CN101310450A - 用于多码cdma系统的mmse空时均衡器的最优权重 - Google Patents

Abstract

本发明的多个方面为在不同发射天线114中重用相同扩展码的多输入多输出(MIMO)多码CDMA系统提供了增强型码片级线性空时均衡器118。在发射机104、204处重用扩展码导致在MMSE空时均衡之后在MIMO CDMA接收机的软度量序列中创生出与合需信号重用相同扩展码的准时流间干扰分量(或即相异发射天线信号之间的串扰)。均衡器118具有计及解扩影响的MMSE加权向量。

Description

用于多码CDMA系统的MMSE空时均衡器的最优权重

背景

领域

本发明一般涉及CDMA通信系统，尤其涉及用于MIMO多码CDMA系统的线性MMSE空时均衡器。

背景

在无线通信系统中，若干用户共享公共频谱内的信道。为了避免由于若干用户在该通信信道上同时传送信息而导致的冲突，需要对向用户分配可用信道容量有某种规则。用户接入通信信道的规则通过各种形式的多址协议来实现。一种形式的协议称为码分多址(CDMA)。除对有限容量的信道提供多址分配之外，协议还可提供其它功能。例如，协议可通过使得非预期接收机难以进行拦截和解码——也称为低拦截可能性——来提供用户彼此之间的隔离、限制用户之间的干扰、以及提供安全性。

在CDMA系统中，是通过编码每个信号来使该信号与其它用户的信号分开。信息信号被唯一性地编码成传输信号。了解用户的码序列的预期接收机可解码该传输信号以接收信息。该信息信号的频谱由一码来扩展以使得经编码的传输信号的带宽远大于该信息信号的原始带宽。出于这个原因，CDMA是一种形式的“扩频”编码。每个用户的信号的能量跨信道带宽扩展，以使得每个用户的信号对于其他用户表现为噪声。只要解码过程能达成适当的信噪比，该信号中的信息就可被恢复出来，(将合需用户信号与其他用户信号构成的“噪声”分离开)。影响用户信号的信息恢复的其它因素有每个订户的环境中的不同状况，诸如衰落、荫蔽和多径等。荫蔽是由例如庞大建筑物等的遮断发射机与接收机之间的信号传输路径的物理对象所导致的干扰。多径是作为信号行过不同长度的多个路径并在不同时刻到达接收机的结果而发生的一种信号畸变。多径也称为通信信道的“时间扩散”。同相地接收到的信号彼此增强并在接收处产生一更强的信号，而异相地接收到的那些信号产生弱或衰落信号。多径衰落还可能会随时间变化。例如，在移动的汽车中载带的通信单元中，多径衰落的量可能会快速变化。

为了提供对抗有害路径效应的分集并提升性能，可使用多个发射和接收天线。如果这些发射与接收天线之间的传输路径是线性无关的(即，一条路径上的传输不是形成为其它路径上的传输的线性组合——这通常在某种程度上为真，则正确接收所传送的信号的似然性随天线数目的增加而增大。通常，随着发射和接收天线数目的增加，分集得以增强且性能得以提升。这种在发射机和接收机处采用多个天线的做法被用在多输入多输出(MIMO)系统中。

如果在发射机或接收机处有多个天线可用，则峰值吞吐量可使用诸如空间复用和码重用等的技术用来提升。使用码重用的话，分配用于传输的每个信道可调制最多达M个相异的数据流，其中M是发射天线的数目。共享相同码的诸数据流是基于其空间特性来区分的，这要求接收机有至少M个天线。原则上，有码重用的情况下的峰值吞吐量是用单个天线所能达成的率的M倍。

在MIMO多码CDMA系统中，如果空时均衡器使用使均衡器输出码片序列的均方误差最小化的最小均方误差(MMSE)加权向量，则在不同发射天线中重用相同扩展码会使均衡性能降级。CDMA解扩器使流间干扰分量发生与多径干扰和背景噪声分量的情形不同的畸变。这使现有技术的MIMO系统的性能降级。

因此在本领域中需要一种可供能在不同发射天线中重用扩展码的多输入多输出(MIMO)多码CDMA系统中使用的增强型码片级线性空时均衡器。

概述

在一个方面中，一种CDMA接收机包括可操作地连接到数个接收天线的空时均衡器，其中该空时均衡器应用包括作为扩展因子的函数的系数的加权向量。

在另一方面中，一种CDMA接收机包括具有均衡系数的空时均衡器、以及解扩器，其中这些均衡系数至少部分地是扩展因子的函数。

在又一方面中，一种方法包括：经由多个接收天线接收多个信号，其中接收自每个接收天线的信号包括从一发射机单元传送的一个或多个信号的组合；以及用具有系数的加权向量来处理该信号以生成多个比特流，其中这些系数至少部分地是扩展码重用的函数。

在再一个方面中，一种CDMA接收机包括：用于均衡的装置，其可操作地连接到数个接收天线，其中该用于均衡的装置应用包括作为扩展因子的函数的系数的加权向量；以及用于解扩的装置，其可操作地连接到该用于均衡的装置，其中该用于解扩的装置将经均衡的度量序列分成多个调制码元序列。

附图简述

图1A是支持多个用户并能够实现本发明的至少某些方面和实施例的通信系统的示图。

图1B是MIMO多码CDMA系统的一个实施例的框图。

图2A是MIMO多码CDMA系统的另一个实施例的框图。

图2B是MMSE空时均衡器的一个实施例的框图。

图3是图解了多码CDMA系统的一个实施例的操作的流程图。

图4是本发明的使用1码重用和3千米/小时车辆-A多径信道模型的一个实施例的各个码片-SNR值下的块差错率的曲线图。

详细描述

本文中使用措词“示例性的”来表示“起到示例、实例或例示的作用”。本文描述为“示例性”的任何实施例并不一定要解释为优于或胜于其它实施例。

图1A是支持多个用户并能够实现本发明的至少某些方面和实施例的通信系统10的示图。系统10为多个蜂窝小区2a到2g提供通信，这些蜂窝小区中的每一个由一相应基站4提供服务。这些蜂窝小区是以实现合需区域上的覆盖的方式来组织的。覆盖区可例如被定义为诸终端6处的用户能在其上达到特定服务级别(GOS)的区域。覆盖区中诸终端6可以是固定的或移动的，并且通常可由主基站来提供服务。对于每个活跃终端，来自其它基站和终端的传输代表潜在可能的干扰。

如图1A中所示，各个终端6分散在整个系统中各处。终端6包括处理设备8。处理设备8的示例包括但不限于：处理器、程序逻辑、或表示数据和指令的其它底层配置。在其它实施例中，处理器可包括控制器电路系统、处理器电路系统、处理器、通用单片或多片微处理器、数字信号处理器、嵌入式微处理器、微控制器等。

取决于例如“软换手”是否被采用，或者终端是被设计并操作为并发地还是顺序地接收来自多个基站的多个传输，每个终端6在任何给定时刻在下行链路和上行链路上与至少一个并且可能是多个基站4通信。下行链路是指从基站到终端的传输，而上行链路是指从终端到基站的传输。

在图1A中，基站4a在下行链路上向终端6a和6j传送数据，基站4b向终端6b和6j传送数据，基站4c向终端6c传送数据等等。在图1A中，带箭头的实线指示从基站向终端的数据传输。带箭头的虚线指示终端正从基站接收导频信号而非数据传输。出于简化起见，上行链路通信未在图1A中示出。

系统10可基于在2000年3月22日提交的、题为“HIGH EFFICIENCY，HIGH PERFORMANCE COMMUNICATIONS SYSTEM EMPLOYINGMULTI-CARRIER MODULATION(采用多载波的高效率、高性能通信系统)”的美国专利申请S/N.09/532,492中公开的通信系统、或者是题为“METHODAND APPARATUS FOR HIGH RATE PACKET DATA TRANSMISSION(用于高速率分组数据传输的方法和装置)”的美国专利申请S/N.08/963,386中公开的系统来设计，这两个申请皆已被转让给本发明的受让人并通过引用纳入于此。系统10还可被设计成支持诸如IS-95标准、W-CDMA标准、其它标准或其组合等的一种或多种CDMA标准的CDMA系统。

在系统10中，多个终端共享公共资源——即总工作带宽W。为了在特定终端处达到合需性能水平，需要将来自其它传输的干扰减至可接受的水平。而且，对于给定工作带宽为能在高数据率下可靠地传送，需要工作于特定载波噪声干扰比(C/I)水平或该水平以上。干扰的减小或所要求C/I的达成常规是通过将可用的总资源划分成多个片段——这些片段中的每一个被指派给一特定蜂窝小区——来实现的。

例如，总工作带宽W可被划分成N个相等的工作频带(即，B＝W/N)，并且可将每一蜂窝小区指派到此N个频带中的一个。这些频带被周期性地重用以实现更高的频谱效率。对于诸如图1A所支持的7蜂窝小区重用模式，可对蜂窝小区2a指派第一频带，可对蜂窝小区2b指派第二频带，依此类推。

通信系统典型地被设计成符合数个系统要求，这些系统要求可包括例如服务质量(QoS)、覆盖、和性能要求。服务质量典型地被定义为覆盖区内的每一终端皆能够达到规定的最小平均比特率达规定的时间百分比。

多输入多输出(MIMO)传输技术近期的进步有望在未来的无线通信系统中通过在发射机和接收机两者中使用多个天线来实现巨大的吞吐量增益。MIMO技术可被纳入到各种调制及多址方案中，譬如MIMO-CDMA、MIMO-OFDM等。

3G CDMA标准中诸如高速下行链路共享信道(HS-DSCH)和前向链路分组数据信道(F-PDCH)等的高速分组数据信道典型地使用诸如Walsh码等的具有固定扩展因子(SF)的多个信道化码来在短帧区间内传送和接收大量信息。取决于当前分组的数据率，基站(BS)可从可用信道化码中选出数个码以容适相应数目的调制码元。由于MIMO-CDMA系统通过多个发射天线支持多个传送流，因此相对应的BS常常对不同的天线重用相同的信道化码。除非是在MIMO-CDMA环境中设计的，否则诸发射天线间的码重用会在移动站(MS)的空时均衡器中带来严重的损害。

MIMO多码CDMA的系统模型

图1B是包括发射机部分102和接收机部分104的MIMO多码CDMA系统100的一个实施例的框图。在以下的讨论中，扩展因子被记为SF。发射机部分102包括编码器106、映射器108、分用器110、多个扩展器112、和多个发射天线114。发射天线114的数目是M，而分配给每个发射天线114的正交扩展码的数目是J(J≤SF)。

接收机部分104包括多个接收天线116、最小均方误差(MMSE)空时均衡器118、多个解扩器120、复用器122、解映射器124、和解码器126。接收天线116的数目是N，而分配给每个接收天线116的解扩器120的数目是J(J≤SF)，该数目J对应于分配给每个发射天线114的扩展器112的数目。本领域普通技术人员应当理解，本文中所讨论的空时均衡器118可应用于一般MIMO-CDMA系统。

术语编码器、解码器、率匹配器、交织器、解交织器、映射器、解映射器、扩展器、解扩器和空时均衡器是旨在具有其普通含义的宽泛术语。另外，编码器可以是用于将信号(诸如比特流)或数据从一种形式编码成另一种形式的设备或方法，诸如编码成适于传输、存储、或处理的形式。编码器通常可在软件或硬件中实现，例如，由程序、算法、方法、或以电路系统来实现。解码器是进行解码器的逆处理的设备，它逆转编码从而使得原始信息能被取回。

率匹配器可以是将数据流率或比特率调节至合需率的设备或方法。例如，在发射机中，率匹配器可调节比特率以匹配该发射机的能力。在接收机中，率匹配器可进行逆过程。

交织器可以是以非毗连方式编排数据以提升性能的设备或方法。解交织器通常进行交织器的逆处理，并以毗连方式编排经交织的数据以使其可更易于被处理。

映射器可以是收集一组比特并将其变换成单个调制码元的设备或方法。解映射器可以是通常进行映射器的逆处理——譬如将单个调制码元转换成一组比特——的设备或方法。

扩展器可以是将所传送信号的带宽增大至超过其信息信号带宽某一倍数的设备或方法。解扩器可以是通常进行扩展器的逆处理并缩小接收到的信号的带宽的设备或方法。例如，解扩器可将接收到的信号的带宽缩至其信息带宽。

空时均衡器可以是对信号提供空间和时间比例定标和组合的设备或方法。例如，空时均衡器可在空间上和时间上比例定标并组合接收到的信号以恢复原始信号。

参看图1B，编码器106接收到源比特序列128。每帧中的源比特序列128在编码器106中被编码、率匹配(即，穿孔或重复)、以及交织，并在映射器108中被映射成调制码元序列(例如，QPSK、16QAM等)。然后，此调制码元序列在分用器110中被分用成M组各J个流，其中第m组是通过第m个发射天线114发射的。每个组中的J个流在扩展器112中由J个扩展码来扩展，其中第j个扩展码等效于扩展因子SF的第j个信道化码——譬如正交码、准正交码、或Walsh码——与该BS的伪随机加扰码的乘积。每个组通常重用同一集合的J个扩展码，并且每个发射天线114典型地使用相同的发射功率，但是本发明并不限于这些具体情形。

在经过了多维的多径衰落信道之后，所传送的信号到达N个接收天线116，在那里MMSE空时码片均衡器118将接收到的信号分成与M个发射天线114相对应的M组经均衡的软度量序列。然后，在解扩器120中，等效于这J个扩展码的共轭的J个解扩码将每一组的经均衡软度量序列分成J个软解调码元序列，这些软解调码元序列中的每一个对应于该组中的每一个正交Walsh信道。结果所得的J×M个解调码元序列在复用器122中被复用成单个流，并在解映射器124中被解映射成譬如对数似然比(LLR)序列等的序列。该序列在解码器126中被解交织、率逆匹配、以及解码以将原始的源比特序列恢复为经解码的比特130。

图2A是包括发射机部分202和接收机部分204的MIMO多码CDMA系统200的一个实施例的框图。在以下的讨论中，扩展因子被记为SF。

发射机部分202包括多个编码器206、多个映射器208、多个分用器210、多个扩展器112、和多个发射天线114。发射天线114的数目是M，而分配给每个发射天线114的扩展码的数目是J(J≤SF)。

接收机部分204包括多个接收天线116、最小均方误差(MMSE)空时均衡器118、多个解扩器120、多个复用器222、多个解映射器224、和多个解码器226。接收天线116的数目是N，而分配给每个接收天线116的解扩器120的数目是J(J≤SF)，该数目J对应于分配给每个发射天线114的扩展器112的数目。

每个编码器206接收给该编码器206的源比特序列128。每帧中的源比特序列128在其相对应的编码器206中被编码、率匹配(即，穿孔或重复)、以及交织，并在其相对应的映射器208中被映射成调制码元序列(例如，QPSK、16QAM等)。然后，此调制码元序列在其相对应的分用器210中被分用成一组J个流，其中第m组是通过第m个发射天线114发射的。每个组中的J个流在扩展器112中由J个扩展码来扩展，其中第j个扩展码等效于扩展因子SF的第j个信道化码——譬如正交码、准正交码、或Walsh码——与该BS的伪随机加扰码的乘积。每个组典型地重用同一集合的J个扩展码，并且每个发射天线114典型地使用相同的发射功率，但是本发明并不限于这些具体情形。

在经过了多维的多径衰落信道之后，所传送的信号到达N个接收天线116，在那里MMSE空时码片均衡器118将接收到的信号分成与M个发射天线114相对应的M组经均衡的软度量序列。然后，在解扩器120中，等效于J个扩展码的共轭的J个解扩码将每一组的经均衡软度量序列分成J个软解调码元序列，这些软解调码元序列中的每一个对应于该组中的每个正交Walsh信道。结果所得的这M组各J个解调码元序列中的每一组在其相对应的复用器222中被复用成单个流，并在其相对应的解映射器224中被解映射成譬如对数似然比(LLR)序列等的序列。这M个序列中的每一个在其相应的解码器226中被解交织、率逆匹配、以及解码以将原始的源比特序列恢复为经解码的比特230。

在一个实施例中，在MMSE空时均衡之后MIMO CDMA系统100、200的软度量序列包括五个分量：合需信号；与此合需信号重用相同扩展码的一个或多个准时流间干扰(或即相异发射天线信号之间的串扰)；不与此合需信号重用相同的扩展码的一个或多个准时流间干扰；一个或多个多径干扰(即，总服务蜂窝小区信号分量，它们并非是准时的)；以及背景噪声(其它蜂窝小区的干扰、热噪声等)。

准时流间干扰或者在合需信号的扩展码被重用的情况下被解扩过程保持原样；或者在合需信号的扩展码未被重用的情况下被解扩过程调零。多径干扰和背景噪声被约略抑制到1/SF。

图2B是空时均衡器118的一个实施例的框图。空时均衡器118包括与M个发射天线114相对应的M个均衡排250(排m，其中m＝0，1，...，M-1)。每一个排250包括与N个接收天线116相对应的N个滤波器252(滤波器n，其中n＝0，1,...，N-1)和一个加法器254。滤波器252具有滤波系数V^H _m，n OPT，其中m＝0，1，2，...，M-1而n＝0，1，2，...，N-1，并且每个滤波器252产生经滤波的输出信号。每一个排250从N个接收天线116中的每一个接收一个信号，并在相对应的滤波器252中处理该信号。加法器254对来自每一个排250中的每个滤波器252的经过滤输出信号求和以生成经均衡的度量序列256。

着重讨论均衡排0250a，对于排0中具有滤波器系数V^H _0，j OPT的第j个滤波器——其中j＝0，1，..，N-1，该滤波器j的输入连接到第j个接收天线，而该滤波器j的输出连接到加法器254a的输入。

例如，均衡排0250a中具有滤波系数V^H _0，0OPT的滤波器0252a的输入连接到接收天线0116a，而该滤波器0252a的输出连接到加法器254a的输入。类似地，具有滤波系数V^H _0，N-1OPT的滤波器N-1252b的输入连接到接收天线N-1116b，而该滤波器N-1252b的输出连接到加法器254a的输入。

来自块0250a中的滤波器n——其中n＝0，1，...，N-1——的输出在加法器254a中被求和以生成经均衡的度量序列，即序列0256a。

类似地，每个块m 250——其中m＝0，1，...，M-1——中的N个滤波器252的N个经滤波的输出被求和以产生M个经均衡的度量序列256。

如在式8中进一步描述的信道系数h_i和噪声协方差R_n是从导频信号计算出的。滤波器系数V^H _m，n OPT是使用所计算出的信道系数和噪声协方差R_n来计算的，其中m＝0，1，2，...，M-1而n＝0，1，2，...，N-1。

在另一个实施例中，均衡器118被实现为处理器8中的软件。

图3是图解了多码CDMA接收系统104、204一个的实施例的操作的流程图300。在一个实施例中，多码CDMA接收系统104、204以始于开始框并终于结束框的连续环路来操作。在框310中，均衡器118接收导频码元序列。在框312中，均衡器118使用这些导频码元来计算均衡器系数。

在框314中，接收系统104、204通过天线116接收信号。在框316中，在均衡器118中使用这些均衡器系数均衡所接收到的信号。均衡器118处理接收到的信号以生成经均衡的度量序列256。

在框318中，经均衡的度量序列256由解扩器120处理以生成解调码元序列。

准时流间干扰的存在使得传统的码片级MMSE均衡器未臻最优，因为其没有考虑解扩影响。传统的码片级MMSE权重是朝MIMO CDMA应用中的噪声空间的未臻最优的方向转向的，这使解码性能降级。此外，在SISO多码CDMA中解扩对MMSE权重最优化的影响不改变这些权重(或者转向方向)——除了比例定标因子不同。假定解映射器124、224将软解调码元重新比例定标，则在SISO多码CDMA中的解码性能不受到影响。

通常，随着每个流所用的扩展码的数目的增加，最优MMSE权重(计及解扩影响)与未臻最优的MMSE权重之间的差距会减小，因为准时流间干扰的解扩增益将如以下所讨论地约略被折扣到所用扩展码的数目分之一。

MIMO多码CDMA的线性MMSE均衡器权重

MIMO多码CDMA中传统的码片级MMSE权重最优化

传统的MMSE空时码片均衡器将接收到的信号分成与M个发射天线114相对应的M组经均衡的软度量序列。这些序列随后由复用器122、222、解映射器124、224、和解码器126、226来处理以分别产生经解码的比特130、230。

在以下对传统的码片级MMSE权重最优化的讨论中，多径延迟扩展的跨距为L个码片长，均衡器的跨距为E个码片长，而接收机每码片取P个样本(即，过采样因子为P)。此外，h_n，m，p(l)(l＝0，1，...，L-1；n＝0，1，...，N-1；m＝0，1，...，M-1；p＝0，1，...，P-1)是第m个发射天线114与第n个接收天线116之间与第l个码片延迟和该码片的第p个样本相对应的信道系数。第m个发射天线114在码片时刻k的码片信号记为σ_xx_m(k)，其中E[|x_m(k)|²]＝1和σ_x ²是每个发射天线114的平均码片能量。

定义

x_m(k)≡σ_x[x_m(k)x_m(k+1)…x_m(k+E+L-2)]^T    (1)

为第m个发射天线114的跨索引k到k+E+L-2的(E+L-1)维码片向量。而且，令y_n，p(k)和n_n，p(k)为第n个接收天线116处在第k个码片的第p个样本上接收到的样本及其背景噪声分量。

此外，定义

y_n(k)≡[y_n，0(k)…y_n，P-1(k)…y_n，0(k+E-1)…y_n，P-1(k+E-1)]^T    (2)以及

n_n(k)≡[n_n，0(k)…n_n，P-1(k)…n_n，0(k+E-1)…n_n，P-1(k+E-1)]^T    (3)

为第n个接收天线116处PE维的收到样本向量和相对应的背景噪声向量，则有

在式4中，H_n，m表示第m个发射天线114与第n个接收天线116之间的PE×(E+L-1)的多径信道矩阵，并且给出如下：

此外，定义y(k)≡[y₀(k)^Ty₁(k)^T…y_N-1(k)^T]^T为NPE维的总收到样本向量，n(k)≡[n₀(k)^Tn₁(k)^T…n_N-1(k)^T]^T为NPE维的总背景噪声向量，R(k)≡E[n(k)n(k)^H]为NPE×NPE的噪声协方差矩阵，并且

为NPE×M(E+L-1)的总多径信道矩阵。然后，对应于具有D个码片的目标延迟的第m发射天线码片流的使E[|w_m ^Hy(k)-x_m(k+D)|²]最小化的最优码片级线性MMSE加权向量w_m ^H变成

$w_m^H={\mathrm{\σ}}_x{h}_{m(E+L-1)+D}^H{[{\mathrm{\σ}}_x^{2}H{H}^H+R_n]}^{-1}={\mathrm{\σ}}_x{h}_{m(E+L-1)+D}^H{[\underset{i=0}{\overset{M(E+L-1)-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_x^2{h}_i{h}_i^H+R_n]}^{-1}---\left(7\right)$

其中这些信道矩阵系数是如上面描述地从导频信号计算出的。

通过应用矩阵求逆引理，式7可重写为：

其中均衡器输出码片SNR为

此外，均衡器输出软码片度量变成

当第j个扩展码(或即第j个Walsh码与公共加扰码的乘积)记为C_j(k)(其中|C_j(k)|²＝1)时，解扩器120(其扩展因子为SF)的输出软码元变成

$z_m^j\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{SF}}}\underset{k=0}{\overset{\mathrm{SF}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{x}}_m(n\·\mathrm{SF}+k)C_j^{*}\left(k\right),j=\mathrm{0,1,2},...,J-1---\left(11\right)$

其中A^*表示A的复共轭。解映射器124将输出软码元重新比例定标并将其转换成对应于码元索引n、码索引j、和发射天线索引m的比特值。

从解码器126、226的角度来看，式(7)的MMSE加权向量并非是最优的，因为其是不考虑解扩器120中准时流间干扰的显著行为地来作最优化的。

针对MIMO多码CDMA的增强型码片级MMSE加权向量

以下讨论在解扩之前均衡接收到的信号的MIMO多码CDMA系统。空时均衡器应用具有作为扩展因子的函数的系数的加权向量。

考虑传送码片值x_m(k)是由J个正交信道分量构成，即，

$x_m\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{J}}\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_m^j\left(k\right)---\left(12\right)$

其中x_m ^j(k)是与第m个发射天线114的第j个扩展码相对应的码片子分量(其中 $E\left[{\left|x_m^j\left(k\right)\right|}^2\right]=1$ )，式(11)中解扩器输出码片度量z_m ^j(n)的SNR可以为

注意：假定了正交解扩以关于码片SNR引入SF的增益因子和J的损耗因子。

然而，在码重用的MIMO多码CDMA系统100中，解扩器输出码元的实际SNR变得低于式(13)，因为在解扩过程中准时流间干扰表现得与多径干扰或背景噪声不同。此外，从解码器126、226的角度来看，式(7)的MMSE加权向量并非是最优的，因为其是不考虑解扩器120中准时流间干扰的显著行为地来作最优化的。因此，在实践中，如以下进一步所讨论的，式(13)的SNR是难以达到的。

参看式(4)-(6)和式(10)-(12)，由加权向量v_m ^H(对应于第m个发射天线流)均衡并由第j个解扩码C_j ^*(k)解扩的软解调码元可写为：

$z_m^j\left(n\right)=v_m^H\left[\sqrt{\frac{\mathrm{SF}}{J}}{\mathrm{\σ}}_x{d_m^j}_{(E+L-1)+D}\left(n\right)h_{m(E+L-1)+D}\right]$

$+v_m^H[\underset{p\≠m,p=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\frac{\mathrm{SF}}{J}}{\mathrm{\σ}}_x{d}_{p(E+L-1)+D}^j\left(n\right)h_{p(E+L-1)+D}+\underset{\underset{p=\mathrm{0,1},...,M-1}{q\≠p(E+L-q)+D}}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\σ}}_x{d}_q^j\left(n\right)h_q+n_d^j\left(n\right)]---\left(14\right)$

其中第一项和第二项分别表示信号和干扰分量。更具体地，式(14)中的d_m(E+L-1)+D ^j(n)、d_p(E+L-1)+D ^j(n)和d_q ^j(n)分别表示解扩之后的合需码元分量、使用第j个扩展码的准时流间干扰分量、和多径干扰分量。不使用第j个扩展码的准时流间干扰分量在解扩处理期间消失。相反，使用第j个扩展码的准时流间干扰分量因解扩而如同合需信号分量一样具有SF的扩展增益。多径干扰分量的协方差和背景噪声分量(在式(14)中记为n_d ^j(n))不因解扩操作而改变。

从解码器126、226的角度来看，最优MMSE加权向量v_m，opt ^H应当使E[|z_m，opt ^j(n)-d_m(E+L-1)+D ^j(n)|²]最小化(即，此最小化应当关于目标码元作出)，由此它变成：

$v_{m,\mathrm{opt}}^H=\sqrt{\frac{\mathrm{SF}}{J}}{\mathrm{\σ}}_x{h}_{m(E+L-1)+D}^H{[\underset{p=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{SF}}{J}{\mathrm{\σ}}_x{h}_{p(E+L-1)+D}{h}_{p(E+L-1)+D}^H+\underset{p=\mathrm{0,1},.,M-1}{\underset{q\≠p(E+L-1)+D}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_x^2{h}_q{h}_q^H+R_n]}^{-1}---\left(15\right)$

通过应用矩阵求逆引理，扩展因子相关MMSE加权向量可被重写为：

$v_{m,\mathrm{opt}}^H=$

第m个发射天线114的第j个码的解扩器输出码元SNR变成：

$\frac{\mathrm{SF}}{J}{\mathrm{\σ}}_x^2{h}_{m(E+L-1)+D}^H{[\underset{p\≠m,p=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{SF}}{J}{\mathrm{\σ}}_x{h}_{p(E+L-1)+D}{h}_{p(E+L-1)+D}^H+\underset{\underset{p=\mathrm{0,1},...,M-1}{q\≠p(E+L-1)+D}}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\σ}}_x^2{h}_q{h}_q^H+R_n]}^{-1}{h}_{m(E+L-1)+D}---\left(17\right)$

式(13)和(17)示出了式(17)的准时干扰分量的方差比式(13)的大SF/J倍。因此，式(17)中可达到的SNR低于式(13)的期望SNR，除非向数据传输分配了不同的SF码并且发射天线114充分地重用它们(即，J＝SF)。在实践中，所分配和重用的码的数目往往因扩展码的数据率相关分配(即，较低的数据率有较少数目的码，而较高的数据率有较多数目的码)、控制信道、语音信道等的存在而小于SF。式(8)和(16)示出由于准时流间干扰分量的功率因子SF/J的不一致，传统的码片级最优化的MMSE加权向量在要被解映射器124、224和解码器126、226使用的软码元级中并非是最优的。传统的码片级MMSE加权向量低估了准时流间干扰分量，因为其未计及解扩的影响，因此朝未臻最优的方向转向。结果，在一个实施例中，使用式(8)的加权向量，实际码元SNR甚至变得比式(17)的更低，这离式(13)的上界很远。式(16)中的MIMO-CDMA最优化的MMSE加权向量与式(8)中传统加权向量之间的性能差距随着被这多个天线所重用的扩展码的数目减少而变大。

在推导增强型码片级均衡器118时，使用了图1和图2的系统模型，其中多个天线114重用相同的扩展码，并且所有天线114和码使用大致相同量的发射功率。

参看式(8)和式(16)，改变加权向量的转向方向的分量是准时流间干扰。因此，在不存在任何流间干扰的SISO多码CDMA系统中，传统的码片级MMSE加权向量和此增强型MMSE加权向量朝相同的方向转向(即，它们在信号空间中对准)。然而，加权向量的比例定标可能是不同的。比例定标因子是SNR的函数，并且如果解映射器124、224能将输入软码元准确地重新定标以得到无偏估计，则传统的码片级MMSE加权向量和此增强型MMSE加权向量具有大致相同的解码性能。

将增强型均衡器推广到MIMO多码CDMA中的任意性功率和码分配情形中

当在式(12)-(17)中为MIMO多码CDMA接收机104、204生成增强型码片级MMSE加权向量时，假定了所有M个发射天线114重用相同的J个扩展码，并且Mσ_x ²的发射码片总能量被均等地划分并分配给由发射天线114和扩展码分开的JM个流。等效地，假定了这JM个流中的每一个具有σ²/J的码片能量。在本节中，任意性码和功率分配情形计及实际的码分复用导频、控制、和语音信道以及不等的功率分配的存在。

出于此目的，定义E_m ^j为分配给第m个发射天线114(m＝0，1，...，M-1)和扩展因子SF的第j个码片(j＝0，1，...，SF-1)的码片能量，在第j个码被用在第m个天线114的情况下该能量包括分配给该第j个码的所有可能的子码树的码片能量之和。如果该第j个码未被第m个发射天线114使用，则E_m ^j等于0。如上面所讨论的，针对MIMO多码CDMA的增强型码片级MMSE加权向量的结果对于以下特殊情形是有效的，其中

$E_m^j=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\σ}}_x^2/J,& m=\mathrm{0,1},...M-1;j=\mathrm{0,1},...J-1\\ 0,& m=\mathrm{0,1},...M-1;j=J,J+1,...\mathrm{SF}-1\end{array}\right.---\left(18\right)$

并且发射功率被分配给数据传输。在一个实施例中，没有任何控制或导频信道与MIMO数据流同时共享发射功率。将第m个发射天线114的包括诸如数据、导频、控制及其他的所有信道的发射码片总能量记为I_or ^m，并且定义 $I_{\mathrm{or}}\≡\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{or}}^m,$ 则第j个码和第m个传送流的最优MMSE加权向量w_m，j，opt ^H可以式(15)所用的方式来推导出，该加权向量变成

$w_{m,j,\mathrm{opt}}^H=\sqrt{\mathrm{SF}\·E_m^j}{h}_{m(E+L-1)+D}^H{[\underset{p=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{SF}\·E_p^j{h}_{p(E+L-1)+D}{h}_{p(E+L-1)+D}^H+\underset{\underset{p=\mathrm{0,1},...M-1}{q\≠p(E+L-1)+D}}{\mathrm{\Σ}}{I}_{\mathrm{or}}^p{h}_q{h}_q^H+R_n]}^{-1}---\left(19\right)$

此外，应用矩阵求逆引理，等效加权向量变成

$w_{m,j,\mathrm{opt}}^H=$

其中第m个发射天线114的第j个码的解扩器输出码元SNR变成

${\mathrm{SF}\·E_m^j{h}_{m(E+L-1)+D}^H[\underset{p\≠m,p=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{SF}\·E_p^j{h}_{p(E+L-1)+D}{h}_{p(E+L-1)+D}^H+\underset{\underset{p=\mathrm{0,1},...M-1}{q\≠p(E+L-1)+D}}{\mathrm{\Σ}}{I}_{\mathrm{or}}^p{h}_q{h}_q^H+R_n]}^{-1}{h}_{m(E+L-1)D}---\left(21\right)$

如图4中所示，针对各个码片-SNR值Ec/No比较传统均衡器(传承的EQ)与此增强型均衡器(增强型EQ)之间的块差错率(BLER)性能仿真。此仿真是对4个发射(或即M＝4)天线114和4个接收(或即N＝4)天线116运行的。编码、率匹配、交织、星座映射和接收机对应物是根据3GPP HSDPA HS-DSCH规范来配置的。在HS-DSCH中，码片率为3.84Mcps(兆周/秒)，帧长度(或即块长度)为2毫秒，SF为6，并且对于每个天线114，每帧每扩展码的调制码元数目为480。在此仿真中，调制星座被固定为QPSK。因此，通过4个天线114使用J个扩展码在此帧中传送的经编码的比特的总数为3840J。这4个发射天线114被设置成使用相同集合的J个扩展码，并且相同量的发射码片能量Ec/M被均匀地划分并分配给每个天线114的这J个码信道。

出于简化起见，在此仿真中没有对开销信道(例如，公共导频信道、控制信道、语音信道等)进行建模。因此，BS发射码片总能量lor等于HS-DSCH码片能量Ec。3GPP HSDPA规范中的turbo码被用于编码，并且码率在整个仿真过程中被保持在约1/3。载波频率被设置成2GHz。4个接收天线116的背景噪声分量由功率谱密度为N₀的空间不相关高斯白噪声随机过程来建模。在此仿真中使用具有理想同步且对信道系数和噪声协方差具有理想估计的码片间隔的均衡器118(即，过采样因子P被设置成1)。当多径延迟跨L个码片时，空时均衡器时间跨距E和目标延迟D被设置成3L个码片和2L-1个码片。

图4示出了在标准SCM链路级描述中的3千米/小时车辆-A模型(6条路径、BS角展为2度，MS角展为35度，BS天线间隔为10个波长、MS天线间隔为0.5个波长)中单个码重用的BLER性能。相对应的信息数据率被设置为640kbps(千比特/秒)，而经编码的比特数目为3840。在单个码的情形中，如图4中所示，在10^-2的块差错率(BLER)下，有约3dB的增益。

观察到此增强型均衡器的增益随码数目的增加而减小。随着码数目逼近SF，(16)的准时流间干扰部分与多径干扰和背景噪声部分之间的功率平衡变得越来越靠近(8)中传统均衡器的功率平衡。因此，对于15个码而言其改善比单个码的要小。

对于在不同发射天线114中重用相同码的MIMO多码CDMA，传统的码片级MMSE加权向量(8)提供比此增强型MMSE加权向量(16)小的信噪比。如从(8)与(16)之间的比较看到的，即使在补偿了比例定标因子之后，这两个加权向量是朝不同的方向转向的。在一个实施例中，准时流间干扰是关键分量。因此，考虑解扩影响的此增强型MMSE加权向量是优选的。

本领域技术人员应当理解，信息和信号可用各种不同的工艺和技术来表示。例如，贯穿以上描述引述的数据、指令、命令、信息、信号、比特、码元、和码片可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或其任何组合来代表。

本领域技术人员还应当进一步领会，结合本文中所公开的实施例描述的这些不同的说明性逻辑块、模块、电路、和算法步骤可被实现为电子硬件、计算机软件、或两者的组合。为了清晰地说明硬件与软件的这种可互换性，各个示例性组件、板块、模块、电路、和步骤在上面是以其功能集的形式作一般化描述的。这样的功能集是被实现为硬件还是软件取决于具体应用和加诸于整个系统的设计约束。技术人员可针对每个具体应用以不同方式实现所描述的功能集，但是这些实现决策不应当被解释成致使脱离本发明的范围。

结合本文中所公开的实施例所描述的各个说明性逻辑块、模块、和电路可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立硬件组件、或其设计成执行本文中所描述的功能的任何组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器、常规处理器、控制器、微控制器、状态机等。处理器还可被实现为计算设备的组合，例如，DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协作的一个或多个微处理器、或任何其它这样的配置。

结合在此公开的实施例描述的方法或算法的步骤可直接在硬件中、在由处理器执行的软件模块中、或在这两者的组合中体现。软件模块可驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或本领域中所知的任何其它形式的存储介质中。存储介质耦合到处理器，以使得该处理器可从/向该存储介质读取和写入信息。在替换方案中，存储介质可整合到该处理器。该处理器和存储介质可驻留在ASIC中。该ASIC可驻留在用户终端中。在替换方案中，处理器和存储介质可作为分立组件驻留在用户终端中。

这些模块可包括但不限于以下任何模块：诸如软件的面向对象软件组件、类组件和任务组件、进程、方法、函数、属性、程序、子例程、程序代码段、驱动程序、固件、微代码、电路系统、数据、数据库、数据结构、表、数组或变量等的软件或硬件组件。

提供了以上对所公开的实施例的描述是为了使得本领域任何技术人员皆能够制作或使用本发明。对这些实施例的各种修改容易为本领域技术人员所显见，并且在此所定义的普适原理可被应用于其它实施例而不会脱离本发明的精神或范围。因而，本发明并非意在被限定于本文中所示出的实施例，而是应当被授予与本文中所公开的原理和新颖性特征相一致的最广义的范围。

Claims (32)

1.一种CDMA接收机，包括：

空时均衡器，其可操作地连接到数个接收天线，其中所述空时均衡器应用包括作为扩展因子的函数的系数的加权向量。

2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述均衡器产生与多个发射天线相对应的多组经均衡的度量序列。

3.如权利要求2所述的接收机，其特征在于，还包括：

多个接收天线，其从所述多个发射天线接收数个重用至少一个扩展码的信号；以及

多个解扩器，其可操作地连接到所述空时均衡器，其中所述解扩器将所述每组经均衡的度量序列分成多个调制码元序列。

4.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述加权向量包括扩展因子相关MMSE加权向量。

5.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述接收机包括MIMO单码CDMA接收机。

6.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述接收机包括MIMO多码CDMA接收机。

7.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述均衡器包括最小均方误差(MMSE)均衡器。

8.一种CDMA接收机，包括：

空时均衡器，其具有均衡系数；以及

解扩器，其中所述均衡系数至少部分地是扩展因子的函数。

9.如权利要求8所述的接收机，其特征在于，所述均衡系数与所述扩展码不相关。

10.如权利要求8所述的接收机，其特征在于，所述接收机包括MIMO单码CDMA接收机。

11.如权利要求8所述的接收机，其特征在于，所述接收机包括MIMO多码CDMA接收机。

12.如权利要求8述的接收机，其特征在于，所述均衡器包括最小均方误差(MMSE)均衡器。

13.一种方法，包括：

经由多个接收天线接收多个信号，其中所述接收自每个接收天线的信号包括传送自一发射机单元的一个或多个信号的组合；以及

用具有系数的加权向量来处理所述信号以生成多个比特流，其中所述系数至少部分地是扩展码重用的函数。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，还包括扩展码重用。

15.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述处理信号包括用空时均衡器生成多个码片序列。

16.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述处理信号包括用扩展因子相关MMSE加权向量处理所述信号。

17.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述接收多个信号包括经由所述多个接收天线接收所述多个信号，其中所述接收自每个接收天线的信号包括传送自多个发射天线的一个或多个信号的组合。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述处理信号包括用所述具有系数的加权向量处理所述信号以生成与所述多个发射天线相对应的多组经均衡的度量序列。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括将所述每组经均衡的度量序列分成多个调制码元序列。

20.一种包括根据权利要求13所述的方法接收信息的接收机的设备。

21.一种CDMA接收机，包括：

用于均衡的装置，其可操作地连接到数个接收天线，其中所述用于均衡的装置应用包括作为扩展因子的函数的系数的加权向量；以及

用于解扩的装置，其可操作地连接到所述用于均衡的装置，其中所述用于解扩的装置将经均衡的度量序列分成多个调制码元序列。

22.如权利要求21所述的接收机，其特征在于，所述用于均衡的装置产生与多个发射天线相对应的多组经均衡的度量序列。

23.如权利要求21所述的接收机，其特征在于，所述用于均衡的装置包括配置成应用包括作为所述扩展因子的函数的所述系数的所述加权向量的电路。

24.如权利要求21所述的接收机，其特征在于，所述用于均衡的装置包括配置成应用包括作为所述扩展因子的函数的所述系数的所述加权向量的处理器。

25.如权利要求21所述的接收机，其特征在于，所述用于解扩的装置包括配置成将所述经均衡的度量序列分成所述多个调制码元序列的电路。

26.如权利要求21所述的接收机，其特征在于，所述用于解扩的装置包括配置成将所述经均衡的度量序列分成所述多个调制码元序列的处理器。

27.如权利要求21所述的接收机，其特征在于，还包括用于从多个发射天线接收重用至少一个扩展码的信号的装置。

28.如权利要求22所述的接收机，其特征在于，所述用于均衡的装置包括与所述多个发射天线相对应的多组滤波器。

29.如权利要求28所述的接收机，其特征在于，每组滤波器包括与多个接收天线相对应并可操作地连接到所述接收天线的多个滤波器，每个滤波器产生一经滤波的输出。

30.如权利要求29所述的接收机，其特征在于，所述滤波器包括二维滤波器。

31.如权利要求29所述的接收机，其特征在于，每组滤波器包括用于作加法的装置。

32.如权利要求31所述的接收机，其特征在于，所述用于作加法的装置对所述滤波器组中的所述经滤波的输出进行求和以生成经均衡的度量序列。

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