KR101019397B1

KR101019397B1 - 멀티코드 ｃｄｍａ 시스템의 ｍｍｓｅ 공간-시간 등화기에대한 최적의 가중치

Info

Publication number: KR101019397B1
Application number: KR1020087015135A
Authority: KR
Inventors: 김병훈; 마누엘 플루리; 샤오시아 장
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2005-11-21
Filing date: 2006-06-14
Publication date: 2011-03-07
Also published as: TW201015928A; JP2014053927A; EP1938465A4; EP1938465A2; JP5722407B2; JP2012095295A; CN101310450B; TW200721752A; KR20080069266A; CN101310450A; JP5512627B2; JP5745748B2; JP2009516986A; TWI345904B

Abstract

본 발명의 양태들은, 상이한 송신 안테나들 (114) 에서 동일한 확산 코드들을 재사용하는 다중 입력 다중 출력 (MIMO) 멀티코드 CDMA 시스템들을 위해 강화된 칩-레벨 선형 공간-시간 등화기 (118) 를 제공한다. 송신기 (104, 204) 에서의 확산 코드들의 재사용은, MMSE 공간-시간 등화 후에 MIMO CDMA 수신기의 소프트 메트릭 시퀀스에서 원하는 신호와 동일한 확산 코드를 재사용하는 정기적인 스트림 내 간섭 성분 (또는, 개별 송신 안테나 신호들 사이의 혼선) 을 생성한다. 등화기 (118) 는, 역확산 효과를 고려하는 MMSE 가중화 벡터를 갖는다.

CDMA 수신기, 공간-시간 등화기, 확산 계수, 송신 안테나, 수신 안테나

Description

멀티코드 ＣＤＭＡ 시스템의 ＭＭＳＥ 공간-시간 등화기에 대한 최적의 가중치{OPTIMAL WEIGHTS FOR MMSE SPACE-TIME EQUALIZER OF MULTICODE CDMA SYSTEM}

배경

기술분야

본 발명은 일반적으로 CDMA 통신 시스템에 관한 것으로, 더 상세하게는 MIMO 멀티코드 CDMA 시스템용 선형 MMSE 공간-시간 등화기에 관한 것이다.

기술배경

무선 통신 시스템에 있어서, 다수의 사용자들은 공통 스펙트럼 내에서 채널을 공유한다. 통신 채널을 통해 동시에 정보를 송신하는 다수의 사용자들로부터 발생하는 충돌을 회피하기 위해, 가용 채널 용량을 사용자들에게 할당하는 것에 대한 몇몇 규정이 요구된다. 통신 채널에 대한 사용자 액세스의 규정은, 다양한 형태의 다중 액세스 프로토콜들에 의해 달성된다. 프로토콜의 한가지 형태는, 코드 분할 다중 액세스 (CDMA) 로 알려져 있다. 다중 액세스 할당을 제한된 용량의 채널에 제공하는 것 외에, 프로토콜은 다른 기능들을 서비스할 수 있다. 예를 들어, 프로토콜은, 사용자 상호 간의 격리 (isolation) 를 제공하고, 사용자들 사이의 간섭을 제한하고, 낮은 도청 확률 (low probability of intercept) 로도 칭하는, 의도되지 않은 수신기에 대해 도청 및 디코딩을 어렵게 함으로써 보안성을 제공할 수 있다.

CDMA 시스템에서, 각각의 신호는, 그 신호를 코딩함으로써 다른 사용자들의 신호들과 분리된다. 정보 신호는 송신 신호로 고유하게 인코딩된다. 사용자의 코드 시퀀스들을 알고 있는 의도된 수신기는, 송신 신호를 디코딩하여 정보를 수신할 수 있다. 정보 신호 스펙트럼은, 인코딩된 송신 신호의 대역폭이 원래의 정보 신호의 대역폭보다 훨씬 더 크도록 코드에 의해 확산된다. 이런 이유로, CDMA 는 "확산 스펙트럼" 코딩의 형태이다. 각각의 사용자의 신호의 에너지는, 각각의 사용자의 신호가 다른 사용자들에게 잡음으로 여겨지도록 채널 대역폭에 걸쳐 확산된다. 디코딩 프로세스가 충분한 신호대 잡음 비를 달성할 수 있는 한, 신호 내의 정보는 복구될 수 있다 (원하는 사용자의 신호를 다른 사용자들의 신호들의 "잡음" 과 분리). 사용자의 신호의 정보 복구에 영향을 주는 다른 요인들은, 페이딩, 섀도잉 및 멀티경로와 같이, 각각의 가입자에 대한 환경에 있어서의 상이한 조건들이다. 섀도잉은, 송신기와 수신기 사이의 신호 송신 경로를 가로막는 물리적 객체, 예를 들어, 큰 건물에 의해 야기된 간섭이다. 멀티경로는, 서로 다른 길이의 다중 경로들을 횡단하고 서로 다른 시간에 수신기에 도달하는 신호의 결과로서 발생하는 신호 왜곡이다. 또한, 멀티경로는 통신 채널의 "시간 분산 (time dispersion)" 으로도 칭한다. 동위상 (in phase) 으로 수신되는 신호들은, 서로 보강하여 수신기에서 더 강한 신호를 생성하는 한편, 역위상 (out of phase) 으로 수신되는 신호들은 약한 신호나 페이딩 신호를 생성한다. 또한, 멀티경로 페이딩은 시간에 의해 변할 수도 있다. 예를 들어, 자동차에서 운반되는 통신 유닛에서는, 멀티경로 페이딩 양이 빨리 변할 수 있다.

해로운 경로 효과들에 대하여 다이버시티 (diversity) 를 제공하고 성능을 향상시키기 위해, 다중 송신 안테나 및 수신 안테나가 이용될 수도 있다. 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 송신 경로들이 선형적으로 독립인 경우 (일 경로를 통한 송신은 다른 경로들을 통한 송신들의 선형 조합으로 형성되지 않으며, 이는 일반적으로 어느 정도 사실이다), 안테나들의 수가 증가할수록 송신된 신호를 정확하게 수신할 가능성이 증가한다. 일반적으로, 송신 안테나와 수신 안테나의 수가 증가할수록 다이버시티가 증가하고 성능이 향상된다. 송신기 및 수신기에서의 다중 안테나들의 이용은, 다중 입력 다중 출력 (MIMO) 시스템에서 이용된다.

다중 안테나들이 송신기 또는 수신기에서 이용가능한 경우, 공간 다중화 및 코드 재사용과 같은 기술들을 이용하여 피크 스루풋이 증가될 수 있다. 코드 재사용으로 인해, 송신을 위해 할당된 각각의 채널은, M (여기서, M 은 송신 안테나들의 수이다) 개까지의 개별 데이터 스트림들을 변조할 수 있다. 동일한 코드를 공유하는 데이터 스트림들은, 적어도 M 개의 안테나들을 가진 수신기를 요구하는, 그들의 공간 특성에 기초하여 구별된다. 원칙적으로, 코드 재사용으로 인한 피크 스루풋은 단일 안테나로 달성가능한 레이트의 M 배이다.

MIMO 멀티코드 CDMA 시스템에서, 상이한 송신 안테나들에서의 동일한 확산 코드들의 재사용은, 공간-시간 등화기가 등화기 출력 칩 시퀀스의 평균 제곱 에러를 최소화하는 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 가중화 벡터를 이용하는 경우 등화 성능을 저하시킨다. CDMA 역확산기는, 멀티경로 간섭 및 배경 잡음 성분들과 다르게 스트림 간 (inter-stream) 간섭 성분들을 왜곡시킨다. 이것은, 종래 기술의 MIMO 시스템의 성능을 저하시킨다.

따라서, 당업계에는, 상이한 송신 안테나들에서 확산 코드들을 재사용할 수 있는 다중 입력 다중 출력 (MIMO) 멀티코드 CDMA 시스템용 강화된 칩-레벨 선형 공간-시간 등화기가 필요하다.

개요

일 양태에 있어서, CDMA 수신기는, 수신 안테나에 동작가능하게 접속된 공간-시간 등화기를 포함하며, 그 공간-시간 등화기는, 확산 계수 (spreading factor) 의 함수인 계수들을 포함하는 가중화 벡터를 적용한다.

다른 양태에 있어서, CDMA 수신기는, 등화의 계수들을 가진 공간-시간 등화기, 및 역확산기를 포함하며, 등화의 계수들은, 적어도 부분적으로 확산 계수의 함수이다.

또 다른 양태에 있어서, 방법은, 복수의 수신 안테나들을 통해 복수의 신호들을 수신하는 단계, 및 복수의 비트 스트림을 발생시키기 위해 계수들을 가진 가중화 벡터로 신호를 프로세싱하는 단계를 포함하며, 각각의 수신 안테나로부터 수신된 신호는 송신기 유닛으로부터 송신된 하나 이상의 신호들의 조합을 포함하고, 계수들은 적어도 부분적으로 확산 코드 재사용의 함수이다.

추가 양태에 있어서, CDMA 수신기는, 수신 안테나들에 동작가능하게 접속되며, 확산 계수의 함수인 계수들을 포함하는 가중화 벡터를 적용하는 등화 수단 및 그 등화 수단에 동작가능하게 접속되며, 등화된 메트릭 시퀀스들을 복수의 변조 심볼 시퀀스들로 분리하는 역확산 수단을 포함한다.

도면의 간단한 설명

도 1a 는, 다수의 사용자를 지원하고 본 발명의 적어도 일부 양태들 및 실시형태들을 구현할 수 있는 통신 시스템의 도면이다.

도 1b 는, MIMO 멀티코드 CDMA 시스템의 일 실시형태의 블록도이다.

도 2a 는, MIMO 멀티코드 CDMA 시스템의 다른 실시형태의 블록도이다.

도 2b 는, MMSE 공간-시간 등화기의 실시형태의 블록도이다.

도 3 은, 일 실시형태의 멀티코드 CDMA 시스템의 동작을 나타내는 흐름도이다.

도 4 는, 1 코드 재사용 및 3km/h 차량-A 멀티경로 채널 모델을 이용하는 본 발명의 실시형태를 위한 다양한 칩-SNR 값들에 대한 블록 에러율의 그래프이다.

상세한 설명

본 명세서에서, "예시적인" 이란 단어는 "예, 예시, 또는 예증으로서 기능하는" 을 의미하기 위해 사용된다. "예시적인" 것으로 본 명세서에 기술된 어떤 실시형태도 반드시 다른 실시형태들에 비해 바람직하거나 이로운 것으로 해석될 필요는 없다.

도 1a 는, 다수의 사용자들을 지원하고 본 발명의 적어도 일부의 양태들 및 실시형태들을 구현할 수 있는 통신 시스템 (10) 의 도면이다. 통신 시스템 (10) 은, 다수의 셀 (2A 내지 2G) 을 위해 통신을 제공하며, 이 다수의 셀들 각각은 대응하는 기지국 (4) 에 의해 서비스된다. 셀들은, 원하는 영역에 걸친 커버리지를 달성하도록 구성된다. 커버리지 영역은, 예를 들어, 단말기들 (6) 에서의 사용자들이 특정 서비스 등급 (GOS) 을 달성할 수 있는 영역으로 정의될 수도 있다. 커버리지 영역 내의 단말기들 (6) 은, 고정형 또는 이동형일 수도 있고, 일반적으로는 주된 기지국에 의해 서비스된다. 각각의 활성 단말기들의 경우, 다른 기지국들 및 단말기들로부터의 송신들은 잠재적 간섭을 나타낸다.

도 1a 에 도시한 것처럼, 다양한 단말기들 (6) 은, 시스템 전반에 걸쳐 분산되어 있다. 단말기들 (6) 은, 프로세싱 디바이스 (8) 를 포함한다. 프로세싱 디바이스들 (8) 의 예는, 제한하려는 것은 아니지만, 프로세서, 프로그램 로직, 또는 데이터 및 명령을 나타내는 다른 기판 구성을 포함한다. 다른 실시형태에 있어서, 프로세서들은, 제어기 회로, 프로세서 회로, 프로세서, 범용 단일 칩 또는 멀티 칩 마이크로프로세서, 디지털 신호 프로세서, 임베디드 마이크로프로세서, 마이크로제어기 등을 포함할 수 있다.

각각의 단말기 (6) 는, 예를 들어, "소프트 핸드오프" 가 사용되는지 여부 또는 단말기가 다중 기지국들로부터의 다중 송신들을 동시에 또는 순차적으로 수신하도록 설계 및 동작되는지 여부에 따라 임의의 소정 순간에 다운링크 및 업링크 상에서 적어도 하나의 기지국 및 가능하게는 더 많은 기지국 (4) 과 통신한다. 다운링크는 기지국으로부터 단말기로의 송신을 칭하고, 업링크는 단말기로부터 기지국으로의 송신을 칭한다.

도 1a 에 있어서, 기지국 (4A) 은, 다운링크 상에서 데이터를 단말기들 (6A 및 6J) 에 송신하고, 기지국 (4B) 은, 데이터를 단말기들 (6B 및 6J) 에 송신하고, 기지국 (4C) 은, 데이터를 단말기 (6C) 에 송신하며, 등등이다. 도 1a 에 있어서, 실선 화살표는, 기지국으로부터 단말기로의 데이터 송신을 나타낸다. 파선 화살표는, 단말기가 기지국으로부터, 파일럿 신호를 수신중이지만 데이터 송신은 없다는 것을 나타낸다. 간략화를 위해, 도 1a 에는 업링크 통신이 도시되지 않는다.

통신 시스템 (10) 은, 2000년 3월 22일에 출원된, 발명의 명칭이 "멀티-캐리어 변조를 이용하는 고효율, 고성능 통신 시스템 (HIGH EFFICIENCY, HIGH PERFORMANCE COMMUNICATIONS SYSTEM EMPLOYING MULTI-CARRIER MODULATION)" 인 미국특허출원 제09/532,492호에 기재되어 있는 통신 시스템, 또는 발명의 명칭이 "고속 패킷 데이터 송신을 위한 방법 및 장치 (METHOD AND APPARATUS FOR HIGH RATE PACKET DATA TRANSMISSION)" 인 미국특허출원 제08/963,386호에 기재되어 있는 통신 시스템에 기초하여 설계될 수도 있으며, 이들 양자의 특허는 본 발명의 양수인에게 양도되고 여기에 참조로 포함된다. 또한, 통신 시스템 (10) 은, IS-95 표준, W-CDMA 표준, 다른 표준들 또는 이들의 조합과 같이, 하나 이상의 CDMA 표준들을 지원하는 CDMA 시스템으로 설계될 수도 있다.

통신 시스템 (10) 에서, 다수의 단말기들은 공통 리소스, 즉, 총 동작 대역폭 (W) 을 공유한다. 특정 단말기에서 원하는 레벨의 성능을 달성하기 위해, 다른 송신들로부터의 간섭은 허용가능한 레벨로 감소될 필요가 있다. 또한, 소정의 동작 대역폭에 대해 높은 데이터 레이트로 신뢰성 있게 송신하기 위해서는, 특정 C/I (Carrier-to-noise-plus-interference) 레벨로 또는 그 레벨을 넘어 동작 할 필요가 있다. 요구된 C/I 의 달성 및 간섭의 감소는, 총 가용 리소스를 프랙션들로 분할함으로써 통상적으로 달성되며, 이들 각각은 특정 셀에 할당된다.

예를 들어, 총 동작 대역폭 (W) 은, N 개의 동일한 동작 주파수 대역들로 분할될 수 있고 (즉, B=W/N), 각 셀은, N 개의 주파수 대역들 중 하나에 할당될 수 있다. 주파수 대역들은, 더 높은 스펙트럼 효율을 달성하기 위해 주기적으로 재사용된다. 도 1a 에 의해 지원한 것과 같은 7-셀 재사용 패턴의 경우, 셀 (2A) 은, 제 1 주파수 대역을 할당받을 수도 있고, 셀 (2B) 은 제 2 주파수 대역을 할당받을 수도 있으며, 등등이다.

통신 시스템은 통상, 예를 들어, 서비스 품질 (QOS), 커버리지, 및 성능 요건들을 포함할 수도 있는 다수의 시스템 요건들에 따르도록 설계된다. 서비스 품질은 통상, 커버리지 영역 내의 모든 단말기가 특정된 최소 평균 비트 레이트를 규정된 시간 비율로 달성할 수 있을 것으로서 정의된다.

다중 입력 다중 출력 (MIMO) 송신 기술의 최근의 진보는, 송신기 및 수신기 양자에서 다중 안테나를 이용함으로써 차후의 무선 통신 시스템에 있어서 거대한 스루풋 이득을 보장한다. MIMO 기술은, 예를 들어, MIMO-CDMA, MIMO-OFDM 등과 같은 다양한 변조 및 다중 액세스 방식들에 통합될 수 있다.

고속 다운링크 공유 채널 (HS-DSCH) 및 순방향 링크 패킷 데이터 채널 (F-PDCH) 등과 같은 3G CDMA 표준들에서의 고속 패킷 데이터 채널들은 통상, 짧은 프레임 간격에서 다량의 정보 데이터를 송수신하기 위해 고정된 확산 계수 (SF) 를 가진, 월시 코드와 같은 다중 채널화 코드들을 이용한다. 현재의 패킷의 데이 터 레이트에 따라, 기지국 (BS) 은, 대응하는 수의 변조 심볼들을 수용하기 위하여 가용 채널화 코드들 중에서 다수의 코드들을 선택할 수 있다. MIMO-CDMA 시스템이 다중 송신 안테나들을 통해 다중 송신 스트림들을 지원하기 때문에, 대응하는 BS 는 종종 상이한 안테나들에 대해 동일한 채널화 코드들을 재사용한다. MIMO-CDMA 환경에서 설계되지 않은 경우, 송신 안테나들 사이의 코드 재사용은, 이동국 (MS) 공간-시간 등화기에 결정적인 손상을 야기할 수도 있다.

MIMO 멀티코드 CDMA 의 시스템 모델

도 1b 는, 송신기부 (102) 및 수신기부 (104) 를 포함하는 MIMO 멀티코드 CDMA 시스템 (100) 의 일 실시형태의 블록도이다. 확산 계수는, 다음의 설명에서 SF (Spread Factor) 로 표시된다. 송신기부 (102) 는, 인코더 (106), 맵퍼 (108), 역다중화기 (110), 복수의 확산기 (112), 및 복수의 송신 안테나 (114) 를 포함한다. 송신 안테나들 (114) 의 수는 M 이고, 각각의 송신 안테나 (114) 에 할당된 직교의 확산 코드들의 수는 J (J≤SF) 이다.

수신기부 (104) 는, 복수의 수신 안테나 (116), 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 공간-시간 등화기 (118), 복수의 역확산기 (120), 다중화기 (122), 디맵퍼 (124), 및 디코더 (126) 를 포함한다. 수신 안테나들 (116) 의 수는 N 이고, 각각의 수신 안테나 (116) 에 할당된 역확산기들 (120) 의 수는 J (J≤SF) 이며, J 는 각각의 송신 안테나 (114) 에 할당된 확산기들 (112) 의 수에 대응한다. 당업자들은, 본 명세서에 기술된 공간-시간 등화기 (118) 가 일반적인 MIMO-CDMA 시스템에 적용될 수 있다는 것을 이해한다.

인코더, 디코더, 레이트 정합기, 인터리버, 디인터리버, 맵퍼, 디맵퍼, 확산기, 역확산기 및 공간-시간 등화기란 용어들은, 그들의 보통의 의미를 갖도록 의도된 광범위한 용어들이다. 또한, 인코더는, (비트스트림과 같은) 신호 또는 데이터를 일 형태로부터 송신, 저장, 또는 프로세싱하기에 적절한 형태와 같은 다른 형태로 인코딩하기 위해 사용되는 디바이스 또는 방법일 수 있다. 일반적으로, 인코더는 예를 들어, 프로그램, 알고리즘, 방법, 또는 회로에 의해 소프트웨어 또는 하드웨어로 구현될 수 있다. 디코더는, 인코더의 역을 행하여, 원래의 정보가 복구될 수 있도록 인코딩을 원상태로 돌리는 디바이스이다.

레이트 정합기는, 데이터 스트림의 레이트 또는 비트 레이트를 원하는 레이트로 조정하는 디바이스 또는 방법일 수 있다. 예를 들어, 송신기에 있어서, 레이트 정합기는, 송신기의 능력을 정합시키기 위해 비트 레이트를 조정할 수 있다. 수신기에 있어서, 레이트 정합기는 인버스 프로세스를 행할 수 있다.

인터리버는, 성능을 증가시키기 위해 비연속적인 방식으로 데이터를 배열하는 디바이스 또는 방법일 수 있다. 일반적으로, 디인터리버는, 인터리버의 역을 행하고, 인터리빙된 데이터를, 그것이 더 쉽게 프로세싱될 수도 있도록 연속적인 방식으로 배열할 수 있다.

맵퍼는, 일 그룹의 비트들을 수집하고 그들을 단일 변조 심볼로 변형시키는 디바이스 또는 방법일 수 있다. 디맵퍼는, 예를 들어, 단일 변조 심볼을 일 그룹의 비트들로 변형시키는 것과 같이, 일반적으로 맵퍼의 역을 행하는 디바이스 또는 방법일 수 있다.

확산기는, 정보 신호 대역폭을 초과하여 계수만큼 송신된 신호의 대역폭을 증가시키는 디바이스 또는 방법일 수 있다. 역확산기는, 일반적으로는, 확산기의 역을 행하고 수신된 신호의 대역폭을 감소시키는 디바이스 또는 방법일 수 있다. 예를 들어, 역확산기는, 수신된 신호의 대역폭을 정보 대역폭으로 감소시킬 수 있다.

공간-시간 등화기는, 공간 및 시간 스케일링 및 조합 (combining) 을 신호에 제공하는 디바이스 또는 방법일 수 있다. 예를 들어, 공간-시간 등화기는, 수신된 신호를 공간적으로 및 시간적으로 스케일링 및 조합하여 원래의 신호를 복원할 수 있다.

도 1b 를 참조하면, 인코더 (106) 는, 소스 비트 시퀀스 (128) 를 수신한다. 각각의 프레임 내의 소스 비트 시퀀스 (128) 는, 인코더 (106) 에서, 인코딩, 레이트-정합 (즉, 천공 또는 반복), 및 인터리빙되고, 맵퍼 (108) 에서, 변조 심볼 시퀀스 (예를 들어, QPSK, 16QAM 등) 로 맵핑된다. 그 후, 변조 심볼 시퀀스는, 역다중화기 (110) 에서 M 개의 그룹의 J 개의 스트림들로 역다중화되고, 여기서, m 번째 그룹은 m 번째 송신 안테나 (114) 를 통해 송신된다. 각 그룹 내의 J 개의 스트림들은, 확산기들 (112) 에서 J 개의 확산 코드들에 의해 확산되고, 여기서, j 번째 확산 코드는, 예를 들어, 확산 계수 (SF) 의 직교 코드, 준 직교 코드, 또는 월시 코드와 같은 j 번째 채널화 코드와 BS 의 의사랜덤 스크램블링 코드의 곱과 같다. 통상적으로, 각각의 그룹이 동일 세트의 J 개의 확산 코드들을 재사용하고, 통상적으로, 각각의 송신 안테나 (114) 가 동일한 송신 전력을 사용하 지만, 본 발명은 이들 특정 경우들로 제한되지 않는다.

다차원의 멀티경로 페이딩 채널을 통과한 후, 송신된 신호들은 N 개의 수신 안테나들 (116) 에 도달하고, 여기서, MMSE 공간-시간 칩 등화기 (118) 는 수신된 신호들을 M 개의 송신 안테나들 (114) 에 대응하는 M 개의 그룹의 등화된 소프트 메트릭 시퀀스들로 분리한다. 그 후, 역확산기 (120) 에서는, J 개의 확산 코드들의 켤레와 같은 J 개의 역확산 코드들이, 각 그룹의 등화된 소프트 메트릭 시퀀스를 J 개의 소프트 복조 심볼 시퀀스들로 분리하는데, 이들 각각은 그룹에서 각각의 직교의 월시 채널에 대응한다. 결과로 발생한 J×M 복조 심볼 시퀀스들은, 다중화기 (122) 에서, 단일 스트림으로 다중화되고, 디맵퍼 (124) 에서, 예를 들어, 로그 우도비 (LLR) 시퀀스와 같은 시퀀스로 디맵핑된다. 시퀀스는, 디코더 (126) 에서, 디인터리빙, 레이트-역정합, 및 디코딩되어, 원래의 소스 비트 시퀀스가 디코딩된 비트들 (130) 로 복원된다.

도 2a 는, 송신기부 (202) 및 수신기부 (204) 를 포함하는 MIMO 멀티코드 CDMA 시스템 (200) 의 일 실시형태의 블록도이다. 확산 계수는 다음의 설명에서 SF 로 표시된다.

송신기부 (202) 는, 복수의 인코더 (206), 복수의 맵퍼 (208), 복수의 역다중화기 (210), 복수의 확산기 (112), 및 복수의 송신 안테나 (114) 를 포함한다. 송신 안테나들 (114) 의 수는 M 이고, 각각의 송신 안테나 (114) 에 할당된 확산 코드들의 수는 J (J≤SF) 이다.

수신기부 (204) 는, 복수의 수신 안테나 (116), 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 공간-시간 등화기 (118), 복수의 역확산기 (120), 복수의 다중화기 (222), 복수의 디맵퍼 (224), 및 복수의 디코더 (226) 를 포함한다. 수신 안테나들 (116) 의 수는 N 이고, 각각의 수신 안테나 (116) 에 할당된 역확산기들 (120) 의 수는 J (J≤SF) 이며, 이 J 는 각각의 송신 안테나 (114) 에 할당된 확산기들 (112) 의 수에 대응한다.

각각의 인코더 (206) 는, 인코더 (206) 를 위해 소스 비트 시퀀스 (128) 를 수신한다. 각각의 프레임 내의 소스 비트 시퀀스 (128) 는, 그 대응하는 인코더 (206) 에서, 인코딩, 레이트-정합 (즉, 천공 또는 반복), 및 인터리빙되고, 그 대응하는 맵퍼 (208) 에서, 변조 심볼 시퀀스 (예를 들어, QPSK, 16QAM 등) 로 맵핑된다. 그 후, 변조 심볼 시퀀스는, 그 대응하는 역다중화기 (210) 에서, 일 그룹의 J 개의 스트림들로 역다중화되고, 여기서, m 번째 그룹은 m 번째 송신 안테나 (114) 를 통해 송신된다. 각각의 그룹 내의 J 개의 스트림들은, 확산기들 (112) 에서 J 개의 확산 코드들에 의해 확산되는데, 여기서, j 번째 확산 코드는, 예를 들어, 확산 계수 (SF) 의 직교 코드, 준 직교 코드, 또는 월시 코드와 같은 j 번째 채널화 코드 및 BS 의 의사랜덤 스크램블링 코드의 곱과 같다. 통상은 각각의 그룹이 동일한 세트의 J 개의 확산 코드들을 재사용하고, 통상은 각각의 송신 안테나 (114) 가 동일한 송신 전력을 사용하지만, 본 발명은 이들의 특정 경우들로 제한되지 않는다.

다차원의 멀티경로 페이딩 채널을 통과한 후, 송신된 신호들이 N 개의 수신 안테나들 (116) 에 도달하고, 여기서, MMSE 공간-시간 칩 등화기 (118) 는, 수신된 신호들을 M 개의 송신 안테나들 (114) 에 대응하는 M 개의 그룹의 등화된 소프트 메트릭 시퀀스들로 분리한다. 따라서, 역확산기 (120) 에서는, J 개의 확산 코드들의 켤레와 같은 J 개의 역확산 코드들이 각각의 그룹의 등화된 소프트 메트릭 시퀀스를 J 개의 소프트 복조 심볼 시퀀스들로 분리하는데, 이들 각각은 그룹에서 각각의 직교의 월시 채널에 대응한다. M 개의 결과로 발생한 J 개의 복조 심볼 시퀀스들 각각은, 그 대응하는 다중화기 (222) 에서, 단일 스트림으로 다중화되고, 그 대응하는 디맵퍼 (224) 에서, 예를 들어, 로그 우도비 (LLR) 시퀀스와 같은 시퀀스로 디맵핑된다. M 개의 시퀀스들 각각은, 그 대응하는 디코더 (226) 에서, 디인터리빙, 인버스로 레이트-정합, 및 디코딩되어 원래의 소스 비트 시퀀스가 디코딩된 비트들 (230) 로 복원된다.

일 실시형태에서, MMSE 공간-시간 등화 이후의 MIMO CDMA 시스템 (100, 200) 의 소프트 메트릭 시퀀스는, 5 개의 성분들, 즉, 원하는 신호; 원하는 신호와 동일한 확산 코드를 재사용하는 하나 이상의 온-타임 (on time) 스트림 간 간섭들 (또는, 개별 송신 안테나 신호들 사이의 혼선들); 원하는 신호와 동일한 확산 코드를 재사용하지 않는 하나 이상의 온-타임 스트림 간 간섭들; 하나 이상의 멀티경로 간섭들 (즉, 온-타임이지 않은, 총 서빙-셀 신호 성분들); 및 배경 잡음 (다른 셀 간섭, 열 잡음 등) 을 포함한다.

온-타임 스트림 간 간섭은, 원하는 신호의 확산 코드가 역확산 프로세스에 의해 재사용되는 경우에는 변하지 않은 채 있거나; 원하는 신호의 확산 코드가 역확산 프로세스에 의해 재사용되지 않는 경우에는 무효 (nullify) 로 되거나 한다. 멀티경로 간섭 및 배경 잡음은, 대략 SF 의 계수만큼 억제된다.

도 2b 는, 공간-시간 등화기 (118) 의 일 실시형태의 블록도이다. 공간-시간 등화기 (118) 는, M 개의 송신 안테나들 (114) 에 대응하는 M 개의 등화 뱅크들 (250; 뱅크 m, 여기서 m = 0, 1, ..., M-1) 을 포함한다. 각각의 뱅크 (250) 는, N 개의 수신 안테나들 (116) 에 대응하는 N 개의 필터들 (252; 필터 n, 여기서 n = 0, 1, ..., N-1) 및 가산기 (254) 를 포함한다. 필터들 (252) 은, 필터 계수 V^H _m _,n _OPT 를 갖고, 여기서 m = 0, 1, 2, ..., M-1 이고, n = 0, 1, 2, ..., N-1 이며, 각각의 필터 (252) 는 필터링된 출력 신호를 생성한다. 각각의 뱅크 (250) 는, N 개의 수신 안테나들 (116) 각각으로부터 신호를 수신하고, 대응하는 필터 (252) 에서 그 신호를 프로세싱한다. 가산기 (254) 는, 각각의 뱅크 (250) 에서 각각의 필터 (252) 로부터 필터링된 출력 신호들을 더하여 등화된 메트릭 시퀀스 (256) 를 발생시킨다.

등화 뱅크 0 (250a) 에 초점을 맞추면, 필터 계수 V^H ₀ _{, j} _OPT 를 가진 뱅크 0 에서의 j 번째 필터 (여기서, j = 0, 1, ..., N-1) 의 경우, 필터 j 의 입력은, j 번째 수신 안테나에 접속하고, 필터 j 의 출력은 가산기 (254a) 의 입력에 접속한다.

예를 들어, 필터 계수 V^H ₀ _{, 0} _OPT 를 가진 등화 뱅크 0 (250a) 에서의 필터 0 (252a) 의 입력은 수신 안테나 0 (116a) 에 접속하고, 필터 0 (252a) 의 출력은, 가산기 (254a) 의 입력에 접속한다. 마찬가지로, 필터 계수 V^H ₀ _{, N-1} _OPT 를 가진 필터 N-1 (252b) 의 입력은, 수신 안테나 N-1 (116b) 에 접속하고, 필터 N-1 (252b) 의 출력은 가산기 (254a) 의 입력에 접속한다.

블록 0 (250a) 에서의 필터 n (여기서 n = 0, 1, ..., N-1) 으로부터의 출력들은, 가산기 (254a) 에서 더해져 등화된 메트릭 시퀀스, 즉 시퀀스 0 (256a) 이 발생된다.

유사하게는, 각 블록 m (250; 여기서, m = 0, 1, ... M-1) 에서의 N 개의 필터들 (252) 의 N 개의 필터링된 출력들은, M 개의 등화된 메트릭 시퀀스들 (256) 을 생성하기 위해 더해진다.

식 8 에서 추가 설명한 것처럼, 채널 계수들 (h_i) 및 잡음 공분산 (R_n) 은, 파일럿 신호로부터 계산된다. 필터 계수들 V^H _m _{, n} _OPT (여기서 m = 0, 1, 2, ..., M-1 이고 n = 0, 1, 2, ..., N-1) 은, 계산된 채널 계수들 (h_i) 및 잡음 공분산 (R_n) 을 이용하여 계산된다.

다른 실시형태에 있어서, 등화기 (118) 는, 프로세서 (8) 에서 소프트웨어로서 구현된다.

도 3 은, 일 실시형태의 멀티코드 CDMA 수신 시스템 (104, 204) 의 동작을 나타내는 흐름도 (300) 이다. 일 실시형태에 있어서, 멀티코드 CDMA 수신 시스템 (104, 204) 은, 시작 블록에서 시작하고 종료 블록에서 종료하는 연속적인 루프 에서 동작한다. 블록 310 에서, 등화기 (118) 는, 파일럿 심볼 시퀀스를 수신한다. 블록 312 에서, 등화기 (118) 는 파일럿 심볼들을 이용하여 등화기 계수들을 계산한다.

블록 314 에서, 수신 시스템 (104, 204) 은 안테나들 (116) 을 통하여 신호를 수신한다. 블록 316 에서, 수신된 신호는 등화기 계수들을 이용하여 등화기 (118) 에서 등화된다. 등화기 (118) 는 등화된 메트릭 시퀀스들 (256) 을 발생시키기 위해 수신된 신호를 프로세싱한다.

블록 318 에서, 등화된 메트릭 시퀀스들 (256) 은, 복조 심볼 시퀀스들을 발생시키기 위해 역확산기들 (120) 에 의해 프로세싱된다.

온-타임 스트림 간 간섭의 존재는, 역확산 효과를 고려하지 않기 때문에, 종래의 칩-레벨 MMSE 등화기를 차선으로 한다. 종래의 칩-레벨 MMSE 가중치는, 디코딩 성능을 저하시키는, MIMO CDMA 애플리케이션에서 잡음 공간의 차선의 방향으로 스티어링된다. 더욱이, SISO 멀티코드 CDMA 에서의 MMSE 가중 최적화를 위한 역확산 효과는, 상이한 스케일링 계수가 없다면 가중치 (또는 스티어링 방향) 를 변경시키지 않는다. 디맵퍼 (124, 224) 가 소프트 복조 심볼을 재스케일링하는 것으로 가정하면, 디코딩 성능은 SISO 멀티모드 CDMA 에서 영향을 받지 않는다.

일반적으로, 각각의 스트림을 위해 사용된 확산 코드들의 수를 증가시킬수록, (확산 효과를 고려하는) 최적의 MMSE 가중치와 차선의 MMSE 가중치 사이의 갭이 감소하기 때문에, 온-타임 스트림 간 간섭의 역확산 이득을, 이하 설명하는 것처럼, 대략, 사용된 확산 코드들의 수의 계수만큼 감소시킬 것이다.

MIMO 멀티코드 CDMA 용 선형 MMSE 등화기 가중치

MIMO 멀티코드 CDMA 에서의 통상적인 칩-레벨 MMSE 가중 최적화

통상적인 MMSE 공간-시간 칩 등화기는, 수신된 신호를 M 개의 송신 안테나들 (114) 에 대응하는 M 개의 그룹의 등화된 소프트 메트릭 시퀀스들로 분리한다. 그 후, 그 시퀀스들은, 각각 디코딩된 비트들 (130, 230) 을 생성하기 위해 다중화기 (122, 222), 디맵퍼 (124, 224), 및 디코더 (126, 226) 에 의해 프로세싱된다.

통상적인 칩-레벨 MMSE 가중 최적화에 대한 후속 설명에 있어서, 멀티경로 지연 확산의 기간 (span) 은 L 칩 길이이고, 등화기의 기간은 E 칩 길이이며, 수신기는, 칩당 P 개의 샘플들을 요한다 (즉, 오버샘플링 계수는 P 이다). 또한, h_n,m,p(l) (l = 0, 1, ..., L-1; n = 0, 1, ..., N-1; m = 0, 1, ..., M-1; p = 0, 1, ..., P-1) 은, l 번째 칩 지연과 그 칩의 p 번째 샘플에 대응하는 m 번째 송신 안테나 (114) 와 n 번째 수신 안테나 (116) 사이의 채널 계수이다. 칩 시간 k 에서의 m 번째 송신 안테나 (114) 의 칩 신호는

으로 표시되고, 여기서,

및

는 각각의 송신 안테나 (114) 의 평균 칩 에너지이다.

을, 인덱스 k 에서 k+E+L-2 까지 스패닝하는 m 번째 송신 안테나 (114) 의 (E+L-1) 차원의 칩 벡터로서 정의한다. 또한, y_n _,p(k) 및 n_n _,p(k) 는, k 번째 칩의 p 번째 샘플 상의 n 번째 수신 안테나 (116) 에서의 수신된 샘플 및 그의 배경 잡음 성분으로 한다.

또한,

및,

을, n 번째 수신 안테나 (116) 에서의 PE 차원의 수신된 샘플 벡터 및 대응하는 배경 잡음 벡터로서 정의하면,

이다.

식 (4) 에서, H_n _,m 은, m 번째 송신 안테나 (114) 와 n 번째 수신 안테나 (116) 사이의 PE×(E+L-1) 멀티경로 채널 행렬을 표시하고,

으로 주어진다.

더욱이,

을 NPE 차원의 전체 수신된 샘플 벡터로 정의하고,

을 NPE 차원의 전체 배경 잡음 벡터로 정의하고,

을 NPE×NPE 잡음 공분산 행렬로 정의하며,

을 NPE×(E+L-1) 전체 멀티경로 채널 행렬로 정의한다. 그 후,

을 최소화하는 D 칩들의 타겟 지연을 가진 m 번째 송신 안테나 칩 스트림에 대한 최적의 칩-레벨 선형 MMSE 가중화 벡터

는,

이 되고, 여기서, 채널 행렬 계수들이 상기 설명한 것처럼 파일럿 신호로부터 계산된다.

행렬 반전 정리 (matrix inversion lemma) 를 적용함으로써, 식 (7) 은,

으로 재기입될 수 있으며, 여기서, 등화기 출력 칩 SNR 은,

이다.

또한, 등화기 출력 소프트 칩 메트릭은,

가 된다.

j 번째 확산 코드 (또는, j 번째 월시 코드와 공통 스크램블링 코드의 곱) 이

로 표시될 때, 역확산기 (120) 의 출력 소프트 심볼 (확산 계수는 SF) 은,

가 되고, 여기서,

은 A 의 복소 켤레를 의미한다. 디맵퍼 (124) 는, 출력 소프트 심볼을 재스케일링하여, 심볼 인덱스 n, 코드 인덱스 j, 및 송신 안테나 인 덱스 m 에 대한 비트 값들로 변환한다.

식 (7) 의 MMSE 가중화 벡터는, 그것이 역확산기 (120) 에서의 온-타임 스트림 간 간섭의 현저한 작용을 고려하지 않고 최적화되었기 때문에, 디코더 (126, 226) 의 관점에서 최적이 아니다.

MIMO 멀티코드 CDMA 에 대한 강화된 칩-레벨 MMSE 가중화 벡터

역확산하기 전에 수신된 신호들을 등화시키는 MIMO 멀티코드 CDMA 시스템은 이하 설명된다. 공간-시간 등화기는, 확산 계수의 함수인 계수들을 가진 가중화 벡터를 적용한다.

송신 칩 값 x_m(k) 이 J 개의 직교 채널 성분들로 구성되는, 즉,

인 것을 고려하면 (여기서,

은, m 번째 송신 안테나 (114) 의 j 번째 확산 코드에 대응하는 칩 서브 컴포넌트

), 식 (11) 에서의 역확산기 출력 심볼 메트릭

의 SNR 은,

일 수도 있다.

직교 역확산은, 칩 SNR 에 대하여 J 의 손실 계수 (loss factor) 및 SF 의 이득 계수 (gain factor) 를 도입하기로 되어 있다는 것에 유념한다.

그러나, 역확산기 출력 심볼의 실제의 SNR 은, 온-타임 스트림 간 간섭이 역확산 프로세스에서의 배경 잡음 또는 멀티경로 간섭과 다르게 작용하기 때문에 코드 재사용된 MIMO 멀티코드 CDMA 시스템 (100) 에서 식 (13) 보다 낮아진다. 더욱이, 식 (7) 의 MMSE 가중화 벡터는, 그것이 역확산기 (120) 에서의 온-타임 스트림 간 간섭의 현저한 작용을 고려하지 않고 최적화되었기 때문에, 디코더 (126, 226) 의 관점에서 최적이 아니다. 따라서, 식 (13) 의 SNR 은, 이하 추가로 설명한 것처럼, 실제로 달성하기가 어렵다.

식 (4) 내지 식 (6) 및 식 (10) 내지 식 (12) 를 참조하면, (m 번째 송신 안테나 스트림에 대한) 가중화 벡터

에 의해 등화되고, j 번째 역확산 코드

에 의해 역확산된 소프트 변조 심볼은,

로 기입될 수 있고, 여기서, 제 1 항과 제 2 항은 각각 신호 성분과 간섭 성분을 나타낸다. 더 상세하게는, 식 (14) 에서의

,

, 및

은, 역확산한 후에, 각각, 원하는 심볼 성분, j 번째 확산 코드를 이용하는 온-타임 스트림 간 간섭 성분들, 및 멀티경로 간섭 성분을 나타낸다. j 번째 확산 코드를 이용하지 않는 온-타임 스트림 간 간섭 성분들은, 역확산 프로세스 동안 사라진다. 반면에, j 번째 확산 코드를 이용하는 온-타임 스트림 간 간섭 성분들은, 원하는 신호 성분을 갖기 때문에, 역확산으로 인한 SF 의 확산 이득을 갖는다. (식 (14) 에서

로 표시된) 배경 잡음 성분 및 멀티경로 간섭 성분의 공분산은, 역확산 동작에 의해 변경되지 않는다.

디코더 (126, 226) 의 관점에서, 최적의 MMSE 가중화 벡터

는,

을 최소화 (즉, 최소화는 타겟 심볼에 대하여 이루어져야 한다) 하여야 하므로, 그것은,

가 된다.

행렬 반전 정리를 적용함으로써, 확산 계수 의존형 MMSE 가중화 벡터는,

으로 재기입될 수 있다.

m 번째 송신 안테나 (114) 의 j 번째 코드의 역확산기 출력 심볼 SNR 은,

이 된다.

식 (13) 및 식 (17) 은, 식 (17) 의 온-타임 간섭 성분들의 분산이 식 (13) 의 것보다 SF/J 의 계수만큼 크다는 것을 보여준다. 따라서, 식 (17) 에서의 달성가능한 SNR 은, 개별 SF 코드들이 데이터 송신에 할당되지 않고 송신 안테나들 (114) 이 그들을 완전히 재사용하지 않는다면 (즉, J = SF), 식 (13) 의 예상된 SNR 보다 낮다. 실제로, 할당되고 재사용된 코드들의 수는 종종, 확산 코드들의 데이터 레이트 의존 할당 (예를 들어, 하위 데이터 레이트의 경우 더 적은 수의 코드들을 할당 및 상위 데이터 레이트의 경우 더 적은 수의 코드들을 할당), 제어 채널들, 음성 채널들의 존재 등으로 인해 SF 보다 적다. 식 (8) 및 식 (16) 은, 통상적인 칩-레벨 최적화된 MMSE 가중화 벡터가 온-타임 스트림 간 간섭 성분들의 전력 계수 SF/J 의 불일치로 인해, 디맵퍼 (124, 224) 및 디코더 (126, 226) 에 의해 사용될 소프트 심볼 레벨에 있어서 최적이 아니라는 것을 보여준다. 통상적인 칩-레벨 MMSE 가중화 벡터는, 역확산 효과를 고려하지 않기 때문에 온-타임 스트림 간 간섭 성분들을 낮게 어림하므로, 차선의 방향으로 스티어링한다. 결과적으로, 일 실시형태에 있어서, 식 (8) 의 가중화 벡터를 이용하면, 실제의 심볼 SNR 은, 식 (13) 의 상한 (upper bound) 이기는 커녕, 식 (17) 보다 훨씬 더 낮아진다. 식 (16) 에서의 MIMO-CDMA 최적화된 MMSE 가중화 벡터와 식 (8) 에서의 통상적인 가중화 벡터 사이의 성능 갭은, 다중 안테나들에 의해 재사용된 확산 코드들의 수가 감소될수록 더 커진다.

강화된 칩-레벨 등화기 (118) 를 유도할 때, 도 1 및 도 2 의 시스템 모델이 사용되는데, 여기서, 다중 안테나들 (114) 은 동일한 확산 코드들을 재사용하고, 모든 안테나들 (114) 및 코드들은, 대략 동일한 양의 송신 전력을 사용한다.

식 (8) 및 식 (16) 을 참조하면, 가중화 벡터의 스티어링 방향을 변경시키는 성분은, 온-타임 스트림 간 간섭이다. 따라서, 스트림 간 간섭이 존재하지 않는 SISO 멀티코드 CDMA 시스템에 있어서, 통상적인 칩-레벨 MMSE 가중화 벡터 및 강화된 MMSE 가중화 벡터는 동일한 방향으로 스티어링한다 (즉, 그들은 단일 공간에 정렬된다). 그러나, 가중화 벡터들의 스케일링은 상이할 수 있다. 스케일링 계수는 SNR 의 함수이고, 디맵퍼 (124, 224) 가 비편향된 추정치를 산출하기 위해 입력 소프트 심볼을 정확하게 재스케일링할 수 있다면, 통상적인 칩-레벨 MMSE 가중화 벡터 및 강화된 MMSE 가중화 벡터는 대략 동일한 디코딩 성능을 갖는다.

MIMO 멀티코드 CDMA 에서의 임의의 전력 및 코드 할당 경우들에 대한 강화된 등화기의 일반화

MIMO 멀티코드 CDMA 수신기 (104, 204) 에 대한 강화된 칩-레벨 MMSE 가중화 벡터를 발생시킬 때, 식 (12) 내지 식 (17) 에 있어서, 모든 M 개의 송신 안테나들 (114) 이 동일한 J 개의 확산 코드들을 재사용하고,

의 총 송신 칩 에너지가 송신 안테나들 (114) 및 확산 코드들에 의해 분리된 JM 스트림들로 동등하게 분할 및 할당되는 것으로 가정되었다. 동등하게는, 각각의 JM 스트림은,

의 칩 에너지를 갖는 것으로 가정되었다. 이 섹션에서, 임의의 코드 및 전력 할당 경우들은, 실제의 코드 분할 다중화된 파일럿, 제어, 및 음성 채널들의 존재 및 동등하지 않은 전력 할당을 고려한다.

이런 목적으로,

을, m 번째 송신 안테나 (114; m = 0, 1, ..., M-1), 및 m 번째 안테나 (114) 에서 사용되고 있는 경우 j 번째 코드의 가능한 서브 코드 트리들 모두에 할당된 칩 에너지의 합을 포함하는 확산 계수 SF 의 j 번째 코드 (j = 0, 1, ..., SF-1) 에 할당된 칩 에너지로서 정의한다. j 번째 코드가 m 번째 송신 안테나 (114) 에 의해 사용되지 않는다면,

는 0 과 같다. 상기 설명한 것처럼, MIMO 멀티코드 CDMA 에 대한 강화된 칩-레벨 MMSE 가중화 벡터의 결과는,

이고, 송신 전력이 데이터 송신에 할당되는 특수 경우에 대해 유효하다. 일 실시형태에서, 제어 또는 파일럿 채널들은 MIMO 데이터 스트림과 송신 전력을 동시에 공유하지 않는다. 데이터, 파일럿, 제어 등과 같은 채널들 모두를 포함하는, m 번째 송신 안테나 (114) 에 대한 총 송신 칩 에너지를

로 표시하고,

라고 정의하면, j 번째 코드 및 m 번째 송신 스트림에 대한 최적의 MMSE 가중화 벡터

가 식 (15) 를 위해 사용된 방식으로 유도될 수 있으며, 이는,

가 된다.

또한, 행렬 반전 정리를 적용하면, 등가의 가중화 벡터는,

가 되고, 여기서, m 번째 송신 안테나 (114) 의 j 번째 코드의 역확산기 출력 심볼 SNR 은,

가 된다.

도 4 에 나타낸 것처럼, 통상적인 등화기 (레거시 (legacy) EQ) 와 강화된 등화기 (강화된 EQ) 사이의 블록 에러 레이트 (BLER) 성능의 시뮬레이션은, 다양한 칩-SNR 값들, Ec/No 에 대해 비교된다. 시뮬레이션은, 4 개의 송신 (또는, M = 4) 안테나들 (114) 및 4 개의 수신 (또는, N = 4) 안테나들 (116) 에 대해 실행되었다. 인코딩, 레이트-정합, 인터리빙, 콘스텔레이션 맵핑 및 수신기 대응물들은, 3GPP HSDPA HS-DSCH 사양에 따라 구성된다. HS-DSCH 에서, 칩 레이트는 3.84 Mcps 이고, 프레임 길이 (또는, 블록 길이) 는 2ms 이고, SF 는 16 이고, 프레임당 확산 코드마다의 변조 심볼들의 수는 각각의 안테나 (114) 에 대해 480 이다. 변조 콘스텔레이션은, 시뮬레이션에서 QPSK 로 고정된다. 따라서, J 개의 확산 코드들을 이용하여 4 개의 안테나들 (114) 을 통해 프레임으로 송신된 코딩된 비트들의 총 수는 3840J 이다. 4 개의 송신 안테나들 (114) 은, 동일한 세트의 J 개의 확산 코드들을 이용하도록 설정되고, 동일한 양의 송신 칩 에너지 Ec/M 는, 각각의 안테나 (114) 의 J 개의 코드 채널들에 고르게 분할 및 할당된다.

간략화를 위해, 오버헤드 채널들 (예를 들어, 공통 파일럿 채널, 제어 채널들, 음성 채널들 등) 은 시뮬레이션에서 모델링되지 않았다. 따라서, 총 BS 송신 칩 에너지

는 HS-DSCH 칩 에너지 Ec 와 같다. 3GPP HSDPA 사양에서의 터보 코드는, 인코딩을 위해 사용되고, 코드 레이트는 시뮬레이션을 통해 대략 1/3 로 유지된다. 캐리어 주파수는 2GHz 로 설정된다. 4 개의 수신 안테나들 (116) 에 대한 배경 잡음 성분들은, N₀ 의 전력 스펙트럼 밀도의 공간으로 상관성이 없는 백색 가우시안 랜덤 프로세스에 의해 모델링되었다. 채널 계수들 및 잡음 공분산의 완벽한 동조 및 완벽한 추정을 가진, 칩-공간 등화기 (118; 즉, 오버샘플링 계수 P 는 1 로 설정) 가 시뮬레이션에서 사용되었다. 공간-시간 등화기 시간 기간 E 및 타겟 지연 D 는, 멀티경로 지연이 L 칩들을 스패닝할 때 3L 칩들 및 2L-1 칩들로 설정되었다.

도 4 는, 표준의 SCM 링크-레벨 설명의 3km/h 차량-A 모델 (6 개의 경로, 2 도의 BS 각도 확산, 35 도의 MS 각도 확산, 10 파장의 BS 안테나 공간, 0.5 파장의 MS 안테나 공간) 에서 단일 코드 재사용에 대한 BLER 성능을 나타낸다. 대응하는 정보 데이터 레이트는 640kbps 로 설정되었고, 코딩된 비트들의 수는 3840 이다. 단일 코드 경우에 있어서, 도 4 에 나타낸 것처럼, 10^- ² 의 블록 에러 레이트 (BLER) 에서, 대략 3dB 의 이득이 있다.

코드들의 수가 증가할수록 강화된 등화기로부터의 이득이 감소하는 것이 관찰된다. 코드들의 수가 SF 에 접근할수록, 온-타임 스트림 간 간섭 일부와 (16) 의 멀티경로 간섭과 배경 잡음 일부 사이의 전력 밸런스는, (8) 의 통상적인 등화기의 것에 근접해진다. 따라서, 단일 코드에 대해서보다 15 코드들에 대해 더 작은 향상이 있다.

통상적인 칩-레벨 MMSE 가중화 벡터 (8) 는, 상이한 송신 안테나들 (114) 에서 동일한 코드들을 재사용하는 MIMO 멀티코드 CDMA 를 위해 강화된 MMSE 가중화 벡터 (16) 보다 작은 신호대 잡음 비를 제공한다. (8) 과 (16) 사이의 비교에서 알 수 있는 것처럼, 2 개의 가중화 벡터들은, 스케일링 계수들을 보상한 후에도 서로 다른 방향으로 스티어링한다. 실시형태에서, 온-타임 스트림 간 간섭은 결정적인 성분이다. 따라서, 역확산 효과를 고려하는 강화된 MMSE 가중화 벡터가 바람직하다.

당업자라면, 정보 및 신호들은 다양한 상이한 기술들 및 기법들 중 임의의 것을 이용하여 나타내질 수 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 상기 설명 전반에 걸쳐 참조될 수 있는 데이터, 명령들, 커맨드들, 정보, 신호들, 비트들, 심볼들, 및 칩들은, 전압들, 전류들, 전자기파들, 자계들 또는 자기 입자들, 광학계들 또는 광학 입자들, 또는 이들의 임의의 조합으로 나타내질 수 있다.

당업자는 또한, 여기에 개시된 실시형태들과 함께 기술된 다양한 예시적인 로직 블록들, 모듈들, 회로들, 및 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 양자의 조합으로 구현될 수도 있다는 것을 알 것이다. 이런 하드웨어와 소프트웨어의 상호교환성을 명확히 설명하기 위해, 다양한 예시적인 컴포넌트들, 블록들, 모듈들, 회로들, 및 단계들이 그들의 기능성의 관점에서 일반적으로 상술되었다. 이러한 기능성이 하드웨어로 구현되는지 소프트웨어로 구현되는지 여부는, 전반적인 시스템에 부가된 특정 애플리케이션 및 설계 제약들에 의존한다. 당업자는, 각각의 특정 애플리케이션에 대해 다양한 방식으로 설명된 기능성을 구현할 수 있지만, 이러한 구현 결정은, 본 발명의 범위로부터 벗어나는 것으로 해석되어서는 안된다.

여기에 개시된 실시형태들과 함께 설명된 다양한 예시적인 로직 블록들, 모 듈들, 및 회로들은, 여기에 설명된 기능들을 수행하도록 설계된 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서 (DSP), 주문형 집적 회로 (ASIC), 필드 프로그램가능한 게이트 어레이 (FPGA) 또는 다른 프로그램가능한 로직 디바이스, 개별 게이트 또는 트랜지스터 로직, 개별 하드웨어 컴포넌트들, 또는 이들의 임의의 조합으로 구현 또는 수행될 수 있다. 범용 프로세서는, 마이크로프로세서, 통상적인 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 상태 머신 등일 수 있다. 또한, 프로세서는, 컴퓨팅 디바이스들의 조합, 예를 들어, DSP 와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 관련한 하나 이상의 마이크로프로세서들, 또는 임의의 다른 이러한 구성으로 구현될 수 있다.

여기에 기술된 실시형태들과 함께 설명된 알고리즘 또는 방법의 단계들은, 하드웨어에 직접, 프로세서에 의해 실행된 소프트웨어 모듈에, 또는 이 둘의 조합에 수록될 수 있다. 소프트웨어 모듈은, RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터, 하드 디스크, 착탈식 디스크, CD-ROM, 또는 당업계에 공지된 임의의 다른 형태의 저장 매체에 상주할 수 있다. 저장 매체는, 프로세서가 저장 매체로부터 정보를 판독하고 그 저장 매체에 정보를 기입할 수 있도록 프로세서에 결합된다. 대안으로, 저장 매체는, 프로세서와 일체형일 수도 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC 에 상주할 수 있다. ASIC 은, 사용자 단말기에 상주할 수 있다. 대안으로, 프로세서와 저장 매체는, 사용자 단말기에 개별 컴포넌트들로서 상주할 수 있다.

모듈들은, 제한하려는 것은 아니지만, 소프트웨어 객체 지향된 소프트웨어 컴포넌트들, 클래스 컴포넌트들 및 태스크 컴포넌트들과 같은 소프트웨어 또는 하드웨어 컴포넌트들, 프로세스들, 방법들, 함수들, 속성들, 절차들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스들, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 또는 변수들 중 임의의 것을 포함할 수 있다.

개시된 실시형태들에 대한 이전의 설명은, 임의의 당업자로 하여금 본 발명을 실시 또는 이용할 수 있게 하기 위해 제공된다. 이들 실시형태들에 대한 다양한 변형들은, 당업자에게 쉽게 명백할 것이며, 여기에 정의된 일반적인 원리들은, 본 발명의 사상 또는 범위로부터 벗어남 없이 다른 실시형태들에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은, 여기에 도시된 실시형태들로 제한되도록 의도되지 않고, 여기에 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위에 따르게 될 것이다.

Claims

수신 안테나들에 동작가능하게 접속되는 공간-시간 등화기를 포함하며,

상기 공간-시간 등화기는, 확산 계수의 함수이고 확산 코드 재사용을 고려함으로써 획득되는 계수들을 포함하는 가중화 벡터를 적용하는, CDMA 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 공간-시간 등화기는, 복수의 송신 안테나들에 대응하는 복수의 그룹의 등화된 메트릭 시퀀스들을 생성하는, CDMA 수신기.
제 2 항에 있어서,

상기 복수의 송신 안테나들로부터 적어도 하나의 확산 코드를 재사용하는 신호들을 수신하는 복수의 수신 안테나들; 및

상기 공간-시간 등화기에 동작가능하게 접속되는 복수의 역확산기들을 더 포함하며,

상기 역확산기들은, 각각의 그룹의 상기 등화된 메트릭 시퀀스를 복수의 변조 심볼 시퀀스들로 분리하는, CDMA 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 가중화 벡터는 확산 계수 의존형 MMSE (최소 평균 제곱 에러) 가중화 벡터를 포함하는, CDMA 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 CDMA 수신기는 MIMO 단일-코드 CDMA 수신기를 포함하는, CDMA 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 CDMA 수신기는 MIMO 멀티-코드 CDMA 수신기를 포함하는, CDMA 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 공간-시간 등화기는 MMSE (최소 평균 제곱 에러) 등화기를 포함하는, CDMA 수신기.
계수들을 가진 가중화 벡터를 갖는 공간-시간 등화기; 및

역확산기를 포함하며,

상기 계수들은, 적어도 부분적으로 확산 계수의 함수이고 확산 코드 재사용을 고려함으로써 획득되는, CDMA 수신기.
삭제
제 8 항에 있어서,

상기 CDMA 수신기는 MIMO 단일-코드 CDMA 수신기를 포함하는, CDMA 수신기.
제 8 항에 있어서,

상기 CDMA 수신기는 MIMO 멀티-코드 CDMA 수신기를 포함하는, CDMA 수신기.
제 8 항에 있어서,

상기 공간-시간 등화기는 MMSE (최소 평균 제곱 에러) 등화기를 포함하는, CDMA 수신기.
복수의 수신 안테나들을 통해 복수의 신호들을 수신하는 단계, 및

복수의 비트 스트림들을 발생시키기 위해 계수들을 가진 가중화 벡터로 상기 신호를 프로세싱하는 단계를 포함하고,

각각의 수신 안테나로부터의 상기 수신된 신호는 송신 유닛으로부터 송신된 하나 이상의 신호들의 조합을 포함하고,

상기 계수들은, 적어도 부분적으로 확산 계수의 함수이고 확산 코드 재사용을 고려함으로써 획득되는, 방법.
삭제
제 13 항에 있어서,

상기 신호를 프로세싱하는 단계는, 공간-시간 등화기로 복수의 칩 시퀀스들을 발생시키는 단계를 포함하는, 방법.
제 13 항에 있어서,

상기 가중화 벡터는 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 가중화 벡터인, 방법.
제 13 항에 있어서,

상기 복수의 신호들을 수신하는 단계는, 상기 복수의 수신 안테나들을 통해 상기 복수의 신호들을 수신하는 단계를 포함하고,

각각의 수신 안테나로부터의 상기 수신된 신호는, 복수의 송신 안테나들로부터 송신된 하나 이상의 신호들의 조합을 포함하는, 방법.
제 17 항에 있어서,

상기 신호를 프로세싱하는 단계는, 상기 복수의 송신 안테나들에 대응하는 복수의 그룹의 등화된 메트릭 시퀀스들을 발생시키기 위해 계수들을 가진 상기 가중화 벡터로 상기 신호를 프로세싱하는 단계를 포함하는, 방법.
제 18 항에 있어서,

각각의 그룹의 상기 등화된 메트릭 시퀀스들을 복수의 변조 심볼 시퀀스들로 분리하는 단계를 더 포함하는, 방법.
제 13 항에 기재된 방법에 따라 정보를 수신하는 수신기를 포함하는, 디바이스.
복수의 수신 안테나들에 동작가능하게 접속되며, 확산 계수의 함수이고 확산 코드 재사용을 고려함으로써 획득되는 계수들을 포함하는 가중화 벡터를 적용하는 등화 수단; 및

상기 등화 수단에 동작가능하게 접속되며, 등화된 메트릭 시퀀스들을 복수의 변조 심볼 시퀀스들로 분리하는 역확산 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
제 21 항에 있어서,

상기 등화 수단은, 복수의 송신 안테나들에 대응하는 복수의 그룹의 등화된 메트릭 시퀀스들을 생성하는, CDMA 수신기.
제 21 항에 있어서,

상기 등화 수단은, 상기 계수들을 포함하는 상기 가중화 벡터를 적용하도록 구성된 회로를 포함하는, CDMA 수신기.
제 21 항에 있어서,

상기 등화 수단은, 상기 계수들을 포함하는 상기 가중화 벡터를 적용하도록 구성된 프로세서를 포함하는, CDMA 수신기.
제 21 항에 있어서,

상기 역확산 수단은, 상기 등화된 메트릭 시퀀스들을 상기 복수의 변조 심볼 시퀀스들로 분리하도록 구성된 회로를 포함하는, CDMA 수신기.
제 21 항에 있어서,

상기 역확산 수단은, 상기 등화된 메트릭 시퀀스들을 상기 복수의 변조 심볼 시퀀스들로 분리하도록 구성된 프로세서를 포함하는, CDMA 수신기.
제 21 항에 있어서,

복수의 송신 안테나들로부터 적어도 하나의 확산 코드를 재사용하는 신호들을 수신하기 위한 수단을 더 포함하는, CDMA 수신기.
제 22 항에 있어서,

상기 등화 수단은, 상기 복수의 송신 안테나들에 대응하는 복수의 그룹의 필터들을 포함하는, CDMA 수신기.
제 28 항에 있어서,

각각의 그룹의 필터들은, 상기 복수의 수신 안테나들에 대응하고 상기 수신 안테나들에 동작가능하게 접속된 복수의 필터들을 포함하며, 각각의 필터는 필터링된 출력을 생성하는, CDMA 수신기.
제 29 항에 있어서,

상기 필터들은, 2 차원의 필터들을 포함하는, CDMA 수신기.
제 29 항에 있어서,

각각의 그룹의 필터들은 가산 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
제 31 항에 있어서,

상기 가산 수단은, 상기 등화된 메트릭 시퀀스를 발생시키기 위해 상기 그룹의 필터들에서의 상기 필터링된 출력들을 더하는, CDMA 수신기.