JPH0964846A - Ｃｄｍａマルチユーザ受信装置および方法 - Google Patents
Ｃｄｍａマルチユーザ受信装置および方法Info
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- JPH0964846A JPH0964846A JP32487495A JP32487495A JPH0964846A JP H0964846 A JPH0964846 A JP H0964846A JP 32487495 A JP32487495 A JP 32487495A JP 32487495 A JP32487495 A JP 32487495A JP H0964846 A JPH0964846 A JP H0964846A
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Landscapes
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交化の対象となる受信信号ベクトル数が非
常に多い場合でも、効果的な直交化処理が可能なＣＤＭ
Ａ受信装置を提供する。 【解決手段】 拡散符号で拡散された受信信号を逆拡散
フィルタ（１１）で逆拡散する。相互相関の予備選択部
（２０）で拡散符号間の相互相関値と受信レベルとの積
の大きさを比較して、その値の大きい受信信号から順次
Ｎｓ個選択し、それらを優先的に直交化の対象とする。
上りチャネルにおいて、逆相関フィルタ（１５）で直交
化の対象となる信号数を、効果的に削減し、雑音強調に
よる影響を低減できる。直交化された受信信号は、チャ
ネル推定部（１６）、位相補正部（１７）、ＲＡＫＥ合
成部（１８）および識別・判定部（１９）を通して、再
生される。
常に多い場合でも、効果的な直交化処理が可能なＣＤＭ
Ａ受信装置を提供する。 【解決手段】 拡散符号で拡散された受信信号を逆拡散
フィルタ（１１）で逆拡散する。相互相関の予備選択部
（２０）で拡散符号間の相互相関値と受信レベルとの積
の大きさを比較して、その値の大きい受信信号から順次
Ｎｓ個選択し、それらを優先的に直交化の対象とする。
上りチャネルにおいて、逆相関フィルタ（１５）で直交
化の対象となる信号数を、効果的に削減し、雑音強調に
よる影響を低減できる。直交化された受信信号は、チャ
ネル推定部（１６）、位相補正部（１７）、ＲＡＫＥ合
成部（１８）および識別・判定部（１９）を通して、再
生される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、セルラ移動通信
に好適な、スペクトラム拡散を用いたＣＤＭＡ（Ｃｏｄ
ｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓ
ｓ) マルチユーザ受信装置および方法に関する。
に好適な、スペクトラム拡散を用いたＣＤＭＡ（Ｃｏｄ
ｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓ
ｓ) マルチユーザ受信装置および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散ＣＤＭＡ）
は、次世代移動通信の無線アクセス方式の有力候補であ
り、集中的な検討がなされている。ＤＳ−ＣＤＭＡは、
複数の通信者が同一の周波数帯を用いて同時に通信を行
う方式であり、各通信者の識別は拡散符号で行う。ＤＳ
−ＣＤＭＡセルラでは、各ユーザに割り当てられた拡散
符号間の相互相関による干渉が、通信品質を劣化させ、
加入者容量を制限することになる。この種の干渉は、基
地局と移動局との間のマルチパスによってさらに増加す
る。すなわち、異なる拡散符号間だけでなく、同一拡散
符号を使用するマルチパス間での、受信タイミングのず
れに起因する相互相関によっても、この種の干渉が生
じ、通信品質を劣化させる。このため、干渉キャンセル
（もしくは直交化）技術が重要である。
は、次世代移動通信の無線アクセス方式の有力候補であ
り、集中的な検討がなされている。ＤＳ−ＣＤＭＡは、
複数の通信者が同一の周波数帯を用いて同時に通信を行
う方式であり、各通信者の識別は拡散符号で行う。ＤＳ
−ＣＤＭＡセルラでは、各ユーザに割り当てられた拡散
符号間の相互相関による干渉が、通信品質を劣化させ、
加入者容量を制限することになる。この種の干渉は、基
地局と移動局との間のマルチパスによってさらに増加す
る。すなわち、異なる拡散符号間だけでなく、同一拡散
符号を使用するマルチパス間での、受信タイミングのず
れに起因する相互相関によっても、この種の干渉が生
じ、通信品質を劣化させる。このため、干渉キャンセル
（もしくは直交化）技術が重要である。
【０００３】ＤＳ−ＣＤＭＡにおける干渉キャンセル技
術は、シングルユーザ方式と、マルチユーザ方式とに大
別することができる。
術は、シングルユーザ方式と、マルチユーザ方式とに大
別することができる。
【０００４】シングルユーザ方式は、自チャネルの受信
信号のみの振幅および位相を推定して識別判定を行い、
他ユーザの拡散符号情報を考慮しない方法である。この
方法によれば、必要な処理量およびハードウェア規模が
比較的小さくて済む。しかしながら、他ユーザの拡散符
号情報をもたず、他ユーザの拡散符号の定常性、すなわ
ちシンボル毎に拡散符号が変化しないことを利用して、
適応的に直交化を行うので、拡散符号として、ミドルコ
ードやロングコード（いずれもその周期が１シンボルよ
り大きい拡散符号）を用いた場合に、適用が困難とな
る。
信号のみの振幅および位相を推定して識別判定を行い、
他ユーザの拡散符号情報を考慮しない方法である。この
方法によれば、必要な処理量およびハードウェア規模が
比較的小さくて済む。しかしながら、他ユーザの拡散符
号情報をもたず、他ユーザの拡散符号の定常性、すなわ
ちシンボル毎に拡散符号が変化しないことを利用して、
適応的に直交化を行うので、拡散符号として、ミドルコ
ードやロングコード（いずれもその周期が１シンボルよ
り大きい拡散符号）を用いた場合に、適用が困難とな
る。
【０００５】一方、マルチユーザ方式は、全ユーザの拡
散符号情報を用いて、受信信号の振幅および位相を推定
し、全ユーザの信号間の直交化を行うものである。マル
チユーザ方式としては、受信レベルの強い信号から順に
再生し、全受信信号から差し引く操作をマルチステージ
で行い、干渉低減を図るレプリカ再生型や、拡散符号間
の相互相関値を用いて相関行列を形成し、その逆行列を
受信信号ベクトルに乗算することによって、干渉除去を
行うデコリレータ形式のものがある。
散符号情報を用いて、受信信号の振幅および位相を推定
し、全ユーザの信号間の直交化を行うものである。マル
チユーザ方式としては、受信レベルの強い信号から順に
再生し、全受信信号から差し引く操作をマルチステージ
で行い、干渉低減を図るレプリカ再生型や、拡散符号間
の相互相関値を用いて相関行列を形成し、その逆行列を
受信信号ベクトルに乗算することによって、干渉除去を
行うデコリレータ形式のものがある。
【０００６】マルチユーザ方式は、シングルユーザ方式
に比較して、一般に、ハードウェア規模および処理量が
大きくなるが、複数ユーザに関する情報（受信タイミン
グ、レベル、拡散符号等）が利用できることから、より
効果的な干渉キャンセルが期待できる。
に比較して、一般に、ハードウェア規模および処理量が
大きくなるが、複数ユーザに関する情報（受信タイミン
グ、レベル、拡散符号等）が利用できることから、より
効果的な干渉キャンセルが期待できる。
【０００７】図１は、マルチユーザ方式による従来のＣ
ＤＭＡ受信装置を示すブロック図である。この装置は、
R.Lupas and S.Verdu, "Near-Far Resistance of Multi
userDetectors in Asynchronous Channels ", IEEE Tra
ns. Com. vol. COM-38, No.4 pp. 496-508, April 1990
に記載された逆相関フィルタ(Decorrelator)を用いた
ものである。
ＤＭＡ受信装置を示すブロック図である。この装置は、
R.Lupas and S.Verdu, "Near-Far Resistance of Multi
userDetectors in Asynchronous Channels ", IEEE Tra
ns. Com. vol. COM-38, No.4 pp. 496-508, April 1990
に記載された逆相関フィルタ(Decorrelator)を用いた
ものである。
【０００８】この受信装置において、同時通信者数は
Ｋ、通信者の受信パス数は、それぞれ、Ｌ1 ，Ｌ2 ，…
ＬK であるとする。また、全受信パス数、すなわち、Ｌ
1 ，Ｌ2 ，…ＬK の総和は、Ｍであるとする。
Ｋ、通信者の受信パス数は、それぞれ、Ｌ1 ，Ｌ2 ，…
ＬK であるとする。また、全受信パス数、すなわち、Ｌ
1 ，Ｌ2 ，…ＬK の総和は、Ｍであるとする。
【０００９】受信信号は、Ｍ系列に分岐され、各通信者
の各受信パスごとに設けられた逆拡散フィルタ１１（１
１−１−１１−Ｍ）に供給される。拡散符号生成部１０
は、通信者識別番号を参照して、各逆拡散フィルタ１１
および相互相関計算部１２に拡散符号を供給する。
の各受信パスごとに設けられた逆拡散フィルタ１１（１
１−１−１１−Ｍ）に供給される。拡散符号生成部１０
は、通信者識別番号を参照して、各逆拡散フィルタ１１
および相互相関計算部１２に拡散符号を供給する。
【００１０】逆拡散フィルタ１１は、供給された拡散符
号に基づくフィルタリング係数を用いて受信信号を逆拡
散し、情報シンボルおよび受信タイミング情報を出力す
る。相互相関計算部１２は、拡散符号生成部１０からの
拡散符号、および各逆拡散フィルタ１１からの受信タイ
ミング情報を用いて、全パスの拡散符号の相互相関値を
計算して、逆相関フィルタ１５に供給する。逆相関フィ
ルタ１５は、供給された相互相関値を並べて相関行列を
形成し、その逆行列を計算して、受信信号ベクトルに乗
じ、全受信信号のベクトル間の直交化処理を一括して行
う。
号に基づくフィルタリング係数を用いて受信信号を逆拡
散し、情報シンボルおよび受信タイミング情報を出力す
る。相互相関計算部１２は、拡散符号生成部１０からの
拡散符号、および各逆拡散フィルタ１１からの受信タイ
ミング情報を用いて、全パスの拡散符号の相互相関値を
計算して、逆相関フィルタ１５に供給する。逆相関フィ
ルタ１５は、供給された相互相関値を並べて相関行列を
形成し、その逆行列を計算して、受信信号ベクトルに乗
じ、全受信信号のベクトル間の直交化処理を一括して行
う。
【００１１】直交化処理後の信号ベクトルは、ＲＡＫＥ
合成部１８（１８−１−１８−Ｋ）でＲＡＫＥ合成され
る。すなわち、各通信者毎に、全受信パスからの信号が
位相補正された後、重みづけ合成される。ＲＡＫＥ合成
された受信信号は、識別・判定部１９（１９−１−１９
−Ｋ）でシンボル判定される。こうして、受信信号の復
号化が行われる。
合成部１８（１８−１−１８−Ｋ）でＲＡＫＥ合成され
る。すなわち、各通信者毎に、全受信パスからの信号が
位相補正された後、重みづけ合成される。ＲＡＫＥ合成
された受信信号は、識別・判定部１９（１９−１−１９
−Ｋ）でシンボル判定される。こうして、受信信号の復
号化が行われる。
【００１２】Verdu 等の提案した逆相関フィルタは、シ
ンボル毎の拡散符号が不変であること、すなわち、拡散
符号の周期がシンボル周期と一致していることを前提に
している。しかし、周期が１シンボルよりも長い拡散符
号（ミドルコードやロングコード）を用いたシステムに
対しても、逆相関フィルタを実現する方法が提案されて
いる（特願平６−８４８６５号）。これによれば、ロン
グコードおよびショートコードを併用したシステムに
も、この逆相関フィルタは適用できる。なお、本明細書
でいうショートコードとは、周期が１シンボル長の拡散
符号を指し、実際には、周期が１２８チップ周期、また
はそれ以下であることが多い。ミドルコードとは、周期
が１シンボル長より長く、１０，０００シンボル長より
短い拡散符号を、ロングコードとは周期が１０，０００
シンボル長よりも長い拡散符号を指すものとする。この
ように、逆相関フィルタを用いることによって、ＣＤＭ
Ａセルラの上りチャネルにおける、自セル内の直交化が
可能である。
ンボル毎の拡散符号が不変であること、すなわち、拡散
符号の周期がシンボル周期と一致していることを前提に
している。しかし、周期が１シンボルよりも長い拡散符
号（ミドルコードやロングコード）を用いたシステムに
対しても、逆相関フィルタを実現する方法が提案されて
いる（特願平６−８４８６５号）。これによれば、ロン
グコードおよびショートコードを併用したシステムに
も、この逆相関フィルタは適用できる。なお、本明細書
でいうショートコードとは、周期が１シンボル長の拡散
符号を指し、実際には、周期が１２８チップ周期、また
はそれ以下であることが多い。ミドルコードとは、周期
が１シンボル長より長く、１０，０００シンボル長より
短い拡散符号を、ロングコードとは周期が１０，０００
シンボル長よりも長い拡散符号を指すものとする。この
ように、逆相関フィルタを用いることによって、ＣＤＭ
Ａセルラの上りチャネルにおける、自セル内の直交化が
可能である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、逆相関
フィルタを用いた従来の直交化には、次のような問題が
あった。
フィルタを用いた従来の直交化には、次のような問題が
あった。
【００１４】（１）直交化の対象となる信号ベクトル数
が非常に多い場合、従来の方法では、雑音強調効果のた
めに、直交化の効果が相殺され、特性が極端に劣化す
る。さらに、直交化の対象となる信号ベクトル数が拡散
率を超えると、直交化処理が原理的に不可能になる。
が非常に多い場合、従来の方法では、雑音強調効果のた
めに、直交化の効果が相殺され、特性が極端に劣化す
る。さらに、直交化の対象となる信号ベクトル数が拡散
率を超えると、直交化処理が原理的に不可能になる。
【００１５】図２は、同時通信者数が５，１０，１５，
２０，２５人と増加した場合の、誤り率の増加を計算機
シミュレーションで求めたものである。このグラフの横
軸は、１シンボル当たりの信号電力対熱雑音比（Ｅｂ／
Ｎｏ）であり、縦軸は、平均ビット誤りである。シミュ
レーションの条件は、拡散率Ｐｇ＝３１、かつ一次変調
および２次変調ともにＢＰＳＫとした。
２０，２５人と増加した場合の、誤り率の増加を計算機
シミュレーションで求めたものである。このグラフの横
軸は、１シンボル当たりの信号電力対熱雑音比（Ｅｂ／
Ｎｏ）であり、縦軸は、平均ビット誤りである。シミュ
レーションの条件は、拡散率Ｐｇ＝３１、かつ一次変調
および２次変調ともにＢＰＳＫとした。
【００１６】この図から分かるように、同時通信者数が
増えるにしたがって、平均ビット誤り率が増加し、通信
品質が劣化している。さらに、同時通信者数が拡散率を
超えた場合には、相関行列の逆行列が存在せず、直交化
処理自体が不可能となる。
増えるにしたがって、平均ビット誤り率が増加し、通信
品質が劣化している。さらに、同時通信者数が拡散率を
超えた場合には、相関行列の逆行列が存在せず、直交化
処理自体が不可能となる。
【００１７】とくに、マルチパス環境下にあっては、全
パス数をＭとすると、直交化対象の信号数が、通信者数
より増え、Ｍ−１となってしまう。このため、直交化可
能な同時通信者の数は、パス数に応じて大きく減ってし
まう。
パス数をＭとすると、直交化対象の信号数が、通信者数
より増え、Ｍ−１となってしまう。このため、直交化可
能な同時通信者の数は、パス数に応じて大きく減ってし
まう。
【００１８】（２）従来の受信装置の逆相関フィルタ１
５は、全パスの逆相関を一括して計算していたので、行
列のディメンションが大きくなり、その計算量が膨大に
なるという欠点があった。
５は、全パスの逆相関を一括して計算していたので、行
列のディメンションが大きくなり、その計算量が膨大に
なるという欠点があった。
【００１９】そこで、本発明の目的は、効果的な直交化
を可能とし、かつ処理量を減少することのできる、ＣＤ
ＭＡマルチユーザ受信装置および方法を提供することで
ある。
を可能とし、かつ処理量を減少することのできる、ＣＤ
ＭＡマルチユーザ受信装置および方法を提供することで
ある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に記載の発明は、送信側においては、複数
の通信者に対して、それぞれ異なる拡散符号を割り当
て、それぞれの通信者のシンボルを、対応する拡散符号
でスペクトラム拡散したうえで送信し、受信側において
は、前記通信者から単数または複数のパスを経由して伝
搬された信号を受信し、その受信信号の少なくとも一つ
を分離するＣＤＭＡシステムにおいて、前記受信信号を
前記通信者に対応する拡散符号で逆拡散し、逆拡散した
シンボル、および前記各パスにおける前記受信信号の受
信タイミング情報を出力する逆拡散器と、前記受信信号
の前記各パスにおける受信レベルを検出する受信信号レ
ベル検出器と、前記拡散符号間の相互相関値を、前記受
信タイミング情報を考慮して、前記パス毎に求める相互
相関計算手段と、前記各パスにおいて、他のパスにおけ
る受信レベルおよび前記拡散符号間の相互相関値に基づ
いて、前記他のパスから干渉量を求め、前記干渉量の大
きいものから順に、Ｎｓ個（Ｎｓは１以上の整数）のパ
スを選択する選択手段と、選択されたＮ個のパスの受信
シンボルおよび相互相関値に基づいて、互いに干渉除去
された逆拡散出力を得る逆相関フィルタとを具備するこ
とを特徴とする。
に、請求項１に記載の発明は、送信側においては、複数
の通信者に対して、それぞれ異なる拡散符号を割り当
て、それぞれの通信者のシンボルを、対応する拡散符号
でスペクトラム拡散したうえで送信し、受信側において
は、前記通信者から単数または複数のパスを経由して伝
搬された信号を受信し、その受信信号の少なくとも一つ
を分離するＣＤＭＡシステムにおいて、前記受信信号を
前記通信者に対応する拡散符号で逆拡散し、逆拡散した
シンボル、および前記各パスにおける前記受信信号の受
信タイミング情報を出力する逆拡散器と、前記受信信号
の前記各パスにおける受信レベルを検出する受信信号レ
ベル検出器と、前記拡散符号間の相互相関値を、前記受
信タイミング情報を考慮して、前記パス毎に求める相互
相関計算手段と、前記各パスにおいて、他のパスにおけ
る受信レベルおよび前記拡散符号間の相互相関値に基づ
いて、前記他のパスから干渉量を求め、前記干渉量の大
きいものから順に、Ｎｓ個（Ｎｓは１以上の整数）のパ
スを選択する選択手段と、選択されたＮ個のパスの受信
シンボルおよび相互相関値に基づいて、互いに干渉除去
された逆拡散出力を得る逆相関フィルタとを具備するこ
とを特徴とする。
【００２１】請求項２に記載の発明は、前記拡散符号
は、周期が１シンボル長に等しいショートコード、およ
び周期が１０，０００シンボル長を越えるロングコード
の双方によって構成されることを特徴とする。
は、周期が１シンボル長に等しいショートコード、およ
び周期が１０，０００シンボル長を越えるロングコード
の双方によって構成されることを特徴とする。
【００２２】請求項３に記載の発明は、前記拡散符号
は、周期が１シンボル長より長く、１０，０００シンボ
ル長より短いミドルコードであることを特徴とする。
は、周期が１シンボル長より長く、１０，０００シンボ
ル長より短いミドルコードであることを特徴とする。
【００２３】請求項４に記載の発明は、前記拡散符号
は、周期が１シンボル長に等しいショートコードである
ことを特徴とする。
は、周期が１シンボル長に等しいショートコードである
ことを特徴とする。
【００２４】請求項５に記載の発明は、前記拡散符号
は、周期が１シンボル長に等しいショートコードであ
り、各セルにおいて、異なる拡散符号群を用いることを
特徴とする。
は、周期が１シンボル長に等しいショートコードであ
り、各セルにおいて、異なる拡散符号群を用いることを
特徴とする。
【００２５】請求項６に記載の発明は、前記他のパスか
ら干渉量は、前記他のパスにおける受信レベルと、前記
拡散符号間の相互相関値との積であることを特徴とす
る。
ら干渉量は、前記他のパスにおける受信レベルと、前記
拡散符号間の相互相関値との積であることを特徴とす
る。
【００２６】請求項７に記載の発明は、前記逆相関フィ
ルタは、各パス毎に設けられたことを特徴とする。
ルタは、各パス毎に設けられたことを特徴とする。
【００２７】請求項８に記載の発明は、前記受信信号レ
ベル検出器は、前記逆拡散器の出力信号のレベルを検出
することを特徴とする。
ベル検出器は、前記逆拡散器の出力信号のレベルを検出
することを特徴とする。
【００２８】請求項９に記載の発明は、前記受信信号レ
ベル検出器は、前記逆相関フィルタの出力信号のレベル
を検出することを特徴とする。
ベル検出器は、前記逆相関フィルタの出力信号のレベル
を検出することを特徴とする。
【００２９】請求項１０に記載の発明は、前記ＣＤＭＡ
マルチユーザ受信装置は、さらに、前記逆相関フィルタ
の出力端に接続され、パターン既知のパイロットシンボ
ルに基づいてフェージングの位相変動を推定するチャネ
ル推定手段を備え、前記レベル検出器は、該チャネル推
定手段の出力信号のレベルを検出することを特徴とす
る。
マルチユーザ受信装置は、さらに、前記逆相関フィルタ
の出力端に接続され、パターン既知のパイロットシンボ
ルに基づいてフェージングの位相変動を推定するチャネ
ル推定手段を備え、前記レベル検出器は、該チャネル推
定手段の出力信号のレベルを検出することを特徴とす
る。
【００３０】請求項１１に記載の発明は、前記パイロッ
トシンボルが、情報シンボル中に周期的に挿入されてい
ることを特徴とする。
トシンボルが、情報シンボル中に周期的に挿入されてい
ることを特徴とする。
【００３１】請求項１２に記載の発明は、前記パイロッ
トシンボルが、専用チャネルによって、連続的に送信さ
れることを特徴とする。
トシンボルが、専用チャネルによって、連続的に送信さ
れることを特徴とする。
【００３２】請求項１３に記載の発明は、送信側におい
ては、複数の通信者に対して、それぞれ異なる拡散符号
を割り当て、それぞれの通信者のシンボルを、対応する
拡散符号でスペクトラム拡散したうえで送信し、受信側
においては、前記通信者から単数または複数のパスを経
由して伝搬された信号を受信し、その受信信号の少なく
とも一つを分離するＣＤＭＡシステムにおいて、前記受
信信号を前記通信者に対応する拡散符号で逆拡散し、逆
拡散したシンボル、および前記各パスにおける前記受信
信号の受信タイミング情報を出力する過程と、前記受信
信号の前記各パスにおける受信レベルを検出する過程
と、前記拡散符号間の相互相関値を、前記受信タイミン
グ情報を考慮して、前記パス毎に求める過程と、前記各
パスにおいて、他のパスにおける受信レベルおよび前記
拡散符号間の相互相関値に基づいて、前記他のパスから
干渉量を求め、前記干渉量の大きいものから順に、Ｎｓ
個（Ｎｓは１以上の整数）のパスを選択する過程と、選
択されたＮｓ個のパスの受信シンボルおよび相互相関値
に基づいて、互いに干渉除去された逆拡散出力を得る過
程とを具備することを特徴とする。
ては、複数の通信者に対して、それぞれ異なる拡散符号
を割り当て、それぞれの通信者のシンボルを、対応する
拡散符号でスペクトラム拡散したうえで送信し、受信側
においては、前記通信者から単数または複数のパスを経
由して伝搬された信号を受信し、その受信信号の少なく
とも一つを分離するＣＤＭＡシステムにおいて、前記受
信信号を前記通信者に対応する拡散符号で逆拡散し、逆
拡散したシンボル、および前記各パスにおける前記受信
信号の受信タイミング情報を出力する過程と、前記受信
信号の前記各パスにおける受信レベルを検出する過程
と、前記拡散符号間の相互相関値を、前記受信タイミン
グ情報を考慮して、前記パス毎に求める過程と、前記各
パスにおいて、他のパスにおける受信レベルおよび前記
拡散符号間の相互相関値に基づいて、前記他のパスから
干渉量を求め、前記干渉量の大きいものから順に、Ｎｓ
個（Ｎｓは１以上の整数）のパスを選択する過程と、選
択されたＮｓ個のパスの受信シンボルおよび相互相関値
に基づいて、互いに干渉除去された逆拡散出力を得る過
程とを具備することを特徴とする。
【００３３】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明の
実施例を説明する。
実施例を説明する。
【００３４】実施例１ 図３は、本発明によるＣＤＭＡマルチユーザ受信装置を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【００３５】図３において、拡散符号生成部１０は、通
信者識別番号に基づいて、各通信者に割り当てられた拡
散符号を生成し、逆拡散フィルタ１１に供給する。拡散
符号生成部１０は、たとえば、Ｇｏｌｄ符号生成用シフ
トレジスタや、ＰＮ系列発生用シフトレジスタで実現さ
れる。あるいは、すべての拡散符号を格納した高速読み
出し可能な半導体メモリ（ＲＯＭまたはＲＡＭ）、およ
び通信者識別番号からメモリアドレスを得るためのアド
レス変換器によって実現してもよい。
信者識別番号に基づいて、各通信者に割り当てられた拡
散符号を生成し、逆拡散フィルタ１１に供給する。拡散
符号生成部１０は、たとえば、Ｇｏｌｄ符号生成用シフ
トレジスタや、ＰＮ系列発生用シフトレジスタで実現さ
れる。あるいは、すべての拡散符号を格納した高速読み
出し可能な半導体メモリ（ＲＯＭまたはＲＡＭ）、およ
び通信者識別番号からメモリアドレスを得るためのアド
レス変換器によって実現してもよい。
【００３６】逆拡散フィルタ１１（１１−１−１１−
Ｍ）は、拡散符号生成部１０から供給された拡散符号に
基づく、フィルタリング係数を用いて受信信号を逆拡散
し、各通信者の各パス毎に、受信シンボル（逆拡散信
号）および受信タイミング情報を出力する。出力された
受信シンボルと受信タイミング情報は、予備選択部２０
に供給され、受信タイミング情報は、相互相関計算部１
２に供給される。逆拡散フィルタ１１は、たとえば、マ
ッチトフィルタやスライディング相関器を用いて実現さ
れる。
Ｍ）は、拡散符号生成部１０から供給された拡散符号に
基づく、フィルタリング係数を用いて受信信号を逆拡散
し、各通信者の各パス毎に、受信シンボル（逆拡散信
号）および受信タイミング情報を出力する。出力された
受信シンボルと受信タイミング情報は、予備選択部２０
に供給され、受信タイミング情報は、相互相関計算部１
２に供給される。逆拡散フィルタ１１は、たとえば、マ
ッチトフィルタやスライディング相関器を用いて実現さ
れる。
【００３７】相互相関計算部１２は、逆拡散フィルタ１
１からの受信タイミング情報、および各通信者に割り当
てられた拡散符号を用いて、全通信者の全パスの相互相
関値を計算する。相互相関計算部１２は、たとえば、コ
リレータを用いて実現することができる。あるいは、拡
散符号の数が比較的少ない場合は、相互相関値をあらか
じめメモリに格納しておき、逆拡散フィルタ１１からの
受信タイミング情報および各ユーザに割り当てられた拡
散符号を用いて、相互相関値を出力する構成も可能であ
る。
１からの受信タイミング情報、および各通信者に割り当
てられた拡散符号を用いて、全通信者の全パスの相互相
関値を計算する。相互相関計算部１２は、たとえば、コ
リレータを用いて実現することができる。あるいは、拡
散符号の数が比較的少ない場合は、相互相関値をあらか
じめメモリに格納しておき、逆拡散フィルタ１１からの
受信タイミング情報および各ユーザに割り当てられた拡
散符号を用いて、相互相関値を出力する構成も可能であ
る。
【００３８】レベル検出器１４（１４−１−１４−Ｍ）
は、逆拡散フィルタ１１の各出力端に接続され、各パス
の信号レベルを検出する。
は、逆拡散フィルタ１１の各出力端に接続され、各パス
の信号レベルを検出する。
【００３９】予備選択部２０は、逆拡散フィルタ１１か
ら受信シンボルと受信タイミング情報を供給され、相互
相関計算部１２から相互相関値を供給される。また、レ
ベル検出器１４（１４−１−１４−Ｍ）から受信信号レ
ベルが供給される。
ら受信シンボルと受信タイミング情報を供給され、相互
相関計算部１２から相互相関値を供給される。また、レ
ベル検出器１４（１４−１−１４−Ｍ）から受信信号レ
ベルが供給される。
【００４０】図４は、予備選択部２０の１パス当たり
（第ｊ番目のパス）の構成要素を示すブロック図であ
り、同様の要素が各パス毎に設けられている。図におい
て、２１および２２は、セレクタである。セレクタ２１
には、１パス当たり（Ｍ−１）個の相互相関値ρj1, ρ
j2，…ρjM（ただし、ρjjは除く）が、相互相関計算部
１２から供給されている。すなわち、ｊ番目のパスと他
の全てのパスとの間の相互相関値が供給されている。一
方、セレクタ２２には、１パス当たり（Ｍ−１）個の受
信レベルｙ1 ，ｙ2 …ｙM （ただし、ｙj は除く）が、
受信レベル検出器１４から供給されている。すなわち、
他の全てのパスの受信レベルが供給されている。セレク
タ２１および２２は、カウンタ２３の指示にしたがっ
て、これら（Ｍ−１）個の相互相関値及び受信レベルの
中から、順次１つずつ選択し、乗算器２４に供給する。
すなわち、乗算器２４は、ρj1×ｙ1 ，ρj2×ｙ2 ，…
ρM ×ｙM を順番に計算する。こうして、パスｊ以外の
各パス毎に相互相関値と受信レベルとの積が得られ、そ
の結果が、選択部２５に供給される。これらの値は、パ
スｊに対する各パスからの干渉量に相当する。
（第ｊ番目のパス）の構成要素を示すブロック図であ
り、同様の要素が各パス毎に設けられている。図におい
て、２１および２２は、セレクタである。セレクタ２１
には、１パス当たり（Ｍ−１）個の相互相関値ρj1, ρ
j2，…ρjM（ただし、ρjjは除く）が、相互相関計算部
１２から供給されている。すなわち、ｊ番目のパスと他
の全てのパスとの間の相互相関値が供給されている。一
方、セレクタ２２には、１パス当たり（Ｍ−１）個の受
信レベルｙ1 ，ｙ2 …ｙM （ただし、ｙj は除く）が、
受信レベル検出器１４から供給されている。すなわち、
他の全てのパスの受信レベルが供給されている。セレク
タ２１および２２は、カウンタ２３の指示にしたがっ
て、これら（Ｍ−１）個の相互相関値及び受信レベルの
中から、順次１つずつ選択し、乗算器２４に供給する。
すなわち、乗算器２４は、ρj1×ｙ1 ，ρj2×ｙ2 ，…
ρM ×ｙM を順番に計算する。こうして、パスｊ以外の
各パス毎に相互相関値と受信レベルとの積が得られ、そ
の結果が、選択部２５に供給される。これらの値は、パ
スｊに対する各パスからの干渉量に相当する。
【００４１】選択部２５は、これら（Ｍ−１）この干渉
量の中から、Ｎｓ個の干渉量を選択する。すなわち、大
きい方から順にＮｓ個の干渉量を選択し、これらの干渉
量を与えるパスを表すＮｓ個のインデックスを交換部２
６に供給する。交換部２６は、これらＮｓ個のパスの受
信シンボル、およびこれらのパスとｊ番目のパスとの相
互相関値を出力する。
量の中から、Ｎｓ個の干渉量を選択する。すなわち、大
きい方から順にＮｓ個の干渉量を選択し、これらの干渉
量を与えるパスを表すＮｓ個のインデックスを交換部２
６に供給する。交換部２６は、これらＮｓ個のパスの受
信シンボル、およびこれらのパスとｊ番目のパスとの相
互相関値を出力する。
【００４２】こうして、パス毎に選択されたＮｓ個の受
信シンボルとＮｓ個の相互相関値とは、図３の逆相関フ
ィルタ（Decorrelator）１５（１５−１−１５−Ｍ）に
供給される。逆相関フィルタ１５は、予備選択部２０か
ら供給されたＮｓ個の受信シンボルを並べて、１つのＮ
ｓ次元受信シンボルベクトルを形成するとともに、Ｎｓ
個の相互相関値を帯状のエルミート行列状に並べて相関
行列を形成し、その逆行列を計算する。この逆行列を、
受信シンボルベクトルに乗算することによって、互いに
直交化されたＮｓ次元ベクトルを出力し、これらをチャ
ネル推定部１６（１６−１−１６−Ｍ）に供給する。逆
相関フィルタ１５は、逆行列演算が主な処理であり、Ｄ
ＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて実現され
る。あるいは、逆行列演算は、専用のハードウェア（た
とえば、Systolic Array Processor）を用いて実行する
ことも可能である。いずれにしても、選択されたＮｓ個
の信号を扱えばよいので、各逆相関フィルタ１５は小規
模のものでよい。なお、位相相関値を並べて相関行列を
形成する方法は、S. Verdu他の論文に開示されている。
信シンボルとＮｓ個の相互相関値とは、図３の逆相関フ
ィルタ（Decorrelator）１５（１５−１−１５−Ｍ）に
供給される。逆相関フィルタ１５は、予備選択部２０か
ら供給されたＮｓ個の受信シンボルを並べて、１つのＮ
ｓ次元受信シンボルベクトルを形成するとともに、Ｎｓ
個の相互相関値を帯状のエルミート行列状に並べて相関
行列を形成し、その逆行列を計算する。この逆行列を、
受信シンボルベクトルに乗算することによって、互いに
直交化されたＮｓ次元ベクトルを出力し、これらをチャ
ネル推定部１６（１６−１−１６−Ｍ）に供給する。逆
相関フィルタ１５は、逆行列演算が主な処理であり、Ｄ
ＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて実現され
る。あるいは、逆行列演算は、専用のハードウェア（た
とえば、Systolic Array Processor）を用いて実行する
ことも可能である。いずれにしても、選択されたＮｓ個
の信号を扱えばよいので、各逆相関フィルタ１５は小規
模のものでよい。なお、位相相関値を並べて相関行列を
形成する方法は、S. Verdu他の論文に開示されている。
【００４３】チャネル推定部１６は、各通信者の各パス
毎に、フェージングによる位相変動および振幅変動を推
定する。図５（Ａ）は、このような変動を推定するのに
使用されるフレームフォーマットを示す図である。送信
側では、図に示すように、情報シンボル中に、既知のシ
ンボルからなるパイロットシンボルを周期的に挿入す
る。チャネル推定部１６は、このパイロットシンボルを
用いて、パイロット内挿補間型絶対同期検波方式を用い
て、位相変動および振幅変動を推定する。すなわち、チ
ャネル推定部１６は、パイロット信号から得たチャネル
の伝達関数の値を平均化し、平均化した値を情報シンボ
ル区間に内挿し、情報シンボルの位相および振幅補正の
ための情報を形成する。この情報は、位相補正部１７
（１７−１−１７−Ｍ）に供給される。位相補正部１７
は、チャネル推定部１６からのフェージング位相変動推
定値を用いて、各パスの受信シンボルの位相変動を補正
する。これらの処理の詳細は、たとえば、S.Sampei, "R
ayleigh Fading Compensationfor QAM in Land Mobile
Radio Communications", IEEE TRANSACTIONS ON VEHICU
LAR TECHNOLOGY, VOL.42, NO.2, MAY 1993 、および佐
和橋他、ＰＣＴ出願PCT/JP95/01252 に記載されてお
り、本明細書に引用して組み込まれる。なお、図５Ｂに
示すように、パイロットシンボルを、情報シンボル中に
挿入しないで、専用のチャネルで連続的に送信してもよ
い。この場合は、各情報シンボルに対応するパイロット
シンボルの位相および振幅変動によって、情報シンボル
の位相および振幅を連続的に補正することができる。
毎に、フェージングによる位相変動および振幅変動を推
定する。図５（Ａ）は、このような変動を推定するのに
使用されるフレームフォーマットを示す図である。送信
側では、図に示すように、情報シンボル中に、既知のシ
ンボルからなるパイロットシンボルを周期的に挿入す
る。チャネル推定部１６は、このパイロットシンボルを
用いて、パイロット内挿補間型絶対同期検波方式を用い
て、位相変動および振幅変動を推定する。すなわち、チ
ャネル推定部１６は、パイロット信号から得たチャネル
の伝達関数の値を平均化し、平均化した値を情報シンボ
ル区間に内挿し、情報シンボルの位相および振幅補正の
ための情報を形成する。この情報は、位相補正部１７
（１７−１−１７−Ｍ）に供給される。位相補正部１７
は、チャネル推定部１６からのフェージング位相変動推
定値を用いて、各パスの受信シンボルの位相変動を補正
する。これらの処理の詳細は、たとえば、S.Sampei, "R
ayleigh Fading Compensationfor QAM in Land Mobile
Radio Communications", IEEE TRANSACTIONS ON VEHICU
LAR TECHNOLOGY, VOL.42, NO.2, MAY 1993 、および佐
和橋他、ＰＣＴ出願PCT/JP95/01252 に記載されてお
り、本明細書に引用して組み込まれる。なお、図５Ｂに
示すように、パイロットシンボルを、情報シンボル中に
挿入しないで、専用のチャネルで連続的に送信してもよ
い。この場合は、各情報シンボルに対応するパイロット
シンボルの位相および振幅変動によって、情報シンボル
の位相および振幅を連続的に補正することができる。
【００４４】位相補正された受信シンボルは、各通信者
毎に設けられたＲＡＫＥ合成部１８（１８−１−１８−
Ｋ）で重みづけ合成される。各パスに乗ずる重みとし
て、各パスのＳＩＲ（Signal-to-Interference Rati
o）、各パスの干渉低減後の受信レベル、あるいは各パ
スのフェージング振幅変動推定値などが考えられるが、
各パスのＳＩＲに比例した重みを用いることによって、
最大比合成が得られる。各通信者のＲＡＫＥ合成後の信
号は、識別・判定部１９（１９−１−１９−Ｋ）で判定
され、情報シンボルが再生される。
毎に設けられたＲＡＫＥ合成部１８（１８−１−１８−
Ｋ）で重みづけ合成される。各パスに乗ずる重みとし
て、各パスのＳＩＲ（Signal-to-Interference Rati
o）、各パスの干渉低減後の受信レベル、あるいは各パ
スのフェージング振幅変動推定値などが考えられるが、
各パスのＳＩＲに比例した重みを用いることによって、
最大比合成が得られる。各通信者のＲＡＫＥ合成後の信
号は、識別・判定部１９（１９−１−１９−Ｋ）で判定
され、情報シンボルが再生される。
【００４５】ところで、セルラ方式の移動通信に、ＣＤ
ＭＡを適用する場合、あるセル内において、同一の拡散
符号を複数の通信者に割り当てることはできない。同一
拡散符号は、干渉量を考慮して定めた、所定の繰り返し
距離だけ離れたセルでの再使用が可能である。このこと
は、次のことを意味している。
ＭＡを適用する場合、あるセル内において、同一の拡散
符号を複数の通信者に割り当てることはできない。同一
拡散符号は、干渉量を考慮して定めた、所定の繰り返し
距離だけ離れたセルでの再使用が可能である。このこと
は、次のことを意味している。
【００４６】（１）複数のセル間での拡散符号割り当て
制御が必要である。
制御が必要である。
【００４７】（２）１セルあたりの割り当て可能な拡散
符号の総数が、拡散率よりも少なくなるので、同時通信
者数も少なくなる。
符号の総数が、拡散率よりも少なくなるので、同時通信
者数も少なくなる。
【００４８】このような不都合を克服する方法として、
拡散符号として、ショートコードを単独で用いるのでは
なく、ショートコードとロングコードとを併用したり、
あるいはミドルコードを単独で使用するシステムが提案
されている。本発明は、このようなシステムにも適用す
ることができる。
拡散符号として、ショートコードを単独で用いるのでは
なく、ショートコードとロングコードとを併用したり、
あるいはミドルコードを単独で使用するシステムが提案
されている。本発明は、このようなシステムにも適用す
ることができる。
【００４９】図６は、ショートコードおよびロングコー
ドの併用システムの概念図である。各セルは、同一のシ
ョートコード群Ａと、異なるロングコードとの組み合わ
せを拡散符号として使用している。ロングコードを併用
することによって、他通信者からの受信信号を徹底的に
ランダム化し、白色化する。このように、セル毎に異な
るロングコードを割り当てることによって、各セルで同
一のショートコード群を用いることができる。したがっ
て、拡散符号の割当に関して、マネージメントフリーと
なる。また、割当可能な拡散符号の減少による同時通信
者の減少を回避できる。さらに、自セル内の通信者間の
相互干渉を軽減すること、言い換えれば、自セル内の直
交化を行うことによって、一層の容量増大が可能であ
る。これについては、Viterbi, A.M. and Viterbi, A.
J., "Erlang Capacity of a power controlled CDMA sy
stem", IEEE J.Select. Area Commun. vol.11, pp.892-
900,Aug. 1993 に記載されている。
ドの併用システムの概念図である。各セルは、同一のシ
ョートコード群Ａと、異なるロングコードとの組み合わ
せを拡散符号として使用している。ロングコードを併用
することによって、他通信者からの受信信号を徹底的に
ランダム化し、白色化する。このように、セル毎に異な
るロングコードを割り当てることによって、各セルで同
一のショートコード群を用いることができる。したがっ
て、拡散符号の割当に関して、マネージメントフリーと
なる。また、割当可能な拡散符号の減少による同時通信
者の減少を回避できる。さらに、自セル内の通信者間の
相互干渉を軽減すること、言い換えれば、自セル内の直
交化を行うことによって、一層の容量増大が可能であ
る。これについては、Viterbi, A.M. and Viterbi, A.
J., "Erlang Capacity of a power controlled CDMA sy
stem", IEEE J.Select. Area Commun. vol.11, pp.892-
900,Aug. 1993 に記載されている。
【００５０】図７は、ミドルコードを単独で使用したシ
ステムの概念図である。ミドルコードの長さは、図のよ
うに隣接セルで同一のコード群を用いた場合でも、同一
の拡散符号が複数のユーザに割り当てられる確率が十分
に低くなるように、比較的長くする必要がある。ミドル
コードを使用することによって、拡散符号の総数を増や
せるとともに、ロングコードのみを使用したときに生じ
る同期引き込みの問題を緩和することができる。ミドル
コードを使用したシステムでは、隣接セル間におけるコ
ードマネージメントが必要であるが、割当可能な拡散符
号数が十分に確保されるので、同時通信者数の減少を防
ぐことが可能である。
ステムの概念図である。ミドルコードの長さは、図のよ
うに隣接セルで同一のコード群を用いた場合でも、同一
の拡散符号が複数のユーザに割り当てられる確率が十分
に低くなるように、比較的長くする必要がある。ミドル
コードを使用することによって、拡散符号の総数を増や
せるとともに、ロングコードのみを使用したときに生じ
る同期引き込みの問題を緩和することができる。ミドル
コードを使用したシステムでは、隣接セル間におけるコ
ードマネージメントが必要であるが、割当可能な拡散符
号数が十分に確保されるので、同時通信者数の減少を防
ぐことが可能である。
【００５１】図８（Ａ）〜図８（Ｃ）は、それぞれ、シ
ョートコード単独の場合、ショートコードとロングコー
ド併用の場合、およびミドルコード単独の場合の、拡散
符号生成部１０と相互相関計算部１２との構成を示すブ
ロック図である。
ョートコード単独の場合、ショートコードとロングコー
ド併用の場合、およびミドルコード単独の場合の、拡散
符号生成部１０と相互相関計算部１２との構成を示すブ
ロック図である。
【００５２】ショートコード単独の場合は、図８（Ａ）
に示すように、拡散符号生成部１０は、ショートコード
発生器１０Ａを備え、ユーザ識別番号に応じたショート
コードを生成し、相互相関計算部１２へ供給する。ショ
ートコードの周期は、高々２５６チップ周期程度であ
り、１シンボル長に相当する。相互相関計算部１２は、
新たなユーザが通信を開始したとき、あるいは受信タイ
ミング（マルチパスの相対遅延時間）が変化したときに
のみ、相互相関値を計算すればよい。
に示すように、拡散符号生成部１０は、ショートコード
発生器１０Ａを備え、ユーザ識別番号に応じたショート
コードを生成し、相互相関計算部１２へ供給する。ショ
ートコードの周期は、高々２５６チップ周期程度であ
り、１シンボル長に相当する。相互相関計算部１２は、
新たなユーザが通信を開始したとき、あるいは受信タイ
ミング（マルチパスの相対遅延時間）が変化したときに
のみ、相互相関値を計算すればよい。
【００５３】ショートコードとロングコード併用の場合
は、図８（Ｂ）に示すように、拡散符号生成部１０は、
ショートコード発生器１０Ａと、ロングコード発生器１
０Ｂとを備えている。ショートコード発生器１０Ａは、
ユーザ識別番号に応じたショートコードを発生し、ロン
グコード発生器１０Ｂは、基地局識別番号に応じたロン
グコードを発生する。ロングコードは、図６に示すよう
に、隣接セル毎に異なるからである。発生されたショー
トコードおよびロングコードは、排他的論理和回路（Ｅ
Ｘ−ＯＲ）１３に供給され、その出力が相互相関計算部
１２に供給される。この方式では、シンボル毎に拡散符
号が変化するので、相互相関計算部１２は、シンボルご
との相互相関値を計算する必要がある。
は、図８（Ｂ）に示すように、拡散符号生成部１０は、
ショートコード発生器１０Ａと、ロングコード発生器１
０Ｂとを備えている。ショートコード発生器１０Ａは、
ユーザ識別番号に応じたショートコードを発生し、ロン
グコード発生器１０Ｂは、基地局識別番号に応じたロン
グコードを発生する。ロングコードは、図６に示すよう
に、隣接セル毎に異なるからである。発生されたショー
トコードおよびロングコードは、排他的論理和回路（Ｅ
Ｘ−ＯＲ）１３に供給され、その出力が相互相関計算部
１２に供給される。この方式では、シンボル毎に拡散符
号が変化するので、相互相関計算部１２は、シンボルご
との相互相関値を計算する必要がある。
【００５４】ミドルコード単独の場合は、図８（Ｃ）に
示すように、拡散符号生成部１０は、ミドルコード発生
器１０Ｃを備えている。ミドルコード発生器１０Ｃが発
生したミドルコードは、そのまま相互相関計算部１２へ
供給される。この方式でも、シンボル毎に拡散符号が変
化するので、相互相関計算部１２は、シンボルごとの相
互相関値を計算する必要がある。
示すように、拡散符号生成部１０は、ミドルコード発生
器１０Ｃを備えている。ミドルコード発生器１０Ｃが発
生したミドルコードは、そのまま相互相関計算部１２へ
供給される。この方式でも、シンボル毎に拡散符号が変
化するので、相互相関計算部１２は、シンボルごとの相
互相関値を計算する必要がある。
【００５５】こうして、拡散符号生成部１０から供給さ
れた拡散符号と、逆拡散フィルタ１１から供給された受
信タイミングとに基づいて、相互相関計算部１２は、全
ユーザの全パス間の相互相関値を計算し、予備選択部２
０に供給する。
れた拡散符号と、逆拡散フィルタ１１から供給された受
信タイミングとに基づいて、相互相関計算部１２は、全
ユーザの全パス間の相互相関値を計算し、予備選択部２
０に供給する。
【００５６】図９は、異なるショートコード群を用いた
場合の相互相関値の分布を示し、図１０は、ショートコ
ードおよびロングコードを併用した場合の相互相関値の
分布を示し、図１１は、ミドルコードを用いた場合の相
互相関値の分布を示す。
場合の相互相関値の分布を示し、図１０は、ショートコ
ードおよびロングコードを併用した場合の相互相関値の
分布を示し、図１１は、ミドルコードを用いた場合の相
互相関値の分布を示す。
【００５７】いずれのグラフも、横軸は自己相関ピーク
に対する相互相関値の相対値、すなわち干渉レベルをｄ
Ｂで表し、縦軸は相互相関値の出現頻度を示している。
また、いずれの場合も、拡散率Ｐｇ＝１２７、ショート
コードは次数７のＧｏｌｄ符号、ロングコードは次数３
１のＰＮ系列、ミドルコードは次数１０のＧｏｌｄ符号
を、それぞれ用いている。また、拡散符号および受信タ
イミングは、いずれもランダムとし、試行回数を１０
０，０００回としている。さらに、それぞれの図中に平
均値も示した。
に対する相互相関値の相対値、すなわち干渉レベルをｄ
Ｂで表し、縦軸は相互相関値の出現頻度を示している。
また、いずれの場合も、拡散率Ｐｇ＝１２７、ショート
コードは次数７のＧｏｌｄ符号、ロングコードは次数３
１のＰＮ系列、ミドルコードは次数１０のＧｏｌｄ符号
を、それぞれ用いている。また、拡散符号および受信タ
イミングは、いずれもランダムとし、試行回数を１０
０，０００回としている。さらに、それぞれの図中に平
均値も示した。
【００５８】図９〜図１１から分かるように、平均値を
超える相互相関値（干渉レベル）の出現確率は、全体の
半分以下である。したがって、直交化処理に際して、相
互相関値の大きいものを選択的に除去することによっ
て、効果的な干渉除去を行うことができる。
超える相互相関値（干渉レベル）の出現確率は、全体の
半分以下である。したがって、直交化処理に際して、相
互相関値の大きいものを選択的に除去することによっ
て、効果的な干渉除去を行うことができる。
【００５９】図１２は、逆相関フィルタ１個あたりの処
理量を示すグラフである。横軸は、逆相関フィルタに供
給される信号数を示し、縦軸は、逆相関フィルタ１個あ
たりの処理量を示している。また、曲線は、本発明によ
る逆相関フィルタ１個あたりの処理量を示し、×印は、
従来の逆相関フィルタ１個あたりの処理量を示してい
る。逆相関演算は逆行列演算であり、要する処理量は相
関行列の次数の３乗に比例する。したがって、全受信シ
ンボルに対して、一括直交化を行う従来の逆相関フィル
タは、ユーザ数およびパス数の増加にともなって、その
実現が著しく困難となる。さらに、逆行列演算は、並列
処理しにくいので、ハードウェア的に並列化することが
困難である。これに対して、本発明は、次数の小さな逆
相関フィルタを多数使用しているので、処理量を大幅に
減らすことができる。
理量を示すグラフである。横軸は、逆相関フィルタに供
給される信号数を示し、縦軸は、逆相関フィルタ１個あ
たりの処理量を示している。また、曲線は、本発明によ
る逆相関フィルタ１個あたりの処理量を示し、×印は、
従来の逆相関フィルタ１個あたりの処理量を示してい
る。逆相関演算は逆行列演算であり、要する処理量は相
関行列の次数の３乗に比例する。したがって、全受信シ
ンボルに対して、一括直交化を行う従来の逆相関フィル
タは、ユーザ数およびパス数の増加にともなって、その
実現が著しく困難となる。さらに、逆行列演算は、並列
処理しにくいので、ハードウェア的に並列化することが
困難である。これに対して、本発明は、次数の小さな逆
相関フィルタを多数使用しているので、処理量を大幅に
減らすことができる。
【００６０】実施例２ 図３に示す第１実施例では、受信レベル検出を、逆拡散
フィルタ１１の出力を用いて行っている。このため、同
時通信者が多いときなど、干渉レベルが高いときには、
希望信号のレベルを正しく検出できないという問題があ
った。
フィルタ１１の出力を用いて行っている。このため、同
時通信者が多いときなど、干渉レベルが高いときには、
希望信号のレベルを正しく検出できないという問題があ
った。
【００６１】図１３は、この問題を説明するためのグラ
フで、フェージング環境下における受信信号レベルの変
動を示す。実線が希望信号のレベル変動を示し、点線Ａ
およびＢが干渉レベルを示す。他通信者からの干渉レベ
ルもそれぞれ変動するが、それぞれ独立なフェージング
であるために、平均化されてＡ，Ｂのように表すことが
できる。干渉レベルＡの場合のように、受信信号レベル
が干渉レベル対して十分に高いときには、逆拡散出力レ
ベルと受信信号の振幅変動はほぼ一致する。しかしなが
ら、干渉レベルＢのように、受信信号レベルが干渉レベ
ルに対して低い場合には、希望信号が干渉に埋もれてし
まうこともあり、逆拡散出力においては、受信信号の振
幅変動を十分に推定することはできない。
フで、フェージング環境下における受信信号レベルの変
動を示す。実線が希望信号のレベル変動を示し、点線Ａ
およびＢが干渉レベルを示す。他通信者からの干渉レベ
ルもそれぞれ変動するが、それぞれ独立なフェージング
であるために、平均化されてＡ，Ｂのように表すことが
できる。干渉レベルＡの場合のように、受信信号レベル
が干渉レベル対して十分に高いときには、逆拡散出力レ
ベルと受信信号の振幅変動はほぼ一致する。しかしなが
ら、干渉レベルＢのように、受信信号レベルが干渉レベ
ルに対して低い場合には、希望信号が干渉に埋もれてし
まうこともあり、逆拡散出力においては、受信信号の振
幅変動を十分に推定することはできない。
【００６２】第２実施例はこのような問題を解決する。
以下、図１４を参照して、第２実施例を説明する。第２
実施例が第１実施例と異なるのは、レベル検出部１４の
位置である。すなわち、本実施例では、チャネル推定部
１６の各出力端にレベル検出部１４の各入力端を接続し
ている。なお、レベル検出部１４は、逆相関フィルタ１
５の出力端に接続してもよい。
以下、図１４を参照して、第２実施例を説明する。第２
実施例が第１実施例と異なるのは、レベル検出部１４の
位置である。すなわち、本実施例では、チャネル推定部
１６の各出力端にレベル検出部１４の各入力端を接続し
ている。なお、レベル検出部１４は、逆相関フィルタ１
５の出力端に接続してもよい。
【００６３】本実施例によれば、レベル検出部１４は、
逆相関フィルタからの出力信号に基づいてレベル検出を
行う。この出力信号は、逆拡散部からの出力信号とは違
って、拡散符号間の相互相関による干渉が除去されてい
る。したがって、図１３に示す干渉レベルＢのように、
干渉レベルが高い場合にも、レベル検出を高精度に行う
ことができる。
逆相関フィルタからの出力信号に基づいてレベル検出を
行う。この出力信号は、逆拡散部からの出力信号とは違
って、拡散符号間の相互相関による干渉が除去されてい
る。したがって、図１３に示す干渉レベルＢのように、
干渉レベルが高い場合にも、レベル検出を高精度に行う
ことができる。
【００６４】さらに、チャネル推定部１６を経た信号
は、フェージングによる振幅および位相変動の推定が行
われているので、受信レベルをより高精度に推定するこ
とができる。
は、フェージングによる振幅および位相変動の推定が行
われているので、受信レベルをより高精度に推定するこ
とができる。
【００６５】
【発明の効果】本発明によれば、各パスの拡散符号間の
相互相関値と受信レベル（たとえば、それらの積）の大
きいものから順に、Ｎｓ個のパスを選択し、選択された
各パスの相互相関値に基づいて、受信シンボルの直交化
を行う。このため、ＣＤＭＡ上りチャネルの直交化対象
信号の数を効果的に減らすことができる。従来のシステ
ムでは、直交化対象の信号ベクトル数が非常に多い場合
には、雑音強調効果のために、直交化の効果が相殺され
てしまう、あるいは、直交化対象の信号ベクトル数が拡
散率を超えている場合には、直交化処理が不可能となる
という欠点があったが、本発明によれば、効果的な直交
化処理が可能となる。
相互相関値と受信レベル（たとえば、それらの積）の大
きいものから順に、Ｎｓ個のパスを選択し、選択された
各パスの相互相関値に基づいて、受信シンボルの直交化
を行う。このため、ＣＤＭＡ上りチャネルの直交化対象
信号の数を効果的に減らすことができる。従来のシステ
ムでは、直交化対象の信号ベクトル数が非常に多い場合
には、雑音強調効果のために、直交化の効果が相殺され
てしまう、あるいは、直交化対象の信号ベクトル数が拡
散率を超えている場合には、直交化処理が不可能となる
という欠点があったが、本発明によれば、効果的な直交
化処理が可能となる。
【００６６】また、従来の一括型逆相関フィルタに代え
て、各通信者の各パス毎に設けた小型の逆相関フィルタ
を用いたので、逆相関行列演算の処理量を大幅に減らす
ことができる。たとえば、直交化対象の信号数が拡散率
を超えるほど多くない場合でも、わずかな特性の劣化を
ともなうだけで、必要な処理量を著しく減らすことがで
きる。
て、各通信者の各パス毎に設けた小型の逆相関フィルタ
を用いたので、逆相関行列演算の処理量を大幅に減らす
ことができる。たとえば、直交化対象の信号数が拡散率
を超えるほど多くない場合でも、わずかな特性の劣化を
ともなうだけで、必要な処理量を著しく減らすことがで
きる。
【００６７】さらに、受信レベル検出を、干渉除去後の
信号を用いて行うことによって、受信レベルの検出精度
を高めることができる。
信号を用いて行うことによって、受信レベルの検出精度
を高めることができる。
【図１】従来のＣＤＭＡ受信装置の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図２】従来のＣＤＭＡ受信装置の特性例を示すグラフ
である。
である。
【図３】本発明によるＣＤＭＡマルチユーザ受信装置の
第１実施例を示すブロック図である。
第１実施例を示すブロック図である。
【図４】同実施例の予備選択部の構成を示すブロック図
である。
である。
【図５】（Ａ）は、同実施例において使用される、パイ
ロットシンボルを情報シンボルに挿入したフレームフォ
ーマットを示す概念図、（Ｂ）は、同実施例において使
用される、パイロットシンボル専用のチャネルを有する
フレームフォーマットを示す概念図である。
ロットシンボルを情報シンボルに挿入したフレームフォ
ーマットを示す概念図、（Ｂ）は、同実施例において使
用される、パイロットシンボル専用のチャネルを有する
フレームフォーマットを示す概念図である。
【図６】ショートコードおよびロングコード併用のＣＤ
ＭＡ方式を説明するための概念図である。
ＭＡ方式を説明するための概念図である。
【図７】ミドルコードを用いたＣＤＭＡ方式を説明する
ための概念図である。
ための概念図である。
【図８】（Ａ）は、ショートコードを単独で使用するシ
ステムの、拡散符号生成部と相互相関計算部の構成を示
すブロック図、（Ｂ）は、ショートコードおよびロング
コードを併用したシステムの、拡散符号生成部と相互相
関計算部の構成を示すブロック図、（Ｃ）は、ミドルコ
ードを単独で使用するシステムの、拡散符号生成部と相
互相関計算部の構成を示すブロック図である。
ステムの、拡散符号生成部と相互相関計算部の構成を示
すブロック図、（Ｂ）は、ショートコードおよびロング
コードを併用したシステムの、拡散符号生成部と相互相
関計算部の構成を示すブロック図、（Ｃ）は、ミドルコ
ードを単独で使用するシステムの、拡散符号生成部と相
互相関計算部の構成を示すブロック図である。
【図９】複数のショートコードを用いたＣＤＭＡシステ
ムにおける相互相関分布を示すグラフである。
ムにおける相互相関分布を示すグラフである。
【図１０】ショートコードおよびロングコードを併用し
たＣＤＭＡシステムにおける相互相関分布を示すグラフ
である。
たＣＤＭＡシステムにおける相互相関分布を示すグラフ
である。
【図１１】ミドルコードを用いたＣＤＭＡシステムにお
ける相互相関分布を示すグラフである。
ける相互相関分布を示すグラフである。
【図１２】逆相関フィルタ１つあたりの処理量を、本発
明と従来例の場合を比較して示すグラフである。
明と従来例の場合を比較して示すグラフである。
【図１３】第２実施例の改良点を説明するためのグラフ
である。
である。
【図１４】本発明によるＣＤＭＡマルチユーザ受信装置
の第２実施例を示すブロック図である。
の第２実施例を示すブロック図である。
１０ 拡散符号生成部 １０Ａ ショートコード発生器 １０Ｂ ロングコード発生器 １０Ｃ ミドルコード発生器 １１ 逆拡散フィルタ １２ 相互相関計算部 １４ レベル検出器 １５ Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ １６ チャネル推定部 １７ 位相補正部 １８ ＲＡＫＥ １９ 識別・判定部 ２０ 予備選択部 ２１ セレクタ ２２ セレクタ ２３ カウンタ ２４ 乗算器 ２５ 選択部 ２６ 交換部
Claims (13)
- 【請求項１】 送信側においては、複数の通信者に対し
て、それぞれ異なる拡散符号を割り当て、それぞれの通
信者のシンボルを、対応する拡散符号でスペクトラム拡
散したうえで送信し、受信側においては、前記通信者か
ら単数または複数のパスを経由して伝搬された信号を受
信し、その受信信号の少なくとも一つを分離するＣＤＭ
Ａシステムにおいて、 前記受信信号を前記通信者に対応する拡散符号で逆拡散
し、逆拡散したシンボル、および前記各パスにおける前
記受信信号の受信タイミング情報を出力する逆拡散器
と、 前記受信信号の前記各パスにおける受信レベルを検出す
る受信信号レベル検出器と、 前記拡散符号間の相互相関値を、前記受信タイミング情
報を考慮して、前記パス毎に求める相互相関計算手段
と、 前記各パスにおいて、他のパスにおける受信レベルおよ
び前記拡散符号間の相互相関値に基づいて、前記他のパ
スから干渉量を求め、前記干渉量の大きいものから順
に、Ｎｓ個（Ｎｓは１以上の整数）のパスを選択する選
択手段と、 選択されたＮ個のパスの受信シンボルおよび相互相関値
に基づいて、互いに干渉除去された逆拡散出力を得る逆
相関フィルタとを具備することを特徴とするＣＤＭＡマ
ルチユーザ受信装置。 - 【請求項２】 前記拡散符号は、周期が１シンボル長に
等しいショートコード、および周期が１０，０００シン
ボル長を越えるロングコードの双方によって構成される
ことを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡマルチユー
ザ受信装置。 - 【請求項３】 前記拡散符号は、周期が１シンボル長よ
り長く、１０，０００シンボル長より短いミドルコード
であることを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡマル
チユーザ受信装置。 - 【請求項４】 前記拡散符号は、周期が１シンボル長に
等しいショートコードであることを特徴とする請求項１
に記載のＣＤＭＡマルチユーザ受信装置。 - 【請求項５】 前記拡散符号は、周期が１シンボル長に
等しいショートコードであり、各セルにおいて、異なる
拡散符号群を用いることを特徴とする請求項１に記載の
ＣＤＭＡマルチユーザ受信装置。 - 【請求項６】 前記他のパスから干渉量は、前記他のパ
スにおける受信レベルと、前記拡散符号間の相互相関値
との積であることを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭ
Ａマルチユーザ受信装置。 - 【請求項７】 前記逆相関フィルタは、各パス毎に設け
られたことを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡマル
チユーザ受信装置。 - 【請求項８】 前記受信信号レベル検出器は、前記逆拡
散器の出力信号のレベルを検出することを特徴とする請
求項１に記載のＣＤＭＡマルチユーザ受信装置。 - 【請求項９】 前記受信信号レベル検出器は、前記逆相
関フィルタの出力信号のレベルを検出することを特徴と
する請求項１に記載のＣＤＭＡマルチユーザ受信装置。 - 【請求項１０】 前記ＣＤＭＡマルチユーザ受信装置
は、さらに、前記逆相関フィルタの出力端に接続され、
パターン既知のパイロットシンボルに基づいてフェージ
ングの位相変動を推定するチャネル推定手段を備え、前
記レベル検出器は、該チャネル推定手段の出力信号のレ
ベルを検出することを特徴とする請求項９に記載のＣＤ
ＭＡマルチユーザ受信装置。 - 【請求項１１】 前記パイロットシンボルが、情報シン
ボル中に周期的に挿入されていることを特徴とする請求
項１０に記載のＣＤＭＡマルチユーザ受信装置。 - 【請求項１２】 前記パイロットシンボルが、専用チャ
ネルによって、連続的に送信されることを特徴とする請
求項１０に記載のＣＤＭＡマルチユーザ受信装置。 - 【請求項１３】 送信側においては、複数の通信者に対
して、それぞれ異なる拡散符号を割り当て、それぞれの
通信者のシンボルを、対応する拡散符号でスペクトラム
拡散したうえで送信し、受信側においては、前記通信者
から単数または複数のパスを経由して伝搬された信号を
受信し、その受信信号の少なくとも一つを分離するＣＤ
ＭＡシステムにおいて、 前記受信信号を前記通信者に対応する拡散符号で逆拡散
し、逆拡散したシンボル、および前記各パスにおける前
記受信信号の受信タイミング情報を出力する過程と、 前記受信信号の前記各パスにおける受信レベルを検出す
る過程と、 前記拡散符号間の相互相関値を、前記受信タイミング情
報を考慮して、前記パス毎に求める過程と、 前記各パスにおいて、他のパスにおける受信レベルおよ
び前記拡散符号間の相互相関値に基づいて、前記他のパ
スから干渉量を求め、前記干渉量の大きいものから順
に、Ｎｓ個（Ｎｓは１以上の整数）のパスを選択する過
程と、 選択されたＮｓ個のパスの受信シンボルおよび相互相関
値に基づいて、互いに干渉除去された逆拡散出力を得る
過程とを具備することを特徴とするＣＤＭＡマルチユー
ザ受信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32487495A JP2914618B2 (ja) | 1994-12-13 | 1995-12-13 | Ｃｄｍａマルチユーザ受信装置および方法 |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30900894 | 1994-12-13 | ||
| JP7-144790 | 1995-06-12 | ||
| JP6-309008 | 1995-06-12 | ||
| JP14479095 | 1995-06-12 | ||
| JP32487495A JP2914618B2 (ja) | 1994-12-13 | 1995-12-13 | Ｃｄｍａマルチユーザ受信装置および方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0964846A true JPH0964846A (ja) | 1997-03-07 |
| JP2914618B2 JP2914618B2 (ja) | 1999-07-05 |
Family
ID=27318877
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32487495A Expired - Fee Related JP2914618B2 (ja) | 1994-12-13 | 1995-12-13 | Ｃｄｍａマルチユーザ受信装置および方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2914618B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002027957A1 (fr) * | 2000-09-27 | 2002-04-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Appareil de terminal de communication et procede de demodulation |
| WO2003017511A1 (fr) * | 2001-08-09 | 2003-02-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Appareil et procede d'elimination d'interference |
| US6967990B1 (en) | 2000-08-29 | 2005-11-22 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Interference cancellation apparatus applied in CDMA communication system and method for the same |
| US6977956B2 (en) | 2000-02-14 | 2005-12-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Pilot signal reception method and receiver |
| JP2008028711A (ja) * | 2006-07-21 | 2008-02-07 | Fujitsu Ltd | 無線システム |
| US8144753B2 (en) | 1998-10-05 | 2012-03-27 | Fujitsu Limited | Detection device of a spreading code and a timing, and a method thereof |
| US10367665B2 (en) | 2016-12-21 | 2019-07-30 | Fujitsu Limted | Radio analyzer and detecting method |
-
1995
- 1995-12-13 JP JP32487495A patent/JP2914618B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8144753B2 (en) | 1998-10-05 | 2012-03-27 | Fujitsu Limited | Detection device of a spreading code and a timing, and a method thereof |
| US6977956B2 (en) | 2000-02-14 | 2005-12-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Pilot signal reception method and receiver |
| US6967990B1 (en) | 2000-08-29 | 2005-11-22 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Interference cancellation apparatus applied in CDMA communication system and method for the same |
| WO2002027957A1 (fr) * | 2000-09-27 | 2002-04-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Appareil de terminal de communication et procede de demodulation |
| WO2003017511A1 (fr) * | 2001-08-09 | 2003-02-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Appareil et procede d'elimination d'interference |
| US7299026B2 (en) | 2001-08-09 | 2007-11-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd | Method and apparatus for interference cancellation performing level adjustment processing for standardizing a channel estimation value between operations of channel estimation processing and joint detection operation processing |
| JP2008028711A (ja) * | 2006-07-21 | 2008-02-07 | Fujitsu Ltd | 無線システム |
| US8208862B2 (en) | 2006-07-21 | 2012-06-26 | Fujitsu Limited | Wireless system |
| US10367665B2 (en) | 2016-12-21 | 2019-07-30 | Fujitsu Limted | Radio analyzer and detecting method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2914618B2 (ja) | 1999-07-05 |
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