CN101427507A - 根据信道相位反馈使用空时格码的方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种MIMO无线通信方法，包括下述步骤：根据可在发射器获得的信道状态信息，产生内码和外码，级联不同的内码与不同的外码；并且将产生的级联内码和外码用于无线通信。内码和外码基于在发射器的信道相位信息或者信道反馈。例证说明了供蜂窝网络的高性能格码或块码。通过对多类信号设计进行集合划分以产生一系列内码，所述一系列内码中的每个内码由信道相位反馈优化，并且级联每个内码与一个多重格码调制外码以产生完整的空时格码作为同相空时格码，从而产生空时格码。

Description

根据信道相位反馈使用空时格码的方法和设备

技术领域

本发明涉及为MIMO无线通信系统设计高性能代码的方法和使用所述高性能代码的设备。

背景技术

对于无线通信系统来说，设计了多种代码来抗击信道衰落。但是，这些编码方案中的多数是为单发射/接收天线系统开发的，并不能直接应用于最近的多入多出(MIMO)无线系统。寻找能够充分利用多个发射/接收天线的优良代码仍然是一个未解决的问题。

近年来，对于开环MIMO系统提出了一些级联码。根据在发射器的信道平均值/协方差信息设计了几种块码。块码是一种检错和/或纠错码，其中编码块由N个符号组成，包含K个信息符号(K<N)和N-K个冗余校验符号，以致能够检测和/或校正最容易出现的差错。

更特别的是，提出了空时格码(STTC)以改进利用多个发射天线的无线系统的差错性能。空时块码作用于输入符号块，从而产生矩阵输出，所述矩阵输出的列表示时间，行表示天线。不同于用于加性白高斯噪声(AWGN)信道的传统单天线块码，多数空时块码并不提供编码增益。编码增益指的是和其它选择相比，一种特殊的代码所提供的改进(单位为分贝(dB))。编码增益方面的改进能够向设计者提供诸如降低发射功率或者带宽之类的选择。它们的关键特征是在编码器/解码器复杂性极低的情况下提供全分集。分集是由两个或更多的不同单元、媒介或方法构成的性质。分集增益是由分集合并所获得的信号场强与由单一路径所获得的信号强度的比值。分集增益通常用dB表示。另外，在相对于关于差错概率的联合界的所有单代码内，它们是最佳的。已为实际的发射天线范围(2-8)设计了实星座的人所共知的代码。

每次空时格码作用于一个输入符号，产生其长度表示天线的一系列向量符号。类似于单天线信道的传统格码调制(TCM)，空时格码提供编码增益。由于它们还提供全分集增益，因此它们比起空时块码的关键优点是编码增益的提供。它们的缺点在于它们极难设计，并且需要计算密集的编码器和解码器。

已经表明对于只有接收器充分了解信道的开环系统，成对代码字差分矩阵的秩和行列式(determinant)决定对应的空时格码的编码增益。如果成对代码字差分矩阵满秩，那么获得全空间分集。

最近，超级正交空时格码(SOSTTC)和超级准正交空时格码(SQOSTTC)增强了初始的空时格码。在这些新的格码中，标准的多重格码调制(M-TCM)编码器充当外部编码器，而空时块码(STBC)，或者准正交空时块码(QOSTBC)被用作内码的构件。多重格码调制(MTCM)是其中每个栅格分支对应于出自每个发射天线的多次符号传输的格码。超级正交空时格码和超级准正交空时格码享有全空间分集，高的编码增益，以及实现简单的益处。

上面提及的空时编码方案没有利用在发射器的信道知识。但是，显然借助另外的信道状态信息(CSI)，能够进一步改进空时传输。

基于信道平均值或协方差反馈，提出了STBC波束形成方案。该方案使用根据复高斯信道的平均值或协方差的不完全反馈构成的预编码矩阵。不过，这些方案使用复杂的本征分析来构成最佳的预编码矩阵。另外，所得到的波束形成矩阵达到最佳的功率负载，从而通常在发射器引起高的峰值-平均功率之比(PAPR)，这显著增大系统的复杂性和成本。在实际的数字通信系统中难以实现这些波束形成方案。

除了这些基于STBC的波束形成方案之外，还存在几种基于一维波束形成的其它方案。它们中，一种非常有前景的方案是同相传输(CPT)方案。在同相传输中，相对信道相位信息一律被量化，并被回送给发射器。在发射方，对传输符号应用一个旋转向量。旋转向量被这样构成，以致来自不同发射天线的信号在接收器天线被相干增加，从而接收信号与噪声之比(SNR)被最大化。同相传输的最大优点是易于实现。仅仅借助少数的反馈位，就能获得明显的性能提高。另一方面，不同于空时格码方案，初始的同相传输方案并不提供源自空时传输的任何编码增益。

现有技术中，信道状态信息一直未被用于为多入多出(MIMO)通信系统设计级联码。此外，现有技术中的设计标准是基于信道平均值/协方差信息形成的。但是，需要的是一种克服现有技术的前述限制的用于MIMO无线通信的编码方案。

发明内容

本发明的例证实施例产生用于级联码的最佳内码和外码。同时，基于在发射器的信道相位信息，提出一种新的设计标准。从而，例证实施例的目的在于无线通信系统中的一种代码设计方法，和使用该代码设计的设备。通过级联不同的内码与不同的外码，构成这些新的代码。根据可在发射器获得的信道状态信息获得良好的内码和外码。

我们还提出一种根据在发射器的信道相位信息，设计新代码的设计标准。该标准可被用于设计高性能的格码和块码。

借助上面的设计标准和设计方法，我们给出一些适合于多入多出(MIMO)无线通信系统的代码。这些代码，包括格码和块码具有优良的差错性能，并且实现简单。根据该方法和标准，通过级联不同的内码和不同的外码，构成几种高性能代码。根据可在发射器获得的信道状态信息和基于信道相位反馈的新设计标准，获得良好的内码和外码。基本原理是使用在发射器的信道状态信息来帮助代码设计。

与现有技术相比，本发明的代码或者具有优良的差错性能，或者实现更简单，或者两者兼而有之。本发明意图供MIMO无线通信系统使用，并且可用于无线通信系统设计，比如下一代的蜂窝网络设计。

所公开的是一种复杂性低的新的空时格码，所述新的空时格码结合空时编码的编码增益和信道相位反馈的最大比值组合增益的优点。为了实现该目的，得出一种新的性能标准，该性能标准考虑了信道相位反馈。这种新的性能标准随后被用于对几类信号设计进行集合划分。根据集合划分的结果，我们构成一系列的内码。每个内码是最有利于一种情况的信道相位反馈的三个内码之一。最后，新设计的内码与标准的M-TCM外码级联，从而获得完整的空时格码。由于提出的代码结合了空时格码的优点和同时传输方案的优点，因此我们将我们的新代码命名为同相空时格码(CPSTTC)。

在下面的详细说明中，我们公开一种基于信道相位反馈的新的性能标准。我们公开不同信号设计的集合划分。根据集合划分结果，我们证明了对于具有两个发射天线的系统，如何系统地设计同相空时格码。我们还提供一种评估不同的同时空时格码的编码增益的系统方法。随后我们将我们的设计同相空时格码的方法扩展到具有两个以上发射天线的系统。最后，我们给出了模拟结果。

虽然为了语法上和功能说明一致，描述了和将描述所述设备和方法，不过除非按照35 USC 112明确地表达，否则权利要求书不应被理解为以任何方式受到“装置”或“步骤”限定结构的限制，相反应被理解为被给予按照等同物的司法原则，由权利要求书提供的限定的含义和等同物的全部范围，并且在按照35 USC 112明确表达权利要求书的情况下，应被理解为被给予按照35 USC 112的全部法定等同物。参考附图，能够更好地想象本发明，其中相同的单元由相同的附图标记表示。

附图说明

图1是图解说明的实施例的代码生成方法的结构方框图/流程图。

图2是表示对于双相移键控(BPSK)星座以及L＝1位的反馈的情况，A(c₁，c₂，

)和B(c₁，c₂，

)的集合划分的表格。

图3是表示四态的利用BPSK的1bit/s/Hz空时格码或利用正交相移键控(QPSK)的2bit/s/Hz空时格码的表格。

图4是表示对于正交相移键控(QPSK)，A(c₁，c₂，

)和B(c₁，c₂，

)的集合划分的表格。

图5是表示双态的利用BPSK的1bit/s/Hz同相空时格码或利用QPSK的2bit/s/Hz空时格码，以及对于L＝2位的反馈的正交相移键控(QPSK)的表格。

图6是表示对于八进制相移键控(8PSK)星座和L＝1位的反馈的情况的集合划分，以及对于L＝1位和2位的反馈，八态的利用8PSK星座的3bit/s/Hz同相空时格码的表格。

图7是表示利用BPSK星座的四个发射天线的集合划分的表格。

图8a和8b是表示利用BPSK星座的四个发射天线的1bit/s/Hz同相空时格码的表格。图8a是列举两态代码的表格，图8b是列举四态代码的表格。

图9是对于两个发射天线，各种同相空时格码的用帧差错概率与SNR的关系曲线表示的性能等级的图。

图10是对于四个发射天线，利用BPSK的1bit/s/Hz同相空时格码的性能等级的图。

参考作为在权利要求书中限定的发明的例证示例给出的优选实施例的下述详细说明，能够更好地理解本发明及其各个实施例。显然由权利要求书限定的发明的范围比下面说明的例证实施例的范围宽。

具体实施方式

在下面的说明中：粗体大写字母(小写字母)表示矩阵(向量)；()^＊，()^T，()^H分别表示共轭，转置和厄密共轭；[X]_ij表示位于X的第i行和第j列的元素；P()，E()和cov()分别代表任意变量的概率密度函数(pdf)，平均值和协方差；D(x)代表x位于其主对角线上的对角矩阵；δij表示离散Dirac函数，即δii＝1，并且δij＝0，i≠j。

最近对于MIMO无线通信系统提出了空时编码。提出的多数空时编码方案使用或者没有信道状态信息，或者在发射器30可得到信道平均值/协方差信息的假设。在本公开中，我们提出一种用于闭环传输系统的空时编码方案，其中在发射器30可以得到量化的信道相位信息。

为准静态衰落信道导出性能标准。该设计标准随后被用于构成一类新的空时格码。提出的代码构成基于标准M-TCM外码与内码的级联。通过利用信道相位反馈，从一系列的内码中选择所述内码。根据几类空时信号设计的系统集合划分构成所述一系列的内码。

模拟结果表示比起现有技术中的其它空时格码来的显著性能改善。另外，提出的编码方案采用低的峰值功率与平均功率比值，解码简单，易于实现，而不需要复杂的本征分析。

性能标准

考虑在基站中具有M个发射天线，在移动站中具有单个接收天线的系统。在图解说明的实施例的分析中，我们采用准静态瑞利衰落模型，但是信道衰落的本质不是本发明的限制。对于持续T个符号周期的空时代码字，接收信号y由下式给出

y＝(y₁，…，y_T)＝hC+n，     (1)

其中信道向量h＝(h₁...，h_M)的分量是对于所有i，j，公共协方差cov(h_i，h_j)＝σ²δij的零均值复高斯过程的样本，噪声向量n＝(n₁...，n_T)包含从对于所有i，j，cov(n_i，n_j)＝σ²δij的零均值复白高斯过程中取出的项。发射的空时代码字为C＝(c_mt，m＝1，...，M，t＝1，...，T)，并且c_mt是在时间t，在第m个发射天线发射的符号。

图解说明的实施例的目的是使用在发射器30的信道相位信息来设计一种适当的代码，从而实现更好的差错性能。我们首先定义一种简单的量化反馈方案。反馈信息呈 $\hat{b}=({\hat{b}}_m,m=2,...,M)$ 的向量形式。每一项

均匀地量化h_m＝h₁，m＝2，...，M的相位。

的值是满足 $0\&le;{\hat{b}}_m\&le;2^{\mathrm{Lm}}-1$ 的四位整数，并且由L_m个二进制位表示。总的来说，存在L＝L₂+L₃+...+L_m个反馈位。利用极坐标，信道系数可被表示成 $h=\mathrm{rD}\left(\exp \left(\mathrm{j\&theta;}\right)\right)\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}[r_1,...,r_M]D\left([e^{\mathrm{j\&theta;}1},...,e^{\mathrm{j\&theta;M}}]\right).$

现在我们将两个不同的发射天线之间的相差定义为 $\mathrm{\&theta;jj}\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\mathrm{\&theta;i}-\mathrm{\&theta;j},$ 将相差向量定义为 $\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\begin{array}{c}\mathrm{\&Delta;}\\ =\end{array}[0,{\mathrm{\&theta;}}_{21},...,{\mathrm{\&theta;}}_{M1}].$ 由于当i≠j时，信道路径增益h_i和h_j相互独立，因此直接推导产生：

$P\left({\mathrm{\&theta;}}_m\right)=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}},m=1,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,M,---\left(2\right)$

$P\left({\mathrm{\&theta;}}_{m1}\right|\hat{b})=\frac{2^{L_m}}{2\mathrm{\&pi;}},m=2,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,M,---\left(3\right)$

$P\left(\mathrm{\&theta;}\right|\hat{b})=P\left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)P\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right|\hat{b})=P\left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)\underset{m=3}{\overset{M}{\mathrm{\&Pi;}}}P\left({\mathrm{\&theta;}}_{m1}\right|\hat{b}),---\left(4\right)$

其中

${\mathrm{\&theta;}}_m\&Element;\left[\mathrm{0,2}\mathrm{\&pi;}\right)\mathrm{for}1\&le;m\&le;M,\mathrm{and}{\mathrm{\&theta;}}_{m1}\&Element;[{\mathrm{\&psi;}}_m+\frac{2{\hat{b}}_m-1}{2^{L_m}}\mathrm{\&pi;},{\mathrm{\&psi;}}_m+\frac{2{\hat{b}}_m+1}{2^{L_m}}\mathrm{\&pi;})\mathrm{for}2\&le;m\&le;M$

参数Ψ_m被用于定义信道相位反馈的边界。下面我们更详细地讨论Ψ_m的值。

上面的量化相位反馈方案被认为是现有技术中的最有效反馈方案之一。M＝2并且L₂＝2的情况已被其它人用在频分双工(FDD)WCDMA发射分集模式1中。宽带码分多址(W-CDMA)是实现第三代(3G)蜂窝系统的主要技术之一。它以由ETSI Alpha组提出的无线电接入技术为基础，规范定案于1999年。由于反馈效率的缘故，我们假定这些位已被可靠地传送给发射器30，而没有任何错误，并且反馈延迟可被忽略。在实际的实现中，这可通过在反馈信道上采用充分的差错控制编码来实现。

图解说明的实施例的设计目标是使有条件的成对代码字差错概率

最小，其中

对应于在信道相位反馈

条件下，代码字C_k被错误地解码成不同的代码字C_l的概率。关于条件概率的直接推导产生：

$P_{\mathrm{kl}|\hat{b}}=\&Integral;P(C_k\&RightArrow;C_l|h,\hat{b})P\left(h\right|\hat{b})\mathrm{dh}.---\left(5\right)$

上面， $P(C_k\&RightArrow;C_l|h,\hat{b})$ 表示当在接收器32已知理想的信道状态信息时的有条件的成对差错概率。已知位于解码器的白高斯噪声，则该差错概率具有由下式给出的上限：

$P(C_k\&RightArrow;C_l|h,\hat{b})\&le;\frac{1}{2}\exp (-\frac{{\mathrm{hD}}_{\mathrm{kl}}{h}^H}{4{\mathrm{\&sigma;}}^2}),---\left(6\right)$

其中 $D_{\mathrm{kl}}\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}(C_k-C_l){(C_k-C_l)}^H.$

利用极坐标，该上限被重写成：

$\frac{1}{2}\exp (-\frac{\mathrm{rD}\left(\exp \left(\mathrm{j\&theta;}\right)\right)D_{\mathrm{kl}}D\left(\exp (-\mathrm{j\&theta;})\right)r^T}{4{\mathrm{\&sigma;}}^2})$

项表示信道系数的条件概率密度函数。我们得到：

$P\left(h\right|\hat{b})=P\left(r\right|\mathrm{\&theta;},\hat{b})P\left(\mathrm{\&theta;}\right|\hat{b}),---\left(7\right)$

其中 $P(r/\mathrm{\&theta;},\hat{b})=P\left(r\right)$ 可容易地得自于h的初始复高斯概率密度函数：

$P\left(r\right|\mathrm{\&theta;},\hat{b})=\frac{{\left(2\mathrm{\&pi;}\right)}^{M/2}}{{\mathrm{\&sigma;}}_h^M}\exp (-\frac{{\mathrm{rr}}^T}{2{\mathrm{\&sigma;}}_h^2}).---\left(8\right)$

条件信道相位概率密度函数

在(4)中给出。

对于(r，θ)，组合这些结果和h的雅可比行列式，差错概率具有由下式给出的上限：

$P_{\mathrm{kl}|\hat{b}}\&le;{\&Integral;}_{\mathrm{\&Omega;}}{\&Integral;}_{R_M^{+}}\frac{\left({\mathrm{\&Pi;}}_{m=1}^M{r}_m\right)\exp (-\frac{\mathrm{rZ}\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right)r^T}{2{\mathrm{\&sigma;}}_h^2})P\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\widehat{|b}\right)}{2{\left(2\mathrm{\&pi;}\right)}^{-M/2}{\mathrm{\&sigma;}}_h^M}\mathrm{drd}\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}},$

其中

$Z\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right)=D\left(\exp \left(j\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right)\right)[I_M+\frac{D_{\mathrm{kl}}{\mathrm{\&sigma;}}_h^2}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}]D\left(\exp (-j\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}})\right)$

并且积分区域为

$\mathrm{\&Omega;}=\{({\mathrm{\&theta;}}_{21},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,{\mathrm{\&theta;}}_{m1}),{\mathrm{\&theta;}}_{m1}\&Element;[{\mathrm{\&psi;}}_m+\frac{2{\hat{b}}_m-1}{2^{L_m}}\mathrm{\&pi;},{\mathrm{\&psi;}}_m+\frac{2{\hat{b}}_m+1}{2^{L_m}}\mathrm{\&pi;}),2\&le;m\&le;M\},---\left(9\right)$

$R_M^{+}=\{(r_1,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,r_m),r_m\&Element;[0,\&infin;),1\&le;m\&le;M\},$

为了简化该上限，我们定义

v₁＝1， $v=\left(\begin{array}{cccc}1& v_2& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& v_M\end{array}\right)\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left(\begin{array}{cccc}1& \frac{r_2}{r_1}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& \frac{r_M}{r_1}\end{array}\right)$

相对于r组合(v₁，v)的雅可比行列式，积分变成

${\&Integral;}_{\mathrm{\&Omega;}}{\&Integral;}_{R_{M-1}^{+}}{\&Integral;}_0^{\&infin;}\frac{v_1^{2M-1}\left({\mathrm{\&Pi;}}_{m=2}^M{v}_m\right)\exp (-\frac{v_1^2\mathrm{vZ}\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right)v^T}{2{\mathrm{\&sigma;}}_h^2})P\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right|\hat{b})}{2{\left(2\mathrm{\&pi;}\right)}^{-M/2}{\mathrm{\&sigma;}}_h^M}{\mathrm{dv}}_1\mathrm{dvd}\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}.---\left(10\right)$

随后定义 $y=v_1^2\frac{\mathrm{vz}\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right)v^T}{2{\mathrm{\&sigma;}}_h^2},$ 并忽略常数项，积分变成：

${\&Integral;}_{\mathrm{\&Omega;}}{\&Integral;}_{R_{M-1}^{+}}\frac{\left({\mathrm{\&Pi;}}_{m=2}^M{v}_m\right)P\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right|\hat{b})}{{\left(\mathrm{vZ}\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right)v^T\right)}^M}\mathrm{dvd}\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}{\&Integral;}_0^{\&infin;}{y}^{M-1}\exp (-y)\mathrm{dy}.---\left(11\right)$

(11)中的第二个积分项由 ${\&Integral;}_0^{\&infin;}{y}^{M-1}\exp (-y)\mathrm{dy}=(M-1)!$ 给出。通过忽略常数项，我们得到一对代码字矩阵之间的下述编码增益度量(CGM)：

$\mathrm{CGM}(C_k,C_l)={\&Integral;}_{\mathrm{\&Omega;}}{\&Integral;}_{R_{M-1}^{+}}\frac{\left({\mathrm{\&Pi;}}_{m=2}^M{v}_m\right)P\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right|\hat{b})}{{\left(\mathrm{vZ}\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right)v^T\right)}^M}\mathrm{dvd}\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}.---\left(12\right)$

在此阶段，我们假定这里可以应用联合界(union bound)技术，并且情况最坏的成对差错概率支配差错性能。通过利用联合界假定，我们得到用于构成最佳代码C的下述设计标准：

剩余的问题是找出达到该最小的最坏情况编码增益度量的代码。不幸的是，(12)中的编码增益度量不是闭型的。对于常见的相移键控(PSK)星座，比如BPSK、QPSK、8PSK，以及对于具有四个或更少发射天线的系统，我们发现可通过简单的数字方法评估编码增益度量。此外，当M＝2时，编码增益度量的计算可被进一步简化。对于M＝2的情况，只有一个参数

需要被回送给发射器30。为了简便起见，我们指示L＝L₂，Ψ＝Ψ₂，并且 $P\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right|\hat{b})=P\left({\mathrm{\&theta;}}_{21}\right|{\hat{b}}_2)=\frac{2L}{2\mathrm{\&pi;}}.$ 通过直接推导并且忽略常数项，对于M＝2的情况，(12)中的编码增益距离被简化为：

其中分别地，

当M>2时，我们采用下述的数值算法来计算编码增益度量：

算法

步骤1

通过简单的处理，初始的编码增益度量被重新阐述，以致其积分区域被限制。

$\mathrm{CGM}={\&Integral;}_{\mathrm{\&Omega;}}{\&Integral;}_{{\left[\mathrm{0,1}\right]}^{M-1}}[\frac{\left({\mathrm{\&Pi;}}_{m=2}^M{u}_m\right)P\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right|\hat{b})}{{\left(\mathrm{vZ}\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right)v^T\right)}^M}+\frac{P\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right|\hat{b})}{\left({\mathrm{\&Pi;}}_{m=2}^M{v}_m^3\right){\left(v_{\mathrm{inv}}Z\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right)v_{\mathrm{inv}}^T\right)}^M}]\mathrm{dvd}\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}},---\left(14\right)$

其中v_inv＝[1，v^-1 ₂，...，v^-1 _M]。

步骤2

设定n＝0并且CGM₀＝0

步骤3

设定n＝n+1，计算

$[\frac{\left({\mathrm{\&Pi;}}_{m=2}^M{u}_m\right)P\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right|\hat{b})}{{\left(\mathrm{vZ}\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right)v^T\right)}^M}+\frac{P\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right|\hat{b})}{\left({\mathrm{\&Pi;}}_{m=2}^M{v}_m^3\right){\left(v_{\mathrm{inv}}Z\left(\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}\right)v_{\mathrm{inv}}^T\right)}^M}]---\left(15\right)$

步骤4

A.如果 $\left|\frac{{\mathrm{CGM}}_n-{\mathrm{CGM}}_{n-1}}{{\mathrm{CGM}}_n}\right|<\mathrm{\&gamma;},$ 则停止。否则返回步骤3。参数γ表示收敛阈值。试探性地，我们设定一个恒定的阈值γ＝0.01。

B.通过基本微积分推导，能够容易地证明该算法的收敛性。上面的数值计算费时，可能存在比上述算法简单的许多其它算法。从而，本发明明确地包括通过其它例程确定编码增益度量的其它算法。但是，在代码构成阶段中，只需要进行一次编码增益度量评估。不会增大系统实现的复杂性。于是，我们确定上述算法是足够的，不过编码增益度量计算的进一步简化预期在本发明的范围内。从而，举例说明的算法显然并不被视为本发明的限制。

C.值得提及的是，由于(12)中的项σ² _h/σ²的缘故，接收信噪比(SNR)在格码设计中起着重要的作用。为了得到最佳的代码，SNR也应被回送给发射器30。接收器32和发射器30都应保持一个大型表格，所述表格保存将在不同的SNR下使用的不同代码。所有这些要求增大了实现复杂性。为了避免增大实现复杂性，我们为一个恒定的σ² _h/σ²设计了一系列的代码，并将其用于所有其它值。通过一系列的实验，我们发现σ² _h/σ²＝10是一个适当的常数。下面，我们使用数值结果来证明这种简化对获得良好的代码几乎没有影响。事实上，同相空时格码(CPSTTC)(它是用于本发明产生的代码的术语)在所有SNR下都享有良好的性能。

对于具有两个发射天线的系统的代码构成

集合划分和代码构成

图1中描绘了同相空时格码(一般用附图标记10表示)的系统方框图。图1中的各个单元都可被等同地视为用于执行所示功能的流程图中的编码单元或者编码操作，计算机系统中的软件模块，或者硬件/固件电路。输入位16被提供给M-TCM编码器18和多个内码12。该组内码12共享来自M-TCM编码器18的相同的外部格码。每个内码12适合于如图9和10的示例中图解说明的信道实现的一种特殊情况。在选择框20，利用由反馈箭头14表示的量化相位反馈

，选择适当的内码12。选择结果随后通过天线22被传送给接收天线24。与接收天线24耦接的信道估计器26产生由箭头14表示的量化信道相位反馈

，并将其输出提供给最大似然(ML)解码器28。

我们的代码构成中的主要目的是保持初始的超级正交空时格码10的简单结构。我们找到两类能够实现逐个符号解码的信号设计。第一类是改进的正交设计。对于M＝2的情况，代码字由下面的正交设计给出：

$A(c_1,c_2,\mathrm{\&phi;})=\left(\begin{array}{cc}{e}^{\mathrm{j\&phi;}}{c}_1& -e^{\mathrm{j\&phi;}}{c}_2^{*}\\ c_2& c_1^{*}\end{array}\right)---\left(16\right)$

其中c_i＝exp(j2s_iπ/N)，i＝1，2是来自n-多相移键控(N-PSK)星座的符号，s_i是集合[0，1，...，N-1]的元素，i＝1，2是输入数字位。旋转角

的用途是为内码设计放大可用集合。

其中同时从不同的天线发射符号的第二类信号设计是：

$B(c_1,c_2,\mathrm{\&phi;})=\left(\begin{array}{cc}{c}_1& c_2\\ e^{\mathrm{j\&phi;}}{c}_1& e^{\mathrm{j\&phi;}}{c}_2\end{array}\right)---\left(17\right)$

和现有的使用一致，我们将这类代码字矩阵命名为‘同相，设计。不同于正交设计，同相设计不提供全空间分集。但是，新定义的编码增益度量标准不同于以前使用的初始行列式和秩标准。全空间分集不再是良好性能的一个必要条件。借助在发射器30的部分信道状态信息，来自B(c₁，c₂，

)的代码字通常提供更好的编码增益度量。

至此，(16)和(17)中的旋转角

的选择未被解决。一般来说，我们目的在于避免扩展初始信号星座，以保持简单的实现。从而，对于BPSK，对于QPSK，

0≤k≤3，等等。但是，当信道反馈

的基数超过对应的N-PSK星座的基数时，我们不得不利用范围更宽的旋转角来实现更好的性能。这种情况下，

(2L，N)，0≤k≤max(2^L-1，N-1)。

下面，我们利用(13)中的距离度量，对出自A(c₁，c₂，

)和B(c₁，c₂，

)的元素进行集合划分。当将来自A(c₁，c₂，

)和B(c₁，c₂，

)的不同元素分成不同的子集时，我们要求每个子集仅仅由来自单一类别的信号设计的具有相同旋转角

的元素组成。禁止相同子集中来自不同设计的元素的混合的动机是为了能够对格码的并行分支进行逐个符号的解码，从而降低总的解码复杂性。为了便于说明，来自相同信号设计的具有相同旋转角的任意两个代码字之间的成对距离将被称为编码内增益度量。如果两个元素来自不同的信号设计，或者它们具有不同的旋转角

那么它们之间的距离将被称为编码间增益度量。例如，如果C_K来自于B(c₁，c₁，π)，C_I来自于B(c₁，c₁，0)，那么C_K和C_I之间的距离被认为是编码间增益度量。在集合划分过程中，将只使用编码内增益度量。另一方面，当分析总的编码增益时，编码间增益度量将最有用。

一个重要的设计参数是(13)中的ψ的值。最佳策略是确定对于某些子集内的元素，能够得到最小的编码内增益度量的ψ值。下面，我们提供几条引理作为ψ的最佳选择的标准。

引理1

A.在不丧失一般性的情况下，对于L位的反馈，ψ的值可被限制在包含于集合[-π/2^L，π/2^L]内的区域ψ。

引理2

A.对于来自正交设计A(c₁，c₂，

)的元素，ψ的值并不影响编码内增益度量值。

引理3

对于N-PSK星座，如果ψ＝0，那么B(c₁，c₂，

)内的元素达到最小的最坏情况编码内增益度量， ${\hat{b}}_2=0,...,2^L-1.$ 如果ψ＝-min(π/2^L，π/N)，那么B(c₁，c₂，

)和B(c₁，c₂，

(π/2^L-1，2π/N))中的元素达到最小的最坏情况编码内增益度量， ${\hat{b}}_2=0,...,2^L-1.$

现在我们即将对A(c₁，c₂，

)和B(c₁，c₂，

)的元素进行集合划分。在不同的级别进行集合划分。在每个级别，代码字矩阵被分为不同的子集。相同级别上的子集具有相同数目的元素。容易明白，对于这两种信号设计，对任意一对符号(c₁，c₂)增大欧几里德距离都将导致较小的编码增益度量。从而，一种单凭经验的方法是如果两个不同符号对(c₁，c₂)和之间的欧几里德距离较大，那么A(c₁，c₂，)和A

将属于相同的子集。按照该标准，在图2中给出了关于BPSK星座和L＝1情况的集合划分结果。根据引理2和引理3，对于该集合划分，参数ψ被设置成ψ＝0。在该划分的不同级别，最坏情况编码内增益度量值也被包括在图2中。注意当的值变化时，集合划分结果相应地变化。

基于上面的集合划分结果，我们系统地设计了一系列的同相空时格码。直截了当地，只有具有相对较小intra-CGM的子集被用于构成内码。另外，从任意状态分出的或者合并成任意状态的并行转移来自于具有相同旋转角的相同信号设计。在解码器28，逐个符号算法可被用于计算路径度量。

在本公开中，我们集中于码率(rate)为1的同相空时格码的设计。第一个示例是其中使用BPSK星座，并且存在L＝1位反馈的简单同相空时格码。图3描述对应的四态同相空时格码。该代码也可用作L＝1情况的利用QPSK的2bit/s/Hz同相空时格码，ψ的最佳值为ψ＝0。在该同相空时格码中，与不同的内码无关，使用一个标准的四态格栅外码。在1bit/s/Hz下，存在出自于任意状态和合并到任意状态的四个分支，包括并行分支。此外，任何相邻状态下的分支应具有来自两个不同的信号设计，或者来自具有不同旋转角的相同信号设计的元素。于是，对于内码来说，需要8个不同的元素。利用 ${\hat{b}}_2=0$ 和L＝1作为示例，选择具有最小的编码间增益度量的8个元素，即A(c₁，c₂，)和B(c₁，c₂，0)。这8个矩阵建立用于 ${\hat{b}}_2=0$ 情况的对应内码。类似地，利用8个不同的元素：A(c₁，c₂，0)和B(c₁，c₂，π)，能够设计用于 ${\hat{b}}_2=1$ 和L＝1的另一内码。利用这两个内码，我们获得关于L＝1情况的图3中的同相空时格码。

类似的策略同样适用于数目更多的反馈位。以L＝2位反馈的情况作为示例，关于QPSK星座的集合划分结果示于图4中。注意根据引理3，ψ＝-π/4是图4中的元素获得最小的编码内增益度量的最佳值。信号设计B(c₁，c₂，

)和B(c₁，c₂，

)被用于构成如图3中所示的用于QPSK的四态同相空时格码10的内码。另外，图3中的代码还可被用作L＝2情况的利用BPSK星座的1bit/s/Hz同相空时格码10，其中ψ＝-π/4仍然是最佳的。从这些示例可看出，同相空时格码设计与反馈位的数目密切相关。

图5演示了以利用BPSK的1bit/s/Hz和利用QPSK的2bit/s/Hz运行的双态格码。这些代码需要2位的反馈。基于引理3，对于这些两态代码来说，ψ的最佳值为ψ＝-π/4。图6演示了在利用8PSK星座的3bit/s/Hz下的八态同相空时格码。假定L＝1，关于8PSK星座的集合划分结果也包括在图6中。在这些8PSK同相空时格码10中，对于L＝1，2来说，ψ的最佳值为ψ＝-π/8。

关键的观察结果在于我们的代码构成使用两类矩阵设计的混合，而现有技术中的代码只使用一类矩阵设计。在更大的一组元素可用的情况下，我们的代码只使用更适合于每个信道情况的元素，从而提供更高的编码增益。

B.编码增益分析

下面，我们提供关于上面的同相空时格码10的编码增益的简要分析。我们的多数推导集中在具体的示例上。但是，该方法足够普遍和简单，足以被应用于其它同相空时格码10。我们分别研究路径长度为2和3的差错事件。

1)路径长度为2的差错事件

我们从图5中的最简单的双态格码着手。根据集合划分结果，已知每种状态下的并行转变的编码内增益度量。对于非并行转变，两个截然不同的代码字可在至少两个格栅转变中不同。我们研究一种具体情况，其中第一个代码字停留在零状态，而第二个代码字在第一个转变中从零状态分出，并在第二个转变中重新并入零状态。对应的代码字差分矩阵由下式给出：

$D_{\mathrm{kl}}=\left(\begin{array}{cc}{D}_1& D_2\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{D}_1^H\\ D_2^H\end{array}\right)=D_1{D}_1^H+D_2{D}_2^H,---\left(18\right)$

其中D1和D2分别表示第一个和第二个转变的差分矩阵。根据图5中的格栅图，假定 ${\hat{b}}_2=0$ 和BPSK星座，我们得到：

$D_1=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{\&Delta;}{c}_1& \mathrm{\&Delta;}{c}_2\\ \mathrm{\&Delta;}{c}_1& \mathrm{\&Delta;}{c}_2\end{array}\right),$ $D_2=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{\&Delta;}{c}_3& \mathrm{\&Delta;}{c}_4\\ c_3-j{\hat{c}}_3& c_4-j{\hat{c}}_4,\end{array}\right)---\left(19\right)$

其中 $\mathrm{\&Delta;}{c}_i=c_i-{\hat{c}}_i,$ 并且c_i，

i＝1，...4分别是来自两个截然不同的代码字C_K，C_l的符号。c_i和

的不同值的组合导致不同的D_Kl矩阵。在利用(13)强制计算所有不同的D_Kl矩阵的成对编码增益度量之后，我们得到如下所示的一对代码字，该对代码字产生最大的编码间增益度量：

$C_k=\left(\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\end{array}\right),$ $C_i=\left(\begin{array}{cccc}-1& 1& -1& 1\\ -1& 1& -i& i\end{array}\right)---\left(20\right)$

对应的编码增益度量值为3.43×10^-4。根据相同的程序，源于状态1的代码字的最坏情况成对编码间增益度量也为3.43×10^-4。与并行路径的最坏情况编码内增益度量2.36×10^-4相比，显然具有两个转变的差错路径是占优势的差错事件。对于 ${\hat{b}}_2\&NotEqual;0$ 的情况的编码间增益度量，获得类似的结果。

按照相同的方式，我们还计算了图5中的利用QPSK星座的代码的最坏情况编码增益度量值。关于并行转变的最坏情况编码内增益度量为9.12×10^-4，而关于路径长度为2的差错事件的最大成对编码间增益度量为1.2×10^-3。于是，具有两个转变的差错事件仍然支配利用QPSK星座的代码的差错性能。

2)路径长度为3的差错事件：

我们首先关于L＝1， ${\hat{b}}_2=0$ 和BPSK星座分析图3中的四态代码。并行转变的编码内增益度量对正交设计来说为9.3×10^-4，对(17)中的同相设计来说为4.7×10^-4。对于非并行转变，根据图3中的格栅结构，两个代码字可在至少三个格栅转变中不同。我们讨论其中第一个代码字停留在零状态路径，第二个代码字沿0→1→2→0路径而行的具体情况。对应的代码字差分矩阵由下式给出：

$D_1=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{\&Delta;}{c}_1& \mathrm{\&Delta;}{c}_2\\ \mathrm{\&Delta;}{c}_1& \mathrm{\&Delta;}{c}_2\end{array}\right),$

c_i，

i＝1，...6分别是来自两个截然不同的代码字C_K，C_l的符号。在穷举搜索之后，我们获得如下所示的一对代码字，该对代码字产生最大的编码间增益度量。

$C_k=\left(\begin{array}{cccccc}1& 1& 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1& 1& 1\end{array}\right),$ $C_i=\left(\begin{array}{cccccc}-1& 1& 1& -1& -1& 1\\ -1& 1& 1& 1& -1& 1\end{array}\right)$

对应的编码增益度量值为3.5×10^-4。总的来说，这种情况的最坏情况编码增益度量为9.3×10^-4，并且由利用正交设计的并行转变获得。注意现有技术中的四态超级正交空时格码会得到相同的最坏情况编码增益度量。但是，同相空时格码10仍然享有更好的性能，因为与现有技术中的超级正交空时格码相比，只有一半的并行转变经历相同的最坏情况编码增益度量。另一半的并行转变使用来自同相设计的矩阵，所述另一半的并行转变受益于小得多的编码内增益度量。于是，当反馈位可用时，同相空时格码10的距离谱好于超级正交空时格码的距离谱。

对L＝2位的反馈重复上述程序。观察到关于并行转变的最坏情况编码内增益度量为2.4×10^-4。路径长度为3的差错事件的最坏情况编码间增益度量为1.7×10^-4。从而，对于L＝2的情况来说，并行转变的差错事件仍然支配差错性能。按照相同的方式，我们还评估了利用QPSK星座的图3中的代码的最坏情况编码增益度量。对于L＝1来说，最大的成对编码增益度量为3.5×10^-3，并且由利用正交设计的并行转变得到。对于L＝2的情况，最大的成对编码增益度量为9.1×10^-4，并且由利用同相设计的并行转变获得。存在几种找出最佳的空时格码的计算机搜索算法。理想地，同样的算法适用于设计更好的同相空时格码10。但是，随着星座的扩展和状态数目的增大，计算复杂性按指数规律增大。这种情况下，(13)中的初始编码增益距离应被进一步简化，以加速计算机搜索。于是，在本发明的范围内预期关于不同的格栅和码率找出最佳的同相空时格码10的不同搜索可被等同替换。

关于两个以上发射天线的代码设计

现在考虑将上面的用于设计同相空时格码10的通用方法扩展到两个以上发射天线22。这里主要区别在于在接收器32将存在更多的可用相位信息。当反馈信道14受到严格的频带限制时，接收器32只能回送最关键的位。最佳设计策略理应是按照最有效的方式利用反馈信道14的设计策略。从而，目标是联合设计反馈方案以及对应的格栅编码方案，从而以最少量的反馈获得最大的编码增益。下面我们利用BPSK星座演示用于具有四个发射天线的系统的同相空时格码10的构成。

信道相位反馈和新信号设计

当在发射器30不可获得任何信道状态信息时，传统的空时块码提供最大的可能分集增益，从而它们是内码的最佳候选者。对于四个发射天线，关于BPSK星座的旋转4×4正交设计由下式给出：

$A(c_1,c_2,c_3,c_4,{\mathrm{\&phi;}}_1,{\mathrm{\&phi;}}_2,{\mathrm{\&phi;}}_3)=\left(\begin{array}{cccc}{c}_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}& -c_2{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}& -c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}& -c_4{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}\\ c_2{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& c_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& c_4{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& -c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}\\ c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& -c_4{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_2{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}\\ c_4& c_3& -c_2& c_1\end{array}\right)---\left(22\right)$

其中引入参数

和

来扩展初始的正交设计，而不改变正交性。当存在足量的信道相位反馈时，同相设计达到更好的编码内增益度量，从而变成更好的内码候选者。对于四个发射天线，同相设计由下式给出：

$B(c_1,c_2,c_3,c_4,{\mathrm{\&phi;}}_1,{\mathrm{\&phi;}}_2,{\mathrm{\&phi;}}_3)=\left(\begin{array}{cccc}{c}_1& c_2& c_3& c_4\\ c_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}& c_2{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}& c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}& c_4{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}\\ c_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& c_2{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& c_4{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}\\ c_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_2{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_4{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}\end{array}\right)---\left(23\right)$

对于本实施例中的四天线同相空时格码10，同相设计中的旋转角

满足简单关系

并且参数ψ_i被设置成ψ_i＝0，i＝2，...，M。遵循引理3中的相同推导，可证明对于B(c₁，c₂，c₃，c₄，

)的元素，这些旋转角保证最小的编码内增益度量。当只存在几个可用的反馈位时，这两个信号设计中的任何一种都不能提供最佳的编码增益度量。下面，我们介绍用于不同反馈情况的几种新的信号设计。在这些新的信号设计中，我们使用固定的常数ψ_i＝0。设置ψ_i＝0可能是个次优的解决方案。但是，如同我们在下面证明的那样，所有这些新的信号设计都提供相当大的性能提高。最佳ψi的搜索被认为在本发明的范围之内。注意，在不丧失一般性的情况下，我们假定反馈位的数目满足简单关系L₂≥max(L₃，L₄)。

1)一位反馈情况

这种情况下，L₂＝1，并且L₃＝L₄＝0。我们为这种反馈情况构成一种新的信号设计：

$C(c_1,c_2,c_3,c_4,{\mathrm{\&phi;}}_1)=\left(\begin{array}{cccc}{c}_1& -c_2& -c_3& -c_4\\ c_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}& -c_2{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}& -c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}& -c_4{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}\\ c_2& c_1& c_4& -c_3\\ c_3& -c_4& c_1& c_2\end{array}\right)---\left(24\right)$

分两步构成(24)中的矩阵。首先，我们从初始的4×4正交设计中除去最后一行。随后，我们将第一行扩大成两行，第二行上的信号仅仅是旋转后的第一行上的信号。通过设置前两个天线上的信号基本上形成一个同相设计，天线1和2被组合成一个‘虚拟’天线。最后，来自该‘虚拟’天线的信号和来自天线3和4的信号形成一个3维正交设计。(24)中的新设计是同相设计和正交设计的混合。目的是将(22)的分集阶数减1，并在‘良好的，发射方向上分配更多的发射能量。在接收器32，4乘1向量信道被简化为具有信道系数

的3乘1向量信道。从而，用于正交设计的逐个符号算法可被用于计算并行分支上的路径度量。我们将相位旋转角

和

分别应用在‘虚拟’天线和第三个天线上，即，

$C(c_1,c_2,c_3,c_4,{\mathrm{\&phi;}}_1,{\mathrm{\&phi;}}_2,{\mathrm{\&phi;}}_3)=\left(\begin{array}{cccc}{c}_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& {-c}_2{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& {-c}_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& -c_4{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}\\ c_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& -c_2{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& -c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& -c_4{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}\\ c_2{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& c_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_0}& c_4{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_0}& {-c}_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}\\ c_3& -c_4& c_1& c_2\end{array}\right)---\left(25\right)$

其中对于N-PSK星座来说，

i＝2，3，n＝0，...，N-1。注意和的唯一用途是在不改变正交性的情况下扩展(24)中的信号设计。

2)两位反馈情况：

存在几种分配两个反馈位的不同方式。一种简单的方法是使用这两位来量化θ₂₁，即L₂＝2，并且L₃＝L₄＝0.15。通过设置

(25)中的信号设计直接适用于这种情况。另一种方法设置L₂＝L₃＝1并且L₄＝0。对于这种情况，我们定义下面的信号设计：

$D(c_1,c_2,c_3,c_4,{\mathrm{\&phi;}}_1,{\mathrm{\&phi;}}_2,{\mathrm{\&phi;}}_3)=\left(\begin{array}{cccc}{c}_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_2^{*}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_4^{*}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}\\ c_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_2^{*}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_4^{*}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}\\ c_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_2^{*}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_4^{*}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}\\ c_2& -c_1^{*}& c_4& -c_2^{*}\end{array}\right)---\left(26\right)$

其中对于N-PSK星座，

i＝1，2，并且

0≤n≤N-1。这里我们使用了复共轭算子，因为这种信号设计也可被用于复星座。对于BPSK星座来说，这些复算子可被忽略。显然，天线1、2和3上的信号形成一种同相设计，并且前三个天线被组合成一个‘虚拟’天线。来自该‘虚拟’天线的信号与来自天线4的信号结合，从而创建关于(c₁，c₂)的一个正交设计，和关于(c₃，c₄)的另一个正交设计。相位旋转

被应用在‘虚拟’天线上。其用途是扩大该信号设计的基数。在该新设计中，分集阶数被进一步减1，一半以上的发射能量被分配在‘虚拟’天线上。

最终反馈方案是使用一位

来量化θ₂₁，并且使用一个新的位

来量化θ₄₃。在参数θ₄₃，而不是θ₄₁或θ₃₁被量化的意义上，这种反馈方案稍微不同于先前的反馈方案。直接结果是(12)中的编码增益度量的计算的微小变化。首先，相差向量被重写成θ＝[0，θ₂₁，θ₃₁，θ₃₁+θ₄₃]。其次，(9)中的积分范围被变成：

$\mathrm{\&Omega;}=\{({\mathrm{\&theta;}}_{21},{\mathrm{\&theta;}}_{31},{\mathrm{\&theta;}}_{43}),{\mathrm{\&theta;}}_{21}\&Element;[\frac{2{\hat{b}}_2-1}{2^{L_2}}\mathrm{\&pi;},\frac{2{\hat{b}}_2+1}{2^{L_2}}\mathrm{\&pi;}),{\mathrm{\&theta;}}_{31}\&Element;[-\mathrm{\&pi;},\mathrm{\&pi;}),{\mathrm{\&theta;}}_{43}\&Element;[\frac{2{\hat{b}}_{43}-1}{2^{L_{43}}}\mathrm{\&pi;},\frac{2{\hat{b}}_{43}+1}{2^{L_{43}}})\}$

其中L₄₃表示用于量化θ₄₃的位的数目。对于这种反馈方案，我们定义一种新的信号设计：

$E(c_1,c_2,c_3,c_4,{\mathrm{\&phi;}}_1,{\mathrm{\&phi;}}_2,{\mathrm{\&phi;}}_3)=\left(\begin{array}{cccc}{c}_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_2^{*}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_4^{*}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}\\ c_1{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_2^{*}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_3{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}& c_4^{*}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_1}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_3}\\ c_2& -c_1^{*}& c_4& -c_3^{*}\\ c_2{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& -c_1^{*}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& c_4{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}& -c_3^{*}{e}^{j{\mathrm{\&phi;}}_2}\end{array}\right)---\left(27\right)$

其中对于N-PSK星座，

并且n＝0，...，N-1。显然，前两个天线被合并成‘虚拟’天线1，其它两个天线被合并成‘虚拟’天线2。来自这两个‘虚拟，天线的信号被组合，从而产生两个正交设计。旋转角

具有和(26)中的旋转角

相同的功能。

3)三位或者更多位反馈情况：

A.类似于两位反馈情况，存在许多不同的反馈策略。当L₂>0时，信号设计C(c₁，c₂，c₃，c₄，

)适用。对于L₂>0，L₃>0的情况来说，C(c₁，c₂，c₃，c₄，

)和D(c₁，c₂，c₃，c₄，

)都适用。当L₂>0，L₃＝0，L₄₃>0时，C(c₁，c₂，c₃，c₄，

)和(27)中的E(c₁，c₂，c₃，c₄，

)都适用。当L₂>0，L₃>0，L₄>0时，信号设计B $(c_1,c_2,c_3,c_4,-2^{{\hat{b}}_2}\mathrm{\&pi;}/2L_2,-2^{{\hat{b}}_3}\mathrm{\&pi;}/2L_3,-2^{{\hat{b}}_4}\mathrm{\&pi;}/2L_4)$ ，C(c₁，c₂，c₃，c₄，

)和D(c₁，c₂，c₃，c₄，

)都适用。最后，信号设计A(c₁，c₂，c₃，c₄，

)始终是内码设计的一个候选者，因为它并不依赖于任何信道相位反馈。

B.利用上述示例，我们定义了一系列的信号设计。所有这些信号设计都实现同相设计和正交设计的自然组合。基本原理是利用同相设计将两个或更多的天线组合成一个‘虚拟’天线，随后组合来自‘虚拟’天线的信号和来自剩余天线的信号，从而形成正交设计。这种新策略能够容易地扩展到四个以上发射天线的正交设计或准正交设计。最后，由于在这些代码字矩阵中不需要任何功率负载，因此所有这些信号设计具有低的峰值功率-平均功率之比。

C.集合划分和代码构成

D.我们提出了一系列的反馈位分配方案和对应的信号设计。显然，一些信号设计提供比其它信号设计更好的编码增益。为了挑选正确的组合，我们采用和我们用于为两个发射天线构成代码的原理相同的原理。我们对所有候选信号设计进行集合划分。根据结果，只有提供较小的编码内增益度量的那些信号设计被用在内码中。

E.对于L≤6的情况，在图7中提供了关于BPSK星座的集合划分结果。仅仅出于举例说明的目的，给出了提供最小编码内增益度量的三种信号设计。上述信号设计的一个重要副作用是它们也可用在非格栅编码系统中。在划分树的根层级利用编码内增益度量值，接收器32能够挑选最佳的信号设计，以及对应的反馈方案。在没有外部M-TCM编码器18的情况下，这些信号设计可被容易地用作空时块码。这些新块码的主要作用在于编码方案与现有技术中的预编码方案没有解决的信道相位反馈方案一起被定义。此外，优选的逐个符号解码算法适用于所有这些新块码。

F.基于集合划分结果的格码构成是简单的。对于任何给定格栅，我们利用Ungerboeck规则分配在不同的状态下具有最小的编码内增益度量的信号设计，所述Ungerboeck规则是：

U1相同的最大分区的元素被分配给并行转变。

U2次大分区的元素被分配给“相邻”转变，即，源自相同节点或者并入相同节点的转变。

U3所有信号被同样频繁地使用。

G.同时，反馈方案的位分配也被确定。作为一个示例，图8描述对于L≤6的情况，传送利用BPSK的1bit/s/Hz的双态和四态同相空时格码10。反馈信道上的位分配也包括在图8中。

数值模拟

通过数值模拟研究同相空时格码10的性能。我们将我们的结果与其它相关方案进行了比较。第一种方案是现有技术中的超级正交空时格码，第二种方案是现有技术中的同相传输方案。在这些模拟中，SNR被定义成超级正交空时格码系统的接收SNR。为了使模拟公平，不同方案的发射能量与超级正交空时格码方案的发射能量相同。

在第一种模拟中，系统由两个发射天线和一个接收天线组成，每帧由130个传输组成。图9表示对于传送利用BPSK的1bit/s/Hz，利用QPSK的2bit/s/Hz和利用8PSK的3bit/s/Hz，帧差错概率与SNR的关系曲线。在所有这些情况下，同相空时格码10均胜过其它的方案。当可得到更多的反馈位时，观察到更高的性能提高。

在第二种模拟中，我们研究具有四个发射天线和一个接收天线的系统。对于上面的4-TCM代码，每帧由132个传输组成。图10描述对于图8中的四态代码，帧差错概率与SNR的关系曲线。可清楚地看出借助更多的反馈，同相空时格码10享有更大的性能提高。

我们还对图8中的两态代码进行数字模拟，并且观察到类似的结果。对于图8中的两态代码和四态代码来说，与现有技术中的超级正交空时格码相比，仅仅6位反馈就能达到约3dB的增益。

现在可认识到我们构成了称为同相空时格码的一种新代码。提出的编码方案基于在发射器30，只能得到少许量化的信道相位反馈位的实际假设。提出了有效结合最近的超级正交空时格码与简单的同相传输方案的传输方案。基于量化的信道相位反馈得出新的空时码设计标准。新的设计标准被用于几类矩阵设计的集合划分。这些矩阵设计包括正交设计以及同相设计。对于具有四个发射天线的系统来说，通过利用同相设计将一组天线合并成‘虚拟’天线，我们还提出了几种新的信号设计。最后，集合划分结果被用于构成新的同相空时格码。我们的代码设计策略足够普遍，足以被应用到不同数目的反馈位和具有不同数目的发射天线的系统。

数值模拟已证明比起最近的开环传输方案以及闭环同相传输方案的明显提高。另外，提出的编码方案具有低的峰值功率-平均功率之比，解码简单，并且易于实现，不需要复杂的本征分析。

在本发明的范围内，可将该构思扩展到超级准正交空时格码。初步结果表明与现有技术的超级准正交空时格码相比，基于准正交设计的全码率同相空时格码实现明显的性能提高。

在不脱离本发明的精神和范围的情况下，本领域的普通技术人员可做出许多改变和修改。于是，必须明白只是出于举例说明的目的陈述了例示实施例，例示实施例不应被理解成对本发明的限制，本发明由后面的发明及其各个实施例限定。

于是，必须明白只是出于举例说明的目的陈述了例示实施例，例示实施例不应被理解成对本发明的限制，本发明由后面的权利要求书限定。例如，尽管下面以某种组合的形式陈述权利要求书的各个要素，不过必须清楚地理解本发明包括在上面公开的更少、更多或不同要素的其它组合，即使最初没有主张这样的组合。在主张的组合中组合两个要素的教导还要被理解成还考虑到其中这两个要素不被相互组合，而是可被单独使用或者按照其它组合方式组合的主张组合。本发明的任何公开要素的删除被明确地预期在本发明的范围之内。

说明书中用于说明本发明及其各个实施例的用词不仅应当理解为通常具有的含义，而且包括超出通常具有的含义的范围的在本说明书结构、材料或动作方面的特殊定义。从而，如果在本说明书的上下文中，一个要素可被理解成包括一种以上的含义，那么其在权利要求书中的使用必须被理解成通用于由说明书及用词本身支持的所有可能含义。

于是，下面的权利要求书的用词或要素的定义在本说明书中规定，以便不仅包括字面陈述的要素的组合，而且包括按照基本相同的方式执行基本相同的功能，从而获得基本相同的结果的所有等同结构、材料或动作。于是在这个意义上，预期对权利要求书中的任意一个要素可做出两个或更多要素的等同替代，或者单个要素可替代权利要求书中的两个或更多的要素。尽管上面将要素描述成在某些组合中起作用，甚至最初这样主张，不过必须明确地理解在一些情况下，所主张的组合中的一个或多个要素可被该组合中删除，所主张的组合可以子组合或子组合的变化为目标。

本领域的普通技术人员认为的，现有知道的或者以后设计的与主张的主题的非本质变化被明确预期包含在权利要求书的范围之内。于是，本领域的普通技术人员现有或以后知晓的明显替代在限定的要素的范围之内。

从而，权利要求书包括上面明确举例说明的内容，概念上等同的内容，可被明显替代的内容，以及本质上具体体现本发明的基本构思的内容。

Claims (26)

1、一种无线通信方法，包括：

根据可在发射器获得的信道状态信息，产生内码和外码；

级联不同的内码与不同的外码；和

将产生的级联内码和外码用于无线通信。

2、按照权利要求1所述的方法，其中根据可在发射器获得的信道状态信息产生内码和外码包括：

根据在发射器的信道相位信息产生代码。

3、按照权利要求1所述的方法，其中根据可在发射器获得的信道状态信息产生内码和外码包括：

产生高性能格码。

4、按照权利要求1所述的方法，其中根据可在发射器获得的信道状态信息产生内码和外码包括：

产生高性能块码。

5、按照权利要求1所述的方法，其中根据可在发射器获得的信道状态信息产生内码和外码包括：

产生适用于多入多出(MIMO)无线通信系统的代码。

6、按照权利要求5所述的方法，其中产生适用于多入多出(MIMO)无线通信系统的代码包括：

根据信道反馈产生代码。

7、按照权利要求6所述的方法，其中根据信道反馈产生代码包括：

根据在发射器的信道状态信息产生代码。

8、按照权利要求5所述的方法，其中产生适用于多入多出(MIMO)无线通信系统的代码包括：

产生适用于蜂窝网络的代码。

9、按照权利要求3所述的方法，其中产生高性能格码包括：

通过对多类信号设计进行集合划分以产生一系列内码，并且级联每个内码与多重格码调制(M-TCM)外码，以提供完整的空时格码作为同相空时格码，从而产生空时格码，所述一系列内码中的每个内码由信道相位反馈优化。

10、一种无线通信设备，包括：

根据可在发射器获得的信道状态信息，产生内码和外码的装置；

级联不同的内码与不同的外码的装置；和

将产生的级联内码和外码用于无线通信的装置。

11、按照权利要求10所述的设备，其中根据可在发射器获得的信道状态信息产生内码和外码的装置包括：

根据在发射器的信道相位信息产生代码的装置。

12、按照权利要求10所述的设备，其中根据可在发射器获得的信道状态信息产生内码和外码的装置包括：

产生高性能格码的装置。

13、按照权利要求10所述的设备，其中根据可在发射器获得的信道状态信息产生内码和外码的装置包括：

产生高性能块码的装置。

14、按照权利要求1所述的设备，其中根据可在发射器获得的信道状态信息产生内码和外码的装置包括：

产生适用于多入多出(MIMO)无线通信系统的代码的装置。

15、按照权利要求14所述的设备，其中产生适用于多入多出(MIMO)无线通信系统的代码的装置包括：

根据信道反馈产生代码的装置。

16、按照权利要求15所述的设备，其中根据信道反馈产生代码的装置包括：

根据在发射器的信道状态信息产生代码的装置。

17、按照权利要求5所述的设备，其中产生适用于多入多出(MIMO)无线通信系统的代码的装置包括：

产生适用于蜂窝网络的代码的装置。

18、按照权利要求12所述的设备，其中产生高性能格码的装置包括：

通过对多类信号设计进行集合划分以产生一系列内码，产生空时格码的装置，所述一系列内码中的每个内码由信道相位反馈优化，以及级联每个内码与多重格码调制(M-TCM)外码以提供完整的空时格码作为同相空时格码的装置。

19、一种用于包括至少一个发射器和接收器的无线闭环通信的方法，包括：

在接收器产生衰落信道的量化信道相位信息；

将量化的信道相位信息反馈给发射器，在发射器，通过从利用量化信道相位信息的反馈产生的多个内码中选择其中一个内码，产生内码；

通过在发射器级联选择的内码和外码，产生同相空时格码，其中所述外码由多重格码调制产生；

传送产生的级联内码和外码；

在产生量化的信道相位信息的接收器，接收产生的级联内码和外码；和

在接收器对接收的级联内码和外码解码。

20、按照权利要求19所述的方法，其中通过级联内码和外码产生空时格码包括：

通过系统地对多类空时信号设计进行集合划分，产生多个内码。

21、按照权利要求19所述的方法，其中组合地执行产生量化信道相位信息以及通过级联内码和外码产生空时格码，从而以最少量的反馈获得最大的编码增益。

22、按照权利要求19所述的方法，还包括多个相互通信的发射器和接收器，每个发射器和接收器具有对应的天线，

并且还包括组合相互通信发射器之一的天线和相互通信接收器之一的天线，从而借助产生的同相空时格码来定义虚拟天线，组合来自虚拟天线的信号和来自剩余的对应天线的信号，从而形成正交或者准正交的同相空时格码，每个正交或者准正交的同相空时格码与多个发射器的对应天线的代码字矩阵相关联，其中由于在对应的代码字矩阵中不需要任何功率负载，正交或准正交的同相空时格码均由低的峰值功率-平均功率之比表征。

23、一种用于包括至少一个发射器和接收器的无线闭环通信的设备，包括：

具有发射天线的发射器；

具有接收天线的接收器；

其中在接收器中，产生接收器和发射器之间的衰落信道的量化信道相位信息，所述量化信道相位信息被反馈给发射器，

其中在发射器中，产生多个内码，随后利用量化信道相位信息的反馈选择所述多个内码中的一个内码，其中通过在发射器级联选择的内码和外码，产生同相空时格码，其中所述外码由多重格码调制产生，其中产生的级联内码和外码被传送给接收器，在接收器，接收的代码被解码。

24、按照权利要求23所述的设备，其中在发射器中，通过系统地对多类空时信号设计进行集合划分，产生多个内码。

25、按照权利要求23所述的设备，其中组合地在接收器中产生量化信道相位信息、在发射器中通过级联内码和外码产生空时格码，从而以最少量的反馈获得最大的编码增益。

26、按照权利要求23所述的设备，还包括多个相互通信的发射器和接收器，每个发射器和接收器分别具有对应的发射天线或接收天线，其中组合相互通信发射器之一的天线和相互通信接收器之一的天线，从而借助产生的同相空时格码定义一个虚拟天线，以致来自虚拟天线的信号和来自剩余的对应天线的信号被组合，从而形成正交或者准正交的同相空时格码，

每个正交或者准正交的同相空时格码与多个发射器的对应天线的代码字矩阵相关联，其中由于在对应的代码字矩阵中不需要任何功率负载，正交或准正交的同相空时格码均由低的峰值功率-平均功率之比表征。

Images