé les lignes correspondant à la position des porteuses nulles, des données utiles ou des pilotes destinés à l'estimation d'un autre canal de transmission, et conservé uniquement les CP premières colonnes.
Ainsi, dans le cas où le nombre de pilotes Np destinés à l'estimation du canal de transmission d'un symbole multiporteuse est égal au nombre de porteuses modulées par une valeur non nulle Nmod de ce symbole multiporteuse, la matrice Fçp correspond à la matrice de Fourier de taille NxN dans laquelle on a supprimé les lignes correspondant à la position des porteuses nulles, et conservé uniquement les CP premières colonnes.
Dans le cas où le nombre de pilotes Np destinés à l'estimation du canal de transmission d'un symbole multiporteuse est inférieur au nombre de porteuses modulées par une valeur non nulle Nmod de ce symbole multiporteuse, la matrice FQP correspond à la matrice de Fourier de taille NxN dans laquelle on a supprimé les lignes correspondant à la fois à la position des porteuses nulles, des données utiles, et des pilotes destinés à l'estimation d'un autre canal de transmission (si de telles porteuses existent), et conservé uniquement les CP premières colonnes.
Au cours d'une deuxième étape, on décompose la matrice Fçp en CP valeurs propres, par exemple en utilisant la fonction SVD. On note qu'il est possible d'effectuer une décomposition en valeurs propres sur des matrices non carrées. Le nombre de valeurs propres obtenues est alors égal au minimum entre le nombre de lignes et le nombre de colonnes de la matrice. Cette décomposition permet d'obtenir l'ensemble des valeurs singulières de la matrice Fçp , et éventuellement de les stocker par ordre décroissant.
Au cours d'une troisième étape, on détermine la matrice de transfert de taille NpxCP, à partir d'un ensemble de valeurs propres choisies parmi les CP valeurs propres obtenues lors de la deuxième étape.
Pour ce faire, on met en œuvre les étapes décrites en relation avec la figure 5, pour / allant de 1 à CP :
- affectation d'une valeur nulle aux (CP - ) valeurs propres les plus faibles parmi les CP valeurs propres obtenues lors de la deuxième étape ;
- reconstruction d'une nouvelle matrice de taille Np x CP , notée FQP , à partir des - ) valeurs propres nulles et / valeurs propres non nulles ;
- décomposition en valeurs propres d'une matrice globale obtenue par multiplication de la matrice FQP et d'une matrice de Fourier F de taille NpxNp, et stockage des valeurs propres obtenues selon un ordre décroissant ;
puis une étape de sélection de la matrice FQP générant la matrice globale présentant les i premières valeurs propres les plus proches de 1 , stockées selon l'ordre décroissant, et les (CP— /') valeurs propres restantes les plus faibles, délivrant la matrice de transfert.
L'utilisation d'une matrice de transfert de taille Np x CP selon ce deuxième exemple permet donc de diminuer le nombre d'opérations à effectuer lors du passage du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, et donc de réduire la complexité de mise en œuvre de l'invention.
A nouveau, selon une variante, la réponse fréquentielle du canal peut être transformée du domaine fréquentiel vers un domaine de transfert, en utilisant une transfonnation en cosinus de type DCT pour « Discret Cosinus Transform » par exemple, ou toute autre transformation (ondelettes, sinus, etc).
Dans ce cas, la première étape de construction de la matrice de transfert consiste à extraire, d'une matrice représentative d'une autre transformée de taille NxN (transformée en cosinus par exemple), une matrice de taille Npx2CP, notée FQP .
Ce deuxième exemple peut donc être étendu à l'utilisation d'une transformée en cosinus, en remplaçant la valeur CP par 2CP, et en remplaçant « temporel » par « dans le domaine transformé ».
5.4 Exemple de chaîne d'émission et de réception
On présente désormais, en relation avec les figures 1 1 A et 1 1 B, un exemple de chaîne d'émission et de réception dans un système de transmission ΜΓΜΟ mettant en œuvre Nt antennes d'émission et Nr antennes de réception et une modulation OFDM.
Côté émission, l'émetteur (par exemple un point d'accès AP) reçoit un signal de retour Fbck, transmis selon le procédé de réception décrit ci-dessus, portant des échantillons temporels représentatifs du canal. Ces échantillons temporels sont alors transformés dans le domaine fréquentiel dans un module de transformation 1 1 1, délivrant une estimation du canal. Le signal multiporteuse est alors mis en forme de façon classique, en tenant compte de l'estimation du canal (codage espace/temps MIMO 1 12, insertion de symboles pilotes P 1 131 à 1 13Nt, modulation OFDM 1 141 à 1 14Nt, insertion de l'intervalle de garde CP 1 151 à 1 15Nt, émission sur les Nt antennes d'émission). On note que les opérations de codage espace/temps MIMO et d'insertion de symboles pilotes P sont mises en œuvre dans le domaine fréquentiel, alors que les opérations d'insertion d'un intervalle de garde sont mises en œuvre dans le domaine temporel.
Côté réception, le récepteur (par exemple une station) reçoit un signal multiporteuse sur les
Nr antennes de réception, et met en œuvre des opérations classiques de suppression de l'intervalle de garde CP 121 1 à 121Nr, démodulation OFDM 1221 à 122Nr, extraction des pilotes P 1231 à 123Nr, estimation du canal 124 à l'aide des pilotes, délivrant une information sur le canal dans le domaine fréquentiel (réponse fréquentielle), égalisation et détection 125, délivrant une estimation des données émises. On note que les opérations de suppression de l'intervalle de garde sont mises en œuvre dans le domaine temporel, et les opérations d'extraction des pilotes, estimation du canal, égalisation et détection, sont mises en œuvre dans le domaine fréquentiel.
En plus de ces opérations, le récepteur transforme l'estimation du canal obtenue dans le domaine fréquentiel (réponse fréquentielle) vers le domaine temporel, dans un module de transformation 126, délivrant la réponse temporelle du canal. Cette réponse temporelle comprend des échantillons temporels représentatifs du canal (correspondant à la réponse impulsionnelle du canal), localisés dans un intervalle de temps présentant une longueur inférieure ou égale à celle de l'intervalle de garde, et des échantillons temporels représentatifs d'un bruit.
La réponse impulsionnelle ainsi obtenue (éventuellement après application de l'algorithme de réduction du bruit décrit ci-dessus) est codée et transmise sur la voie de retour (Fbck).
5.5 Structure des émetteurs et récepteurs
On présente finalement, en relation avec les figures 12A et 12B, la structure simplifiée d'un émetteur et d'un récepteur mettant respectivement en œuvre une technique d'émission et une technique de réception selon un mode de réalisation particulier décrit ci-dessus.
Un tel émetteur comprend une mémoire ME comprenant une mémoire tampon, une unité de traitement PE, équipée par exemple d'un microprocesseur, et pilotée par le programme d'ordinateur PgE, mettant en œuvre le procédé d'émission selon l'invention.
A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur PgE sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement PE. L'unité de traitement PE reçoit en entrée des données à émettre et un signal de retour Fbck. Le microprocesseur de l'unité de traitement PE met en œuvre les étapes du procédé d'émission décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur PgE, pour mettre en forme le signal multiporteuse. Pour cela, l'émetteur comprend, outre la mémoire ME, des moyens de réception du signal de retour transmis par un récepteur, des moyens de transformation des échantillons temporels représentatifs du canal du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, et des moyens de mise en forme du signal multiporteuse tenant compte de l'estimation du canal. Ces moyens sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement PE.
Un tel récepteur comprend une mémoire MR comprenant une mémoire tampon, une unité de traitement PR, équipée par exemple d'un microprocesseur, et pilotée par le programme d'ordinateur PgR, mettant en oeuvre le procédé de réception selon l'invention.
A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur PgR sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement PR. L'unité de traitement PR reçoit en entrée le signal multiporteuse. Le microprocesseur de l'unité de traitement PR met en oeuvre les étapes du procédé de réception décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur PgR, pour estimer les données émises et générer un signal de retour Fbck. Pour cela, le récepteur comprend, outre la mémoire MR, des moyens d'estimation du canal de transmission, des moyens de transformation de la réponse fréquentielle du canal vers le domaine temporel, des moyens de transmission d'un signal de retour portant au moins des échantillons temporels représentatifs du canal.
Ces moyens sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement PR.
La mémoire MR permet également de stocker les valeurs propres obtenues lors des étapes de décomposition des matrices en valeurs propres.
ANNEXE A
Exemple de matrice de Fourier de taille 16x16
un
+ en
Figure imgf000031_0001
en in ÛO o - en uo «Ni n t- un oo o - en ANNEXE B
Exemple de matrice F, p de taille 10x10 o 8 o ¾ - o o a a
S Q a en en S? S 8 m
O o o d a o a O
en h*, m m co m
Figure imgf000032_0001
o o o a o o o
' +
ÇQ ,-, o
o
8 o
Figure imgf000032_0002
o o o co r--
— o to un un co o n ω m m en en un
O
d d
+ + + + o o co o en o to - - — un en
Figure imgf000032_0003
3 4 6 7 8 9 10
-0.2921 +0.3917i 0.3522 +0.86121 0.8159 +0.21831 03907 + 0.0803 0.6999 +0.25911 0.6999 - 0.25911 03907 - 0.0803Î 0.8159 - 0.2183i 0.3522 - 0.86121 -0.2921 -0.39171 -0.6609 + 0.6549i 0.2122 +1.36121 0.6717 +0.32881-0.1001 +0.2177ι 0.3734 + 0.3677Î 0.2042 - 0.48261 -0.1758 -0.1628Î 0.4948 - 0.5608Î -0.3248 - 1.3388Î -0.8612 - 0.3522i -0.7313 +0.42261 -0.0467 + 0.7464Î 03410 - 0.2390Î -0.0283 - 0.2379i 0.6013 -0.0338Î 0.4490-0.401310.1483 + 0.1882Î 0.4102 - 0.0721 i -0.5608 - 0.49481 -0.8159 + 0.2183Î -03303-0.2237! -0.0831 - 0.2247I 02090-0.11721 00951 +0.1855i -0.1121 + 0.2721 i -0.2943 - 0.0006Î -0.1350 -0.1588Î 0.1882 - 0.1483Î 0.1758 +0.1628Î 0.0803 + 0.3907Î 0.2591 - 06999ι -0.2042 - 0.4826i ■04013 +0.44901 -0.2943 +Ο.ΟΟΟ61 -0.3807-0.19031 0.1903 + 0.3807Î -0.0006 +0.29... -0.4490 +0.40...0.4826 +0.2Q42Î 0.6999 - 0.2591 i
Figure imgf000033_0001
05475 - 05072i -0.4826 - 02042i -05684 +0.1989Î 0.2085 - 0.2077Î -0.2789 +0.3215i -0.1903 + 0.3807Î 0.1121 -0.272110.0338 + 0.6013i 0.3734 + 03677i 02591 - 0.69991 03331 +0.2195i -0.2247 - 0.08311 0.1882 -0.1483Î 0.0639 + 0.1984i -02077 - 0.20851 0.2943 - Ο .ΟΟΟ61 -01855 +0.09... -0.0283-0.2379i 0.2177 +0.1001 i -0.3907 - 0.0803Î -0.1106 +0.8373I 0.7464 - 0.0467i 0.3513 -0.2236Î -0.1483 - 0.1882i 0.5684-0.19891 -0.4490-0.40131 0.2090- 0.1172i -0.2390 - 0.3410) -0.6717 - 0.3288i -0.2183 +0.81591 -0.3522 +0.8612: 1.3612 +0.2122Î -0.0467 - 0.7464Î 0.2247 + 0.0831 i 0.2042 - 0.4826Î -0.2042 - 0.4826Î -0.2247 + 0.08... 0.0467 - 0.7464Î -1.3612 + 0.21... 0.3522 + 0.8612Î -0.2501 +0.4197i 0.8612 +0.3522Î 0.1106 - 0.83731 -02195 + 0.3331 0.5475 - Û.5072Î -0.6999 - 0.2591 i 0.3303 +0.2237Ï -0.4226 - 0T313Î -0.6609 + 0.65... 0.3917 + 0.2921 i
0 3833 - Ο.ΟΟΟΟι -0 0083 + 0 0416) 0.0583 + 0.024Ή 0.0345 - 0.05161 -0.0246 - 0 0246i 0.0053 - 0.00351 -0.0151 - 0.0364) -0.0481 + 0.0096) 0.0000 + 0.0362 -0.0083 - 0.04161 0.8902 - O.OOOOi -0.0326 + 0.1637Î 0.1578 + 0.06541 0.0597 - 0 0893i -0.0041 - 0.0041 i 0.0669 - 0.0447) -0.0425 - 0.1025) -0.0834 + 0 0166
0.0583 - 0.0241 i -0.0326 - 0.1637i 0.7387 + O.ÛOOOï ■0,0549 + 0.2758Î 0.1851 + 0 0767i 0.0307 - 0.0460Î 0.0546 + 0.0546Î 0.1123 - 0.0750) -0.0425 - 0.1025 0.0345 + 0.0516Î 0.1578 - 0.0654i -0.0549 - 0.2758Î 0.6730 + O.OOOOi 0.0531 + 0 2669i 0.1303 + Û.0540Î 0.0016 - 0.0023Î 0.0546 + 0.0546Î 0.0669 - 0.0447 -0.0246 + 0.0246Î 0.0597 + 0.0893Î 0.1851 - 0.0767Ï -0,0531 - 0.2669Î 0 7147 - 0. OOOOi -0.0453 + 0.2278Ï 0.1303 + 0.0540Î 0.0307 - 0.0460Î -0.0041 - 0.0041 0 0053 + 0.0035) -0.0041 + 0 0041 i 0.0307 + Û Û460Î 0.1303 - 0.05401 -0 0453 - 0 2278i 0.7147 + O.OOOOi -0 0531 + 0.2669i 0 1851 + 0 0767) 0 0597 - 0 0893 -0 0151 + 0 0364i 0.0669 + 0 0447i 0.0546 - 0 0546Î 0 0016 + 0.00231 0.1303 - 0 0540i -0.0531 - 0.2669i 0.6730 + O.OOOOi -0 0549 + 0.2758 i 0.1578 + 0 0654 -0 0481 - 0.00961 -0 0425 + 0.1025i 0.1 123 + 0.0750i 0.0546 - 0.0546i 0.0307 + 0 0460i 0.1851 - 0.0767) -0.0549 - 0.2758Î 0.7387 - 0. OOOOi -0.0326 + 0.1637 -0.0000 - 0.0362i -0.0834 - 0.0166) -0.0425 + 0.1025Î 0.0669 + 0.0447i 0.0041 + 0.0041 i 0.0597 + 0.0893 0.1578 - 0.0654) -0.0326 - 0.1637i 0.8902 - 0.0000
0 0148 - 0.00291 0.0000 - 0.0362i -0.0481 - Û 0096Ï ■0.0151 + 0.03641 0.0053 + 0 0035i -0.0246 + 0.0246Î 0.0345 + 0.0516) 0.0583 - 0.0241 i -0.0083 - 0.0416
Figure imgf000034_0001

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de réception d'un signal correspondant à un signal multiporteuse émis par un émetteur via au moins un canal de transmission, ledit signal multiporteuse comprenant au moins un intervalle de garde,
ledit procédé de réception comprenant une étape d'estimation (1 1 ) dudit canal de transmission, délivrant une information sur ledit canal dans le domaine fréquentiel, dite réponse fréquentielle, caractérisé en ce qu'il comprend également :
- une étape de transformation (12) de ladite réponse fréquentielle vers le domaine temporel, délivrant une réponse temporelle dudit canal, comprenant des échantillons temporels représentatifs dudit canal localisés dans un intervalle de temps présentant une longueur inférieure ou égale à celle dudit intervalle de garde, mettant en œuvre une matrice de transfert construite en tenant compte des positions de porteuses d'un symbole multiporteuse dudit signal multiporteuse modulées par des pilotes dédiés à ladite estimation du canal de transmission
- une étape de transmission (13), audit émetteur, d'un signal de retour portant au moins lesdits échantillons temporels représentatifs dudit canal.
2. Procédé de réception selon la revendication 1 , caractérisé en ce qu'il comprend une étape de construction de ladite matrice de transfert, mettant en œuvre les sous-étapes suivantes :
- obtention (41) d'une matrice réduite, notée F^p , extraite d'une matrice de Fourier de taille NxN dans laquelle on a conservé les éléments correspondant à la position desdits pilotes, où N correspond au nombre total de porteuses et Np au nombre desdits pilotes ;
- décomposition (42) de ladite matrice Fj^jp en Np valeurs propres ;
- détermination (43) de ladite matrice de transfert de taille NpxNp, à partir d'un ensemble de valeurs propres choisies parmi lesdites Np valeurs propres.
3. Procédé de réception selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite étape de détermination (43) met en œuvre les étapes suivantes, pour allant de 1 à Np :
- affectation (51) d'une valeur nulle aux (TV/? - /) valeurs propres les plus faibles parmi lesdites Np valeurs propres ;
- reconstruction (52) d'une nouvelle matrice de taille NpxNp, notée F^jp , à partir des {Np - z) valeurs propres nulles et i valeurs propres non nulles ;
- décomposition (53) en valeurs propres d'une matrice globale obtenue par multiplication de ladite matrice Ffcp et d'une matrice de Fourier F de taille NpxNp, et stockage des valeurs propres obtenues selon un ordre décroissant ; et une étape de sélection (54) de ladite matrice F^p générant la matrice globale présentant les i premières valeurs propres les plus proches de 1 , stockées selon ledit ordre décroissant, et les (Np - ) valeurs propres restantes les plus faibles, délivrant ladite matrice de transfert.
4. Procédé de réception selon la revendication 1 , caractérisé en ce qu'il comprend une étape de construction de ladite matrice de transfert, mettant en œuvre les sous-étapes suivantes :
- obtention d'une matrice réduite de taille Np x CP , notée Fçp , extraite d'une matrice de Fourier de taille NxN dans laquelle on a conservé les éléments correspondant à la position desdits pilotes et conservé uniquement les CP premières colonnes, où N correspond au nombre total de porteuses, Np au nombre desdits pilotes, et CP au nombre d'échantillons temporels dudit intervalle de garde ;
- décomposition de ladite matrice Fçp en CP valeurs propres ;
- détermination de ladite matrice de transfert de taille NpxNp, à partir d'un ensemble de valeurs propres choisies parmi lesdites CP valeurs propres.
5. Procédé de réception selon la revendication 1 , caractérisé en ce qu'il comprend une étape de réduction d'un bruit affectant lesdits échantillons temporels représentatifs dudit canal, mise en œuvre préalablement à ladite étape de transmission.
6. Procédé de réception selon la revendication 5, caractérisé en ce que ladite réponse temporelle comprenant Np échantillons temporels, ladite étape de réduction d'un bruit comprend les sous-étapes suivantes :
- détermination d'une variance du bruit σ affectant les {Np - CP) derniers échantillons temporels de ladite réponse temporelle ;
- détermination d'une puissance du bruit ¾m7 affectant les CP premiers échantillons temporels de ladite réponse temporelle, telle que P^mit— CP x r ;
- affectation d'une valeur nulle aux j échantillons temporels présentant les puissances les plus faibles, parmi lesdits CP premiers échantillons temporels,, tant que la somme des puissances des j échantillons est inférieure ou égale à ¾π/// , délivrant (CP - y) échantillons temporels représentatifs dudit canal, correspondant à la réponse impulsionnelle du canal ;
avec CP le nombre d'échantillons temporels dudit intervalle de garde.
7. Procédé de réception selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de détection des positions desdits échantillons temporels de ladite réponse impulsionnelle, et en ce que ledit signal de retour porte lesdites positions et lesdits échantillons temporels de ladite réponse impulsionnelle.
8. Récepteur d'un signal correspondant à un signal multiporteuse émis par un émetteur via au moins un canal de transmission, ledit signal multiporteuse comprenant au moins un intervalle de garde,
ledit récepteur comprenant des moyens d'estimation (11) dudit canal de transmission, délivrant une information sur ledit canal dans le domaine fréquentiel, dite réponse fréquentielle,
caractérisé en ce qu'il comprend également :
- des moyens de transformation (12) de ladite réponse fréquentielle vers le domaine temporel, délivrant une réponse temporelle dudit canal, comprenant des échantillons temporels représentatifs dudit canal localisés dans un intervalle de temps présentant une longueur inférieure ou égale à celle dudit intervalle de garde,
- des moyens de transmission (13), audit émetteur, d'un signal de retour portant au moins lesdits échantillons temporels représentatifs dudit canal.
9. Signal de retour transmis selon le procédé de réception de la revendication 1 ,
caractérisé en ce qu'il porte au moins lesdits échantillons temporels représentatifs dudit canal.
10. Procédé d'émission d'un signal multiporteuse via au moins un canal de transmission, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes :
- réception d'un signal de retour transmis selon le procédé de réception de la revendication 1 , délivrant des échantillons temporels représentatifs dudit canal ;
- transformation desdits échantillons temporels représentatifs dudit canal du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, délivrant une estimation dudit canal ;
- mise en forme dudit signal multiporteuse tenant compte de ladite estimation.
11. Emetteur d'un signal multiporteuse via au moins un canal de transmission,
caractérisé en ce qu'il comprend :
- des moyens de réception d'un signal de retour transmis par un récepteur selon la revendication 8, délivrant des échantillons temporels représentatifs dudit canal ;
- des moyens de transformation des échantillons temporels représentatifs dudit canal du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, délivrant une estimation dudit canal ;
- des moyens de mise en forme dudit signal multiporteuse tenant compte de ladite estimation.
12. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé selon la revendication 1 ou selon la revendication 10 lorsque ce programme est exécuté par un processeur.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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US8913676B2 (en) 2010-10-15 2014-12-16 Orange Methods of transmitting and receiving a multicarrier signal, and corresponding transmitter, receiver, return signal, and computer programs

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US20060114816A1 (en) 2004-11-30 2006-06-01 Maltsev Alexander A Multiple antenna multicarrier communication system and method with reduced mobile-station processing

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