KR20140085447A - 다중코드 단일-입력 단일-출력 및 다중-입력 다중-출력 병렬 채널을 위한 서명 수열 선택, 시스템 값 비트 탑재 및 에너지 할당 방법 및 장치 - Google Patents
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Abstract
본 발명은 복수의 K 병렬 단일-입력 단일-출력 또는 다중-입력 다중-출력 채널을 가지는 무선 데이터 전송 시스템을 통한 데이터의 전송 방법이, 다수의 서명 수열을 이용하여 확산함으로써 (k-m)채널의 제 1그룹에 심볼당 bp 비트속도로, 그리고 m채널의 제 2그룹에 심볼당 bp+1 비트속도로 데이터를 전송하는 방법에 관한 것이다.
Description
본 발명은 단일-입력 단일-출력(single-input single-output; SISO) 및 다중-입력 다중-출력(multiple-input multiple-output; MIMO) 다중코드와 다중채널 시스템을 거쳐 통신을 제공하는 방법과 기지국 장치에 관한 것이다. 이는 고속 다운 링크 패킷 액세스(High Speed Downlink Packet Access; HSPDA)용의 코드 분할 다중 접속(Code Division Multiple Access; CDMA) SISO 및 MIMO 시스템을 위한 서명 수열(signature sequence)할당, 비트 탑재(bit loading)및 에너지 할당에 적용 가능하나, 결코 이에 한정되지 않는다.
무선 시스템을 이루는 링크에 대한 용량 개선을 달성하기 위한 목적으로 CDMA 다중코드 전송 방식을 사용하는 작동 가능한 이동 무선시스템에 몇 가지 방법이 제안되었다. MIMO HSPDA 시스템[1]과 같은 최근의 무선 기술은, 다중-코드 확산 수열(spreading sequence)전송을 이용하는데, 실제 달성 가능한 전체 용량을 이론적 상한에 근사하게 실질적으로 향상시키도록 설계되어 왔다[2]. 특정된 채널 임펄스 응답에 대해서는, 다중-코드 전송시스템의 전체 용량 상한은, 확산 수열당의 전송 에너지 및 데이터 속도를 조정하는 잘 알려진 워터-필링법(water-filling method)을 이용하여 달성된다.
이상과 달리, 최적 서명 수열이, 채널당 비균일 데이터속도를 전송하기 위하여 균일 에너지 할당을 가지는 확산 수열로서 이용될 때에는, 최대 전체 용량에 도달할 수 있다. 그러나, 균일 에너지 탑재를 가지는 최대 총 용량을 달성하기 위해 비균일 이산 비트율을 제공하는 것은 실제적인 해결이 아닐 수 있다. HSPDA SISO 시스템에 대해 [22]에 개시한 2-그룹 접근법을 이용하여 균일 비트율이 각각의 채널에 탑재되도록 총 에너지가 비균일하게 할당될 때는 최대 전체 용량 근사치가 또한 달성될 수 있다. WO 2010/106330호는 HSPDA 다운링크 전송용의 비트 탑재 및 에너지 할당 방법과 장치를 제공한다. 비균일 에너지 탑재를 가진 총 용량을 최대화하려면 제한된 최적화를 요구할 수 있는데, 이는 통상 비트율과 에너지를 결정하기 위한 반복 프로세스를 필요로 한다. 본 발명은 전송률을 평가할 때 모바일 무선 시스템을 통한 HSPDA 다운링크 전송을 위해 반복되는 에너지 할당을 사용하지 않고, MIMO 및 SISO 시스템을 위한 서명 수열 선택, 비트 탑재 및 에너지 할당 방법과 장치를 제공함으로써 이러한 앞서의 기술을 개선한다.
모바일 무선 네트워크를 포함하며, 링크 상의 전송 용량을 향상시키기 위한 목적의 HSPDA 및 HSPDA MIMO 링크와 연관된 방법 및 장치를 개시하는 많은 특허문헌[3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,16,17,18,19,20,21]이 있다. HSPDA 다중코드 SISO 및 MIMO 시스템을 통해 작동할 때 비균일 에너지 할당을 이용하면서 반복 에너지 할당법을 이용하지 않고 전송 비트율을 할당하는 접근법이 어느 기존 특허 문헌의 일부로 고려되었는지 확인하기 위하여 특허 검토가 행해졌다.
US 2011/0019629[3]는 UE(유저 장치; User Equipment) 위치를 변수로 RNC(무선 네트워크 제어기; Radio Network Controller)에서 측정된 상기 UE의 이동성에 따라 RNC 및 UE간 구축된 HSPDA 연결을 위한 전송 기술(MIMO 또는 MIMO아닌 유형)을 위한 선택법을 개시한다.
US 2010/0296446[4]은 다중-입력 다중-출력 및 이중-셀 고속 다운링크 패킷 엑세스(Dual-Cell High Speed Downlink Packet Access; DC HSPDA)간의 동적 스위칭을 위한 구성의 통신 장치를 개시한다.
US 2010/0238886[5]은 DC HSPDA + MIMO에 대응하는 HARQ ACK/NACK 응답을 제공하기 위하여 단일 채널화 코드가 업링크 채널에서 활용될 수 있는 무선 통신을 위한 방법, 장치 및 컴퓨터 프로그램 산출물을 개시한다. 여기서, 채널화코드 세트는 4개의 코드워드 그룹을 포함하는데, 각각의 코드워드 그룹은, 노드(B)가 두개의 다운링크 캐리어 각각에 대하여 단일 전송 블록 또는 이중 전송 블록을 행하도록 된 시나리오에 대응한다.
US 2009/0161690[6]은 무선 시스템에서 WCDMA/HSDPA를 위한 이중 송신 및 다중 수신 안테나를 포함하는 단일 채널 MIMO시스템에서의 채널 추산(estimation)을 위한 방법 및 시스템을 제공한다.
US 2009/0135893[7]은 복수의 채널을 위하여 복수의 전송 안테나로부터 수신된 복수의 공간적으로 다중화된 통신 신호용의 모델을 생성하는 것을 포함하는 방법을 제공한다.
US 2006/0072514[8]는 M수신 안테나를 통하여 공간적으로 다중화된 신호를 수신하는 것을 포함할 수 있는 수신기에서의 신호 처리 방법과 시스템을 개시한다.
US 2006/0072607[9]는 무선 시스템에서 WCDMA/HSDPA를 위한 이중 송신 및 다중 수신 안테나를 포함하는 단일 채널 MIMO시스템에서의 채널 추산을 위한 방법 및 시스템을 제공한다.
US 2006/0072629[10]는 WCDMA 및/또는 HSDPA 시스템에서 수신된 복수의 신호중 적어도 하나를 제어하도록 활용되는 적어도 하나의 제어 신호를 생성하는 것을 포함할 수 있는 삽입 손실이 없는 단일 웨이트(weight) 단일 채널 MIMO 시스템을 구현하는 측면을 제공한다.
US 2010/0254315[11]는 단말이 전송 블럭 크기, 변조 모드 및 코드 채널 자원(resource)을 결정하는 노드 B 수신 능력 정보를 보고할 때 HSDPA에서 변조 모드를 나타내는 방법을 개시한다.
US 2010/0234058[12]는 다운링크 채널상의 채널 퀄리티를 예상하는 무선 통신 네트워크의 방법 및 구성을 개시한다. 무선 기지국(RBS)은 다운링크 채널상의 데이터를 하나 또는 그 이상의 유저 장치(UE)로 전송하는데, 각각의 유저 장치는 채널 퀄리티 지시자를 업링크 채널상의 RBS로 전송한다. RBS는 수신된 채널 퀄리티 지시자로부터 필요한 다운링크 전송 전력을 도출하여 채널 퀄리티 지시자를 토대로 다음 다운링크 전송에 대한 채널 퀄리티를 예상한다.
US 2010/0208635[13]은 이동기기를 가진 통신 장치를 개시한다. 장치는 전송기를 포함한다. 전송기는 제1 변조방식, 제1 전송블럭크기 및 제1 리던던시 버젼을 이동기기로 전송한다. 제1 전송블럭크기는 제1 비트수로 표현되고, 제1 리던던시 버젼은 제2 비트수로 표현된다. 전송기는 제1 변조방식을 토대로 패킷을 HSPDA 시스템용의 이동기기로 전송한다.
US 2010/0322224[14]는 고속 다운링크 패킷 액세스(HSPDA) 네트워크에서 채널 용량 추산이 가능한 서버 및 단말과 이 서버 및 단말을 제어하는 방법을 제공한다. 더 특별히, HSDPA 네트워크의 두 단말 사이에서 데이터를 전송할때는 서버단(end)은 같은 크기의 한 쌍의 패킷을 전송하고, 클라이언트단은 한 쌍의 패킷간의 시간차를 측정할 수 있으며, 이에 의해 필터링을 진행한다. 이를 통해 채널 용량을 추산하는 것이 가능하다.
US 2010/0311433[15]은 무선 네트워크 제어기(RNC)와, 유저 단말(UE)과 무선 통신을 가능하게 하는 노드-B(NB)를 포함하는 정보통신 시스템을 개시한다. RNC는 유저 단말(UE)에서 NB로 업링크 데이터 트래픽을 소정의 최대 데이터율로 가능하게 하는 향상된 지정 전달 채널(Enhanced Dedicated Transport Channel; E-DCH)을 구축한다. 더욱 RNC는 NB에서 유저 단말로 다운링크 데이터 트래픽을 소정의 최대 데이터율로 가능하게 하는 고속 DL 공유 채널(High Speed DL Shared Channel; HS-DSCH)을 구축한다.
US 2010/0298018(16)은 소정의 복수의 전송 자원중에서 적어도 하나의 유용한 전송 자원 세트를 제2 스테이션에 알리는 방법을 개시하는데, 각각의 세트는 HSPDA 시스템을 위한 복수의 파라미터로 표현되고 있다.
US 2018/0299985[17]는 다중-캐리어 HSPDA를 위한 다운링크 트래픽 채널 자원을 할당하는 방법을 개시하는데, 이 방법은: 첫째로 최적 채널 조건을 가진 캐리어를 선택하는 것; 캐리어가 다운링크 트래픽 채널의 자원 할당 요구에 맞는가를 결정하고, 긍정되면 다운링크 트래픽 채널을 충족하는 자원을 캐리어로 할당하는 것; 그렇지 않으면, 캐리어의 가용 자원을 다운링크 트래픽 채널에 할당하고, 다운링크 트래픽 채널의 남아있는 자원 할당 요구에 따른 자원 할당을 위해 남아 있는 캐리어로부터 최적 채널 조건을 가진 캐리어를 선택하는 것을 포함한다.
US 2007/0091853[18]은 적어도 제1 채널로 전송을 위해 스케쥴된 제1 데이터(DATA2, DATA3)를 수신하는 제1 장치(CM_SCHDR), 각각의 폐루프 전력 조정 신호(TCP_CMD)에 응답하며 적어도 전송 전력 변화율을 장치당 소정의 값으로 제한하는 제1 채널을 위한 전력 제어 장치(PWR_CTRL), HSDPA데이터와 같은 제2 데이터 패킷(DATA1)을 스케쥴하는 패킷 데이터 스케쥴러(HS_SCHDR)를 포함하는 전송 장치를 개시한다.
US 2007/0072612[19]는 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)시스템을 토대로, 고속 패킷 통신 기능을 가지는 무선(라디오) 통신 시스템을 개시하는데, 이 통신 시스템은 기지국 제어 장치를 포함하고, 기지국 제어 장치는 핸드오버(handover)소스 기지국으로부터 수신하는 장치를 포함한다.
US 2006/0252446[20]은 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA)서비스를 위한 전력 한계를 설정하는 방법과 장치를 개시한다. 복수의 셀을 포함하는 무선 통신 시스템에서, 각각의 셀은 적어도 지정 채널(Dedicated Channel; DCH)과 HSDPA채널을 통하여 전송을 지원하고, 최대 다운링크 전송 전력 제한을 받게 된다.
US 2006/0246939[21]는 무선 통신 네트워크와, 통신 장치가 상호 통신할 때 전송 전력을 택하는 방법에 관한 것이다. 더욱 구체적으로, 이 발명은 UMTS 표준을 토대로 하는 무선 통신 네트워크에서 제1 통신장치의 전송 전력을 제어하는 방법에 관한 것으로, 제1 통신장치는 제2 통신장치에 대하여 HSDPA 접속을 구축함으로써 제1 전송시간 주기(tti1)의 HSDPA 전송 전력과 후속하는 제2 전송시간 주기(tti2)의 HSDPA 전송 전력의 절대값 차이가 소정치(v)보다 작도록 선택된다.
[1] 3GPP TS 25.214: Physical Layer Procedure (FDD), V10.1.0 ed., 3GPP, Dec. 2010.
[2] C. Mehlfuhrer, S. Caban, and M. Rupp, " Measurement-based performance evaluation of MIMO HSDPA," IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 59, no. 9, pp. 4354--4367, 2010
[23] Bessem Sayadi, Stefan Atanman and Inbar Fijalkow, "Joint Downlink Power Control and Multicode Receivers for Downlink Transmission in High Speed UMTS", EUROSIP Journal on Wireless Networking, Vol. 2006, pp 1-10 May 2006.
[24] G. Forney Jr and G. Ungerboeck, " Modulation and coding for linear Gaussian channels," IEEE Transactions on Information Theory, vol. 44, no. 6, pp. 2384--2415, 1998.
[25] Mustafa K. Gurcan, Hadhrami Ab Ghani, Jihai Zhou and Anusorn Chungtragarn, "Bit Energy Consumption Minimization for Multi-path Routing in Ad-hoc Networks", The Computer Journal, 2011, Vol:6, Pages:944-959.
[26] Ghani HA, Gurcan MK, He Z, Cross-layer Optimization with Two-group Loading for Ad-hoc Networks, 26th International Symposium on Computer and Information Sciences, 2011.
[27] Gurcan M, Ma I, Ghani HA, et al, Complexity Reduction for Multi-hop Network End-to-End Delay Minimization, 26th International Symposium on Computer and Information Sciences, 2011.
[28] J. Zhou, M.K. Gurcan, and A. Chungtragarn, "Energy-aware Routing with Two-group Allocation in Ad Hoc Networks", proceedings of International Conference ISCIS 2010, September 2010.
[29] Z. He, M. K. Gurcan, Hadhrami Ab Ghani, "Time-Efficient Resource Allocation Algorithm over HSDPA in Femtocell Networks", proceedings of international conference PIMRC 2010, Femtocell workshop September 2010.
[30] M.K. Gurcan and Hadhrami Ab. Ghani, "Small-sized Packet Error Rate Reduction Using Coded Parity Packet Approach", proceedings of IEEE international Conference PIMRC 2010 September 2010.
[31] Hadhrami Ab. Ghani, M. K. Gurcan, Zhenfeng He, "Two-Group Resource Allocation With Channel Ordering And Interference Cancellation", proceedings of IEEE international conference WCNC 2010 April 2010.
[32] Z. He and M.K. Gurcan "Optimized Resource Allocation of HSDPA Using Two Group Allocation in Frequency Selective Channel", proceedings of IEEE International conference on Wireless communication and Signal Processing conference WSCSP 2009.
[33] Jihai Zhou and M.K. Gurcan, "An Improved Multicode CDMA Transmission Method for Ad Hoc Networks", proceedings of IEEE international conference WCNC 2009.
[34] Z. He and M.K. Gurcan, "The Rate Adaptive Throughput Maximization in PAM-Modulated Overloaded System", proceedings of IEEE international conference WCNC 2009.
[35] Hadhrami Ab. Ghani and M.K. Gurcan, "Rate Multiplication and Two-group Resource Allocation in Multi-code CDMA Networks", proceedings of IEEE international Conference PIMRC 2009.
[36] Z. He and M.K. Gurcan, "Optimizing Radio Resource Allocation in HSDPA Using 2 Group Allocation", proceedings of IEEE international conference IWCNC 2009, Germany 2009.
중요한 문제
현 발명이 해결하고자 하는 주요 문제는 WO 2010/106330[22]에 개시한 2-그룹[25, 26, 27, 28, 29, 30, 31, 32, 33, 34, 35, 36]자원 할당 방식을 개선하는 것으로, 이는 최적에 근사하는 시스템 처리량을 산출함을 보여주었다. 이 방법은 주어진 전체 제한 에너지(ET)에 대한 다음의 제한 최적화 솔루션을 실행할 때 심볼당두 근접 이산 비트율(bP 및 bP+1)비트를 달성하기 위하여 총 에너지를 두 그룹의 채널로 운반한다:
2-그룹 자원 할당 방식은 원래 두 근접 비트율(bP 및 bP+1)을, 두 채널 그룹내에서 전송되도록 두 그룹의 채널에 할당함으로써 총 제한 에너지(ET)를 이용하도록 정형화한 것인데, 여기서 m은 더 높은 비트율(bP+1)을 전송하는 채널수이다.
제한된 최적화를 위해서는, 병렬 코드 채널 K의 최대값, ((N+L-1)×N)-차 채널 컨볼루션 매트릭스 H, N의 확산 팩터를 가지는 정규직교(orthonormal)서명 수열 매트릭스 
, 실현가능한 이산 비트율 
세트 및 심볼당 전체 제한 에너지(ET)를 가지는 이산 시간 도메인 다중-코드 HSDPA시스템 모델이 고려될 수 있다. 원하는 총 비트율(RT)을 결정하기 위해서는, 다음의 반복 에너지 계산식[23]
을 이용하여 k = 1,...,K에 대한 에너지(Ek)가 채널k로 할당될 최고 가능한 비트율(bP)을 발견하도록 반복(iterativly) 계산될 필요가 있는데, 
는 
속도에서 데이타 전송시의 목표 SNIR이며, 
는 수신기 서명 수열 매트릭스이고, 
는 역 공분산(covariance) 매트릭스이다. 용어 "Γ"는 격차(gap)값이다[24]. 수학식 2의에너지 계산법은 반복 과정인데, 이는 위 최적화 문제에서 주어진 에너지 방정식이 비트율 
에 대한 목표 SNR, 
및 에너지의 함수인 역 공분산 매트릭스(
)에 의존하기 때문이다. 에너지를 계산하는데 필요한 최대 반복수가 IMAX라고 하면, 반복 에너지 계산은 특히 채널 K의 수와 이산 비트율수(P)가 증가할수록 컴퓨터 계산에서 낭비가 된다. 최대 가능한 비트율 조합은 Pk만큼 높은데; 이는 전송될 데이터율과 k = 1,...,K에 대한 각 채널(k)에 할당되어야 하는 에너지를 결정하는데 ImaxPK역변환의 최대 수를 필요로 할 수 있다.
2-그룹 자원 할당 방식을 이용한 속도 및 에너지를 결정하기 위한 에너지 계산 반복의 최대수는, P 이산 비트율이 있고 두번째 그룹에 대한 채널의 최대수(m)가 K-1이므로, (P+K-1)Imax로 감소한다. 더욱, 이들 반복 각각은 매트릭스 역변환 C-1을 필요로 하는데, 이는 여전히 계산적인 면에서 고비용이다. 그러므로, 본 발명은 2-그룹 접근법과 일체로 되는 시스템 값 접근법으로 언급되는 폐쇄형 속도 계산 방법을 이용하여, 반복 최대수를 (P+K-1)Imax에서 Imax로 줄이는 해결책을 제공한다.
본 발명은 3개의 측면이 있다:
본 발명의 제 1측면은 주어진 채널 임펄스 응답에 대해 총 전송 속도를 최대로 하도록 이용될 최적의 서명 수열 
을 발견하는 것을 다룬다.
본 발명의 제 2측면은 시스템 값 접근법을 이용함으로써 반복 에너지 계산법을 사용하지 않고, 두 채널 그룹에 대한 전송 비트율(bP 및 bP+1)과 m(더 높은 데이터율 bP+1을 전송하는 채널수)을 계산하는 것을 다룬다. 이는 반복수를 줄이며, 따라서 두 채널 그룹에 대하여 필요한 속도(bP 및 bP+1)를 전송하도록 에너지를 할당할 때 매트릭스 역변환의 수를 (P+K-1)Imax에서 Imax로 줄인다.
본 발명의 제3 측면은 각 채널에 대한 에너지를 반복 계산할 때 에너지 반복당 공분산 매트릭스의 역변환 필요를 제거하는 것을 다룬다. 각 확산 수열에 대한 공분산 매트릭스의 역변환은 주어진 에너지 할당에 대하여 계산된다. 주어진 확산 수열 채널에 대한 에너지는 현재 채널에 할당된 이전 에너지 및 이전 채널의 공분산 매트릭스의 역변환을 이용하여 반복 추산된다. 다음, 현 채널에 대한 공분산 매트릭스의 역변환이, 현 채널에 대한 에너지 할당 및 이전 채널의 공분산 매트릭스의 역변환을 이용하여 계산된다.
본 발명의 제 1측면
본 발명의 제 1측면에 따르면, 첨부한 청구범위 제1항에 정의한 것처럼, 무선 데이터 전송 시스템에 대하여 데이터를 전송하는 방법이 제공된다. 비록 청구범위 제 1항과 그 종속항들은 데이터 전송 방법을 특정하지만, 당업자가 이해할 수 있듯이 관련된 처리 단계들은 전송기 또는 수신기에서 실행될 수 있다.
주어진 전체 에너지(ET)에 대한 전체 속도(RT)의 최대화는, 서명 수열 
및 사용될 채널의 수에 달려 있다. 여기서의 목적은 주어진 채널 임펄스 응답 매트릭스 H에 대한 전체 속도를 최대로 할 서명 수열 매트릭스 
를 찾는 것이다. 제 1측면은, 단일-입력-단일-출력(SISO) 및 다중-입력-다중-출력(MIMO) 전송 시스템에 대한 최적의 서명 수열 계산에 있어 다음의 발명 단계에 관한 것이다. 이들 단계는
1. 최적의 서명 수열 확인을 위하여, 채널 매트릭스H가 고려된다. SISO 시스템에 대하여 채널 컨볼루션 매트릭스는 H라고 가정한다. 두 개의 송신 및 수신안테나를 가진 MIMO 시스템에 대하여 채널 컨볼루션 매트릭스는 
인데, 여기서 i=1,2 및 j=1,2에 대한 H i,j는 송신기 안테나 j 및 수신기 안테나 i 사이의 채널 컨볼루션 매트릭스이다. 수신기 정합 필터 매트릭스는 
로 주어진다. 직교·송신기 서명 수열은 그램(Gram) 매트릭스 
의 형태로 주어지는데, 
는 고유값(Eigen value)들의 대각행렬이고, 
는 고유벡터(eigen vector)행렬이다. 최적 확산 수열은 
에 의해 얻어진다. 전송 시스템의 채널 이득은 
(k=1,...,K)로 취해지며, 최적 서명 수열 및 채널 이득은 이용 채널 수를 구축하는데 사용된다.
2. 채널 최적수를 추산하기 위하여 HSDPA시스템의 당업자에게 잘 알려져 있는 워터 필링 알고리듬과 유사한 방법이 이용되는데, 여기서 서명 수열 매트릭스 S는 채널 이득 
이 내림차순으로 보이도록 정렬된다. 채널 k에 대한 정합 필터 채널-SNIR gk는 
(k=1,...,K)인데, 
은 두 측면의 노이즈 파워 스펙트럴 밀도 N0/2 에서 
인 시스템에 대한 채널당 노이즈이다. 여기서의 목적은, 이용될 서명 수열 중 최적의 숫자, K*를 결정하는 것이다. 처음에 K* = K로 K*가 설정된다. k=1,...,K*에 대하여 워터 필링 에너지 
가 계산된다. 만약 마지막 채널 K*에 대한 에너지 
가 음수이면, K*가 (K*-1)로 설정되고 모든 에너지가 양수일 때까지 에너지 계산 과정이 반복된다. 시스템 모델에 대한 기술을 산출하기 위하여 결과값 K* 서명 수열 
은, 대응하는 채널 이득 
이 오름차순으로 보이도록 재정렬된다.
3. 최적의 서명 수열은 다음과 같은 단계를 이용하여 전송 시스템에 대한 공분산 매트릭스 C 및 정규화된 수신기 역확산 필터 
를 결정하는데 이용된다. 결과값인 서명 수열 
은 처음에 연장된 정합 필터 수신기 서명 수열 매트릭스 
를 산출하기 위하여 이용되는데, SISO 시스템에 대해서는 
및 
이고, MIMO 시스템에 대해서는 
및 
이며, J는 
로 이루어지는 ((N+L-1) × (N+L-1))-차 매트릭스이고, 여기서 N은 확산 수열 길이이며, L은 채널 임펄스 응답 길이이다. 
와 
는 각각 이전 및 다음의 심볼 주기에 대한 채널 임펄스 응답에 대응한다. 단일 평균 전송 에너지를 가지는 
전송 시스템을 고려할 때에는, 전송된 신호 진폭은, 에너지 벡터가 
로 주어질 때 연장된 진폭 자승 매트릭스 
에 맞추어 조정되는 것으로 가정한다. 할당된 에너지에 대하여 수신기 공분산 매트릭스는, 
이 수신기 안테나의 수일 때 
을 이용하여 얻어진다. MMSE(minimum-mean-square-error; 최소 평균 자승 오차)최적화를 이용할 때는 정규화 수신기 필터 계수는 
로 주어진다.
본 발명의 제2 측면
1. 다중경로 채널 매트릭스 H를 고려시 직교 서명 수열 세트를 이용하거나 MAI를 제거하기 위하여 다중-코드 시스템에 대한 최적의 서명 수열 세트를 설계한다. 다음, 본 발명의 제1 측면의 제 2단계에 나와 있듯이 용량 합계, 따라서 전체 비트율을 최대로 하기 위하여 존재하는 어느 약한 채널도 제거한다.
2. 이전 확인된 최적 서명 수열과 균일 에너지 탑재로 전체 용량 상한값을 산출한다. 상한은 시스템 값으로 도입되는 파라미터의 관점에서 표현되는데, 이는 총 에너지가 모든 채널에 걸쳐 균일하게 분포할 때 그 최대값에 도달한다.
3. 에너지 계산 반복을 전혀 필요로 하지 않는 폐쇄형 비트율 계산법을, K 병렬 코드 채널에 대하여 할당될 두 개의 근접 비트율만 고려하는 2-그룹 자원 할당 방식에 통합한다.
수신기에서 MMSE 이퀄라이저를 설계할 때 시스템 값으로 언급되는 파라미터는
으로 주어진다.
K* 채택된 코드 채널에 대한 최대 전체 시스템 값은
로 주어진다.
데이터 속도(bp 및 bp+1)를 전송하기 원하는 경우 목표 시스템 값 
을 고려한다. 전체 시스템 값 
을 사용함으로써, 2-그룹 자원 할당 방식에 대한 전체 비트율 
은, 반복수를 (P+K-1)Imax에서 Imax로 줄이도록 시스템 값 접근법과 다음의 발명 단계들을 이용하여 결정된다.
1. 수신기 서명 수열 매트릭스 
를 계산하고, k=1,...,K에 대하여 대각 성분 
을 내림차순으로 소트한다. 정형화된 워터-필링 이론을 실행하여 최적의 수 K*를 찾는다. 다음, 채널 이득 
이 오름차순으로 보이도록 서명 수열을 재정렬한다. 
의 연장된 수신기 서명 수열을 계산한다(ISI 케이스).
2. 공분산 매트릭스 
및 
에 대한 시스템 값
전체 시스템 값 
및 평균 시스템 값 
을 계산한다.
3. 다음의 부등식을 만족하는 bp를 찾는다.
4. 다음의 부등식을 만족하는 최대 정수값 m을 찾는다.
이상 기술한 단계별 과정으로부터, 2-그룹 자원 할당 방식에 대한 전체 비트율 
은 어떤 에너지 계산 반복을 사용하지 않고 결정됨이 명백하다. 
에너지 계산 반복을 필요로 하지 않으므로, 매트릭스 역변환의 수와 시스템 값 접근법을 토대로 한 이와 같은 간단한 속도 계산법에 의한 매트릭스 역변환의 수는 오직 하나이다. 각 채널에 대한 속도가 발견되면, 각 채널에 대한 에너지가 계산될 필요가 있다. 이것은 다음과 같이 반복 에너지 방정식의 이용을 필요로 하는 
의 반복적인 에너지 계산 전체를 필요로 한다.
5. 
에 대하여 
를 할당하고, i = 1로 놓고, 연장된 진폭 매트릭스 
를 만들고, 공분산 매트릭스 
를 만든다.
6. 처음의 
채널에 대한 목표 시스템 값이 
가 되고 남은 m 채널의 목표값이 
이 되도록 설정한다.
7. 다음 식
단, 
및
단,
및 
각각에 대하여 에너지 방정식을 반복하여 푼다. 다음, 반복하여 에너지 벡터 
를 만들고, i = i+1로 놓고, 연장된 진폭 자승 매트릭스를 
로 만든다. 
또는 최대 반복수 
에 도달할 때까지 단계 7에 주어진 것을 반복한다.
수학식 7과 수학식 8에 주어진 이들 에너지 계산 반복 각각은 매트릭스 역변환 
을 필요로 하고, 최대로 Imax의 매트릭스 역변환을 필요로 하는데 이는 컴퓨터 계산면에서 과다하다. 그러므로, 첨부한 청구범위 제 3항에 정의한 것처럼, 본 발명의 제 3측면은 반복 에너지 계산으로 인한 계산 복잡함을 줄이기 위하여 다음 단계를 이용한다.
본 발명의 제 3측면
본 발명의 제 2측면은 폐쇄형 속도 계산 방법을 이용하여 반복 최대수를 (P+K-1)Imax에서 Imax로 줄이는 것임을 이미 언급하였는데, 이는 시스템 값 접근법을 통해 어느 에너지 계산도 이용하지 않고 전체 비트율을 찾는 것이다. 시스템 값 접근법을 토대로 한 이 간단한 속도 계산법이 필요로 하는 매트릭스 역변환의 수는 오직 하나이다. 각각의 채널에 대한 속도를 찾으면, 각 체널에 대한 에너지가 계산될 필요 있다. 이는 시스템 값 접근법을 이용하여 전체 Imax의 반복 에너지 계산을 필요로 한다. 본 발명의 제 3측면은 두 단계에 관련한다.
이들 단계의 상세는 다음과 같다:
1. 본 발명의 제 2측면의 일부로, 시스템 값 접근법으로 불리는 방법을 이용하여 계산된 채널수 m과 낮은 비트율 bp 및 bp+1을 이용하여 간단한 에너지 계산 방법이 전개된다. 채널 k에 대한 에너지 계산 Ek를 할 때 에너지 계산 과정 동안 한 채널에서 다른 채널로 변하는 주요 파라미터는 역변환 공분산 매트릭스 
이다. 처음 이용되는 매트릭스 역변환은 
인데, 그 산출을 위한 컴퓨터 계산면에서는 저비용이다. 에너지 계산은 역변환 매트릭스 
이 이용 가능한 경우 채널 k = 1에서 시작한다.
2. k = 1,2,...,K 에 대한 에너지 Ek 계산을 위해 거리 벡터 
, 
,
는 
, 
및 
로 정의되는데, 여기서 
이고 
이다. 또, 가중치 팩터(weighting factor)ξ, ξ1, ξ2, ξ3, ξ4는 
, 
, 
, 
및 
를 이용하여 계산된다. 채널 k로 전달될 데이터 속도가 심볼당 bp임이 확인되면, 
의 목표 SNR에 대하여, 에너지 Ek ,i는 거리 벡터와 가중치 팩터 및 채널 k 자체에서의 에너지Ek ,(i-1)를 이용하여 다음과 같이 반복 계산된다.
그러므로, 에너지 Ek를 결정하기 위해 필요한 반복 최대수 Imax는 비교적 낮으며, 에너지의 반복마다 공분산 매트릭스가 역변환되는 것을 필요로하지 않는다.
3. 계산된 에너지 Ek를 가지는 역변환 공분산 매트릭스 
는, 매트릭스 가중치 팩터ξ, ξ1 및ξ2를 
, 
및 
로 더 정의함으로써 계산될 필요가 있다. 공분산 매트릭스의 역변환 
은 다음과 같이 계산된다.
반복 에너지 계산 및 공분산 매트릭스 계산의 역변환 실행은 수신기에서 연속 간섭 소거(successive interference cancellation; SIC)가 사용되는 것을 필요로 한다. 간단히 말해, 이 SIC-기반 에너지 계산 알고리듬은 다음과 같이 설계된다:
4. 초기 역변환 공분산 매트릭스 
를 계산하고, 채널수를 k = 1로 시작한다.
5. 거리 벡터 
, 
, 
및 가중치 팩터 ξ, ξ1, ξ2, ξ3, ξ4를 결정한다.
6. 
에 대하여 목표 신호-노이즈 비(SNR)를 
로 결정하고, 에너지를 
로 설정한다.
7. i = 1 에서 Imax까지 반복하여 에너지 Ek ,i를 결정한다.
8. 매트릭스 가중치 팩터 ξ, ξ1 및 ξ2를 결정한다.
9. 수학식 10을 이용하여 역변환 공분산 매트릭스 
를 결정한다.
10. 만약 
이면, k = k+1로 갱신하고, 단계 2로 간다. 그렇지 않으면 계산을 종료한다.
본 발명은 자원 할당 방식을 개선한 신규하고 진보된 다중코드 단일 입력-단일 출력 및 다중 입력-다중 출력 병렬 채널을 위한 서명 수열 선택, 시스템 값 비트 탑재 및 에너지 할당 방법 및 장치를 제공한다는 효과를 발휘한다.
본 발명의 효과는 이하 기술하는 실시예에 의해 더욱 구체화되나. 이는 예시적인 것이며 본 발명의 효과를 제한하거나 국한하는 것은 아니다.
본 발명의 실시예가 오직 예시를 위하여 도면을 참조로 설명된다:
도 1은 선행기술(참조 문헌 1 및 2)에 알려진 HSDPA MIMO 다운링크 패킷 액세스 방식의 송신기를 도시한다.
도 2는 선행기술(참조 문헌 1 및 2)에 알려진 HSDPA MIMO 다운링크 패킷 액세스 방식의 수신기를 도시한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 시스템의 송신기를 도시한다; 그리고
도 4는 도 3의 송신기와 작동 가능한, 본 발명의 실시예에 따른 시스템의 수신기를 도시한다.
도면에서, 동일한 요소는 동일한 참조 번호로 나타낸다.
도 1은 선행기술(참조 문헌 1 및 2)에 알려진 HSDPA MIMO 다운링크 패킷 액세스 방식의 송신기를 도시한다.
도 2는 선행기술(참조 문헌 1 및 2)에 알려진 HSDPA MIMO 다운링크 패킷 액세스 방식의 수신기를 도시한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 시스템의 송신기를 도시한다; 그리고
도 4는 도 3의 송신기와 작동 가능한, 본 발명의 실시예에 따른 시스템의 수신기를 도시한다.
도면에서, 동일한 요소는 동일한 참조 번호로 나타낸다.
본 실시예는 본 발명을 실시하는데 출원인이 아는 최선의 방법을 표현한다. 그러나, 이를 달성하는 유일한 방법들은 아니다.
처음에 선행기술에 알려진 HSDPA MIMO 다운링크 패킷 액세스 방식에 대하여 설명한다. 그 후, 최적의 전송 서명 수열 계산법을 보이기 위한 예가 설명되며, 이어서 반복 에너지 계산을 가진 전송 비트율을 추산하도록 이용되는 시스템 값 접근법이 나온다.
본 발명에서 설명된 방법들은 송신기에 모인 데이터량이 병렬 채널에 대하여 블록 내에 탑재될 수 있는 데이터량보다 많을 때 자동 개시 또는 이용될 수 있다.
선행기술 시스템에 대한 HSDPA MIMO 송신기 및 수신기의 주요 구성이 도 1 및 도 2에 도시된다. 참조 문헌[1, 2]에 설명된 방식의 송신기(도 1)에서, 소스로부터의 2진 데이터가 다중화기(multiplexer; 101)에 보이고 있다. 데이터 블록은 K 서브-블록들로 분할된다. 제 1블록은 링크(151,1)를 통하여 채널 인코더(102)로 전달된다. 제 2 서브-블록은 (151,2)에서 (102)와 동일할 수 있는 제 2채널 인코더로 전달된다. 마찬가지로, 남은 서브-블록들은 대응 채널 인코더로 공급된다. 작동의 관점에서, 서브-채널은 동일한 방법으로 기능하며, 따라서, 여기서는 서브-채널(1)을 주로 고려하기로 한다. 채널 인코더(102)로부터의 데이터는 직렬-병렬 컨버터(103)로 공급된다. 직렬 병렬 컨버터에서, b 이진 데이터 블록은 (152)를 거쳐 (153)으로 공급되어 
신호 생성기(104)로 전달된다. 여기서 이용하는 
는 당업계에 잘 알려져 있듯이, 변조에서 이용되는 M-레벨 신호를 의미하며, M은 당업자가 이해하고 있는 바 변조 차원(oder)이다. 
신호 생성기(104)는 그 출력(154a)에서 2b의 여러 값 중 하나를 취할 수 있는 신호를 생성한다. 이들 신호는 전압값일 수 있다. 다음, (154,1) 및 (154,2)에 나오는 신호는 확산 스펙트럼 및 CDMA시스템 분야의 당업자에게 잘 알려진 방법으로 작동하는 두 심볼 확산장치(105, 106)로 전달된다. 다음, 링크(155, 156)의 신호는 전송 전력 제어장치(107, 108)에 의해 전력 증폭된다. 다음 링크(157)에 나오는 K 신호는 가산기(109,1)에 더해지고, (158)에서 나오는 K 신호는 가산기(109,2)에 더해진다. 그리고 (159,1 및 159,2)의 신호는 각각 승산기(110,1 및 110,2)로 전달된다. 최종적으로, 링크(160,1 및 160,2)에서의 신호는 통신채널(161,1 및 161,2)로 전송되기에 앞서 전송장치(112,1 및 112,2)로 전달된다. 통과 대역 변조 및 복조 작업이 관련될 수 있음을 알 수 있으며, 도 1 및 도 2의 블록 다이아그램은 이러한 시스템에 대한 균등한 기저 대역 방식을 나타내며, 디지털 전송 시스템 분야의 당업자에게 잘 알려진 방식으로 작동한다. 송신기에서의 송신 제어장치(111)는 링크(162,1 및 162,2)를 수신기의 수신기 제어장치(207)와 통신하는 제어 채널로서 활용한다. 채널 이득 
정보, 수신기의 노이즈 레벨 
및 다중경로 채널 임펄스 응답은 송신기에서 수신한 정보를 이용하여 수신기 제어장치(207)에 의해 수신기에서 획득된다. 수신기 제어장치(207)는 링크(162,2)를 이용하여 이 정보 중의 일부를 송신기에 있는 송신기 제어장치(111)로 피드백한다. 이 정보는 송신기 제어장치(111)가 채널 인코더(102), 
신호 생성기(104) 및 전력 제어장치(107,108)와 또한 승산기(110,1 및 110,2)를 제어하는데 이용된다. 제어장치(111)는 링크(163)를 통하여 채널 인코더(102)로 채널 인코더 속도를 전송한다. 제어장치(111)는 링크(164)를 통하여 변조 레벨 정보 b를 
신호 생성기(104)로 전송한다. 제어장치(111)는 링크(165)를 통하여 전송 에너지 레벨 정보를 전력 제어장치(107,108)로 보낸다. 송신기 제어장치(111)는 링크(166)를 통하여 승산 정보를 승산기(110,1 및 110,2)로 보낸다.
HSDPA MIMO 송신기의 기본 작동을 이하 설명한다. HSDPA MIMO 시스템은 적응 변조 및 코딩(AMC), 하이브리드형 자동 재생 요구(HARQ)로 알려진 기지국으로부터의 빠른 재전송과 기지국에서의 빠른 패킷 전송을 사용한다. 다양한 변조와 코딩 속도를 조합할 때 p = 1,...,P에 대하여 달성가능한 bp의 상이한 데이터 속도가 존재한다. 변조 방식과 코딩 속도는 퀄리티와 셀의 용도에 따라 유저 기반으로 변한다. 링크(104)에서 변조된 심볼은 심볼 주기로 알려진 T초 간격으로 심볼 확산장치(105, 106)로 공급된다. 확산장치(105,106)는 전송 채널 k 또는 이와 달리 채널화 코드라고 알려진 채널마다 동일한 확산 수열을 이용하며, 링크(155,156)에서 확산 신호를 생성한다. 확산 신호 수열은 처리 이득 또는 확산 팩터로 알려진 길이 N을 가진다. HSDPA 시스템의 경우, 처리 이득 N = 16이며 주파스 분할 듀플렉스 시스템은 칩 주기가 Tc = 0.26μs이므로 칩 속도는 3.84Mbps를 가진다. CDMA시스템은 T = N×Tc와 동일한 전송 심볼 주기를 가진다. HSDPA시스템에 대한 심볼 주기 T = 4.11667μs이다. 가산기(109) 출력에서의 확산 신호는 송신기(112,1 및 112,2)로 전송되기 이전, 송신기 제어장치(311)가 생성한 두 개의 상이한 가중치 계수를 사용하여, 가중치 장치(110,1 및 110,2)에서 가중치가 매겨진다. 여기서, HSDPA MIMO시스템의 설명은 두 개의 송신기 및 수신기 안테나에 대해 제공된다. 그러나 실제로 송신기 및 수신기 안테나 수는 정수 1이거나 그 보다 클 수 있다. 두 개의 송신 안테나가 있으면 코드의 수 K는 처리 이득 N의 두 배까지 될 수 있다. 각각의 확산 수열에 대하여 전송되는 심볼당의 비트의 수, bp는 전달 포맷 조합(Transport Format Combination)수가 확인하는 값에 따라 결정된다. 현재 기준으로는, 모든 코드가 같은 유저에게 주어진다면, 동일한 비트율이 각각의 병렬 채널에 할당된다. 따라서, HSDPA MIMO 시스템에서 달성할 수 있는 최대 총 속도는 초당 
비트와 같다. 전송이 주어지면, 병렬 채널의 수 K 및 전송 심볼 주기는 고정이므로, 최대 데이터 속도는 심볼당의 비트 bp의 수로 결정된다. 송신기 제어장치(111) 및 수신기 제어장치(207)는 심볼당의 비트율 bp을 결정하기 위하여 상호 협력한다.
채널(161,1 및 161,2)을 통한 송신기로부터의 신호는 두 수신 안테나를 경유하여 수신기에서 수신된다. 각각의 송신기, 수신기 안테나 쌍은 당업자에게 잘 알려진 것과 같이 전송 채널과 관련된 채널 임펄스 응답을 가진다. 두개의 송신 및 수신 안테나에 대해서는, 시스템 구성에 사용되는 최대 네 개의 상이한 채널 임펄스 응답이 존재한다. 수신기에서(도 2) 링크(161,1 및 161,2)를 거쳐 두 송신 안테나(112)로부터 수신된 신호는 두 개의 칩 정합 필터 수신기(201,1 및 201,2)로 전달된다. 칩 정합 필터 신호는 각각 링크(251,252)를 통하여 칩 정합 필터(201,1 및 201,2)로부터 역확산 장치(202,203)로 공급된다. 역확산 장치(202, 203)는 확산 스펙트럼 시스템의 당업자에게 잘 알려진 방식으로 작동한다. 역확산 장치(202, 203)의 출력에서의 신호는 링크(253,254)를 경유하여 가산기(204)로 전달된다. 수신기 제어장치(207)는 링크(255)에서 신호 대 노이즈비(
)를 모니터링하는데, 여기서 역확산 장치(202,203)의 출력(253,254)이 가산기(204)에 의하여 결합된다. 결합된 역확산 장치(202,203)는 독립한 서브-채널상의 신호를 고립하는 효과를 가지며, 다중경로 무간섭 전송을 고려할 때 
소프트 디코더(205)에서는 (104)에서의 노이즈 오염된 버젼에 상응하는 정보가 얻어진다. 참조문헌[1,2]에 기술한 방식에서는, HSDPA MIMO 시스템을 이루는 용량은, 송신기에서의 송신기 제어장치(111)와 수신기에서의 수신기 제어장치(207)를 같이 이용하여 데이터 속도 bp 및 k = 1,...,K에 대한 전송 네너지 
를 조정하여 k = 1,...,K의 병렬 채널에 대하여 상이한 신호 대 노이즈비(
)를 전달하도록 함으로써, 위 용량을 개선하고 있다. 당업자가 이해하듯이, 역확산 합계장치(204)의 출력에서 충분한 신호 대 노이즈비 
를 달성하면서 데이터를 서브-채널에 심볼당 속도 bp로 전송하는데 필요한 최소 에너지 
는 
로 주어지는데, 여기서 
는 서브 채널 중 최소의 채널 이득을 가지는 채널에 대응하는 채널 이득이다. 
는 속도 bp에서 데이터를 전송하는데 필요한 최소 신호 대 노이즈비이며, 바람직한 SNR로 알려져 있다.
현재의 HSDPA MIMO 시스템에서, 모든 채널이 단일 유저에게 할당된다면, K 병렬 채널 각각이 동일 속도 bp에서 데이터를 전송하도록 이용된다. 당업자가 이해하듯이, 수신기에서의 제어장치(207)는 하이브리드 ARQ 방식을 이용하여 각각의 역확산장치(202,203)쌍의 합산 출력(204)에서 SNR 
를 모니터링한다. 수신기 제어장치(207)는, PT가 가용 전체 전송 전력인 경우의 주어진 전체 전송 에너지 
에 대해 할당될 때 관계 
를 만족하는 전송 데이터 속도 bp를 달성하기 위하여, 송신기 제어장치(111)와 통신한다. 다음 전체 비트 수 bT = Kbp가 계산된다. 송신기 제어장치(111)는 링크(163,164)를 이용하여, 주어진 심볼당 전송 데이터 속도 bp에 대하여 적절한 채널 인코딩 및 변조 레벨 각각을 이용하도록, 채널 인코더장치(102) 및 
변조장치(104)에 정보를 준다. 송신기 제어장치(111)는 링크(157,158)에서 전송 신호 레벨을 조정하기 위하여 전력 제어장치(107,108)로 에너지 레벨 
을 보낸다. 송신기 제어장치(111)는 수신기 제어장치(207)와 통신하여 다음 전송에 사용될 채널 수 관련 정보 및 전송 비트율 관련 정보 그리고 전송 에너지 
정보를 교환한다. 송신기 제어장치(111)는 또한 두 송신 안테나(112,1 및 112,2)를 통하여 파일럿 신호를 보낸다. 수신기 제어장치(207)는, 수신한 파일럿 신호를 이용하여 송신 안테나(112,1 (및 112,2)) 및 수신기 칩 정합 필터(201,1 (및 201,2))안테나 쌍 각각에 대한 채널 임펄스 응답을 추산한다. 채널 임펄스 응답 추산을 이용하여, 수신기 제어장치(207)는 채널 컨볼루션 매트릭스 
와 또 수신기 정합 필터 계수 
, 및 연장된 정합 필터 수신기 서명 수열 매트릭스 
를 만드는데, SISO 시스템은 
및 
이고, MIMO 시스템은 
및 
이다. 다음, 할당된 에너지에 대하여 수신기 제어장치(207)는 Nr이 수신기 안테나 수인 경우 
를 이용하여 수신기 공분산 매트릭스를 만든다. 다음, 수신기 제어장치(207)는 k = 1,...,K에 대한 MMSE 이퀄라이저 계수 방정식 
을 이용하여 역확산 필터 계수를 계산한다. 역확산 필터 계수 벡터는 2(N+L-1)차의 열백터(column vector)이다. 다음, 수신기 제어장치(207)는 (2(N+L-1)×K)차 역확산 필터 매트릭스 
를 만든다. 수신기 제어장치(207)는 두 개의 ((N+L-1)×K)차 역확산 수열 매트릭스 
및 
를 형성하여, 링크(258)를 통해, k = 1,...,K에 대한 역확산 필터 계수 
는 역확산장치(202)로 전달하고, k = 1,...,K에 대한 역확산 필터 계수 
는 역확산장치(203)로 전달한다. 수신기 제어장치(207)는 링크(259)를 통해 변조 레벨 정보를 
소프트 디코더장치(205)로 보내고, 링크(260)를 통해 채널 디코딩 정보를 채널 디코더(206)로 보낸다. 수신기 제어장치(207)가 역확산장치(202,203), 
소프트 디코더장치(205) 및 채널 디코더(206)를 탑재한 후에, 채널(161,1 및 162,2)을 통하여 수신된 신호는 역확산장치(202,203)에 의해 역확산된다. 역확산장치(202,203)로부터 취해진 링크(253,254)에서 나타나는 신호를 결합한 가산기장치(204)의 출력(255)에서 나타나는 신호들은 
소프트 디코더장치(205)로 전달된다. 
소프트 디코더장치(205)는 링크(256)를 통해 채널 디코더장치(206)로 연결되어 있다. 
소프트 디코더장치(205)와 채널 디코더장치(206)는 디지털 전송 시스템 분야의 당업자에게 잘 알려진 것과 같이, 공동 작동하여 링크(257)에서 디코딩된 데이터를 산출한다.
전체 K 병렬 채널을 가진 시스템을 사용할때 본 발명이 고려한 송신기 및 수신기 구조의 주요 요소들이 도 3 및 도 4 각각에 도시되어 있다. 시스템의 송신기에서 하나의 데이터 소스가 고려되며, 여기서 각각의 데이터 소스(301)는 단일 유저에 대응할 수 있고 데이터는 블록을 이루어 링크(351)를 통해 두 다중화기(302)로 전송된다. 데이타 소스로부터의 데이터에 행해지는 작용은 동일하며 따라서 설명의 편의를 위해 하나의 다중화기 및 하나의 서브-채널 수신기에 적용된 작동 방법에 한정하여 기술하기로 한다. 도 3 상단의 다중화기(302)의 출력은 링크(352,1) 내지 링크(352,(K-m))를 경유하여 (K-m)병렬 채널로 공급된다. 도 3 하단의 다중화기(302)의 출력은 링크(352,(K+1-m1)) 내지 링크(352,K)를 경유하여 m 채널로 공급된다. 각각의 채널에 걸친 데이터에 행해지는 작용은 동일하며 따라서 설명의 편의를 위해 처음 채널에 적용된 작동 방법에 한정하여 기술하기로 한다. 다중화기(302)에서 이진 데이터는 이진 포맷 또는 수(digit)로 블록내의 소스로부터 취해진다. 이들 이진수는 채널 인코더(303)로 전달된다. 인코더(303)는 (352)에서 다중화기(302)에서 전달된 입력 데이터로부터 산출된 이진수를 산출한다. 결과적으로 인코딩은 패킷 길이를 증가시킨다. 채널 인코딩 이후, 링크(353)에 나타나는 이진수는, 링크(354)에서 병렬로 b 비트 데이터를 산출하는 직렬-병렬 변환기(304)로 전달된다. 링크(354)에서 보이는 데이터는 당업계에 잘 알려진 
변조장치(305)로 전달된다. 변조장치(305)는 송신기 제어장치(311)에 의해 결정되는 전체 M 집합점(constellation point)을 이용하여 작동한다. 
변조장치(305)는 (354)에서 들어오는 데이터로부터 심볼 주기마다 전체 b = log2M 이진수 데이터의 수열을 취한다. 변조장치는 각각의 b 이진수에 대하여 (355)에서 M 심볼 중의 하나를 생성한다. 채널 인코딩 속도와 심볼당 비트수 b 를 조합할 때, 각각의 서브-채널에 걸쳐 p = 1,...,P에 대하여 심볼당 bp 비트 중의 하나를 생성하는 것이 가능하다. 다음, 링크(355)에 나타나는 신호는, 각각의 
변조 심볼을 확산장치(306,307)에 할당된 확산 수열과 곱하도록, 각각 확산장치(306,307)로 전달된다. 확산 코드 수열은 각 채널이 채용한 각각의 서브-채널에 대하여 상이하고, 또한 채널마다도 다름이 이해될 것이다. 다음, 확산장치(306,307)의 출력링크(356)에 나타나는 신호는 전송전에 각 심볼에 대한 에너지를 조정하는 전력제어장치(308)로 공급된다. 각각의 서브-채널에 의해 사용되는 에너지 레벨은 송신기 제어장치(311)에 의해 결정된다. SIC기반 수신기 구성에 대한 송신기의 동작이 이제 설명될 것이다.
송신기 제어장치(311)가 업링크(365,2) 및 다운링크(365,1)에 걸쳐 수신기에서 σSIC 수신기 제어장치(411)와 통신한다. 송신기는 두 그룹의 채널에 걸쳐 심볼당 두 개의 이산 속도 bp와 bp+1를 이용한다. 송신기 제어장치(311)는 링크(361)를 이용하여 심볼당의 전송 속도 bp와 bp+1에 연관된 정보 및 각각의 서브-채널에 대하여 각각의 채널 인코더(303)에 이용될 패킷당의 심볼 수와 연관된 정보를 전송한다. 송신기 제어장치(311)는 링크(362)를 이용하여 변조 레벨 정보 b 비트를 
변조장치(305)로 전송한다. 송신기 제어유닛(311)은 확산장치(306,307)와 통신하도록 링크(363)를 이용한다. 송신기 제어유닛(311)은 전력제어장치(308)와 통신하도록 링크(364)를 이용한다. p = 1,...,P에 대하여 bp비트를 생성하도록 이용 가능한 전체 P 심볼이 있다. 송신기 제어 유닛(311)은 제어채널(365,1 및 365,2)을 이용하여 디지털 데이터 전송 분야의 당업자에게 잘 알려진 방법으로 수신기 제어장치(411)로부터 다중경로 채널 임펄스 응답, 채널 경로 이득 또 노이즈 분산 σ2에 관한 정보를 얻는다. 다음 송신기 제어장치(311)는 만약 목적이 최적의 전송 서명 수열을 사용하는 것이라면, 확산 신호를 계산한다. 그렇지 않고 주어진 서명 수열 세트가 이용된다면 송신기 제어장치(311)는 전송 확산 수열을 확산장치(306,307)로 할당한다. 다음, 송신기 제어장치(311)는, 서명 수열 세트 
및 데이터 전송 분야의 당업자에게 잘 알려진 방법으로 링크(365,1 및 365,2)를 경유한 송신기 제어장치(311) 및 수신기 제어장치(411)간의 제어 채널 정보 교환으로부터 얻어지는 측정된 채널 임펄스 응답 매트릭스 
를 이용한다. 다음, 송신기 제어장치(311)는 채널 그래미안 매트릭스 
를 형성하고, 필요하면, 그램(Gram) 매트릭스 
로 주어지는 최적의 전송 서명 수열을 계산하는데, 
는 고유값의 대각 매트릭스이고, 
는 고유벡터의 매트릭스이다. 최적 확산 수열 매트릭스는 
에 의해 얻어진다. 다음 송신기 제어장치(311)는 k = 1,...,K에 대하여 전송 시스템의 채널 이득이 
이 되도록 계산하는데, 수신기 정합 필터 계수는 
로 주어진다. 다음 송신기 제어장치(311)는 최적 서명 수열과 채널 이득 및 앞서 언급한 워터 필링법을 채용하여 사용될 최적의 채널의 수 
를 계산한다. 다음 송신기 제어장치(311)는 전송 시스템의 결과 채널 이득 
이 k = 1,...,K에 대하여 내림차순이 되도록 서명 수열 매트릭스 
를 재정렬한다. 다음, 송신기 제어장치(311)는 확산수열의 열수를 잘라내어 채널 K*의 최적수와 같게 한다. 다음 송신기 제어장치(311)는 결과 채널 이득이 k = 1,...,K에 대하여 오름차순이 되도록 서명 수열 매트릭스 
를 재정렬한다. 다음, 결과물인 
서명 수열 매트릭스 
가 
가 되도록 전송기 제어장치(311)에 의해 재-구성된다. 다음 전송기 제어장치(311)는 
차 매트릭스 
및 
에 의해 주어진 서명 수열을 이용하여 링크(363)를 통해 처음의 
확산장치(306,307) 각각을 탑재한다. 남은 
확산장치는 송신기 제어장치(311)에 의해 제로 계수를 가지며 탑재된다.
다음, 송신기 제어장치(311)는 수신기 정합 필터 계수 
및 연장된 정합 필터 수신기 서명 수열 매트릭스 
를 만드는데, SISO 시스템에서는 
및 
이고, MIMO 시스템은 
및 
이다. 다음, 송신기 제어장치(311)는 가용 전체 전송 에너지(ET)를 이용하여 공분산 매트릭스 
및 
에 대한 시스템 값 
, 전체 시스템 값 
과 평균 시스템 값 
을 계산한다. 나아가 송신기 제어장치(311)는 속도 bp가 모든 채널에 할당되면 부등식 
이 만족되도록 전송 비트율 bp을 계산한다. 다음 송신기 제어장치(311)는 m 채널 전체가 더 높은 속도 bp+1에서 데이터를 전송하도록 이용될 때, 부등식 
을 만족하는 최대 정수 m값을 구한다. 또 송신기 제어장치(311)는 처음의 
확산장치(306,307)를 도 3의 상위그룹에 위치시키고, 남은 m 확산장치는 도 3의 하위그룹에 위치시킨다. 다음 송신기 제어장치(311)는 처음에 공분산 매트릭스 
를 형성함으로써 SIC 반복 에너지 계산법을 이용한다. k = 1,...,K에 대한 에너지 Ek 계산을 위해, 먼저 송신기 제어장치(311)는 거리벡터 
, 
및 
를 계산하는데, 
이고, 
이다. 다음, 송신기 제어장치(311)는 가중치 팩터 
, 
, 
, 
및 
를 계산한다. 처음의 
채널에 대하여 송신기 제어장치(311)는 심볼당 데이터 속도 yk = bp를 이용한다. 남은 m 채널에 대하여, 송신기 제어장치(311)는 
에 대하여 심볼당 yk = bp+1비트를 이용하여 
에너지를 반복 계산하고, 또한 채널 k 자체에서 에너지 
를 계산한다. 반복 수 i는 Imax와 같은 최대 반복수를 가진다. 송신기 제어장치(311)가 k = 1에 대하여 전송 에너지 Ek를 계산하면, 다음으로 채널 수를 k = 1에서 k = K*까지 1씩 증가시키면서 반복 관계 
를 이용하고 가중치 팩터 
, 
및 
를 더 정의함으로써 역변환 공분산 매트릭스 
를 계산한다. 다음, 송신기 제어장치(311)는 k = 1,...,K*에 대한 전송 에너지 Ek를 링크(364)를 통하여 전송전력 제어장치(308)로 운반한다.
송신기 제어장치(311)가 적절한 제어 파라미터로 채널 인코더(303), 
변조장치(305), 확산장치(306,307) 및 전력 제어장치(308) 탑재를 완료한 후 이진 비트는 장치(302,303,304,305,306,307 및 308)에 의해 처리되며, 다음 (357) 및 (358)에서 나타나는 m 고속 데이터 속도 및 
저속 데이터 속도 신호들은, 채널(36)로 전송하기 전 송신기 안테나(310)에 공급되기에 앞서 가산기(309)에서 같이 더해진다. 통과-대역 변조 및 복조가 관련될 수 있으며, 도 3 및 도 4는 현 특허에서 균등한 기저대역 방식을 나타낸다.
다음, 송신기 제어장치(311)는 제어채널(365,1 및 365,2)을 경유하여 수신기 제어장치(411)로 확산 수열 매트릭스 
및 
, 그리고 
에 대한 할당 에너지 
를 전송한다.
도 4는 전술한 송신기와 작동하는 SIC MIMO 시스템 수신기의 예를 도시한다. 링크(360)에서, 신호는 채널로부터 두 수신기 안테나를 통하여 수신되며, 디지털 데이터 전송 분야의 당업자에게 잘 알려진 방식으로 작동하는 칩 정합 필터(401)로 전달된다. 칩 정합 필터(401)의 출력인, 링크(451,452)에 나타나는 신호는 각각 역확산장치(402,403)로 전달된다. 역확산장치(402,403) 제 1세트는 서브-채널 
에 대응하며, 송신기에서의 확산 신호 생성장치(306,307)의 역으로서 확산 스펙트럼 통신 분야의 당업자에게 잘 알려진 방식으로 작동한다. 수신기 제어장치(411)는 송신기 수신기 안테나 쌍 각각에 대한 채널 임펄스 응답을 추산하도록 송신기 제어장치(311)와 협업 작동한다. 수신기 제어장치(411)는 제어채널(365,1 및 365,2)을 통하여 채널 임펄스 응답 정보를 송신기 제어장치(311)로 피드백한다. 송신기 제어장치(311)는 소정의 확산 서명 수열 세트를 이용하거나 송신기 동작 부분에서 설명한 것과 같이 추산된 채널 임펄스 응답에 대한 최적의 확산 서명 수열을 계산한다. 만약 최적의 서명 수열이 이용된다면, 송신기 제어장치(311)는 데이터 통신 분야의 당업자에게 잘 알려진 방식으로 링크(365,1 및 365,2)를 통하여 수신기 제어장치(411)로 확산 수열 매트릭스 
정보와, 
에 대한 할당 에너지 Ek와, 채널 
의 최적의 수 정보와, 저속 및 고속 데이터 속도 채널에서 이용될 데이터 속도 bp, bp+1, 그리고 고속 데이터 채널내의 수 m를 전송한다. 수신기 제어장치(411)는 수신된 파일럿트 신호로부터 추산된 채널 임펄스 응답을 이용하여 채널 임펄스 응답 컨볼루션 매트릭스 
를 만든다. 또한, 수신기 제어장치(411)는 MIMO 시스템에 대하여 매트릭스 
및 
를 만들며, SISO 시스템에 대하여 상응하는 매트릭스를 만든다. 다음 수신기 제어장치(411)는 수신기 정합 필터 계수 
및 벡터 
, 
를 형성하며, 초기 공분산 매트릭스 역변환이 
가 되도록 설정한다. 다음, 
에 대하여 수신기 제어장치(411)는 반복하여, 거리 벡터 
, 
및 
그리고 가중치 팩터 
, 
, 
및 
와 
, 
및 
그리고 
를 이용하여 컨볼루션 매트릭스 역변환을 구한다.
다음 수신기 제어장치(411)는 
에 대하여 MMSE 이퀄라이저 계수 방정식 
을 이용하여 역확산 필터 계수를 계산한다. 역확산 필터 계수 벡터는 2(N+L-1)차 열벡터이다. 다음, 수신기 제어장치(411)는 2(N+L-1) × K*차 역확산 필터 매트릭스 
를 형성한다. 수신기 제어장치(411)는 두 개의 (N+L-1) × K*차 역확산 수열 매트릭스 
, 
를 형성하며, 도 4의 상부에서 보이는 역확산장치에서 시작하여, 
에 대한 역확산 필터 계수 
를 역확산장치(402)로, 링크(452)를 통하여 
에 대한 역확산 필터 계수 
를 역확산장치(403)로 보낸다.
역확산장치(402,403)는 확산 스펙트럼 시스템 분야의 당업자에게 잘 알려진 방식으로 동작한다. 역확산장치(402,403) 출력 신호는 각각 링크(459,1 및 459,2)를 통하여 가산기(404)에 전달된다. 결합된 역확산장치(402,403)는 독립한 채널상의 신호를 고립시키는 효과를 가진다. 수신기 제어장치(411)는 링크(466)를 통하여 변조 레벨 정보를 
소프트 디코더 장치(405)로, 링크(467)를 통하여 채널 디코딩 정보를 채널 디코더 장치(406)로 보낸다. 수신기 제어장치(411)가 역확산장치(402,403) 및 
소프트 디코더 장치(405)와 채널 디코더 장치(406)를 탑재한 후, 채널(360)에서 전달받은 신호들은 역확산장치(402,403)에 의해 역확산된다. 링크(459,1 및 459,2)에서 역확산장치(402,403)에서 나오는 신호를 조합하는 가산기(404)의 출력(460)에 나오는 신호들은, 링크(461)를 통해 
소프트 디코더 장치(405)로 전달된다. 
소프트 디코더 장치(405)는 링크(461)를 통하여 채널 디코더장치(406)로 링크되어 있다. 
소프트 디코더장치(405) 및 채널 디코더장치(406)는, 디지털 통신 분야의 당업자에게 잘 알려진 방식으로 링크(457)에서 서브-채널 K*에 대한 디코딩된 데이터를 산출하기 위하여 협업 동작한다.
(462)에서 보이는 검출 데이터는 확산 심볼 생성기장치(407,408)로 전달된다. 제어장치(411)는 링크(468)를 통하여 확산 심볼 생성기장치(407,408)에 적절한 채널 인코더 정보, 변조 레벨 정보 및 채널 임펄스 응답 매트릭스 H, H prev, H Next를 탑재(loading)한다. 확산 심볼 생성기장치(407,408)는, 수신기 칩 정합 필터(401)의 출력(451,452)에 나타날 때 전송 채널(360)을 다 통과한 후 출력(357, K* 및 358,K*)에 나타난 신호의 버젼을 산출하기 위하여, 링크(462)에 나타난 검출 정보를 이용한다. 확산 심볼 생성기장치(407,408)의 출력(463,464)에서의 신호는 확산 심볼 제거장치(409,410)로 전달된다. 확산 심볼 제거장치(409,410)는 연속 간섭 소거 시스템 분야의 당업자에게 잘 알려진 방식으로 작동한다. 다음, 심볼 제거장치(409,410)의 출력인 링크(453,456)에서의 신호는 다음의 역확산장치(402,403)세트로 전달된다. 다음 검출 과정이, k = K*-1 에서 k = 1까지 걸치는 채널수 k에 대응하는 다음 번의 수신 데이터 수열 세트에 대하여 반복된다.
각각의 서브-채널에 대하여 수신된 데이터에 대한 실행은 동일하며, 또 설명 목적을 위하여 서브-채널 K*에 적용된 동작 방법에 제한하여 고려하였다.
발명의 적용
상술한 기술과 실시예는, 가령, 3G CDMA 네트워크와 같은 이동 네트워크에서의 데이터 전송에 적절하다. 그러나, 이 적용은 CDMA에 한정되지 않으며, 예를 들면 CDMA가 아닌 적용분야의 확산 및 역확산장치 또는 변조기에도 적용될 수 있음을 주목해야 한다.
기술구성
채널 인코더, 
변조장치, 확산장치, 전력 제어장치, 자원 할당 장치 및 가산기와 같은 송신기에서의 "장치"는, 여기서 설명된 신호 처리 방법을 실행 가능하게 하도록 통신적으로 연결되는, 장비의 독립 부품 또는 별개의 요소나 회로로서 제공될 수 있다. 이와 달리, 두 이상의 "장치"가 장치의 단일 부품으로 통합되거나 단일한 요소 또는 회로로 제공될 수 있다. 또 다른 예로서, 하나 또는 둘 이상의 장치가 균등한 기능을 제공하도록 프로그램된 컴퓨터 처리장치에 의해 제공될 수 있다.
동일하게, 역확산장치, 버퍼장치, 디코더장치와 같은 수신기에서의 "장치"는, 여기서 설명된 신호 처리 방법을 실행 가능하게 하도록 통신적으로 연결되는, 장비의 독립 부품 또는 별개의 요소나 회로로서 제공될 수 있다. 이와 달리, 두 이상의 "장치"가 장치의 단일 부품으로 통합되거나 단일한 요소 또는 회로로 제공될 수 있다. 또 다른 예로서, 하나 또는 둘 이상의 장치가 균등한 기능을 제공하도록 프로그램된 컴퓨터 처리장치에 의해 제공될 수 있다.
어떤 경우는 당업자가 이해하듯이 송신기 또는 수신기에서 장치의 순서가 변경될 수 있다.
101:데이터 다중화기 111,311: 송신기 제어장치 207,411: 수신기 제어장치
105,106: 확산장치 202,203,402,403: 역확산장치
105,106: 확산장치 202,203,402,403: 역확산장치
Claims (11)
- 복수의 K 병렬 단일-입력 단일-출력 또는 다중-입력 다중-출력 채널을 가지는 무선 데이터 전송 시스템에 대한 데이터의 전송 방법이, 다수의 서명 수열 S를 이용하여 데이터를 확산함으로써 (k-m)채널의 제 1그룹에 심볼당 bp 비트속도로, 그리고 m채널의 제2그룹에 심볼당 bp +1 비트속도로 데이터를 전송하는 단계를 포함하며;
서명 수열의 전체수는 1보다 크고, 수신안테나의 수와 시스템 신호를 확산하는데 이용되는 처리이득 N의 곱과 같고;
확산 서명 수열 S는 주파수 선택 다중경로 무선채널의 채널 임펄스 응답의 그래미안(Gramian) 매트릭스를 이용하여 결정되며,
여기서 채널 임펄스 응답 매트릭스 H는, i와 j가 1보다 큰 정수인 경 우 한 쌍의 송신안테나 i 및 수신안테나 j 에 대한 다중경로 컨볼 루션 매트릭스로 정의되는 특정채널 임펄스 응답 매트릭스를 이 용하여 매트릭스
를 형성함으로써 얻어지며
또 서명 수열 S는 D가 고유값 매트릭스인 경우 그래미안 매트 릭스 Q를로 고유벡터 V로 분해하고, S = V로 설정 함으로써 얻어지고;
D의 대각성분인 채널이득이 내림차순으로 보이도록 서명 수열 매트릭스 S가 정렬되며 두 측면의 노이즈파워 스펙트럴 밀도 N0/2 에 대해
인 시스템에 대한 채널당 노이즈가
일 때 채널 k에 대한 정합 필터 채널-SNIR gk가 k=1,...,K에 대하여
를 이용하여 계산되는, 워터필링방법을 이용함으로써 전송채널의 최적의 수가 정해지고; 그리고
이용될 서명 수열의 최적의 숫자, K*는, 처음에 K* = K로 K*를 설정하고. k=1,...,K*에 대하여 워터필링에너지를 계산하고, 다음 마지막 채널 K*에 대한 에너지
를 테스트하여 에너지가 음수인지를 체크하고 음수인 에너지의 경우는 최적의 수 K*가 (K*-1)로 설정되고 모든 에너지가 양수일 때까지 에너지 계산 과정이 반복되며, 결과값 K* 채널에 대하여 서명 수열
은 대응하는 채널 이득
이 오름차순으로 보이도록 재정렬되고, 역확산 수열 매트릭스는
가 되도록 재구성되며,
차 매트릭스
는 제1 송신안테나에 부가된 제1
확산장치를 탑재하도록 이용되며
는 제2 송신안테나에 부가된 제2
확산장치(306,307)를 탑재하도록 이용됨으로써, 최적의 수 K*가 정해지는 것을 특징으로 하는 데이터의 전송 방법.
- 제 1항에 있어서, (k-m)채널의 제 1그룹의 데이터를 전송하는데 이용되는 최적의 데이터 속도 bp를 다음과 같이 결정하는 단계를 더 포함하며:
시스템 값과, 전체 시스템
및 평균시스템
을 계산하기 위하여 K* 병렬 채널에 균일 분포된 것으로 고려되는 전체 가용에너지 ET를 계산하는 단계;
최적의 전송속도 bp를 부등식를 만족시켜 얻는 단계로서, 제1 (K*-m)채널에 대한 목표 시스템 값은
이며, 남은 m 채널에 대한 값은 Γ가 간격(gap)치일 때
이고, 공분산 매트릭스는
로 주어지며, 수신기 정합 필터 계수는
로 주어지고, 연장된 정합 필터 수신기 서명 수열 매트릭스
이며, 여기서, 단일-입력 단일-출력 시스템에 대해서는
및
이고, 다중-입력 다중-출력 시스템에 대해서는
및
이고, J는 N이 확산 수열 길이, L이 채널 임펄스 응답 길이일 때
로 형성되는 ((N+L-1)×(N+L-1))-차 매트릭스이고;
상기 방법은 K* 병렬 채널에 대한 전체 전송 속도가 심볼당가 되는, 부등식
을 만족하는 최대 정수값을 찾음으로써 채널 m의 수를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송방법.
- 제 2항에 있어서, 전체 전송 속도를 최대로 하기 위하여 제 1 및 제 2 채널 그룹에 할당될 에너지를 다음 에너지 방정식을 반복 수행하고:
일 때
이고,
및
각각에서
;
다음 에너지 벡터를 반복 형성하고, i = i+1로 설정하고, 연장된 진폭 자승 매트릭스를
로 형성하고,
또는 주어진 반복 최대수가
에 도달할 때까지 에너지 계산 순환을 반복함으로써 에너지를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송방법.
- 제 2항에 있어서, 전체 전송 속도를 최대로 하기 위하여 연속 간섭 소거 단일-입력 단일-출력 또는 다중-입력 다중-출력 수신기에 할당될 에너지를, 반복 에너지 방정식
을 풀어 결정하며,
에너지 계산 과정 중 한 채널에서 다른 채널로 변하여 처음 채널 k = 1에 대하여 가용 역변환 공분산 매트릭스가인 주요 파라미터인 역변환 공분산 매트릭스
를 이용하여,
및
일 때 거리 벡터
,
,
를
,
및
로 계산하고, 더욱,
의 목표 SNR에 대하여 채널 k에 데이터를 심볼당 bp비트 속도로 전송하는 경우 가중치 팩터ξ, ξ1, ξ2, ξ3, ξ4를
,
,
,
및
로서 계산하고, 다음, 매트릭스 가중치 팩터 ξ, ξ1 및 ξ2를
,
및
로 더 정의함으로써
를 이용하여 역변환 공분산 매트릭스의 역변환
을 계산하기 위하여 할당된 에너지 Ek를 이용하고, 다음
이면 반복 에너지 계산 및 역변환 공분산 계산을 반복하고, 다음
일 때까지
로 업데이트 함으로써 에너지를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송방법.
- 제 4항에 있어서,에 대한 MMSE 이퀄라이저 계수 방정식
을 이용하여 계산되는 역확산 필터 계수에 대한 연속 간섭 계산 수신기를 채택하는 것을 더 포함하여, 두 신호 세트를 역확산한 다음 수신 안테나 각각의 쌍의 출력에서 복조신호를 생성하도록 역확산신호를 가산하고, 전송 데이터를 성공적으로 검출하기 위하여 검출된 신호로부터의 간섭 유입을 제거할 때 수신 안테나의 칩 정합필터의 출력에 나타나는 신호 버젼을 생성하기 위하여, 제1수신안테나의 출력에서
에 대한 제1 역확산필터계수
로서 또 제2안테나의 출력에서
에 대한 제2 역확산필터계수
로서 이용되는, 2(N+L-1) × K*차 역확산 필터 매트릭스
와 두 개의 (N+L-1) × K*차 역확산 수열 매트릭스
,
를 형성하는데 이용되는 2(N+L-1)차 열벡터인 역확산 필터 계수 벡터를 생성하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송방법.
- 전술한 항 중의 어느 한 항에 따른 방법을 실행하도록 구성된 송신기.
- 제 1항 내지 제 5항 중의 어느 한 항의 방법을 실행하도록 구성된 수신기.
- 제 6항의 송신기와 제 7항의 하나 이상의 수신기를 포함하는 통신시스템.
- 실질적으로 첨부 도면의 어느 조합이라도 참조 또는 그 도시한 바 기술된 데이터 전송방법.
- 실질적으로 첨부 도면의 어느 조합이라도 참조 또는 그 도시한 바 기술된 송신기.
- 실질적으로 첨부 도면의 어느 조합이라도 참조 또는 그 도시한 바 기술된 송신기.
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