JP2914618B2 - Cdmaマルチユーザ受信装置および方法 - Google Patents
Cdmaマルチユーザ受信装置および方法Info
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Description
に好適な、スペクトラム拡散を用いたCDMA(Cod
e Division Multiple Acces
s) マルチユーザ受信装置および方法に関する。
は、次世代移動通信の無線アクセス方式の有力候補であ
り、集中的な検討がなされている。DS−CDMAは、
複数の通信者が同一の周波数帯を用いて同時に通信を行
う方式であり、各通信者の識別は拡散符号で行う。DS
−CDMAセルラでは、各ユーザに割り当てられた拡散
符号間の相互相関による干渉が、通信品質を劣化させ、
加入者容量を制限することになる。この種の干渉は、基
地局と移動局との間のマルチパスによってさらに増加す
る。すなわち、異なる拡散符号間だけでなく、同一拡散
符号を使用するマルチパス間での、受信タイミングのず
れに起因する相互相関によっても、この種の干渉が生
じ、通信品質を劣化させる。このため、干渉キャンセル
(もしくは直交化)技術が重要である。
術は、シングルユーザ方式と、マルチユーザ方式とに大
別することができる。
信号のみの振幅および位相を推定して識別判定を行い、
他ユーザの拡散符号情報を考慮しない方法である。この
方法によれば、必要な処理量およびハードウェア規模が
比較的小さくて済む。しかしながら、他ユーザの拡散符
号情報をもたず、他ユーザの拡散符号の定常性、すなわ
ちシンボル毎に拡散符号が変化しないことを利用して、
適応的に直交化を行うので、拡散符号として、ミドルコ
ードやロングコード(いずれもその周期が1シンボルよ
り大きい拡散符号)を用いた場合に、適用が困難とな
る。
散符号情報を用いて、受信信号の振幅および位相を推定
し、全ユーザの信号間の直交化を行うものである。マル
チユーザ方式としては、受信レベルの強い信号から順に
再生し、全受信信号から差し引く操作をマルチステージ
で行い、干渉低減を図るレプリカ再生型や、拡散符号間
の相互相関値を用いて相関行列を形成し、その逆行列を
受信信号ベクトルに乗算することによって、干渉除去を
行うデコリレータ形式のものがある。
に比較して、一般に、ハードウェア規模および処理量が
大きくなるが、複数ユーザに関する情報(受信タイミン
グ、レベル、拡散符号等)が利用できることから、より
効果的な干渉キャンセルが期待できる。
DMA受信装置を示すブロック図である。この装置は、
R.Lupas and S.Verdu, "Near-Far Resistance of Multi
userDetectors in Asynchronous Channels ", IEEE Tra
ns. Com. vol. COM-38, No.4 pp. 496-508, April 1990
に記載された逆相関フィルタ(Decorrelator)を用いた
ものである。
K、通信者の受信パス数は、それぞれ、L1 ,L2 ,…
LK であるとする。また、全受信パス数、すなわち、L
1 ,L2 ,…LK の総和は、Mであるとする。
の各受信パスごとに設けられた逆拡散フィルタ11(1
1−1−11−M)に供給される。拡散符号生成部10
は、通信者識別番号を参照して、各逆拡散フィルタ11
および相互相関計算部12に拡散符号を供給する。
号に基づくフィルタリング係数を用いて受信信号を逆拡
散し、情報シンボルおよび受信タイミング情報を出力す
る。相互相関計算部12は、拡散符号生成部10からの
拡散符号、および各逆拡散フィルタ11からの受信タイ
ミング情報を用いて、全パスの拡散符号の相互相関値を
計算して、逆相関フィルタ15に供給する。逆相関フィ
ルタ15は、供給された相互相関値を並べて相関行列を
形成し、その逆行列を計算して、受信信号ベクトルに乗
じ、全受信信号のベクトル間の直交化処理を一括して行
う。
合成部18(18−1−18−K)でRAKE合成され
る。すなわち、各通信者毎に、全受信パスからの信号が
位相補正された後、重みづけ合成される。RAKE合成
された受信信号は、識別・判定部19(19−1−19
−K)でシンボル判定される。こうして、受信信号の復
号化が行われる。
ンボル毎の拡散符号が不変であること、すなわち、拡散
符号の周期がシンボル周期と一致していることを前提に
している。しかし、周期が1シンボルよりも長い拡散符
号(ミドルコードやロングコード)を用いたシステムに
対しても、逆相関フィルタを実現する方法が提案されて
いる(特願平6−84865号)。これによれば、ロン
グコードおよびショートコードを併用したシステムに
も、この逆相関フィルタは適用できる。なお、本明細書
でいうショートコードとは、周期が1シンボル長の拡散
符号を指し、実際には、周期が128チップ周期、また
はそれ以下であることが多い。ミドルコードとは、周期
が1シンボル長より長く、10,000シンボル長より
短い拡散符号を、ロングコードとは周期が10,000
シンボル長よりも長い拡散符号を指すものとする。この
ように、逆相関フィルタを用いることによって、CDM
Aセルラの上りチャネルにおける、自セル内の直交化が
可能である。
フィルタを用いた従来の直交化には、次のような問題が
あった。
が非常に多い場合、従来の方法では、雑音強調効果のた
めに、直交化の効果が相殺され、特性が極端に劣化す
る。さらに、直交化の対象となる信号ベクトル数が拡散
率を超えると、直交化処理が原理的に不可能になる。
20,25人と増加した場合の、誤り率の増加を計算機
シミュレーションで求めたものである。このグラフの横
軸は、1シンボル当たりの信号電力対熱雑音比(Eb/
No)であり、縦軸は、平均ビット誤りである。シミュ
レーションの条件は、拡散率Pg=31、かつ一次変調
および2次変調ともにBPSKとした。
増えるにしたがって、平均ビット誤り率が増加し、通信
品質が劣化している。さらに、同時通信者数が拡散率を
超えた場合には、相関行列の逆行列が存在せず、直交化
処理自体が不可能となる。
パス数をMとすると、直交化対象の信号数が、通信者数
より増え、M−1となってしまう。このため、直交化可
能な同時通信者の数は、パス数に応じて大きく減ってし
まう。
5は、全パスの逆相関を一括して計算していたので、行
列のディメンションが大きくなり、その計算量が膨大に
なるという欠点があった。
を可能とし、かつ処理量を減少することのできる、CD
MAマルチユーザ受信装置および方法を提供することで
ある。
に、請求項1に記載の発明は、送信側においては、複数
の通信者に対して、それぞれ異なる拡散符号を割り当
て、それぞれの通信者のシンボルを、対応する拡散符号
でスペクトラム拡散したうえで送信し、受信側において
は、前記通信者から単数または複数のパスを経由して伝
搬された信号を受信し、その受信信号の少なくとも一つ
を分離するCDMAシステムにおいて、前記受信信号を
前記通信者に対応する拡散符号で逆拡散し、逆拡散した
シンボル、および前記各パスにおける前記受信信号の受
信タイミング情報を出力する逆拡散器と、前記受信信号
の前記各パスにおける受信レベルを検出する受信信号レ
ベル検出器と、前記拡散符号間の相互相関値を、前記受
信タイミング情報を考慮して、前記パス毎に求める相互
相関計算手段と、前記各パスにおいて、他のパスにおけ
る受信レベルおよび前記拡散符号間の相互相関値に基づ
いて、前記他のパスから干渉量を求め、前記干渉量の大
きいものから順に、Ns個(Nsは1以上の整数)のパ
スを選択する選択手段と、選択されたN個のパスの受信
シンボルおよび相互相関値に基づいて、互いに干渉除去
された逆拡散出力を得る逆相関フィルタとを具備するこ
とを特徴とする。
は、周期が1シンボル長に等しいショートコード、およ
び周期が10,000シンボル長を越えるロングコード
の双方によって構成されることを特徴とする。
は、周期が1シンボル長より長く、10,000シンボ
ル長より短いミドルコードであることを特徴とする。
は、周期が1シンボル長に等しいショートコードである
ことを特徴とする。
は、周期が1シンボル長に等しいショートコードであ
り、各セルにおいて、異なる拡散符号群を用いることを
特徴とする。
ら干渉量は、前記他のパスにおける受信レベルと、前記
拡散符号間の相互相関値との積であることを特徴とす
る。
ルタは、各パス毎に設けられたことを特徴とする。
ベル検出器は、前記逆拡散器の出力信号のレベルを検出
することを特徴とする。
ベル検出器は、前記逆相関フィルタの出力信号のレベル
を検出することを特徴とする。
マルチユーザ受信装置は、さらに、前記逆相関フィルタ
の出力端に接続され、パターン既知のパイロットシンボ
ルに基づいてフェージングの位相変動を推定するチャネ
ル推定手段を備え、前記レベル検出器は、該チャネル推
定手段の出力信号のレベルを検出することを特徴とす
る。
トシンボルが、情報シンボル中に周期的に挿入されてい
ることを特徴とする。
トシンボルが、専用チャネルによって、連続的に送信さ
れることを特徴とする。
ては、複数の通信者に対して、それぞれ異なる拡散符号
を割り当て、それぞれの通信者のシンボルを、対応する
拡散符号でスペクトラム拡散したうえで送信し、受信側
においては、前記通信者から単数または複数のパスを経
由して伝搬された信号を受信し、その受信信号の少なく
とも一つを分離するCDMAシステムにおいて、前記受
信信号を前記通信者に対応する拡散符号で逆拡散し、逆
拡散したシンボル、および前記各パスにおける前記受信
信号の受信タイミング情報を出力する過程と、前記受信
信号の前記各パスにおける受信レベルを検出する過程
と、前記拡散符号間の相互相関値を、前記受信タイミン
グ情報を考慮して、前記パス毎に求める過程と、前記各
パスにおいて、他のパスにおける受信レベルおよび前記
拡散符号間の相互相関値に基づいて、前記他のパスから
干渉量を求め、前記干渉量の大きいものから順に、Ns
個(Nsは1以上の整数)のパスを選択する過程と、選
択されたNs個のパスの受信シンボルおよび相互相関値
に基づいて、互いに干渉除去された逆拡散出力を得る過
程とを具備することを特徴とする。
実施例を説明する。
示すブロック図である。
信者識別番号に基づいて、各通信者に割り当てられた拡
散符号を生成し、逆拡散フィルタ11に供給する。拡散
符号生成部10は、たとえば、Gold符号生成用シフ
トレジスタや、PN系列発生用シフトレジスタで実現さ
れる。あるいは、すべての拡散符号を格納した高速読み
出し可能な半導体メモリ(ROMまたはRAM)、およ
び通信者識別番号からメモリアドレスを得るためのアド
レス変換器によって実現してもよい。
M)は、拡散符号生成部10から供給された拡散符号に
基づく、フィルタリング係数を用いて受信信号を逆拡散
し、各通信者の各パス毎に、受信シンボル(逆拡散信
号)および受信タイミング情報を出力する。出力された
受信シンボルと受信タイミング情報は、予備選択部20
に供給され、受信タイミング情報は、相互相関計算部1
2に供給される。逆拡散フィルタ11は、たとえば、マ
ッチトフィルタやスライディング相関器を用いて実現さ
れる。
1からの受信タイミング情報、および各通信者に割り当
てられた拡散符号を用いて、全通信者の全パスの相互相
関値を計算する。相互相関計算部12は、たとえば、コ
リレータを用いて実現することができる。あるいは、拡
散符号の数が比較的少ない場合は、相互相関値をあらか
じめメモリに格納しておき、逆拡散フィルタ11からの
受信タイミング情報および各ユーザに割り当てられた拡
散符号を用いて、相互相関値を出力する構成も可能であ
る。
は、逆拡散フィルタ11の各出力端に接続され、各パス
の信号レベルを検出する。
ら受信シンボルと受信タイミング情報を供給され、相互
相関計算部12から相互相関値を供給される。また、レ
ベル検出器14(14−1−14−M)から受信信号レ
ベルが供給される。
(第j番目のパス)の構成要素を示すブロック図であ
り、同様の要素が各パス毎に設けられている。図におい
て、21および22は、セレクタである。セレクタ21
には、1パス当たり(M−1)個の相互相関値ρj1, ρ
j2,…ρjM(ただし、ρjjは除く)が、相互相関計算部
12から供給されている。すなわち、j番目のパスと他
の全てのパスとの間の相互相関値が供給されている。一
方、セレクタ22には、1パス当たり(M−1)個の受
信レベルy1 ,y2 …yM (ただし、yj は除く)が、
受信レベル検出器14から供給されている。すなわち、
他の全てのパスの受信レベルが供給されている。セレク
タ21および22は、カウンタ23の指示にしたがっ
て、これら(M−1)個の相互相関値及び受信レベルの
中から、順次1つずつ選択し、乗算器24に供給する。
すなわち、乗算器24は、ρj1×y1 ,ρj2×y2 ,…
ρM ×yM を順番に計算する。こうして、パスj以外の
各パス毎に相互相関値と受信レベルとの積が得られ、そ
の結果が、選択部25に供給される。これらの値は、パ
スjに対する各パスからの干渉量に相当する。
量の中から、Ns個の干渉量を選択する。すなわち、大
きい方から順にNs個の干渉量を選択し、これらの干渉
量を与えるパスを表すNs個のインデックスを交換部2
6に供給する。交換部26は、これらNs個のパスの受
信シンボル、およびこれらのパスとj番目のパスとの相
互相関値を出力する。
信シンボルとNs個の相互相関値とは、図3の逆相関フ
ィルタ(Decorrelator)15(15−1−15−M)に
供給される。逆相関フィルタ15は、予備選択部20か
ら供給されたNs個の受信シンボルを並べて、1つのN
s次元受信シンボルベクトルを形成するとともに、Ns
個の相互相関値を帯状のエルミート行列状に並べて相関
行列を形成し、その逆行列を計算する。この逆行列を、
受信シンボルベクトルに乗算することによって、互いに
直交化されたNs次元ベクトルを出力し、これらをチャ
ネル推定部16(16−1−16−M)に供給する。逆
相関フィルタ15は、逆行列演算が主な処理であり、D
SP(Digital Signal Processor)を用いて実現され
る。あるいは、逆行列演算は、専用のハードウェア(た
とえば、Systolic Array Processor)を用いて実行する
ことも可能である。いずれにしても、選択されたNs個
の信号を扱えばよいので、各逆相関フィルタ15は小規
模のものでよい。なお、位相相関値を並べて相関行列を
形成する方法は、S. Verdu他の論文に開示されている。
毎に、フェージングによる位相変動および振幅変動を推
定する。図5(A)は、このような変動を推定するのに
使用されるフレームフォーマットを示す図である。送信
側では、図に示すように、情報シンボル中に、既知のシ
ンボルからなるパイロットシンボルを周期的に挿入す
る。チャネル推定部16は、このパイロットシンボルを
用いて、パイロット内挿補間型絶対同期検波方式を用い
て、位相変動および振幅変動を推定する。すなわち、チ
ャネル推定部16は、パイロット信号から得たチャネル
の伝達関数の値を平均化し、平均化した値を情報シンボ
ル区間に内挿し、情報シンボルの位相および振幅補正の
ための情報を形成する。この情報は、位相補正部17
(17−1−17−M)に供給される。位相補正部17
は、チャネル推定部16からのフェージング位相変動推
定値を用いて、各パスの受信シンボルの位相変動を補正
する。これらの処理の詳細は、たとえば、S.Sampei, "R
ayleigh Fading Compensationfor QAM in Land Mobile
Radio Communications", IEEE TRANSACTIONS ON VEHICU
LAR TECHNOLOGY, VOL.42, NO.2, MAY 1993 、および佐
和橋他、PCT出願PCT/JP95/01252 に記載されてお
り、本明細書に引用して組み込まれる。なお、図5Bに
示すように、パイロットシンボルを、情報シンボル中に
挿入しないで、専用のチャネルで連続的に送信してもよ
い。この場合は、各情報シンボルに対応するパイロット
シンボルの位相および振幅変動によって、情報シンボル
の位相および振幅を連続的に補正することができる。
毎に設けられたRAKE合成部18(18−1−18−
K)で重みづけ合成される。各パスに乗ずる重みとし
て、各パスのSIR(Signal-to-Interference Rati
o)、各パスの干渉低減後の受信レベル、あるいは各パ
スのフェージング振幅変動推定値などが考えられるが、
各パスのSIRに比例した重みを用いることによって、
最大比合成が得られる。各通信者のRAKE合成後の信
号は、識別・判定部19(19−1−19−K)で判定
され、情報シンボルが再生される。
MAを適用する場合、あるセル内において、同一の拡散
符号を複数の通信者に割り当てることはできない。同一
拡散符号は、干渉量を考慮して定めた、所定の繰り返し
距離だけ離れたセルでの再使用が可能である。このこと
は、次のことを意味している。
制御が必要である。
符号の総数が、拡散率よりも少なくなるので、同時通信
者数も少なくなる。
拡散符号として、ショートコードを単独で用いるのでは
なく、ショートコードとロングコードとを併用したり、
あるいはミドルコードを単独で使用するシステムが提案
されている。本発明は、このようなシステムにも適用す
ることができる。
ドの併用システムの概念図である。各セルは、同一のシ
ョートコード群Aと、異なるロングコードとの組み合わ
せを拡散符号として使用している。ロングコードを併用
することによって、他通信者からの受信信号を徹底的に
ランダム化し、白色化する。このように、セル毎に異な
るロングコードを割り当てることによって、各セルで同
一のショートコード群を用いることができる。したがっ
て、拡散符号の割当に関して、マネージメントフリーと
なる。また、割当可能な拡散符号の減少による同時通信
者の減少を回避できる。さらに、自セル内の通信者間の
相互干渉を軽減すること、言い換えれば、自セル内の直
交化を行うことによって、一層の容量増大が可能であ
る。これについては、Viterbi, A.M. and Viterbi, A.
J., "Erlang Capacity of a power controlled CDMA sy
stem", IEEE J.Select. Area Commun. vol.11, pp.892-
900,Aug. 1993 に記載されている。
ステムの概念図である。ミドルコードの長さは、図のよ
うに隣接セルで同一のコード群を用いた場合でも、同一
の拡散符号が複数のユーザに割り当てられる確率が十分
に低くなるように、比較的長くする必要がある。ミドル
コードを使用することによって、拡散符号の総数を増や
せるとともに、ロングコードのみを使用したときに生じ
る同期引き込みの問題を緩和することができる。ミドル
コードを使用したシステムでは、隣接セル間におけるコ
ードマネージメントが必要であるが、割当可能な拡散符
号数が十分に確保されるので、同時通信者数の減少を防
ぐことが可能である。
ョートコード単独の場合、ショートコードとロングコー
ド併用の場合、およびミドルコード単独の場合の、拡散
符号生成部10と相互相関計算部12との構成を示すブ
ロック図である。
に示すように、拡散符号生成部10は、ショートコード
発生器10Aを備え、ユーザ識別番号に応じたショート
コードを生成し、相互相関計算部12へ供給する。ショ
ートコードの周期は、高々256チップ周期程度であ
り、1シンボル長に相当する。相互相関計算部12は、
新たなユーザが通信を開始したとき、あるいは受信タイ
ミング(マルチパスの相対遅延時間)が変化したときに
のみ、相互相関値を計算すればよい。
は、図8(B)に示すように、拡散符号生成部10は、
ショートコード発生器10Aと、ロングコード発生器1
0Bとを備えている。ショートコード発生器10Aは、
ユーザ識別番号に応じたショートコードを発生し、ロン
グコード発生器10Bは、基地局識別番号に応じたロン
グコードを発生する。ロングコードは、図6に示すよう
に、隣接セル毎に異なるからである。発生されたショー
トコードおよびロングコードは、排他的論理和回路(E
X−OR)13に供給され、その出力が相互相関計算部
12に供給される。この方式では、シンボル毎に拡散符
号が変化するので、相互相関計算部12は、シンボルご
との相互相関値を計算する必要がある。
示すように、拡散符号生成部10は、ミドルコード発生
器10Cを備えている。ミドルコード発生器10Cが発
生したミドルコードは、そのまま相互相関計算部12へ
供給される。この方式でも、シンボル毎に拡散符号が変
化するので、相互相関計算部12は、シンボルごとの相
互相関値を計算する必要がある。
れた拡散符号と、逆拡散フィルタ11から供給された受
信タイミングとに基づいて、相互相関計算部12は、全
ユーザの全パス間の相互相関値を計算し、予備選択部2
0に供給する。
場合の相互相関値の分布を示し、図10は、ショートコ
ードおよびロングコードを併用した場合の相互相関値の
分布を示し、図11は、ミドルコードを用いた場合の相
互相関値の分布を示す。
に対する相互相関値の相対値、すなわち干渉レベルをd
Bで表し、縦軸は相互相関値の出現頻度を示している。
また、いずれの場合も、拡散率Pg=127、ショート
コードは次数7のGold符号、ロングコードは次数3
1のPN系列、ミドルコードは次数10のGold符号
を、それぞれ用いている。また、拡散符号および受信タ
イミングは、いずれもランダムとし、試行回数を10
0,000回としている。さらに、それぞれの図中に平
均値も示した。
超える相互相関値(干渉レベル)の出現確率は、全体の
半分以下である。したがって、直交化処理に際して、相
互相関値の大きいものを選択的に除去することによっ
て、効果的な干渉除去を行うことができる。
理量を示すグラフである。横軸は、逆相関フィルタに供
給される信号数を示し、縦軸は、逆相関フィルタ1個あ
たりの処理量を示している。また、曲線は、本発明によ
る逆相関フィルタ1個あたりの処理量を示し、×印は、
従来の逆相関フィルタ1個あたりの処理量を示してい
る。逆相関演算は逆行列演算であり、要する処理量は相
関行列の次数の3乗に比例する。したがって、全受信シ
ンボルに対して、一括直交化を行う従来の逆相関フィル
タは、ユーザ数およびパス数の増加にともなって、その
実現が著しく困難となる。さらに、逆行列演算は、並列
処理しにくいので、ハードウェア的に並列化することが
困難である。これに対して、本発明は、次数の小さな逆
相関フィルタを多数使用しているので、処理量を大幅に
減らすことができる。
フィルタ11の出力を用いて行っている。このため、同
時通信者が多いときなど、干渉レベルが高いときには、
希望信号のレベルを正しく検出できないという問題があ
った。
フで、フェージング環境下における受信信号レベルの変
動を示す。実線が希望信号のレベル変動を示し、点線A
およびBが干渉レベルを示す。他通信者からの干渉レベ
ルもそれぞれ変動するが、それぞれ独立なフェージング
であるために、平均化されてA,Bのように表すことが
できる。干渉レベルAの場合のように、受信信号レベル
が干渉レベル対して十分に高いときには、逆拡散出力レ
ベルと受信信号の振幅変動はほぼ一致する。しかしなが
ら、干渉レベルBのように、受信信号レベルが干渉レベ
ルに対して低い場合には、希望信号が干渉に埋もれてし
まうこともあり、逆拡散出力においては、受信信号の振
幅変動を十分に推定することはできない。
以下、図14を参照して、第2実施例を説明する。第2
実施例が第1実施例と異なるのは、レベル検出部14の
位置である。すなわち、本実施例では、チャネル推定部
16の各出力端にレベル検出部14の各入力端を接続し
ている。なお、レベル検出部14は、逆相関フィルタ1
5の出力端に接続してもよい。
逆相関フィルタからの出力信号に基づいてレベル検出を
行う。この出力信号は、逆拡散部からの出力信号とは違
って、拡散符号間の相互相関による干渉が除去されてい
る。したがって、図13に示す干渉レベルBのように、
干渉レベルが高い場合にも、レベル検出を高精度に行う
ことができる。
は、フェージングによる振幅および位相変動の推定が行
われているので、受信レベルをより高精度に推定するこ
とができる。
相互相関値と受信レベル(たとえば、それらの積)の大
きいものから順に、Ns個のパスを選択し、選択された
各パスの相互相関値に基づいて、受信シンボルの直交化
を行う。このため、CDMA上りチャネルの直交化対象
信号の数を効果的に減らすことができる。従来のシステ
ムでは、直交化対象の信号ベクトル数が非常に多い場合
には、雑音強調効果のために、直交化の効果が相殺され
てしまう、あるいは、直交化対象の信号ベクトル数が拡
散率を超えている場合には、直交化処理が不可能となる
という欠点があったが、本発明によれば、効果的な直交
化処理が可能となる。
て、各通信者の各パス毎に設けた小型の逆相関フィルタ
を用いたので、逆相関行列演算の処理量を大幅に減らす
ことができる。たとえば、直交化対象の信号数が拡散率
を超えるほど多くない場合でも、わずかな特性の劣化を
ともなうだけで、必要な処理量を著しく減らすことがで
きる。
信号を用いて行うことによって、受信レベルの検出精度
を高めることができる。
図である。
である。
第1実施例を示すブロック図である。
である。
ロットシンボルを情報シンボルに挿入したフレームフォ
ーマットを示す概念図、(B)は、同実施例において使
用される、パイロットシンボル専用のチャネルを有する
フレームフォーマットを示す概念図である。
MA方式を説明するための概念図である。
ための概念図である。
ステムの、拡散符号生成部と相互相関計算部の構成を示
すブロック図、(B)は、ショートコードおよびロング
コードを併用したシステムの、拡散符号生成部と相互相
関計算部の構成を示すブロック図、(C)は、ミドルコ
ードを単独で使用するシステムの、拡散符号生成部と相
互相関計算部の構成を示すブロック図である。
ムにおける相互相関分布を示すグラフである。
たCDMAシステムにおける相互相関分布を示すグラフ
である。
ける相互相関分布を示すグラフである。
明と従来例の場合を比較して示すグラフである。
である。
の第2実施例を示すブロック図である。
Claims (13)
- 【請求項1】 送信側においては、複数の通信者に対し
て、それぞれ異なる拡散符号を割り当て、それぞれの通
信者のシンボルを、対応する拡散符号でスペクトラム拡
散したうえで送信し、受信側においては、前記通信者か
ら単数または複数のパスを経由して伝搬された信号を受
信し、その受信信号の少なくとも一つを分離するCDM
Aシステムにおいて、 前記受信信号を前記通信者に対応する拡散符号で逆拡散
し、逆拡散したシンボル、および前記各パスにおける前
記受信信号の受信タイミング情報を出力する逆拡散器
と、 前記受信信号の前記各パスにおける受信レベルを検出す
る受信信号レベル検出器と、 前記拡散符号間の相互相関値を、前記受信タイミング情
報を考慮して、前記パス毎に求める相互相関計算手段
と、 前記各パスにおいて、他のパスにおける受信レベルおよ
び前記拡散符号間の相互相関値に基づいて、前記他のパ
スから干渉量を求め、前記干渉量の大きいものから順
に、Ns個(Nsは1以上の整数)のパスを選択する選
択手段と、 選択されたN個のパスの受信シンボルおよび相互相関値
に基づいて、互いに干渉除去された逆拡散出力を得る逆
相関フィルタとを具備することを特徴とするCDMAマ
ルチユーザ受信装置。 - 【請求項2】 前記拡散符号は、周期が1シンボル長に
等しいショートコード、および周期が10,000シン
ボル長を越えるロングコードの双方によって構成される
ことを特徴とする請求項1に記載のCDMAマルチユー
ザ受信装置。 - 【請求項3】 前記拡散符号は、周期が1シンボル長よ
り長く、10,000シンボル長より短いミドルコード
であることを特徴とする請求項1に記載のCDMAマル
チユーザ受信装置。 - 【請求項4】 前記拡散符号は、周期が1シンボル長に
等しいショートコードであることを特徴とする請求項1
に記載のCDMAマルチユーザ受信装置。 - 【請求項5】 前記拡散符号は、周期が1シンボル長に
等しいショートコードであり、各セルにおいて、異なる
拡散符号群を用いることを特徴とする請求項1に記載の
CDMAマルチユーザ受信装置。 - 【請求項6】 前記他のパスから干渉量は、前記他のパ
スにおける受信レベルと、前記拡散符号間の相互相関値
との積であることを特徴とする請求項1に記載のCDM
Aマルチユーザ受信装置。 - 【請求項7】 前記逆相関フィルタは、各パス毎に設け
られたことを特徴とする請求項1に記載のCDMAマル
チユーザ受信装置。 - 【請求項8】 前記受信信号レベル検出器は、前記逆拡
散器の出力信号のレベルを検出することを特徴とする請
求項1に記載のCDMAマルチユーザ受信装置。 - 【請求項9】 前記受信信号レベル検出器は、前記逆相
関フィルタの出力信号のレベルを検出することを特徴と
する請求項1に記載のCDMAマルチユーザ受信装置。 - 【請求項10】 前記CDMAマルチユーザ受信装置
は、さらに、前記逆相関フィルタの出力端に接続され、
パターン既知のパイロットシンボルに基づいてフェージ
ングの位相変動を推定するチャネル推定手段を備え、前
記レベル検出器は、該チャネル推定手段の出力信号のレ
ベルを検出することを特徴とする請求項9に記載のCD
MAマルチユーザ受信装置。 - 【請求項11】 前記パイロットシンボルが、情報シン
ボル中に周期的に挿入されていることを特徴とする請求
項10に記載のCDMAマルチユーザ受信装置。 - 【請求項12】 前記パイロットシンボルが、専用チャ
ネルによって、連続的に送信されることを特徴とする請
求項10に記載のCDMAマルチユーザ受信装置。 - 【請求項13】 送信側においては、複数の通信者に対
して、それぞれ異なる拡散符号を割り当て、それぞれの
通信者のシンボルを、対応する拡散符号でスペクトラム
拡散したうえで送信し、受信側においては、前記通信者
から単数または複数のパスを経由して伝搬された信号を
受信し、その受信信号の少なくとも一つを分離するCD
MAシステムにおいて、 前記受信信号を前記通信者に対応する拡散符号で逆拡散
し、逆拡散したシンボル、および前記各パスにおける前
記受信信号の受信タイミング情報を出力する過程と、 前記受信信号の前記各パスにおける受信レベルを検出す
る過程と、 前記拡散符号間の相互相関値を、前記受信タイミング情
報を考慮して、前記パス毎に求める過程と、 前記各パスにおいて、他のパスにおける受信レベルおよ
び前記拡散符号間の相互相関値に基づいて、前記他のパ
スから干渉量を求め、前記干渉量の大きいものから順
に、Ns個(Nsは1以上の整数)のパスを選択する過
程と、 選択されたNs個のパスの受信シンボルおよび相互相関
値に基づいて、互いに干渉除去された逆拡散出力を得る
過程とを具備することを特徴とするCDMAマルチユー
ザ受信方法。
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JP6-309008 | 1995-06-12 | ||
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JP7-144790 | 1995-06-12 | ||
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Family Applications (1)
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-
1995
- 1995-12-13 JP JP32487495A patent/JP2914618B2/ja not_active Expired - Fee Related
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