CN100414851C - 一种基于旋转星座图的空时编码方法 - Google Patents

Abstract

本发明基于旋转星座图的空时编码方法，特征是在多输入多输出天线系统中，发射端对各串并转换后的数据先进行星座图旋转，再对各路数据做扩展变换，然后各路数据的每个码元经扩展空时块形成后由各发射天线发送出去；接收端各天线先对接收信号做扩展空时块解码，经由最大比合并，利用线性均衡消除码间干扰及进行扩展反变换，再对各路信号做单比特最大似然检测，并串转换得到原始数据；旋转星座图使得各路信号在空间的欧氏距均匀化，扩展变换把各路数据扩展到所有路径，两者的结合更好地获得了空间分集，而且不降低发送方的信息速率；在天线数较多时，接收端的多重解码能在不影响系统性能的情况下节省复数加法及常数乘法运算。

Description

一种基于旋转星座图的空时编码方法

技术领域：

本发明属于移动通信多输入多输出(MIMO)天线技术领域，特别是涉及瑞利平坦慢衰落信道中基于旋转星座图的空时编码方法。

背景技术：

空时编码技术是目前移动通信多输入多输出天线领域广泛研究的、提高无线链路性能的有效方法。在瑞利平坦慢衰落信道下，如何构造一种空时编码方法，使得它不仅能获得良好的性能增益，并且具有简单的接收检测算法是空时编码技术研究的一个热点。

《国际电子与电气工程师协会信息学报》(“Space-time block codes from orthogonaldesigns”，IEEE Transactions on Information Theory，Vol.45 No.5，July 1999)介绍了一种在瑞利平坦慢衰落信道下正交空时分组码的构造方法。该方法通过对各个发射天线的发送数据进行正交设计，使得接收方使用线性的单符号最大似然检测器就能够检测出所有发送数据，获得较好的性能增益。但该方法在发射天线数目增加到大于2个时，为了保证各个发射天线的数据能够正交，系统发送方的信息速率会降低。

《国际电子与电气工程师协会通信学报》(“Diversity Comparison of SpreadingTransforms for Multi-carrier Spread Spectrum Transmission”，IEEE Transactions oncommunications，Vol.51 No.5，May 2003)介绍了一种正交多载波系统中的扩展频谱传输方法。该方法通过对各个正交子载波的发送数据进行频谱扩展，取得一定的性能增益。如果扩展前的发送数据在调制星座图上先经过特定的角度旋转，再把每个子载波上的数据扩展到其他子载波上，接收方能够通过简单的线性均衡检测，而获得很好的分集性能增益。但这种旋转星座图的思想至今未见被用于多输入多输出天线中来提高系统的性能。

发明内容：

本发明针对上述研究现状，提出一种在瑞利平坦慢衰落信道中基于旋转星座图的空时编码方法，能够在天线数目多于2个时同样保持满速率，并且获得很好的性能增益。

本发明基于旋转星座图的空时编码方法，包括：在发射端，发送调制数据1经过串并转换模块2转换成N(N等于发射天线个数)路不同数据，每路数据经过扩展变换模块4，采用沃尔什码为扩展码，把各路数据扩展到所有路上；在接收端，信道及参数估计模块7提供准确的信道及其参数估计给最大比合并模块8，同时各个接收天线获得的来自N个发射天线的信号经过最大比合并模块8，最大比合并后的N路信号经过线性均衡器9，经处理的N路信号通过单比特最大似然检测模块10后获得恢复的N路发送数据，经过并串转换模块11后得到原始发送数据；其特征在于：

在发射端，串并转换后的数据先经过星座图旋转模块3，使得不同路的数据在调制星座图上有不同的角度旋转，旋转的原则是第i路数据乘以相应的因子：

${\mathrm{\θ}}_i=\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{C}\·\frac{i}{N}\}---\left(f1\right)$

其中i取值范围为[0，N-1]，C为数字调制阶数，对于M-PSK，则C＝M，其中M是M-PSK的调制星座点数；对于16QAM，则C＝4；

扩展变换后的N路信号经过扩展空时块形成模块5，利用N个不同的长度为N的沃尔什码分别作为N路信号的区分码字，每路信号的各个码元与对应的沃尔什码相乘(一个变成N个)，得到N路长度都为N的信号，即为形成的扩展空时块信号，每个扩展空时块信号在N个码元间隔内由N个发射天线发送出去；

在接收端，对于每个接收天线在N个码元间隔内的接收信号，扩展空时块解码模块6用N个与发送端对应的长度为N的沃尔什码作为发射端N路信号的区分码字，每个沃尔什码各元素在每个扩展空时块间隔内，与N个码元间隔内的对应接收信号分别相乘后，相加得到来自N个发射天线的独立信号(N个变成一个)；最大比合并后的N路信号经过线性均衡器9，得到N路无码间干扰的待检测信号。

所述接收端的扩展空时块解码也可由长度为2的沃尔什码经过多重相乘完成，采用哈德码矩阵：

$H_2=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right]---\left(f2\right)$

产生的沃尔什码作为信号区分码字进行解码，此时的扩展空时块解码模块6由

路由沃尔什码长度为2扩展空时块解码子单元的log₂N次级联而成；每个沃尔什码长度为2的扩展空时块解码子单元在第m次解码时分别和长度为N的扩展空时块内码元间隔为 $I_{\mathrm{decode}}=2^{\left({\log }_{2}N\right)-m}$ 的两个码元数据进行相乘，其中m取值范围为[1，log₂N]。

所述接收端的线性均衡器可以采用迫零均衡器，表达式为：

$\tilde{X}={\left(H^{T}H\right)}^{-1}{H}^{T}Y---\left(f3\right)$

式中

为经过均衡器后的N维信号向量，H为包含扩展变换矩阵在内的最大比合并后的等效信道矩阵，Y为经过最大比合并后的N路信号；

如果用等效实值模型来表示，把信号，信道矩阵的实部和虚部分开，扩展为2N维，则等效信道矩阵为：

$H=\left[\begin{array}{cc}{D}_R& -D_1\\ D_1& D_R\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}{T}_R& -T_1\\ T_1& T_R\end{array}\right]---\left(f4\right)$

式中D_R和D_I分别表示最大比合并后等效衰落信道矩阵的实部及虚部，T_R和T_I分别表示经过星座图旋转的扩展变换矩阵的实部及虚部；对2N维信号

进行实部虚部合并，得到N路无码间干扰待检测信号。

现有技术在瑞利平坦慢衰落信道下，正交空时分组码通过对各个发射天线的发送数据进行正交设计，接收方使用线性的单符号最大似然检测器就能够检测出所有发送数据，获得较好的性能增益，但该方法在发射天线数目增加到大于2个时，为了保证各个发射天线的数据能够正交，系统发送方的信息速率会降低。而本发明基于旋转星座图的空时编码方法，把发送调制数据串并转换成N路并行数据，对每路数据进行星座图旋转，再利用沃尔什码作为信号区分码把N路数据扩展到每路数据上，对扩展变换后的N路数据的各个码元进行扩展空时块形成后由N个发射天线在N个码元间隔内发送出去；接收端先对N个码元间隔内的接收信号进行扩展空时块解码及最大比合并，由线性均衡器完成消除各路码元间干扰及扩展反变换，最后经由单比特检测并且并串转换后恢复发送数据。这样，扩展空时块形成及解码区分了各个发射天线的发送信号，使发射天线能在N个码元间隔内发送N个不同发送端数据；星座图旋转的扩展变换使得发送数据在星座图上的欧氏距均匀化，更好地获得分集增益，每路传输信号都经过了各个天线的衰落路径，接收数据性能是每个天线上的信号性能的叠加。因此，本发明用一种简单的线性检测的方法，有效地获得了瑞利平坦慢衰落信道下多天线输入输出天线系统的空间分集，而且不降低发送方的信息速率。

本发明基于旋转星座图的空时编码方法，如果其接收端扩展空时块解码采用长度为2的沃尔什码经过多重相乘完成，可使扩展空时块的复数加法运算减少为：

N_add＝2N*(log₂N)-N    (f5)

乘法运算减少为：

N_multi＝2N*(log₂N)    (f6)

这样，当N较大时，本发明中扩展空时块解码器的运算量大大小于一般扩展空时块解码器的运算量。

附图说明：

图1是本发明的基于旋转星座图的空时编码方法系统示意图；

图2是基于旋转星座图的空时编码与空时分组编码性能比较示意图。

具体实施方式：

以下结合附图说明本发明的实施例。

实施例1：

本实施例以一个设发射天线数为N＝4，接收天线数为M＝2，采用BPSK调制的基于旋转星座图的空时编码多输入多输出天线系统为例来进行说明。

本实施例基于旋转星座图的空时编码方法，在发射端，发送调制数据1经过串并转换模块2转换成N(N＝4)路不同数据，每路数据经过扩展变换模块4，采用沃尔什码为扩展码，把各路数据扩展到所有路上；在接收端，信道及参数估计模块7提供准确的信道及其参数估计，各个接收天线获得的来自N(N＝4)个发射天线的信号经过最大比合并模块8，N(N＝4)路信号通过单比特最大似然检测模块10后获得恢复的N(N＝4)路发送数据，经过并串转换模块11后得到原始发送数据；

在发射端，串并转换后的数据先经过星座图旋转模块3，使得不同路的数据在调制星座图上有不同的角度旋转，旋转的原则是第i路数据乘以相应的因子：

${\mathrm{\θ}}_i=\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{C}\·\frac{i}{N}\}---\left(f1\right)$

其中i取值范围为[0，3]，C为数字调制阶数，对于BPSK，则C＝2；

扩展变换后的N(N＝4)路信号经过扩展空时块形成模块5，利用N(N＝4)个不同的长度为N(N＝4)的沃尔什码分别作为N(N＝4)路信号的区分码字，每路信号的各个码元与对应的沃尔什码相乘(一个变成N＝4个)，得到N路长度都为N(N＝4)的信号，即为形成的扩展空时块信号，每个扩展空时块信号在N(N＝4)个码元间隔内由N(N＝4)个发射天线发送出去。

在接收端，对于每个接收天线在N(N＝4)个码元间隔内的接收信号，扩展空时块解码模块6用N(N＝4)个与发送端对应的长度为N(N＝4)的沃尔什码作为发射端N(N＝4)路信号的区分码字，每个沃尔什码各元素在每个扩展空时块间隔内，与N(N＝4)个码元间隔内的对应接收信号分别相乘后，相加得到来自N(N＝4)个发射天线的独立信号(N＝4个变成一个)；最大比合并后的N(N＝4)路信号经过线性均衡器9，得到N(N＝4)路无码间干扰待检测信号。

所述接收端的扩展空时块解码也可由长度为2的沃尔什码经过多重相乘完成，采用哈德码矩阵：

$H_2=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right]---\left(f2\right)$

产生的沃尔什码作为信号区分码字进行解码，此时的扩展空时块解码模块6由

$(\frac{N}{2}=2)$ 路由沃尔什码长度为2扩展空时块解码子单元的log₂N(log₂N＝2)次级联而成；每个沃尔什码长度为2的扩展空时块解码子单元在第m次解码时分别和长度为N(N＝4)的扩展空时块内码元间隔为I_decode＝2^2-m的两个码元数据进行相乘，其中m取值范围为[1，2]。

本实施例接收端的线性均衡器可以采用迫零均衡器，表达式为：

$\tilde{X}={\left(H^{T}H\right)}^{-1}{H}^{T}Y---\left(f3\right)$

式中

为经过均衡器后的N(N＝4)维信号向量，H为包含扩展变换在内的最大比合并后的等效信道矩阵，Y为经过最大比合并后的N(N＝4)路信号；

如果我们用等效实值模型来表示：把信号，信道矩阵的实部和虚部分开，扩展为2N(2N＝8)维，则等效信道矩阵为：

$H=\left[\begin{array}{cc}{D}_R& -D_1\\ D_1& D_R\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}{T}_R& -T_1\\ T_1& T_R\end{array}\right]---\left(f4\right)$

式中D_R和D_I分别表示最大比合并后等效衰落信道矩阵的实部及虚部，T_R和T_I分别表示经过星座图旋转的扩展变换矩阵的实部及虚部；对2N(2N＝8)维信号

进行实部虚部合并，得到N(N＝4)路无码间干扰待检测信号。

本实施例发送端经过星座图旋转的扩展变换矩阵可以计算得到，为：

$T=\left[\begin{array}{cccc}1.0000& 0.9239+0.3827i& 0.7071+0.7071i& 0.3827+0.9239i\\ 1.0000& -0.9239-0.3827i& 0.7071+0.7071i& -0.3827-0.9239i\\ 1.0000& 0.9239+0.3827i& -0.7071-0.7071i& -0.3827-0.9239i\\ 1.0000& -0.9239-0.3827i& -0.7071-0.7071i& 0.3827+0.9239i\end{array}\right]---\left(f7\right)$

则N(N＝4)路信号经过扩展变换模块4后的信号矢量为：

X_R＝T·X    (f8)

其中X_R＝[x_R1x_R2x_R3x_R4]^T，X＝[x₁x₂x₃x₄]^T分别表示N(N＝4)路信号的各个码元向量，T符号表示转置；经过扩展空时块形成模块5后各个码元形成长度为N(N＝4)的扩展空时块，表示为：

$S=\left[\begin{array}{cccc}{x}_{R1}& x_{R1}& x_{R1}& x_{R1}\\ x_{R2}& -x_{R2}& x_{R2}& -x_{R2}\\ x_{R3}& x_{R3}& -x_{R3}& {-x}_{R3}\\ x_{R4}& -x_{R4}& -x_{R4}& x_{R4}\end{array}\right]---\left(f9\right)$

其中行表示发射天线顺序，列表示扩展空时块内的码元间隔，第i个发射天线在扩展空时块内第j个码元周期内发送信号S_i，j(矩阵S的对应元素)，i，j的取值范围为[1，4]。

本实施例数字调制方式为BPSK，发送数据虚部为零，则等效信道矩阵式(f4)简化为：

$H=\left[\begin{array}{cc}{D}_R& -D_1\\ D_1& D_R\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{T}_R\\ T_1\end{array}\right]---\left(f10\right)$

由扩展变换矩阵式(f7)，可以得到：

$T_R=\left[\begin{array}{cccc}1.0000& 0.9239& 0.7071& 0.3827\\ 1.0000& -0.9239& 0.7071& -0.3827\\ 1.0000& 0.9239& -0.7071& -0.3827\\ 1.0000& -0.9239& -0.7071& 0.3827\end{array}\right],$ $T_1=\left[\begin{array}{cccc}0& 0.3827& 0.7071& 0.9239\\ 0& -0.3827& 0.7071& -0.9239\\ 0& 0.3827& -0.7071& -0.9239\\ 0& -0.3827& -0.7071& 0.9239\end{array}\right];$

取2N(2N＝8)维信号

的前N(N＝4)维即为所得N路无码间干扰待检测信号。

本实施例可推广到N＝2^M(M是正整数)个发射天线和任意接收天线多输入多输出天线系统；此时，采用基于旋转星座图的空时编码方法，在发射端，先对串并转换后的各路调制数据进行星座图旋转，再对旋转后的数据进行扩展变换，然后经扩展空时块形成由各发射天线发送空时块信号；接收端各天线先对扩展空时块内的接收信号做扩展空时块解码，经最大比合并及线性均衡后进行单比特最大似然检测，最后并串转换得到原始数据。

本实施例推广到N＝2^M(M是正整数)个发射天线和任意接收天线多输入多输出天线系统；接收端扩展空时块解码采用长度为2的沃尔什码经过多重相乘完成，以达到简化运算量的目的，而且N越大，效果越明显。

为了评估本发明基于旋转星座图的空时编码的性能，对发射天线数N(N＝4)，接收天线数分别为M＝1和2的多输入多输出天线系统进行计算机仿真。仿真中采用的无线信道模型为瑞利平坦慢衰落信道，评价标准为发送方保持相同的发送数据信息速率。基于旋转星座图的空时编码与空时分组编码性能如附图6所示：假设空时分组码由四个发射天线，码率构成，由于基于旋转星座图的空时编码不降低发送数据信息速率，则我们使空时分组码采用QPSK，而基于旋转星座图的空时编码采用BPSK，两者的信息速率保持相同。图中横坐标为用db表示的平均信噪比，纵坐标为接收信号的平均误比特率，用(N，M)表示发射天线为N，接收天线为M得多输入多输出天线系统；图中曲线A表示(4，1)空时分组码性能曲线，曲线B表示(4，1)基于旋转星座图的空时编码性能曲线，曲线C表示(4，2)空时分组码性能曲线，曲线D表示(4，2)基于旋转星座图的空时编码性能曲线；可以看出，基于旋转星座图的空时编码在接收天线数分别为M＝1和2的性能都优于

码率的四发射天线空时分组编码的性能，基于正交设计的空时分组编码是一种优良的空时编码，但是由于它在天线数目大于2个时，为了保证信号的正交，会使发送数据信息速率下降，而基于旋转星座图的空时编码不但能够较好地获得空间分集增益，而且不降低发送方的信息速率。

Claims (3)

1. 一种基于旋转星座图的空时编码方法，包括：在发射端，发送调制数据(1)经过串并转换模块(2)转换成N路不同数据，每路数据经过扩展变换模块(4)，采用沃尔什码为扩展码，把各路数据扩展到所有路上；在接收端，信道及参数估计模块(7)提供准确的信道及其参数估计给最大比合并模块(8)，同时各个接收天线获得的来自N个发射天线的信号经过最大比合并模块(8)，最大比合并后的N路信号经过线性均衡器(9)，经处理的N路信号通过单比特最大似然检测模块(10)后获得恢复的N路发送数据，经过并串转换模块(11)后得到原始发送数据；其特征在于：

在发射端，串并转换后的数据先经过星座图旋转模块(3)，使得不同路的数据在调制星座图上有不同的角度旋转，旋转的原则是第i路数据乘以相应的因子： ${\mathrm{\θ}}_i=\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{C}\·\frac{i}{N}\},$ 其中i取值范围为[0，N-1]，C为数字调制阶数，对于M-PSK，则C＝M，其中M是M-PSK的调制星座点数；对于16QAM，则C＝4；扩展变换后的N路信号经过扩展空时块形成模块(5)，利用N个不同的长度为N的沃尔什码分别作为N路信号的区分码字，每路信号的各个码元与对应的沃尔什码相乘，得到N路长度都为N的信号，即为形成的扩展空时块信号，每个扩展空时块信号在N个码元间隔内由N个发射天线发送出去；

在接收端，每个接收天线在N个码元间隔内的接收信号首先输入扩展空时块解码模块(6)，该模块(6)用N个与发送端对应的长度为N的沃尔什码作为发射端N路信号的区分码字，每个沃尔什码各元素在每个扩展空时块间隔内，与N个码元间隔内的对应接收信号分别相乘后，相加得到来自N个发射天线的独立信号；经扩展空时块解码模块(6)处理后的信号输入最大比合并模块(8)；最大比合并后的N路信号经过线性均衡器(9)，得到N路无码间干扰待检测信号。

2. 如权利要求1所述的基于旋转星座图的空时编码方法，特征在于：接收端的扩展空时块解码由长度为2的沃尔什码经过多重相乘完成，采用哈德码矩阵： $H_2=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right]$ 产生的沃尔什码作为信号区分码字进行解码，此时的扩展空时块解码模块(6)由

路由沃尔什码长度为2扩展空时块解码子单元的log₂N次级联而成；每个沃尔什码长度为2的扩展空时块解码子单元在第m次解码时分别和长度为N的扩展空时块内码元间隔为 $I_{\mathrm{decode}}=2^{\left({\log }_{2}N\right)-m}$ 的两个码元数据进行相乘，其中m取值范围为[1，log₂N]。

3. 如权利要求1所述的基于旋转星座图的空时编码方法，特征在于：接收端的线性均衡器采用迫零均衡器，表达式为：X＝(H^TH)^-1H^TY，式中X为经过均衡器后的N维信号向量，H为包含扩展变换在内的最大比合并后的等效信道矩阵，Y为经过最大比合并后的N路信号；用等效实值模型来表示即：把信号，信道矩阵的实部和虚部分开，扩展为2N维，则等效信道矩阵为： $H=\left[\begin{array}{cc}{D}_R& -D_I\\ D_I& D_R\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}{T}_R& -T_I\\ T_I& T_R\end{array}\right],$ 式中D_R和D_I分别表示最大比合并后等效衰落信道矩阵的实部及虚部，T_R和T_I分别表示经过星座图旋转的扩展变换矩阵的实部及虚部；对2N维信号进行实部虚部合并，得到N路无码间干扰待检测信号。

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