CN102598520A - 移动通信系统中的同步信道(sch)干扰消除方法 - Google Patents

Abstract

一种移动通信系统中的SCH干扰消除的方法包括以下步骤：(a)在一个或多个流上接收码片均衡后的信号，每个信号具有一个或多个时隙中的多个码片和CPICH；(b)生成用于与信号相关的P-SCH和S-SCH的PSC模式和SSC模式；(c)估计P-SCH和S-SCH的功率；(d)估计P-SCH对CPICH和S-SCH对CPICH中的每一个的功率比；(e)在第n个时隙的头256个码片中进行SCH干扰消除。

Description

移动通信系统中的同步信道(SCH)干扰消除方法

技术领域

本发明一般涉及具有多个发送器和用户设备的无线通信系统，尤其涉及为了用户设备(UE)和一个或多个基站之间的同步而发送的SCH信号。

背景技术

在移动通信系统中，为了用户设备和基站之间的同步而在时隙的头256个码片期间发送SCH信号。同步信道被提供并包括利用主同步码(PSC)来编码的主同步信道(主SCH)。PSC的目的是提供时隙定时。副同步码(副SCH)也被提供，其利用副同步码(SSC)来编码。相同的主同步码(PSC)在所有时隙中被发送。不同的副同步码(SSC)在无线帧的不同时隙中被发送。

SCH信号的问题在于它们与其他信号不正交。因此，它们干扰其他信号并且需要在解调其他信号时被移除。否则，系统的吞吐量将严重下降。

希望提供改善或克服现有系统的一个或多个不便或缺点的移动通信系统中的同步信道(SCH)干扰消除的方法。

发明内容

鉴于此，本发明的一个方面提供了移动通信系统中的SCH干扰消除的方法，包括以下步骤：(a)在一个或多个流上接收码片均衡后的信号，每个信号具有一个或多个时隙中的多个码片和CPICH；(b)生成用于与信号相关的P-SCH和S-SCH的PSC模式和SSC模式；(c)估计P-SCH和S-SCH的功率；(d)估计P-SCH对CPICH和S-SCH对CPICH中的每一个的功率比；(e)在第n个时隙的头256个码片中进行SCH干扰消除。

优选地，P-SCH模式是这样生成的：生成调制器λ；连结1和-1以生成序列a＝[1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1]；连结a和-a以生成序列A＝[a，a，a，-a，-a，a，-a，-a，a，a，a，-a，a，-a，a，a]；将调制器λ与复值(1+j)和序列A相乘。

P-SCH模式可由下式给出：

c_P-SCH＝λ×(1+j)×A＝λ×(1+j)×[a，a，a，-a，-a，a，-a，-a，a，a，a，-a，a，-a，a，a].

优选地，S-SCH模式是这样生成的：生成调制器λ；连结1和-1以生成序列a＝[1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1]；从a的元素生成序列b＝[a(1)，a(2)，a(3)，a(4)，a(5)，a(6)，a(7)，a(8)，-a(9)，-a(10)，-a(11)，-a(12)，-a(13)，-a(14)，-a(15)，-a(16)]；连结序列b和序列-b以生成序列z＝[b，b，b，-b，b，b，-b，-b，b，-b，b，-b，-b，-b，-b，-b]；生成Hadamard矩阵H₈；生成序列Z_k＝[h_m(0)×z(0)，h_m(1)×z(1)，……，h_m(255)×z(255)]，k＝1，2，…，16；其中序列h_m是Hadamard矩阵H₈的第m行，m＝16×(k-1)；将调制器λ与复值(1+j)和16个序列Z_k相乘以生成16个序列c_SSC，k＝λ×(1+j)×Z_k＝λ×(1+j)×[h_m(0)×z(0)，h_m(1)×z(1)，……，h_m(255)×z(255)]，k＝1，2，…，16；为与来自预定表的64个扰码组之一相关的15个时隙选择15个S-SCH模式c_SSC，k的集合；并且选择用于第n个时隙的S-SCH模式c_S-SCH，n来作为集合中的第n个序列，即c_S-SCH，n＝c_SSC，k。

优选地，H₈由下式给出：

H₀＝[1]

$H_1=\left[\begin{array}{cc}{H}_0& H_0\\ H_0& -H_0\end{array}\right]$

$H_k=\left[\begin{array}{cc}{H}_{k-1}& H_{k-1}\\ H_{k-1}& -H_{k-1}\end{array}\right],k\≥1$

优选地，如果信号的主公共控制物理信道(P-CCPCH)被空时发射分集(STTD)编码，则调制器λ＝1。

作为替代，如果信号的主公共控制物理信道(P-CCPCH)未被空时发射分集(STTD)编码，则调制器λ＝-1。

优选地，在步骤(d)，P-SCH对CPICH和S-SCH对CPICH功率比是这样确定的：用码片均衡后的输出信号乘以用于每个时隙的头256个码片的P-SCH模式的共轭；对乘积求和；用乘积之和除以用于该时隙的CPICH符号的平均的功率；在N个连续时隙上对结果进行平均。

P-SCH对CPICH功率比可由下式给出：

$R_{P-\mathrm{SCH}}=\frac{1}{N}\underset{n=n_0}{\overset{n_0+N-}{\mathrm{\Σ}}}\left(\right|\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n\left(i\right)\×c_{P-\mathrm{SCH}}^{*}\left(i\right)|/{\left|\frac{1}{8}\underset{i=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{f}_n\left(i\right)\right|}^2)$

S-SCH对CPICH功率比可由下式给出：

$R_{S-\mathrm{SCH}}=\frac{1}{N}\underset{n=n_0}{\overset{n_0+N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\right|\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n\left(i\right)\×c_{S-\mathrm{SCH},n}^{*}\left(i\right)|/{\left|\frac{1}{8}\underset{i=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{f}_n\left(i\right)\right|}^2)$

优选地，在步骤(c)，SCH功率的估计是这样确定的：估计CPICH功率；估计P-SCH信号功率和S-SCH信号功率。

优选地，CPICH功率是这样估计的：为多个时隙来进行时隙内的CPICH信号的平均；计算平均后的信号的功率。

优选地，对P-SCH信号功率和S-SCH信号功率的估计是通过将估计的CPICH功率分别乘以P-SCH对CPICH功率比和S-SCH对CPICH功率比来确定的。

优选地，该比率是通过以下表达式来确定的：

P_P-SCH，n＝R_P-SCH×P_CPICH，n

P_S-SCH，n＝R_S-SCH×P_CPICH，n.

优选地，在步骤(e)，消除SCH引起的干扰包括以下步骤：从接收信号中减去用P-SCH功率的平方根缩放的P-SCH模式并减去用S-SCH功率的平方根缩放的S-SCH模式。当接收信号为其他信号和SCH信号的组合时，该消除结果仅产生其他信号(不含SCH信号)。

优选地，SCH干扰消除由下式给出：

$y_n\left(i\right)=x_n\left(i\right)-\sqrt{P_{P-\mathrm{SCH},n}}\×c_{P-\mathrm{SCH}}\left(i\right)-\sqrt{P_{S-\mathrm{sCH},n}}\×c_{S-\mathrm{SCH},n}\left(i\right),i=0,...,255$

附图说明

图1是例示了根据发明的方法的用于两个MIMO流的SCH消除器的操作的示意图；

图2是例示了根据发明的方法的SCH消除器组件的详细操作的、图1的SCH消除器的示意图；

图3是根据发明的方法的每时隙P-SCH对CPICH功率比计算的示意图；

图4是根据发明的方法的每时隙S-SCH对CPICH功率比计算的示意图；

图5是根据发明的方法的CPICH功率计算的示意图；

图6是示出发明的方法中涉及的步骤的流程图。

现在将参考附图仅通过示例方式来描述发明的实施例。将理解，附图和实施例的具体性不取代发明的前面描述的一般性。

具体实施方式

在WCDMA中，为了用户设备和基站之间的同步而在时隙的头256个码片期间发送SCH信号。相同的主同步码(PSC)在所有时隙中被发送。不同的副同步码(SSC)在无线帧的不同时隙中被发送。SCH信号通常从天线1被发射(可能有多于1个发射天线但总是从第一个天线发射SCH)。

在时间切换发射分集(TSTD)的情况中，SCH信号被交替地从天线1和天线2发射。

图1示出用于两个MIMO(多输入多输出)流105、110的SCH消除器100的示例。还示出码片均衡器115、分别用于MIMO流105和110的每一个的SCH消除器组件120和125。此外，存在用于MIMO流105和110的每一个的解扩器130和135。解扩器130和135的输出是在SCH消除之后经解扩的、分别从发射天线1和发射天线2接收的信号。

当两个信号的信道化码正交时，两个信号在解扩之后不相互干扰。SCH信号的问题在于它们与其他信号不正交。因此，它们干扰其他信号并且需要在解调其他信号时被移除。码片均衡器115接收MIMO流105、110作为输入并且在均衡之后向SCH消除器120、125输出码片均衡器输出。

MIMO信号的第n个时隙处的码片均衡器输出可以被书写如下：

$x_n\left(i\right)=\sqrt{P_{P-\mathrm{SCH},n}}\×c_{P-\mathrm{SCH}}\left(i\right)+\sqrt{P_{S-\mathrm{sCH},n}}\×c_{S-\mathrm{SCH},n}\left(i\right)+d\left(i\right)+w\left(i\right),i=0,...,255$

其中，c_P-SCH，c_S-SCH和P_P-SCH，n，P_S-SCH，n分别为PSC，SSC及其功率；d表示其他信号并且w表示噪声。

本发明提出一种用于从均衡后的信号中消除PSC和SSC、即从x_n(i)中消除

和

的方法。假设SCH对CPICH功率比在一段时间内(如果不是所有时间)固定，该方法涉及：P-SCH和S-SCH模式c_P-SCH和c_S-SCH，n的生成；涉及SCH对CPICH功率比估计的SCH功率P_P-SCH，n和P_S-SCH，n的估计；以及将参考图6来进一步描述的从x_n(i)中减去

和

SCH消除器组件120、125从均衡后的信号中消除PSC和SSC，并且将参考图2被进一步详细描述。SCH消除器组件120、125的输出馈送到解扩器130和135。解扩器130和135被用于将码片中的接收信号与对应的信道化码相关联以便所需信号可以在符号级被恢复并且不需要的信号被扩展增益因子抑制。解扩器140、145的输出去往解调块以便将接收信号从“符号”转换成“比特”。

图2是进一步例示了图1的SCH消除器组件120的操作、但为了简便仅示出一个流105的框图。SCH消除器组件120包括多个模块，包括SCH模式发生器205、SCH-CPICH功率比估计器215、SCH功率估计器225和SCH消除器模块235。

SCH消除器120接收流105作为输入并提供从均衡后的信号中消除了PSC和SSC的流作为处理后的输出140。流105作为到SCH-CPICH功率比估计器215、SCH功率估计器225和SCH消除器模块235的输入被接收。SCH模式发生器205生成去往SCH-CPICH功率比估计器215和SCH消除器模块235的输出信号210。SCH-CPICH功率比估计器215接收来自SCH模式发生器的输出210和输入流105以产生被馈送到SCH功率估计器225的输出220。SCH功率估计器225还连同来自SCH-CPICH功率比估计器的输出一起接收流105作为输入以向SCH消除器模块235提供输出230。SCH消除器模块235连同来自SCH功率估计器的输出230与来自SCH模式发生器的输出210一起接收MIMO流105作为输入以提供作为从均衡后的信号中消除了PSC和SSC的流的输出140。将参考图6来进一步描述该方法。

图3示出P-SCH对CPICH的每时隙功率比计算的示意300。接收信号310和共轭的P-SCH模式305的头256个码片中的每一个在平均组件315处被求和然后被平均。平均组件315的输出被馈送到组件320，其中在组件320处，绝对值被确定。组件320的输出被馈送到除法运算器325。此外，经解扩的CPICH 345的8个符号在平均组件340处被平均，并且平均组件340的输出被馈送到计算信号功率(绝对值然后被平方)的组件335。组件335的输出被馈送到除法组件325，除法组件325随后提供作为P-SCH对CPICH功率比的输出330。将参考图6来进一步描述该方法。

图4示出用于每时隙S-SCH对CPICH功率比计算400的计算框图。接收信号410和共轭的S-SCH模式405的头256个码片中的每一个在平均组件415处被求和然后被平均。平均组件415的输出被馈送到确定绝对值的组件420。组件420的输出被馈送到除法运算器425。此外，经解扩的CPICH 445的8个符号在平均组件440处被平均，并且平均组件440的输出被馈送到组件435，在组件435处，信号功率(绝对值然后被平方)被计算。组件435的输出被馈送到除法组件425，除法组件425随后提供作为S-SCH对CPICH功率比的输出430。将参考图6来进一步描述该方法。

图5示出CPICH功率500的计算框图，其中经解扩的CPICH的八个符号作为输入505在第(n-K)个时隙处被接收。如果消除发生在第n个时隙，则CPICH功率计算在此之前被完成，即CPICH功率计算在前K个时隙期间被执行。经解扩的CPICH 505的输出在平均组件510处被平均并且平均组件510的输出被馈送到计算信号功率(绝对值然后被平方)的组件515。组件515的输出是CPICH功率520。

图6示出由用于SCH干扰消除的图2中描述的每个模块执行的方法600。在步骤605，码片均衡器信号在一个或多个流上被接收，每个信号例如经由图1所示的MIMO流105、110而具有一个或多个时隙中的多个码片和CPICH。控制随后移动到步骤610，其中为与输入信号相关的P-SCH和S-SCH生成PSC模式和SSC模式。P-SCH模式是这样生成的：生成调制器λ；连结1和-1以生成序列a＝[1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1]；连结a和-a以生成序列A＝[a，a，a，-a，-a，a，-a，-a，a，a，a，-a，a，-a，a，a]；将调制器λ与复值(1+j)和序列A相乘。

P-SCH模式由下式给出：

c_P-SCH＝λ×(1+j)×A＝λ×(1+j)×[a，a，a，-a，-a，a，-a，-a，a，a，a，-a，a，-a，a，a].

S-SCH模式是这样生成的：生成调制器λ；连结1和-1以生成序列a＝[1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1]；从a的元素生成序列b＝[a(1)，a(2)，a(3)，a(4)，a(5)，a(6)，a(7)，a(8)，-a(9)，-a(10)，-a(11)，-a(12)，-a(13)，-a(14)，-a(15)，-a(16)]；连结序列b和序列-b以生成序列z＝[b，b，b，-b，b，b，-b，-b，b，-b，b，-b，-b，-b，-b，-b]；生成Hadamard矩阵H₈；生成序列Z_k＝[h_m(0)×z(0)，h_m(1)×z(1)，……，h_m(255)×z(255)]，k＝1，2，…，16；其中序列h_m是Hadamard矩阵H₈的第m行，m＝16×k；在该生成中，Z_k的第i个元素即Z_k(i)是h_m的第i个元素即h_m(i)与z的第i个元素即z(i)的乘积。

调制器λ随后被与复值(1+j)和16个序列Z_k相乘以生成16个序列c_SSC，k＝λ×(1+j)×Z_k＝λ×(1+j)[h_m(0)×z(0)，h_m(1)×z(1)，……，h_m(255)×z(255)]，k＝1，2，…，16.

随后为与来自诸如(下面的)表1之类的预定表的64个扰码组之一相关的15个时隙选择15个S-SCH模式c_SSC，k的集合；选择用于第n个时隙的S-SCH模式c_S-SCH，n来作为集合中的第n个序列，即c_S-SCH，n＝c_SSC，k。

Hadamard矩阵可由下式给出：

H₀＝[1]

$H_1=\left[\begin{array}{cc}{H}_0& H_0\\ H_0& -H_0\end{array}\right]$

$H_k=\left[\begin{array}{cc}{H}_{k-1}& H_{k-1}\\ H_{k-1}& -H_{k-1}\end{array}\right],k\≥1$

用于15个时隙的15个S-SCH模式的集合被选择为与下表1所示的64个扰码组之一相关。

表1：用于S-SCH的SSC的分配

例如，与扰码组0相关的集合为：

在生成用于P-SCH和S-SCH的模式之后，控制移动到步骤615，其中P-SCH对CPICH功率比和S-SCH对CPICH功率比和被估计。

控制随后移动到步骤620，其中P-SCH和S-SCH的功率被估计。

如以上图3和图4所例示，S-SCH对CPICH功率比估计是根据下式来计算的：

$R_{P-\mathrm{SCH}}=\frac{1}{N}\underset{n=n_0}{\overset{n_0+N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\right|\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n\left(i\right)\×c_{P-\mathrm{SCH}}^{*}\left(i\right)|/{\left|\frac{1}{8}\underset{i=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{f}_n\left(i\right)\right|}^2)$

$R_{S-\mathrm{SCH}}=\frac{1}{N}\underset{n=n_0}{\overset{n_0+N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\right|\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n\left(i\right)\×c_{S-\mathrm{SCH},n}^{*}\left(i\right)|/{\left|\frac{1}{8}\underset{i=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{f}_n\left(i\right)\right|}^2)$

其中，f_n(0)，……，f_n(7)代表第n个时隙的经解扩的CPICH符号，并且x_n是包含第n个时隙输入信号的头256个码片的向量。

时隙数N通过测试和模拟来得到。N的典型值将位于4到20的范围内。在n₀和n₀+N之间的时间中，用户设备(UE)可以使用某些预定值R_P-PSCH＝R₀，R_S-PSCH＝R₁。在时间n₀+N之后，该估计过程应被关闭。该过程应在以下情况之一中被开启：

-UE被接通，

-UE切换到新小区，

-UE处于CPICH功率提升的形式。

具体地，P-SCH对CPICH功率比是这样计算的：对于每个时隙的头256个码片，用码片均衡器输出信号乘以P-SCH模式的共轭；对乘积求和；用乘积之和除以用于该时隙的CPICH符号的平均的功率；在N个连续时隙上对结果进行平均如下

$R_{P-\mathrm{SCH}}=\frac{1}{N}\underset{n=n_0}{\overset{n_0+N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\right|\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n\left(i\right)\×c_{P-\mathrm{SCH}}^{*}\left(i\right)/{\left|\frac{1}{8}\underset{i=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{f}_n\left(i\right)\right|}^2)$

具体地，S-SCH对CPICH功率比是这样计算的：对于每个时隙的头256个码片，用码片均衡器输出信号乘以S-SCH模式的共轭；对乘积求和；用乘积之和除以用于该时隙的CPICH符号的平均的功率；在N个连续时隙上对结果进行平均如下

$R_{S-\mathrm{SCH}}=\frac{1}{N}\underset{n=n_0}{\overset{n_0+N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\right|\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n\left(i\right)\×c_{S-\mathrm{SCH},n}^{*}\left(i\right)|/{\left|\frac{1}{8}\underset{i=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{f}_n\left(i\right)\right|}^2)$

控制随后移动到步骤625，其中SCH干扰消除在一个或多个流的结尾时隙的头256个码片上被执行。SCH干扰消除处理取决于TSTD的或非TSTD的SCH信道结构；具体地，对于非TSTD：则码片均衡器输出TX1-RX1和TX1-RX2处的SCH消除器在所有时隙中操作并且码片均衡器输出TX2-RX1和TX2-RX2处的SCH消除器不操作；对于TSTD：则码片均衡器输出TX1-RX1和TX1-RX2处的SCH消除器在偶数时隙中操作并且码片均衡器输出TX2-RX1和TX2-RX2处的SCH消除器在奇数时隙中操作。

具体地，通过对多个时隙进行时隙内的CPICH信号的平均来估计CPICH功率，然后计算平均后的信号的功率。然后，通过用估计的CPICH功率分别与S-SCH对CPICH功率比和P-SCH对CPICH功率比相乘来估计P-SCH信号功率和S-SCH信号功率。

P_P-SCH，n＝R_P-SCH×P_CPICH，n

P_S-SCH，n＝R_S-SCH×P_CPICH，n

具体地，关于SCH干扰的消除，在操作的消除器处，每个时隙的头256个码片被消除SCH干扰如下：根据下式来从码片中减去用P-SCH功率的平方根缩放的P-SCH模式并从以上步骤的结果总减去用S-SCH功率的平方根缩放的S-SCH模式：

$y_n\left(i\right)=x_n\left(i\right)-\sqrt{P_{P-\mathrm{SCh},n}}\×c_{P-\mathrm{SCH}}\left(i\right)-\sqrt{P_{S-\mathrm{SCH},n}}\×c_{S-\mathrm{SCH},n}\left(i\right),i=0,...,255$

有利地，SCH干扰是使用CPICH的自相关和SCH的自相关来估计的，这比使用SCH与接收信号的交叉相关更有效。

本发明的安排可以应对如下事实：PSCH和SSCH具有不同的功率设置，而不是假设PSCH和SSCH具有相同的功率。本发明的安排可以应对CPICH和PSCH之间以及CPICH和SSCH之间的半静态功率比。

有利地，SCH干扰在码片均衡之后在码片级被消除，这比在解扩之后在符号级实施更简单。

有利地，CPICH和PSCH之间以及CPICH和SSCH之间的估计的功率比被过滤以在被用于SCH消除之前移除噪声。该过滤可以通过如上所述在N个连续时隙上进行平均来执行。

SCH干扰优选地在码片均衡器之后在码片级被消除，但是如果需要的话还可以在解扩之后在符号级被消除。依据实施成本，码片级消除更适合于要解调的信道化码的数目大的情况，如HSPA+(演进的高速分组接入)。作为替代，符号级消除更适用于要解调的信道化码的数目小的情况，如DCH(专用信道)。

有利地，经由CPICH功率来估计SCH功率较容易，这是因为它涉及将CPICH和SCH之间的功率比估计为均值、CPICH功率的估计以及使用CPICH的自相关和SCH的自相关来执行估计。

未来的专利申请可能基于本申请或要求来自本申请的优先权而在澳大利亚或海外递交。将理解，以下临时权利要求仅通过示例方式被提供，而不打算限制任何这类未来申请可能要求保护的范围。今后，特征可以被添加到临时权利要求或从临时权利要求中省略，以便进一步限定或重新限定一个或多个发明。

Claims (16)

1.一种移动通信系统中的SCH干扰消除的方法，包括以下步骤：

(a)在一个或多个流上接收码片均衡后的信号，每个信号具有一个或多个时隙中的CPICH和多个码片；

(b)生成用于与所述信号相关的P-SCH和S-SCH的PSC模式和SSC模式；

(c)估计P-SCH和S-SCH的功率；

(d)估计P-SCH对CPICH和S-SCH对CPICH中的每一个的功率比；

(e)在第n个时隙的头256个码片中进行SCH干扰消除。

2.根据权利要求1所述的方法，其中P-SCH模式是这样生成的：

生成调制器λ；

连结1和-1以生成序列a＝[1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1]；

连结a和-a以生成序列A＝[a，a，a，-a，-a，a，-a，-a，a，a，a，-a，a，-a，a，a]；

将调制器λ与复值(1+j)和序列A相乘。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述P-SCH模式由下式给出：

c_P-SCH＝λ×(1+j)×A＝λ×(1+j)×[a，a，a，-a，-a，a，-a，-a，a，a，a，-a，a，-a，a，a].

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述S-SCH模式是这样生成的：

生成调制器λ；

连结1和-1以生成序列a＝[1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1]；

从a的元素生成序列b＝[a(1)，a(2)，a(3)，a(4)，a(5)，a(6)，a(7)，a(8)，-a(9)，-a(10)，-a(11)，-a(12)，-a(13)，-a(14)，-a(15)，-a(16)]；

连结序列b和序列-b以生成序列z＝[b，b，b，-b，b，b，-b，-b，b，-b，b，-b，-b，-b，-b，-b]；

生成Hadamard矩阵H₈；

生成序列Z_k＝[h_m(0)×z(0)，h_m(1)×z(1)，……，h_m(255)×z(255)]，k＝1，2，…，16；

其中序列h_m是Hadamard矩阵H₈的第m行，m＝16×k；

将调制器λ与复值(1+j)和16个序列Z_k相乘以生成16个序列c_SSC，k＝λ×(1+j)×Z_k＝λ×(1+j)×[h_m(0)×z(0)，h_m(1)×z(1)，……，h_m(255)×z(255)]，k＝1，2，…，16；

为与来自预定表的64个扰码组之一相关的15个时隙选择15个S-SCH模式c_SSC，k的集合；并且

选择用于第n个时隙的S-SCH模式c_S-SCH，n来作为集合中的第n个序列，即c_S-SCH，n＝c_SSC，k。

5.根据权利要求1所述的方法，其中H₈由下式给出：

H₀＝[1]

$H_1=\left[\begin{array}{cc}{H}_0& H_0\\ H_0& -H_0\end{array}\right]$

$H_k=\left[\begin{array}{cc}{H}_{k-1}& H_{k-1}\\ H_{k-1}& -H_{k-1}\end{array}\right],k\≥1.$

6.根据权利要求1所述的方法，其中如果所述信号的主公共控制物理信道P-CCPCH被空时发射分集STTD编码，则调制器λ＝1。

7.根据权利要求1所述的方法，其中如果所述信号的主公共控制物理信道P-CCPCH未被空时发射分集STTD编码，则调制器λ＝-1。

8.根据权利要求1所述的方法，其中在步骤(d)，P-SCH对CPICH和S-SCH对CPICH功率比是这样确定的：

用码片均衡后的输出信号乘以用于每个时隙的头256个码片的P-SCH模式的共轭；

对乘积求和；

用乘积之和除以用于该时隙的CPICH符号的平均的功率；

在N个连续时隙上对结果进行平均。

9.根据权利要求1所述的方法，其中所述P-SCH对CPICH功率比由下式给出：

$R_{P-\mathrm{SCH}}=\frac{1}{N}\underset{n=n_0}{\overset{n_0+N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\right|\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n\left(i\right)\×c_{P-\mathrm{SCH}}^{*}\left(i\right)|/{\left|\frac{1}{8}\underset{i=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{f}_n\left(i\right)\right|}^2).$

10.根据权利要求1所述的方法，其中所述S-SCH对CPICH功率比由下式给出：

$R_{S-\mathrm{SCH}}=\frac{1}{N}\underset{n=n_0}{\overset{n_0+N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\right|\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n\left(i\right)\×c_{S-\mathrm{SCH},n}^{*}\left(i\right)|/{\left|\frac{1}{8}\underset{i=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{f}_n\left(i\right)\right|}^2).$

11.根据权利要求1所述的方法，其中在步骤(c)，SCH功率的估计是这样确定的：

估计CPICH功率；

估计P-SCH信号功率和S-SCH信号功率。

12.根据权利要求1所述的方法，其中所述CPICH功率是这样估计的：

为多个时隙来进行时隙内的CPICH信号的平均；

计算平均后的信号的功率。

13.根据权利要求1所述的方法，其中对P-SCH信号功率和S-SCH信号功率的估计是通过将估计的CPICH功率分别乘以P-SCH对CPICH功率比和S-SCH对CPICH功率比来确定的。

14.根据权利要求12所述的方法，其中所述比是通过以下表达式来确定的：

P_P-SCH，n＝R_P-SCH×P_CPICH，n

P_S-SCH，n＝R_S-SCH×P_CPICH，n。

15.根据权利要求1所述的方法，其中在步骤(e)，消除SCH的干扰包括以下步骤：

从均衡码片序列中减去用P-SCH功率的平方根缩放的P-SCH模式以移除P-SCH干扰并从均衡码片序列中减去用S-SCH功率的平方根缩放的S-SCH模式以移除S-SCH干扰。

16.根据权利要求1所述的方法，其中SCH干扰消除由下式给出：

$y_n\left(i\right)=x_n\left(i\right)-\sqrt{P_{P-\mathrm{SCH},n}}\×c_{P-\mathrm{SCH}}\left(i\right)-\sqrt{P_{S-\mathrm{SCH},n}}\×c_{S-\mathrm{SCH},n}\left(i\right),i=0,...,255.$

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