JP5640245B2

JP5640245B2 - 移動通信システムにおける同期チャネル（ｓｃｈ）の干渉キャンセル方法

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Publication number: JP5640245B2
Application number: JP2012520620A
Authority: JP
Inventors: ダンファム、; シュエハンドン、; マチェイドマンスキー、; シンハワン、
Original assignee: レノボ・イノベーションズ・リミテッド（香港）
Priority date: 2009-10-28
Filing date: 2010-10-25
Publication date: 2014-12-17
Anticipated expiration: 2030-10-25
Also published as: CN102598520A; EP2494698A1; JP2013509740A; EP2494698A4; US20120281574A1; WO2011052704A1

Description

本発明は、複数の送信機及びユーザ装置を備える無線通信システムに関し、特にユーザ装置（ＵＥ：User Equipment）と１つまたは複数の基地局とを同期させるために送信されるＳＣＨ信号に関する。

移動通信システムにおいては、ユーザ装置と基地局とを同期させるために各スロットの最初の２５６チップ区間でＳＣＨ（Synchronisation CHannel）信号が送信される。複数のプライマリ同期コード（ＰＳＣ：Primary Synchronization Code）でコード化されるプライマリ同期チャネル（プライマリＳＣＨ）を含む複数の同期チャネルが設けられている。ＰＳＣの目的はスロットタイミングを提供することである。また、セカンダリ同期コード（ＳＳＣ：Secondary Synchronization Code）でコード化されるセカンダリ同期チャネル（セカンダリＳＣＨ）も設けられている。全てのスロットでは同一のプライマリ同期コード（ＰＳＣ）が送信される。無線フレームの異なるスロットでは、異なるセカンダリ同期コード（ＳＳＣ）が送信される。

ＳＣＨ信号の問題は、それが他の信号と直交していないことである。したがって、ＳＣＨ信号は、他の信号と干渉するため、他の信号の復調時に除去する必要がある。そうしないと、システムのスループットが著しく低下することになる。

移動通信システムにおいては、既存システムの１つまたは複数の欠点または不便を緩和または克服する同期チャネル（ＳＣＨ）の干渉キャンセル方法を提供することが好ましい。

本発明の一態様は、移動通信システムにおけるＳＣＨ（Synchronization Channel）干渉キャンセルの方法であって、
（ａ）１つまたは複数のスロット毎にＣＰＩＣＨ（Common Pilot Channel）および複数のチップを含む、１つまたは複数のストリームにおける等化後のチップ信号をそれぞれ受信するステップと、
（ｂ）前記信号に含まれるＰ−ＳＣＨで用いるＰＳＣ（Primary Synchronization Code）であるＰ−ＳＣＨパターンおよびＳ−ＳＣＨで用いるＳＳＣ（Secondary Synchronization Code）であるＳ−ＳＣＨパターンを生成するステップと、
（ｃ）前記Ｐ−ＳＣＨ信号パワーおよび前記Ｓ−ＳＣＨの信号パワーを予測するステップと、
（ｄ）前記ＣＰＩＣＨに対する前記Ｐ−ＳＣＨのパワー比であるＣＰＩＣＨ対Ｐ−ＳＣＨパワー比および前記ＣＰＩＣＨに対するＳ−ＳＣＨのパワー比であるＣＰＩＣＨ対Ｓ−ＳＣＨパワー比を予測するステップと、
（ｅ）第ｎのスロットの最初の２５６チップ内でＳＣＨ干渉をキャンセルするステップと、
を有し、
前記ステップ（ｅ）における前記ＳＣＨ干渉をキャンセルするステップでは、前記Ｐ−ＳＣＨ干渉を除去するために前記Ｐ−ＳＣＨ信号パワーの平方根によってスケーリングされたＰ−ＳＣＨパターンを前記等化後のチップ信号から減算し、前記Ｓ−ＳＣＨ干渉を除去するために前記Ｓ−ＳＣＨ信号パワーの平方根によってスケーリングされたＳ−ＳＣＨパターンを前記等化後のチップ信号から減算する方法である。

Ｐ−ＳＣＨパターンは、モジュレータλを生成するステップと、１と−１とを連結し、シーケンス

を生成するステップと、
aと−ａとを連結し、シーケンス

を生成するステップと、
モジュレータλに、複素値（１＋ｊ）とシーケンスＡを乗算するステップとによって生成することが好ましい。

Ｐ−ＳＣＨパターンは、式

によって得てもよい。

また、Ｓ−ＳＣＨパターンは、モジュレータλを生成するステップと、１と−１とを連結し、シーケンス

を生成するステップと、
ａの要素からシーケンス

を生成するステップと、
シーケンスｂとシーケンス−ｂとを連結し、シーケンス

を生成するステップと、
アダマール行列Ｈ₈を生成するステップと、
シーケンスｈ_mをアダマール行列Ｈ₈の第ｍ行、ｍ＝１６×ｋとしたとき、以下のシーケンスを生成するステップと、

モジュレータλに、複素数の値（１＋ｊ）及び１６のシーケンスＺ_kを乗算し、１６のシーケンス

を生成するステップと、
所定の表の６４のスクランブリングコードグループのうちの１つに対応する１５のスロットに対して、１５のＳ−ＳＣＨパターン、ｃ_SSC,kから成る集合を選択するステップと、
集合内の第ｎシーケンスとして第ｎスロットに対してＳ−ＳＣＨパターン、ｃ_S-SCH,nを選択する、すなわちｃ_S-SCH,n＝ｃ_SSC,kとするステップとによって生成することが好ましい。

Ｈ₈は、式

により与えられることが好ましい。

信号のプライマリ共通制御物理チャネル（Ｐ−ＣＣＰＣＨ）が空間時間送信ダイバーシチ（ＳＴＴＤ：Space Time Transmit Diversity）符号化されている場合、モジュレータλ＝１であることが好ましい。

信号のプライマリ共通制御物理チャネル（Ｐ−ＣＣＰＣＨ）が空間時間送信ダイバーシチ（ＳＴＴＤ）符号化されていない場合、モジュレータλ＝−１である。

ステップ（ｄ）において、Ｐ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨとＳ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨとのパワー比は、各スロットの最初の２５６チップに関し、チップ等化器の出力信号にＰ−ＳＣＨパターンの共役複素数を乗算するステップと、積を合計するステップと、合計された複数の積をそのスロットのＣＰＩＣＨシンボルの平均のパワーで除算するステップと、Ｎ個の連続するスロットにわたって結果を平均するステップと、によって定められることが好ましい。

Ｎを演算に用いる連続するスロット数とし、ｘ _ｎを第ｎスロットの等化後のチップ信号とし、ｃ ^＊ _{Ｐ−ＳＣＨ} をＰ−ＳＣＨパターンの共役複素数とし、ｆ _ｎを第ｎスロットの逆拡散されたＣＰＩＣＨシンボルとすると、
前記Ｐ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比Ｒ _{Ｐ−ＳＣＨ}は、式

によって与えられてもよい。

Ｎを演算に用いる連続するスロット数とし、ｘ _ｎを第ｎスロットの等化後のチップ信号とし、ｃ ^＊ _{Ｓ−ＳＣＨ，ｎ} を第ｎスロットのＳ−ＳＣＨパターンの共役複素数とし、ｆ _ｎを第ｎスロットの逆拡散されたＣＰＩＣＨシンボルとすると、
前記Ｓ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比Ｒ _{Ｓ−ＳＣＨ}は、式

によって与えられてもよい。

ステップ（ｃ）において、前記Ｐ−ＳＣＨ信号パワーおよび前記Ｓ−ＳＣＨ信号パワーは、
ＣＰＩＣＨパワーを予測するステップと、
Ｐ−ＳＣＨ信号パワーとＳ−ＳＣＨ信号パワーとを予測するステップと、
によって定められることが好ましい。

ＣＰＩＣＨパワーは、スロット内の複数のＣＰＩＣＨ信号を多数のスロットについて平均するステップと、平均された信号のパワーを計算するステップとによって予測されることが好ましい。

Ｐ−ＳＣＨ信号パワー及びＳ−ＳＣＨ信号パワーは、前記予測されたＣＰＩＣＨパワーに、前記Ｐ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比及び前記Ｓ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比をそれぞれ乗算することで求められることが好ましい。

前記Ｐ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比をＲ _{Ｐ−ＳＣＨ} 、前記Ｓ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比をＲ _{Ｓ−ＳＣＨ} 、前記予測されたＣＰＩＣＨパワーをＰ _{ＣＰＩＣＨ，ｎ} としたとき、
前記Ｐ−ＳＣＨ信号パワーＰ _{Ｐ−ＳＣＨ，ｎ} および前記Ｓ−ＳＣＨ信号パワーＰ _{Ｓ−ＳＣＨ，ｎ} は、

によって求めることが好ましい。

ステップ（ｅ）において、ＳＣＨに起因する干渉をキャンセルするステップは、Ｐ−ＳＣＨパワーの平方根でスケーリングされたＰ−ＳＣＨパターンと、Ｓ−ＳＣＨパワーの平方根でスケーリングされたＳ−ＳＣＨパターンとを受信した信号から減算するステップを有することが好ましい。受信信号は他の信号とＳＣＨ信号との組み合わせであるため、このキャンセル動作によって（ＳＣＨ信号が無い）他の信号だけになる。

前記Ｐ−ＳＣＨ信号パワーをＰ _{Ｐ−ＳＣＨ，ｎ} 、前記Ｓ−ＳＣＨ信号パワーをＰ _{Ｓ−ＳＣＨ，ｎ} 、前記Ｐ−ＳＣＨパターンをｃ _{Ｐ−ＳＣＨ} （ｉ）、第ｎスロットの前記Ｓ−ＳＣＨパターンをｃ _{Ｓ−ＳＣＨ、ｎ} （ｉ）としたとき、
前記ＳＣＨ干渉のキャンセルは、

の式で与えられることが好ましい。

本発明の方法による２つのＭＩＭＯストリーム用のＳＣＨキャンセラの動作を示す模式図である。本発明の方法による図１のＳＣＨキャンセラの動作を示す、ＳＣＨキャンセラコンポーネントの詳細な動作を示す模式図である。本発明の方法によるスロットあたりのＰ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比計算を示す模式図である。本発明の方法によるスロットあたりのＳ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比計算を示す模式図である。本発明の方法によるＣＰＩＣＨパワー計算を示す模式図である。本発明の方法の処理手順を示すフローチャートである。

本発明の実施形態について図面を用いて説明する。本願発明は以下に記載する実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細は本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る範囲内で様々な変更が可能である。

ＷＣＤＭＡにおいて、ＳＣＨ信号はユーザ装置と基地局とを同期させるためにスロットの最初の２５６チップ区間で送信される。全てのスロットでは、同一のプライマリ同期コード（ＰＳＣ）が送信される。無線フレームの異なるスロットでは、異なるセカンダリ同期コード（ＳＳＣ）が送信される。ＳＣＨ信号は、通常、アンテナ−１から送信される（複数の送信アンテナがあってもよいが、ＳＣＨは常に第１アンテナから送信される）。

時間切り替え送信ダイバーシチ（ＴＳＴＤ：Time Switched Transmit Diversity）の場合、ＳＣＨ信号は、アンテナ−１とアンテナ−２とから交互に送信される。

図１は２つのＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ストリーム１０５、１１０用のＳＣＨキャンセラ１００の実施例を示している。また、図１では、チップ等化器１１５と、ＭＩＭＯストリーム１０５、１１０用のＳＣＨキャンセラコンポーネント１２０、１２５とを示している。さらに、図１では、ＭＩＭＯストリーム１０５、１１０用の逆拡散器１３０、１３５も示している。逆拡散器１３０、１３５の出力は、送信アンテナ１及び送信アンテナ２で受信された信号が、ＳＣＨキャンセルされ、さらに逆拡散された信号である。

２つの信号のチャネライゼーションコード（channelisation code）が直交している場合、該２つの信号は逆拡散後に互いに干渉することはない。複数のＳＣＨ信号の問題は、それらが他の信号と直交していないことである。その結果、ＳＣＨ信号は他の信号と干渉するため、他の信号の復調時に除去する必要がある。チップ等化器１１５は、ＭＩＭＯストリーム１０５、１１０を受信すると、それらを等化し、ＳＣＨキャンセラ１２０、１２５に出力する。

チップ等化器におけるＭＩＭＯ信号の第ｎスロットの出力は次のように記載できる。

ここで、ｃ_P-SCH、ｃ_S-SCH、並びにＰ_P-SCH,n、Ｐ_S-SCH,nは、ＰＳＣ、ＳＳＣ、並びにそれらのパワーであり、ｄは他の信号を示し、ｗは雑音を示している。

本発明では、等化された信号からＰＳＣ及びＳＳＣをキャンセルする、すなわち、ｘ_n（ｉ）から

と

を除去する方法を提示する。

ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比がある期間で（常にではなく）固定されていると仮定すると、本発明の方法には、図６を参照して後述するように、Ｐ−ＳＣＨパターンｃ_P-SCH及びＳ−ＳＣＨパターンｃ_S-SCH、_nの生成、ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比の予測を含むＳＣＨパワーＰ_P-SCH,n、Ｐ_S-SCH,nの推定、並びにｘ_n（ｉ）からの

及び

の減算を含む。

ＳＣＨキャンセラコンポーネント１２０、１２５は、等化された信号からＰＳＣ及びＳＳＣをキャンセルする。このＳＣＨキャンセラコンポーネント１２０、１２５の詳細について図２を参照してさらに説明する。

ＳＣＨキャンセラコンポーネント１２０、１２５の出力は、逆拡散器１３０、１３５に与えられる。逆拡散器１３０、１３５は、所望の信号がシンボルレベルで再生され、所望しない信号が拡散利得係数で抑制されるように、チップ内で受信した信号に対応するチャネライゼーションコードと関係付けるために用いられる。逆拡散器の出力１４０、１４５は、受信した信号を「シンボル」から「ビット」に変換する復調ブロックに供給される。

図２は、図１のＳＣＨキャンセラコンポーネント１２０の動作を示すブロック図である。図２では、簡略化のために１つのストリーム１０５に対する動作だけを示している。ＳＣＨキャンセラコンポーネント１２０は、ＳＣＨパターンジェネレータ２０５、ＳＣＨ−ＣＰＩＣＨパワー比予測器２１５、ＳＣＨパワー予測器２２５およびＳＣＨキャンセラモジュール２３５を含む複数のモジュールを備えている。

ＳＣＨキャンセラ１２０は、入力ストリーム１０５を受信すると、等化された信号からＰＳＣとＳＳＣとをキャンセルしたストリームを出力１４０として提供する。ストリーム１０５は、ＳＣＨ−ＣＰＩＣＨパワー比予測器２１５、ＳＣＨパワー予測器２２５及びＳＣＨキャンセラモジュール２３５で受信される。ＳＣＨパターン発生器２０５は、ＳＣＨ−ＣＰＩＣＨパワー比予測器２１５及びＳＣＨキャンセラモジュール２３５へ与える出力信号２１０を生成する。ＳＣＨ−ＣＰＩＣＨパワー比予測器２１５は、ＳＣＨパターン発生器の出力２１０及び入力ストリーム１０５を受信し、ＳＣＨパワー予測器２２５へ送る出力２２０を生成する。ＳＣＨパワー予測器２２５は、ＳＣＨ−ＣＰＩＣＨパワー比予測器の出力及び入力ストリーム１０５を受信し、ＳＣＨキャンセラモジュール２３５へ送る出力２３０を生成する。ＳＣＨキャンセラモジュール２３５は、ＳＣＨパワー予測器２３０及びＳＣＨパターンジェネレータ２１０の出力、並びにＭＩＭＯストリーム１０５を受信し、等化された信号からＰＳＣ及びＳＳＣをキャンセルしたストリームである出力１４０を出力する。本処理については図６を参照してさらに後述する。

図３は、スロットあたりのＰ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比計算の模式図３００を示している。共役Ｐ−ＳＣＨパターン３０５及び受信信号３１０の最初の２５６チップの和がそれぞれ求められ、それらが平均化コンポーネント３１５で平均化される。平均化コンポーネント３１５の出力は、絶対値を求めるコンポーネント３２０に与えられる。コンポーネント３２０の出力は、除数演算部３２５に与えられる。また、逆拡散されたＣＩＰＣＨ３４５の８シンボルが平均化コンポーネント３４０で平均され、平均化コンポーネント３４０の出力は信号パワー（絶対値の２乗）を計算するコンポーネント３３５に与えられる。コンポーネント３３５の出力は除算コンポーネント３２５に与えられ、除算コンポーネント３２５はＰ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比である出力３３０を出力する。本処理については図６を参照してさらに後述する。

図４は、スロットあたりのＳ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比計算のブロック図を示している。共役Ｐ−ＳＣＨパターン４０５及び受信信号４１０の最初の２５６チップの和がそれぞれ求められ、それらが平均化コンポーネント４１５で平均化される。平均化コンポーネント４１５の出力は、絶対値を求めるコンポーネント４２０に与えられる。コンポーネント４２０の出力は、除数演算部４２５に与えられる。また、逆拡散されたＣＩＰＣＨ４４５の８シンボルが平均化コンポーネント４４０で平均され、平均化コンポーネント４４０の出力は信号パワー（絶対値の２乗）を計算するコンポーネント４３５に与えられる。コンポーネント４３５の出力は除算コンポーネント４２５に与えられ、除算コンポーネント４２５はＳ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比である出力４３０を出力する。本処理については図６を参照してさらに後述する。

図５は、第ｎ−Ｋスロットで入力５０５として受信される、逆拡散されたＣＰＩＣＨの８シンボルのＣＰＩＣＨパワー５００を計算するブロック図を示している。第ｎスロットでキャンセルが生じる場合、Ｃ−ＰＩＣＨパワーの計算はその前に行われる、すなわちＣＰＩＣＨパワーの計算はそれ以前のＫスロットで行われる。逆拡散されたＣＩＰＣＨ５０５の出力は、平均化コンポーネント５１０で平均化され、平均化コンポーネント５１０の出力は信号パワー（絶対値の２乗）を計算するコンポーネント５１５に与えられる。コンポーネント５１５の出力はＣＰＩＣＨパワー５２０である。

図６は、図２で示した各モジュールで実行されるＳＣＨ干渉キャンセルの方法６００を示している。ステップ６０５にて、チップ等化器信号が、１つまたは複数のスロットのＣＰＩＣＨ及び複数のチップ信号を有する、図１に示したＭＩＭＯストリーム１０５、１１０のような、１つまたは複数のストリームを受信する。次に、ステップ６１０の制御に移行し、入力信号に関連するＰ−ＳＣＨ及びＳ−ＳＣＨのためのＰＳＣパターン及びＳＳＣパターンが生成される。Ｐ−ＳＣＨパターンは、モジュレータλを生成するステップと、１と−１とを連結してシーケンス

を生成するステップと、ａと−ａとを連結してシーケンス

を生成するステップと、モジュレータλに複素値（１＋ｊ）及びシーケンスＡを乗算するステップとによって生成される。

すなわち、Ｐ−ＳＣＨパターンは、式

によって与えられる。

Ｓ−ＳＣＨパターンは、モジュレータλを生成するステップと、１と−１とを連結してシーケンス

を生成するステップと、ａの要素からシーケンス

を生成するステップと、シーケンスｂとシーケンス−ｂとを連結してシーケンス

を生成するステップと、アダマール行列Ｈ₈を生成するステップと、シーケンスｈ_mをアダマール行列Ｈ₈の第ｍ行、ｍ＝１６×ｋとしたとき、シーケンス

を生成するステップとによって生成される。ここで、Ｚ_kの第ｉ要素、すなわちＺ_k（ｉ）は、ｈ_mの第ｉ要素、すなわちｈ_m（ｉ）と、ｚの第ｉ要素、すなわちｚ（ｉ）との積である。

続いて、モジュレータλに複素値（１＋ｊ）を乗算し、さらに１６のシーケンスＺ_kを乗算して、１６のシーケンス

を生成する。

続いて、後述する表１のような所定の表で示される６４のスクランブリングコードグループのうち、１つのグループに関連する１５スロット用の１５のＳ−ＳＣＨパターンｃ_SSC,kのセットを選択し、該セット内の第ｎシーケンスとして第ｎスロットｃ_S-SCH,nのＳ−ＳＣＨパターンを選択する、つまりｃ_S-SCH,n＝ｃ_SSC,kとする。例えば、コードグループ０のスロット０のパターンは、Ｃ_S-SCH,0＝Ｃ_SSC,1である。

アダマール行列は以下の式

で与えればよい。

１５スロット用の１５のＳ−ＳＣＨパターンのセットは、表１−１〜表１−３で示す６４のスクランブリングコードグループのなかから１つ選択される。

例えば、スクランブリングコードグループ０に割り当てられるＳ−ＳＣＨパターンのセットを以下に示す。

Ｐ−ＳＣＨ及びＳ−ＳＣＨ用の複数パターンを生成すると、ステップ６１５の制御に移行し、Ｐ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比とＳ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比とを予測する。

続いて、ステップ６２０の制御に移行し、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨのパワーを予測する。

図３及び４で示したように、ＳＣＨ−ＣＰＣＨパワー比は、以下の式を用いて予測される。

ここで、ｆ_n（０），…，ｆ_n（７）は、第ｎスロットの逆拡散されたＣＰＩＣＨシンボルを示し、ｘ_nは第ｎスロットの入力信号の最初の２５６チップを含むベクトルである。

スロット数Ｎは、試験及びシミュレーションから見出す。通常、Ｎの値は４から２０の範囲となる。ｎ₀からｎ₀＋Ｎの間、ユーザ装置（ＵＥ）は、所定の値Ｒ_P-PSH＝Ｒ₀、Ｒ_S-PSCH＝Ｒ₁を使用してもよい。時刻ｎ₀＋Ｎ後、この予測処理は停止する。この処理は、以下のいずれか１つの場合に起動する。
・ＵＥのスイッチがオンになった。
・ＵＥが新しいセルにハンドオフされた。
・ＵＥがＣＰＩＣＨパワーブースティングされた。

具体的には、Ｐ−ＳＣＨ―ＣＰＩＣＨパワー比は以下のようにして計算される。まず各スロットの最初の２５６チップについて、チップ等化器の出力信号にＰ−ＳＣＨパターンの共役複素数を乗算し、それらの積を合計し、合計された積をそのスロットのＣＰＩＣＨシンボルの平均パワーで除算し、Ｎ個の連続するスロットの演算結果を以下のように平均する。

一方、Ｓ−ＳＣＨ―ＣＰＩＣＨパワー比は以下のようにして計算される。まず各スロットの最初の２５６チップについて、チップ等化器の出力信号にＳ−ＳＣＨパターンの共役複素数を乗算し、それらの積を合計し、合計された複数の積をそのスロットの複数のＣＰＩＣＨシンボルの平均パワーで除算し、Ｎ個の連続するスロットの演算結果を以下のように平均する。

次に、ステップ６２５の制御に移行し、１つまたは複数のストリームの最後のスロットの最初の２５６チップでＳＣＨ干渉キャンセルが実施される。ＳＣＨ干渉キャンセル工程は、ＴＳＴＤまたは非ＴＳＴＤにおいてＳＣＨチャネル構造に依存しており、具体的には以下のようになる。非ＴＳＴＤの場合、ＳＣＨキャンセラは、チップ等化器の出力がＴＸ１−ＲＸ１とＴＸ１―ＲＸ２では全てのスロットで動作し、チップ等化器の出力がＴＸ２―ＲＸ１とＴＸ２−ＲＸ２では動作しない。ＴＳＴＤの場合、ＳＣＨキャンセラは、チップ等化器の出力がＴＸ１−ＲＸ１とＴＸ１―ＲＸ２では偶数のスロットで動作し、チップ等化器の出力がＴＸ２―ＲＸ１とＴＸ２−ＲＸ２では奇数のスロットで動作する。

また、複数のＣＰＩＣＨ信号をスロット内で平均し、さらに多くのスロットで平均することで、ＣＰＩＣＨパワーを予測し、それから平均された信号のパワーを計算する。次に、予測されたＣＰＩＣＨパワーに、Ｐ−ＳＣＨ−ＣＰＩＣＨパワー比またはＳ−ＳＣＨ―ＣＰＩＣＨパワー比を乗算することで、Ｐ−ＳＣＨ信号パワー及びＳ−ＳＣＨ信号パワーをそれぞれ予測する。

具体的には、ＳＣＨ干渉のキャンセルについて、動作しているキャンセラでは、各スロットの最初の２５６チップのＳＣＨ干渉が以下のようにキャンセルされる。以下の式にしたがってＰ−ＳＣＨパワーの平方根でスケーリングされたＰ−ＳＣＨパターンをチップから減算し、Ｓ−ＳＣＨパワーの平方根でスケーリングされたＳ−ＳＣＨパターンを前述のステップの結果から減算する。

ＳＣＨ干渉はＣＰＩＣＨの自己相関とＳＣＨの自己相関とを使用して予測されることが好ましく、それはＳＣＨと受信信号との相互相関を使用するよりも効果的である。

本発明の構成は、ＰＳＣＨとＳＳＣＨが同じパワーのときだけでなく、ＰＳＣＨとＳＳＣＨが異なるパワーに設定されていても対応できる。本発明の構成は、固定されたパワー比だけでなく、ＣＰＩＣＨとＰＳＣＨ間、並びにＣＰＩＣＨとＳＳＣＨ間のパワー比が変動する場合にも対応できる。

ＳＣＨ干渉は、逆拡散後のシンボルレベルでのキャンセルよりも実装が簡単であるため、チップ等化後のチップレベルでキャンセルされることが好ましい。

ＣＰＩＣＨ及びＰＳＣＨの予測パワー比と、ＣＰＩＣＨ及びＳＳＣの予測パワー比とは、ＳＣＨキャンセルに使用される前に雑音を除去するためのフィルタ処理されることが好ましい。フィルタ処理は、上述したように連続するＮスロットの値を平均することで実施すればよい。

ＳＣＨ干渉は、チップ等化後のチップレベルでキャンセルされることが好ましいが、必要であれば逆拡散後にシンボルレベルでキャンセルしてもよい。ＨＳＰＡ＋（Evolved High Speed Packet Access）等、復調されるチャネライゼーションコード数が多い場合、実装コスト次第ではチップレベルのキャンセルがより適切である。一方、シンボルレベルのキャンセルは、ＤＣＨ（専用チャネル）等、復調するチャネライゼーションコード数が少ない場合に適している。

ＣＰＩＣＨパワーを用いたＳＣＨパワーの予測は、ＣＰＩＣＨとＳＣＨ間のパワー比の予測、ＣＰＩＣＨパワーの予測、ＣＰＩＣＨの自己相関、並びにＳＣＨの自己相関を用いるため、容易に実行できる。

本出願に基づく、つまり本出願の優先権を主張する特許出願はオーストラリアや海外で行われてもよい。当然、以下の仮請求項は、例としてのみ示され、そのようなさらなるいかなる出願において主張されるものの範囲を限定することを意図していない。１つまたは複数の発明をさらに定義したり再定義したりするように、後に仮請求項に対して特徴を追加したり省略したりしてもよい。

Claims

移動通信システムにおけるＳＣＨ（Synchronization Channel）干渉キャンセルの方法であって、
（ａ）１つまたは複数のスロット毎にＣＰＩＣＨ（Common Pilot Channel）および複数のチップを含む、１つまたは複数のストリームにおける等化後のチップ信号をそれぞれ受信するステップと、
（ｂ）前記信号に含まれるＰ−ＳＣＨで用いるＰＳＣ（Primary Synchronization Code）であるＰ−ＳＣＨパターンおよびＳ−ＳＣＨで用いるＳＳＣ（Secondary Synchronization Code）であるＳ−ＳＣＨパターンを生成するステップと、
（ｃ）前記Ｐ−ＳＣＨ信号パワーおよび前記Ｓ−ＳＣＨの信号パワーを予測するステップと、
（ｄ）前記ＣＰＩＣＨに対する前記Ｐ−ＳＣＨのパワー比であるＣＰＩＣＨ対Ｐ−ＳＣＨパワー比および前記ＣＰＩＣＨに対するＳ−ＳＣＨのパワー比であるＣＰＩＣＨ対Ｓ−ＳＣＨパワー比を予測するステップと、
（ｅ）第ｎのスロットの最初の２５６チップ内でＳＣＨ干渉をキャンセルするステップと、
を有し、
前記ステップ（ｅ）における前記ＳＣＨ干渉をキャンセルするステップでは、前記Ｐ−ＳＣＨ干渉を除去するために前記Ｐ−ＳＣＨ信号パワーの平方根によってスケーリングされたＰ−ＳＣＨパターンを前記等化後のチップ信号から減算し、前記Ｓ−ＳＣＨ干渉を除去するために前記Ｓ−ＳＣＨ信号パワーの平方根によってスケーリングされたＳ−ＳＣＨパターンを前記等化後のチップ信号から減算する方法。
前記Ｐ−ＳＣＨパターンは、
モジュレータλを生成するステップと、
１と−１とを連結してシーケンス

を生成するステップと、
aと−ａとを連結して、シーケンス

を生成するステップと、
モジュレータλに複素値（１＋ｊ）と前記シーケンスＡとを乗算するステップと、
によって生成される、請求項１に記載の方法。
前記Ｐ−ＳＣＨパターンは、式

によって得られる、請求項２記載の方法。
前記Ｓ−ＳＣＨパターンは、
モジュレータλを生成するステップと、
１と−１とを連結して、シーケンス

を生成するステップと、
ａの複数の要素からシーケンス

を生成するステップと、
シーケンスｂとシーケンス−ｂとを連結してシーケンス

を生成するステップと、
アダマール行列Ｈ_８を生成するステップと、
以下のシーケンスを生成するステップであって、

ここで、シーケンスｈ_ｍは前記アダマール行列Ｈ_８の第ｍ行、ｍ＝１６×ｋであるステップと、
前記モジュレータλに複素数の値（１＋ｊ）を乗算し、また１６個のシーケンスＺ_ｋを乗算して、１６個のシーケンス

を生成するステップと、
所定の表の６４個のスクランブリングコードグループのうちの１つに対応している１５個のスロットに対して、１５個のＳ−ＳＣＨパターン、ｃ_{ＳＳＣ，ｋ}の集合を選択するステップと、
集合内の第ｎのシーケンスとして第ｎのスロットに対してＳ−ＳＣＨパターン、ｃ_{Ｓ−ＳＣＨ，ｎ}を選択する、つまりｃ_{Ｓ−ＳＣＨ，ｎ}＝ｃ_{ＳＳＣ，ｋ}とするステップと、
によって生成される、請求項１に記載の方法。
Ｈ_８は、式、

によって与えられる、請求項４に記載の方法。
前記信号のプライマリ共通制御物理チャネル（Ｐ−ＣＣＰＣＨ）が空間時間送信ダイバーシチ（ＳＴＴＤ）符号化されている場合には、前記モジュレータλ＝１である、請求項２または４記載の方法。
前記信号のプライマリ共通制御物理チャネル（Ｐ−ＣＣＰＣＨ）が空間時間送信ダイバーシチ（ＳＴＴＤ）符号化されていない場合には、前記モジュレータλ＝−１である、請求項２または４に記載の方法。
前記ステップ（ｄ）において、前記Ｐ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨとＳ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨとのパワー比は、
チップ等化器出力信号に各スロットの前記最初の２５６チップのＰ−ＳＣＨパターンの共役複素数を乗ずるステップと、
積を合計するステップと、
合計された複数の前記積をそのスロットの複数のＣＰＩＣＨシンボルの平均のパワーで除算するステップと、
Ｎ個の連続しているスロットにわたって前記結果を平均するステップと、
によって定められる、請求項１に記載の方法。
Ｎを演算に用いる連続するスロット数とし、ｘ _ｎを第ｎスロットの等化後のチップ信号とし、ｃ ^＊ _{Ｐ−ＳＣＨ} をＰ−ＳＣＨパターンの共役複素数とし、ｆ _ｎを第ｎスロットの逆拡散されたＣＰＩＣＨシンボルとすると、
前記Ｐ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比Ｒ _{Ｐ−ＳＣＨ}は、式

によって与えられる、請求項８に記載の方法。
Ｎを演算に用いる連続するスロット数とし、ｘ _ｎを第ｎスロットの等化後のチップ信号とし、ｃ ^＊ _{Ｓ−ＳＣＨ，ｎ} を第ｎスロットのＳ−ＳＣＨパターンの共役複素数とし、ｆ _ｎを第ｎスロットの逆拡散されたＣＰＩＣＨシンボルとすると、
前記Ｓ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比Ｒ _{Ｓ−ＳＣＨ}は、式

によって与えられる、請求項８に記載の方法。
前記ステップ（ｃ）において、前記Ｐ−ＳＣＨ信号パワーおよび前記Ｓ−ＳＣＨ信号パワーは、
ＣＰＩＣＨパワーを予測するステップと、
Ｐ−ＳＣＨ信号パワーとＳ−ＳＣＨ信号パワーとを予測するステップと、
によって定められる、請求項１に記載の方法。
前記ＣＰＩＣＨパワーは、
スロット内と多数のスロットとについて複数のＣＰＩＣＨ信号を平均するステップと、
前記平均された信号のパワーを計算するステップと、
によって予測される、請求項１１に記載の方法。
前記Ｐ−ＳＣＨ信号パワー及び前記Ｓ−ＳＣＨ信号パワーは、前記予測されたＣＰＩＣＨパワーに、前記Ｐ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比及び前記Ｓ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比をそれぞれ乗算することで求められる、請求項１１に記載の方法。
前記Ｐ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比をＲ _{Ｐ−ＳＣＨ} 、前記Ｓ−ＳＣＨ対ＣＰＩＣＨパワー比をＲ _{Ｓ−ＳＣＨ} 、前記予測されたＣＰＩＣＨパワーをＰ _{ＣＰＩＣＨ，ｎ} としたとき、
前記Ｐ−ＳＣＨ信号パワーＰ _{Ｐ−ＳＣＨ，ｎ} および前記Ｓ−ＳＣＨ信号パワーＰ _{Ｓ−ＳＣＨ，ｎ} は、

の式によって求められる、請求項１３に記載の方法。
前記Ｐ−ＳＣＨ信号パワーをＰ _{Ｐ−ＳＣＨ，ｎ} 、前記Ｓ−ＳＣＨ信号パワーをＰ _{Ｓ−ＳＣＨ，ｎ} 、前記Ｐ−ＳＣＨパターンをｃ _{Ｐ−ＳＣＨ} （ｉ）、第ｎスロットの前記Ｓ−ＳＣＨパターンをｃ _{Ｓ−ＳＣＨ、ｎ} （ｉ）としたとき、
前記ＳＣＨ干渉のキャンセルは、

の式で与えられる、請求項１に記載の方法。