CN101944980B - 空时块编码系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明的名称是“空时块编码系统和方法”。尽管在不包括非零非对角线元素的其关联相关矩阵中正交空时编码矩阵可以提供最佳的通信系统性能，但是对于任意通信网络设备，统一编码速率正交编码矩阵都难以识别。依照本发明的实施例，其关联的相关矩阵包括非零非对角线元素的非正交空时编码矩阵被用于编码数据符号。非正交空时编码矩阵更容易被确定，通过在多个这种矩阵中选择一个编码矩阵可以降低非零非对角线成分的不期望效应。例如，可以从基于多个非零非对角线元素或关联的相关矩阵的追踪功率而产生的多个空时编码矩阵中选择特定的空时编码矩阵。

Description

空时块编码系统和方法

本申请是申请日为2004年4月1日、申请号为200480042543.4、发明名称为“空时块编码系统和方法”的申请的分案申请。

技术领域

本发明一般涉及通信，尤其涉及通信信号的空时编码。

背景技术

用于两个发射天线的空时发射分集(STTD)编码已经被很多新的无线通信标准采用，例如包括3GPP(第3代合伙项目)，3GPP2和IEEE(电器和电子工程师协会)802.16。已经知道用于两个天线的所谓Alamouti的编码可以获得对于两个发射天线的最大分集增益和统一编码速率。

为了寻找用于两个以上天线时可以获得具有统一编码速率的最大分集增益的空时码，后来已经进行了各种尝试。

另一方面，已经对STTD和OTD(正交发射分集)的结合进行了许多研究。与这样编码方案相关联的一个主要困难是还没有发现对于任意数量的发射天线可以提供最佳信号接收的正交复矩阵。尽管这些结合的编码拥有简单的编码和解码算法，在没有任意大小的正交矩阵时，需要这种编码的特别(ad-hoc)设计，并导致次于最佳的性能。

STTD技术的一个理想方面是适用于单天线接收机。STTD的关键优点包括最大分集增益和在接收机只包括复数乘法的相对简单的解码。此外，尽管STTD为MIMO(多输入多输出)BLAST的补充编码技术，STTD并不需要通信网络中发射天线的数量少于接收天线的数量。

因此，尽管空时技术可以在通信系统提供优点，但当前没有技术可以对两个以上发射天线提供统一码速率和最大发射分集增益。

发明内容

按照本发明的用于空时编码的方法，包括：确定多个空时编码矩阵，每个均具有各自关联相关矩阵；选择多个空时编码矩阵中的一个，其中关联相关矩阵的迹具有最大功率；并使用选择的编码矩阵对数据符号进行编码。

按照本发明的用于空时编码的装置，包括：用于确定多个空时编码矩阵的部件，每个均具有各自关联相关矩阵；用于选择多个空时编码矩阵中的一个的部件，其中关联相关矩阵的迹具有最大功率；以及用于使用选择的编码矩阵对数据符号进行编码的部件。

按照本发明的用于解码的方法，包括：接收包含数据符号的通信信号，所述数据符号使用从具有各自关联相关矩阵的多个空时编码矩阵中选择的空时编码矩阵被编码，选择的空时编码矩阵的关联相关矩阵的迹具有最大功率；并对编码的数据符号进行解码。

按照本发明的用于空时编码的系统，包括：用于接收数据符号的输入端；和处理器，用于确定多个空时编码矩阵，每一个矩阵均具有各自关联相关矩阵，选择多个空时编码矩阵中的一个，其中关联相关矩阵的迹具有最大功率，并使用选择的空时编码矩阵编码数据符号。

按照本发明的用于解码的系统，包括：用于接收包含数据符号的通信信号的输入端，该数据符号使用从具有各自关联相关矩阵的多个空时编码矩阵中选择的空时编码矩阵被编码，选择的空时编码矩阵的关联相关矩阵的迹具有最大功率；以及用于解码所述编码数据符号的处理器。

依照本发明的一个方面，确定多个空时编码矩阵，每个都具有各自的关联相关矩阵。每个相关矩阵包括非零的非对角线元素。选择其中关联相关矩阵具有最少数量非零非对角线元素的一种空时编码矩阵，并用于编码数据符号。

选择的空时编码矩阵可以包括分别对应于发射天线的行和分别对应于其中数据符号被发射的时隙的列。

在一个实施例中，选择的空时编码矩阵被穿刺(puncture)，并且使用穿刺的所选空时编码矩阵编码数据符号。可以依照固定的或适应性的穿刺比率进行穿刺。

也可以确定相位旋转因数并将其应用到编码的数据符号。相位旋转因数优选地被确定以减少与所选的空时编码矩阵相关联的相关矩阵的非对角线元素的值。在闭环系统中，相位旋转因数或者用于计算相位旋转因数的反馈信息可以从数据符号被发射到的接收机中接收。

也提供了一种相关的接收方法，优选地，包括接收和解码通信信号中的数据符号。数据符号使用从具有各自相关矩阵的空时编码矩阵中选择的空时编码矩阵被编码，该相关矩阵具有非零非对角线元素。选择的空时编码矩阵的关联相关矩阵具有最小数量的非零非对角线元素。

另一方面，本发明提供了一种方法，该方法包括确定具有各自关联相关矩阵的多个空时编码矩阵，选择关联相关矩阵的迹具有最大功率的一个空时编码矩阵，并使用选择的空时编码矩阵编码数据符号。

也提供了一种接收方法，该方法包括接收和解码通信信号中的数据符号。数据符号使用从具有各自关联相关矩阵的空时编码矩阵中选择的空时编码矩阵被编码。选择的空时编码矩阵的关联相关矩阵的迹具有最大功率。

依照本发明另一方面的系统包括输入端和处理器。输入端配置为接收数据符号，处理器配置为确定多个空时编码矩阵，其中每个矩阵具有各自的具有非零非对角线元素的关联相关矩阵，选择关联相关矩阵具有最少数量的非零非对角线元素的一个空时编码矩阵，并使用选择的空时编码矩阵编码数据符号。

在进一步的方面中，本发明还提供了一种系统，该系统具有配置为从通信信号中接收数据符号的输入端，该数据符号使用从具有各自关联相关矩阵的多个空时编码矩阵中选择的空时编码矩阵编码被编码，该相关矩阵具有非零非对角线元素，选择的空时编码矩阵的关联相关矩阵具有最小数量的非零非对角线元素，以及配置为解码所述编码数据符号的处理器。

依照本发明的另一方面的系统包括配置为接收数据符号的输入端和处理器。该处理器配置为确定多个空时编码矩阵，每一个具有各自的关联相关矩阵，以选择关联相关矩阵的迹具有最大功率的一个空时编码矩阵，并使用选择的空时编码矩阵编码数据符号。

相关的接收系统包括配置为在通信信号中接收数据符号的输入端和配置为解码该编码数据符号的处理器。接收的数据符号使用从具有各自关联相关矩阵的空时编码矩阵中选择的空时编码矩阵被编码，选择的空时编码矩阵的关联相关矩阵的迹具有最大功率。

在另一方面，也提供了一种数据符号被输入和被编码的方法。数据符号使用从具有各自相关矩阵的多个空时编码矩阵中选择的空时编码矩阵被编码。相关矩阵具有非零非对角线元素，并且选择的空时编码矩阵的关联相关矩阵具有最小数量的非零非对角线元素。

通过本发明特定实施例的下述描述，普通的本领域技术人员可以清楚本发明实施例的其他方面和特征。

附图说明

现在将参照附图对本发明的实施例进行更详细的说明，其中

图1为依照本发明实施例的系统框图；

图2为依照本发明实施例的方法的流程图；

图3为用于本发明实施例的仿真和4×2通信方案实例的FER(误帧率)与Eb/No(每比特能量与噪声谱密度的比)的图；

图4为用于本发明实施例的仿真和4×1通信方案实例的FER与Eb/No的图；

图5为用于本发明进一步实施例的仿真和4×1通信方案实例的FER与Eb/No的图；

图6为依照本发明实施例的闭环系统的框图；

图7为依照本发明实施例的闭环方法的流程图；

图8为用于本发明的闭环实施例的仿真和传统闭环通信方案实例的FER与Eb/No的图；

图9为用于本发明的开环和闭环实施例的仿真的FER与Eb/No的图；

图10为适用于CDMA(码分多址)通信系统的本发明实施例的框图；以及

图11为适用于CDMA通信系统的本发明进一步实施例的框图。

具体实施方式

在发射机具有固定数量的天线，在不同接收机具有可变数量的天线以及具有适应性编码调制操作的MIMO通信系统中，接收天线数量的增加可以增加调制的阶数从而增加光谱效率。对于此系统的下行链路通信，基站或其他网络元件可以是发射机，然而通信终端或配置为在通信系统内操作的设备可以是接收机。

例如，假设在频率非选择性慢衰落信道中，系统具有M个发射天线和N个接收天线。采样的基带等效信道模型由

Y＝HZ+η，(1)

给出，其中Y∈C^N为在N个接收天线中的第j个天线接收的符号；

H∈C^N×M为复数信道矩阵，其中第(i，j)单元代表在第i个发射天线与第j个接收天线之间的复数窄带高斯随机过程；

Z∈C^M为发射符号矩阵，Z∈C^M的第i个单元为在第i个发射天线发射的符号；

η∈C^N为加性高斯白噪声，其被建模为具有统计独立单元的零均值循环对称复数高斯随机向量，也就是，其中

为噪声方差，I_N为N维单位矩阵；C^x为一组x复数。

如上所述，没有找到用于任意发射天线数量的正交空时编码矩阵，也称为STBC(空时块编码)矩阵。对于具有2个以上发射天线的系统，此种编码具有很大一组非正交组合。因此，限定有效的空时编码的一个重要任务是与信道编码结合识别空时编码矩阵以获得最大分集增益。

然而，例如仅通过简单的彻底查找来搜索空时编码的最佳组合是不可行的。查找所有可能的编码矩阵然后进行诸如Monte-Carlo仿真的仿真来调查分集增益所需的计算量即使对于基于计算机的查找来说倾向于过高的。

依照本发明的一个方面，空时编码矩阵的设计是基于减少编码矩阵线性变换中的互相关。在相关矩阵中具有减少数量的非零相关系数的这种变换在这里称为准正交空时块编码(QO-STBC)。尽管严格来说并非正交，该编码矩阵也提供了很多正交编码矩阵的优点并更加容易通过查找来识别，尤其对于具有大于2个发射天线的较高维系统。

图1为依照本发明实施例的系统框图。图1中的系统包括发射机10和接收机22。发射机10包括连接到多个M天线14，20的空时编码器12。类似的，接收机22包括连接到解码器28的多个N条天线24，26。在优选实施例中，发射机10在支持与通信终端进行无线通信的基站或其他网络元件中被实现，接收机22在一个或多个通信终端中被实现。编码器12，解码器28，发射机10以及接收机22的其他可能部件可以通过诸如像DSP(数字信号处理器)的专用处理器或不仅执行信号处理软件还执行诸如操作系统软件或软件应用的其他软件的通用处理器来提供。

应当清楚，图1所述的系统仅仅用于说明。本发明的实施例可以结合具有比图1所示更少、更多或与图1中不同部件的系统来实现。例如，本发明所属技术领域的技术人员清楚，发射机除了编码器12和天线14，20之外，还可以包括其他部件，例如接收或处理用于传送的符号，确定或存储编码矩阵，或在传送之前对编码器12输出的编码符号进行存储或其他处理的部件。类似地，接收机也可以包括对解码器28解码的接收信号进行进一步处理的部件。同样，尽管接收机22中显示了2个天线24，26，但是本发明决不依赖于多个接收天线。接收机可以具有一个或多个天线。此外，实现发射机10和接收机22的通信设备可以正常地支持发射和接收操作。

正如从下面描述可显而易见的，编码器12使用编码矩阵对符号进行编码，说明性的调制符号可以为QPSK(正交移相键控)或QAM(正交幅度调制)符号。通过天线14，20发射并由接收机22接收的编码的符号被解码器28解码。

使用F(S)表示复数输入符号S＝[s_1，r，s_1，i，s_2，r，s_2，i，...s_M，r，s_M，i]^T的2M维向量在编码器12的输出端的空时编码符号矩阵，其中下标r和i分别表示复数符号的实部和虚部。F(S)为2M×2M维的矩阵。根据等式(1)，为了方便忽略噪声，接收机接收的信号可以表示为

其中y_n，m，r，y_n，m，i为在第m时刻在第n接收天线观测的复数采样的实部和虚部，h_m，n，r，h_m，n，i为从第m发射天线到第n接收天线的信道增益的实部和虚部。

对于M＝4，N＝1的4×1天线配置，等式(2)可以表示为

$\left[\begin{array}{ccc}{y}_{1,r}& ...& y_{4,r}\\ y_{1,i}& ...& y_{4,i}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccc}{h}_{1,r}& -h_{1,i}& ...& h_{4,r}& {-h}_{4,i}\\ h_{1,i}& h_{1,r}& ...& h_{4,i}& h_{4,r}\end{array}\right]F\left(S\right)=\mathrm{HF}\left(S\right)---\left(3\right)$

其中 $\left[\begin{array}{ccccc}{h}_{1,r}& -h_{1,i}& ...& h_{4,r}& {-h}_{4,i}\\ h_{1,i}& h_{1,r}& ...& h_{4,i}& h_{4,r}\end{array}\right]$ 为2×2M＝2×8的信道增益因数矩阵。

在线性STBC情况下，F(S)的每一列为S向量成分的线性组合。等式(3)可以表示为

$Y=\left[\begin{array}{c}{y}_{1,r}\\ y_{1,i}\\ ...\\ y_{M,r}\\ y_{M,i}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{HF}}_1\\ ...\\ {\mathrm{HF}}_M\end{array}\right]S\≡\mathrm{\Φ}\left(H\right)S,---\left(4\right)$

其中F_m为F(S)矩阵第m列的S向量线性变换的2M×2M矩阵。

考虑到STBC和发射的信号，存在符号的Φ(H)S向量的线性转换。该变换的性能取决于编码矩阵的特性。因此，依照本发明的一个方面，编码矩阵的查找标准基于该线性变换的相关矩阵。根据等式(4)，相关矩阵可以定义为

$R=\mathrm{\Φ}{\left(H\right)}^T\mathrm{\Φ}\left(H\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{F_m}^T{H}^T{\mathrm{HF}}_m.---\left(5\right)$

在一个实施例中相关矩阵中非零相关系数的数量被减少，并且被最小化。根据优选实施例，在相同数量的时隙发射多个符号时，由编码矩阵的列表示的统一码速率编码矩阵被查找以识别关联相关矩阵的编码矩阵，其具有最小数量的非零元素。下面给出了在相应的相关矩阵只具有4对非零相关系数的三个这种复数矩阵。

第一种类型的空时编码矩阵

$F^{\left(1\right)}\left(S\right)=\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& -{s_2}^{*}& -{s_3}^{*}& s_4\\ s_2& {s_1}^{*}& -{s_4}^{*}& -s_3\\ s_3& -{s_4}^{*}& {s_1}^{*}& -s_2\\ s_4& {s_3}^{*}& {s_2}^{*}& s_1\end{array}\right]---\left(6\right)$

具有下述关联相关矩阵

$R^{\left(1\right)}=\left[\begin{array}{cccccccc}d& 0& 0& 0& 0& 0& -2a& 0\\ 0& d& 0& 0& 0& 0& 0& -2a\\ 0& 0& d& 0& 2a& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& d& 0& 2a& 0& 0\\ 0& 0& 2a& 0& d& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 2a& 0& d& 0& 0\\ -2a& 0& 0& 0& 0& 0& d& 0\\ 0& -2a& 0& 0& 0& 0& 0& d\end{array}\right],---\left(7\right)$

其中，*运算符表示复数共轭，a＝Re{h₂h₃ ^*-h₁h₄ ^*}，

第二种类型的编码矩阵

$F^{\left(2\right)}\left(S\right)=\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& -{s_3}^{*}& -{s_4}^{*}& s_2\\ s_2& {s_4}^{*}& {s_3}^{*}& s_1\\ s_3& {s_1}^{*}& {-s_2}^{*}& -s_4\\ s_4& {{-s}_2}^{*}& {s_1}^{*}& {-s}_3\end{array}\right]---\left(8\right)$

具有下述关联相关矩阵

$R^{\left(2\right)}=\left[\begin{array}{cccccccc}d& 0& 2b& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& d& 0& 2b& 0& 0& 0& 0\\ 2b& 0& d& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 2b& 0& d& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& d& 0& -2b& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& d& 0& -2b\\ 0& 0& 0& 0& -2b& 0& d& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& -2b& 0& d\end{array}\right],---\left(9\right)$

其中b＝Re{h₁h₂ ^*-h₃h₄ ^*}。

第三种类型编码矩阵

$F^{\left(3\right)}\left(S\right)=\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& -{s_4}^{*}& -{s_2}^{*}& s_3\\ s_2& {{-s}_3}^{*}& {s_1}^{*}& -s_4\\ s_3& {s_2}^{*}& {s_4}^{*}& s_1\\ s_4& {s_1}^{*}& {{-s}_3}^{*}& {-s}_2\end{array}\right],---\left(10\right)$

关联相关矩阵为

$R^{\left(3\right)}=\left[\begin{array}{cccccccc}d& 0& 0& 0& 2c& 0& 0& 0\\ 0& d& 0& 0& 0& 2c& 0& 0\\ 0& 0& d& 0& 0& 0& 2c& 0\\ 0& 0& 0& d& 0& 0& 0& 2c\\ 2c& 0& 0& 0& d& 0& 0& 0\\ 0& 2c& 0& 0& 0& d& 0& 0\\ 0& 0& 2c& 0& 0& 0& d& 0\\ 0& 0& 0& 2c& 0& 0& 0& d\end{array}\right],---\left(11\right)$

其中c＝Re{h₁h₃ ^*-h₂h₄ ^*}。

可以在也称为母编码矩阵的上述三种复数矩阵上执行列置换，从而获得另一STBC矩阵。然而，由于该置换矩阵为具有减少的非零相关系数数量的三种QO-STBC矩阵中的一种，所以置换矩阵的性能与相应的母编码矩阵的性能相同。

上述的母编码矩阵用于4×1STTD并且块长度为4的示意性例子。通信系统其他维数的推断对本领域的技术人员是显而易见的。例如，对于具有多于一个接收天线，相关矩阵具有相同的形式，但是具有下面的相关系数值：

$a=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{h_{2,n}{h_{3,n}}^{*}-h_{1,n}{h_{4,n}}^{*}\};$

$b=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{h_{1,n}{h_{2,n}}^{*}-h_{3,n}{h_{4,n}}^{*}\};$

$c=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{h_{1,n}{h_{3,n}}^{*}-h_{2,n}{h_{4,n}}^{*}\};$ 以及

$d=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_{m,n}\right|}^2.$

本领域熟练人员应当清楚，该原理也可以应用到多于4个发射天线，其相关系数可以以类似方式确定。

分析上述表中的相关矩阵，可以知道只存在成对的相关性。对于每个STBC矩阵，存在具有惟一相关系数的关联相关矩阵。例如，在第一矩阵F⁽¹⁾(S)中存在由相关矩阵R⁽¹⁾的对角线元素和非对角线元素的相对位置指示的符号s₁，s₄和s₂，s₃之间的相关性。类似地，在第二矩阵F⁽²⁾(S)中存在符号s₁，s₂和s₃，s₄之间的相关性，在第三矩阵F⁽³⁾(S)中存在符号s₁，s₃和s₂，s₄之间的相关性。对于所有三个矩阵的相关系数，不仅具有不同的值，而且可能显示这些值是不相关的，也就是E{ab}＝E{bc}＝E{ac}＝0。具有这些性质，上述QO-STBC矩阵可以连接为更长矩阵以形成所谓的扩展准正交空时块编码(EQO-STBC)，表示为

$\left[\begin{array}{cccccccccccc}{s}_1& -{s_2}^{*}& -{s_3}^{*}& s_4& s_5& -{s_7}^{*}& -{s_8}^{*}& s_6& s_9& -{s_{12}}^{*}& -{s_{10}}^{*}& s_{11}\\ s_2& {s_1}^{*}& -{s_4}^{*}& -s_3& s_6& {s_8}^{*}& {s_7}^{*}& s_5& s_{10}& -{s_{11}}^{*}& {s_9}^{*}& -s_{12}\\ s_3& -{s_4}^{*}& {s_1}^{*}& -s_2& s_7& {s_5}^{*}& -{s_6}^{*}& -s_8& s_{11}& {s_{10}}^{*}& {s_{12}}^{*}& s_9\\ s_4& {s_3}^{*}& {s_2}^{*}& s_1& s_8& -{s_6}^{*}& {s_5}^{*}& -s_7& s_{12}& {s_9}^{*}& {-s_{11}}^{*}& -s_{10}\end{array}\right].---\left(12\right)$

由于EQO-STBC具有统一码速率，在具有12个符号编码块长度的情况下，可以有效地增加FEC(前向纠错)码字的随机性，从而提高系统的性能。优选地可以通过与有效的信道交织结合来随机任何错误脉冲群而实现。

上面讨论的QO-STBC和EQO-STBC可以在接收机由简单线性MMSE(最小均方误差)解码器有效地解码，例如，对于基于用于单个接收天线的MISO(多输入单输出)解码的所有接收天线配置。在这种情况下，接收天线数量的增加基本上引起功率效率的增加。然而，如果接收天线的数量大于1，则从光谱的有效点观察，EQO-STBC变得效率低。穿刺的方法可以用于增加光谱的效率。例如，可以通过在编码器12内实现的穿刺器或作为发射机10的分离部件提供穿刺。在一个实施例中，EQO-STBC的有效解码可以由MMSE接收机执行，即使在N＝2的接收天线的块长度减小到一半的情况下。一种可能的穿刺模式从上面等式(12)的基本母EQO-STBC编码矩阵产生下面的穿刺EQO-STBC(PEQO-STBC)编码矩阵：

$F(S_1,S_2,S_3)=\left[\begin{array}{cccccc}{s}_1& -{s_2}^{*}& s_5& -{s_7}^{*}& s_9& -{s_{12}}^{*}\\ s_2& {s_1}^{*}& s_6& {s_8}^{*}& s_{10}& -{s_{11}}^{*}\\ s_3& -{s_4}^{*}& s_7& {s_5}^{*}& s_{11}& {s_{10}}^{*}\\ s_4& {s_3}^{*}& s_8& -{s_6}^{*}& s_{12}& {s_9}^{*}\end{array}\right].---\left(13\right)$

这种特殊PEQO-STBC的码速率为2，因为12个符号在6个时隙中被发射。例如，该编码可以用作4×2天线配置，比用于EQO-STBC的4×1天线配置高两倍的光谱效率。

接收天线数量的进一步增加允许更多的穿刺，并且对于4×4天线配置，我们具有已知的BLAST编码矩阵

$F(S_1,S_2,S_3)=\left[\begin{array}{ccc}{s}_1& s_5& s_9\\ s_2& s_6& s_{10}\\ s_3& s_7& s_{11}\\ s_4& s_8& s_{12}\end{array}\right]---\left(14\right)$

当然，本领域的技术人员清楚，可以使用不同的穿刺模式从相同的母编码矩阵获得不同的PEQO-STBC矩阵。应当指出，三种类型的构造编码(即，EQO-STBC、PEQO-STBC和BLAST)都可以基于接收天线的数量构成三种适应空时编码模式。然后例如可以基于通信信道条件选择特定的空时编码模式，并且随着条件的改变而适应性地改变。接收机22对于所有的三种模式具有通用的接收机结构，优选地包括作为解码器28的MMSE解码器和可能的其他普通接收机部件，例如软解映射器(softde-mapper)和turbo解码器。

图2为依照本发明实施例的方法30的流程图。在步骤32，例如通过产生编码矩阵或从多个产生的或存储的编码矩阵中进行选择来确定空时编码矩阵。编码矩阵可以是通过编码器内部地或通过分离发射机部件外部地或甚至通过远程部件先前确定的，并被存储以用于后面的选择，并且在步骤34的符号编码期间使用。

步骤32的操作可以包括产生母编码矩阵然后把母编码矩阵穿刺为预期的编码速率。这样，尽管上面已经对三种统一编码速率编码矩阵进行了描述，但是编码矩阵可以被产生和穿刺为统一编码速率，或者更高编码速率。穿刺也可以用于提供适应的编码，其中例如基于通信信道条件，穿刺比和穿刺模式中的至少一种被改变。

在步骤34，使用步骤32确定的编码矩阵对例如从发射机的通信电路接收的符号进行编码。编码的符号可以在步骤34的编码后被发射或存储以用于以后的发射。当然，编码的符号也可以在发射前被通信电路进一步处理。

本发明决不限定为图2所示的特定方法。如上所述，可以执行诸如穿刺的进一步操作。此外，为了在步骤34编码，可以在接收符号前，产生或选择编码矩阵。在优选实施例中，诸如上述矩阵F⁽¹⁾到F⁽³⁾的一个或多个母编码矩阵可以产生并存储在接收机的存储器以在以后用作QO-STBC矩阵或产生EQO-STBC或PEQO-STBC矩阵，该矩阵也可以为了后面使用而被存储。因此应当清楚，依照本发明实施例的方法可以以不同的顺序执行图2的步骤，并可以包括比所示更少或更多的步骤。使用提供具有2个发射天线和两个接收天线的2阶分集的正交2×2STBC矩阵的一种传统编码技术是已知的。从无线通信网络设计的观点来看，2阶分集大大提高了网络容量或用户比特率。然而，为了获得2阶分集，通常这种类型的技术需要在接收机实现两个接收天线。在通常也称为UE(用户设备)或MS(移动站)的通信终端，物理尺寸和冲突限制使得两个接收天线的适应性变复杂。通常，在诸如基站的通信网络元件使用多个天线和在每个通信终端使用单个天线来提供4×1系统是非常令人期望的。

这推动了3GPP大于两个发射天线的发射分集研究。最普遍的两种已提出的方案包括具有4×2配置的所谓D-STTD(双STTD)和具有4×1配置的STTD-OTD的方案并以便获得2阶分集增益。

在具有4×2天线配置和下述编码矩阵的D-STTD的情况下

$F\left(S_1\right)=\left[\begin{array}{cc}{s}_1& -{s_2}^{*}\\ s_2& {s_1}^{*}\\ s_3& -{s_4}^{*}\\ s_4& {s_3}^{*}\end{array}\right],---\left(15\right)$

相关矩阵可以写为

$R=\left[\begin{array}{cccccccc}{d}_{12}& 0& 0& 0& e& -f& -a& -g\\ 0& d_{12}& 0& 0& f& e& g& -a\\ 0& 0& d_{12}& 0& a& -g& -e& f\\ 0& 0& 0& d_{12}& g& a& -f& -e\\ e& f& a& g& d_{34}& 0& 0& 0\\ -f& e& -g& a& 0& d_{34}& 0& 0\\ -a& g& -e& -f& 0& 0& d_{34}& 0\\ -g& -a& f& -e& 0& 0& 0& d_{34}\end{array}\right],---\left(16\right)$

其中

$d_{\mathrm{1,2}}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=\mathrm{1,2}}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_{m,n}\right|}^2;$

$d_{\mathrm{3,4}}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=\mathrm{3,4}}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_{m,n}\right|}^2;$

$a=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{h_{2,n}{h_{3,n}}^{*}-h_{1,n}{h_{4,n}}^{*}\};$

$e=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{h_{1,n}{h_{3,n}}^{*}+h_{2,n}{h_{4,n}}^{*}\};$

$f=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{-h_{1,n}{g_{3,n}}^{*}+h_{2,n}{h_{4,n}}^{*}\};$ 以及

$g=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{-h_{2,n}{h_{3,n}}^{*}-h_{1,n}{h_{4,n}}^{*}\}.$

本领域熟练技术人员清楚，该矩阵的对角线元素只与两个符号的功率成比例，其表示为信道因数h_m，n，并且每一个具有8个自由度的中央x²分布。在这种配置中，6种其他的对角值也是可能的，每一个与其他符号对的功率成比例并具有8个自由度的x²中央分布。

依照本发明的另一方面，编码的版本被确定，其中在一个相关矩阵中所有的8个值都存在。这种方案是可能的，例如，其中不同的编码方案用作复数符号的实部和虚部。下面的编码矩阵代表依照本发明一个实施例确定的部分最佳非正交STTD的版本。

$F\left(S_1\right)=R\left\{\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\\ -{s_2}^{*}& {s_1}^{*}\\ s_3& s_4\\ -{s_4}^{*}& {s_3}^{*}\end{array}\right]\right\}+\mathrm{jIm}\left\{\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\\ -{s_2}^{*}& {s_1}^{*}\\ s_3& s_4\\ -{s_4}^{*}& {s_3}^{*}\end{array}\right]\right\}=\left[\begin{array}{cc}{s}_1& \mathrm{Re}\left\{s_2\right\}+\mathrm{jIm}\left\{s_3\right\}\\ s_2& \mathrm{Re}\{-s_3\}+\mathrm{jIm}\{-s_4\}\\ s_3& \mathrm{Re}\{-s_4\}+\mathrm{jIm}\{-s_1\}\\ s_4& \mathrm{Re}\{-s_1\}+\mathrm{jIm}\left\{s_2\right\}\end{array}\right],---\left(17\right)$

具有相关矩阵

$R=\left[\begin{array}{cccccccc}{{\stackrel{\‾}{h}}_1}^2+{{\stackrel{\‾}{h}}_4}^2& *& *& *& *& *& *& *\\ *& {{\stackrel{\‾}{h}}_1}^2+{{\stackrel{\‾}{h}}_3}^2& *& *& *& 0& *& *\\ *& *& {{\stackrel{\‾}{h}}_2}^2+{{\stackrel{\‾}{h}}_1}^2& *& *& *& *& *\\ *& *& *& {{\stackrel{\‾}{h}}_2}^2+{{\stackrel{\‾}{h}}_4}^2& *& *& *& 0\\ 0& *& *& *& {{\stackrel{\‾}{h}}_3}^2+{{\stackrel{\‾}{h}}_2}^2& *& *& *\\ *& *& *& *& *& {{\stackrel{\‾}{h}}_3}^2+{{\stackrel{\‾}{h}}_1}^2& *& *\\ *& *& 0& *& *& *& {{\stackrel{\‾}{h}}_4}^2+{{\stackrel{\‾}{h}}_3}^2& *\\ *& *& *& *& *& *& *& {{\stackrel{\‾}{h}}_4}^2+{{\stackrel{\‾}{h}}_2}^2\end{array}\right],---\left(18\right)$

其中

并且*代表非零元素。

非零元素的计算对本领域技术人员是显而易见的，并且因此，这里为了简单没有对该值进行明确指定。

可以看出上述相关矩阵的对角元素包括信道矩阵元素的所有可能组合，并引入了大量非零相关系数。这种编码方案主要指在上述例子中具有码速率为2的随机化非正交STBC(RNO-STBC)。然而，上述QO-STBC的实施例设计为最小化多个非零相关系数，其是与QO-STBC编码矩阵相关联的相关矩阵的非对角线元素，RNO-STBC设计为增加或提高，并且优选地最大化相关矩阵的迹的功率。

图3为用于本发明实施例的仿真和4×2通信方案实例的FER与Eb/No的图。应当清楚图3所表示的图仅仅是用于说明，本发明决不限于图3顶部所列的仿真条件。帧长度L＝1280是帧长度的一个示意性例子，速率R＝1/2Turbo编码代表在空时编码之前或之后对符号执行的进一步处理，并且QPSK调制是一种产生数据符号的技术示例。相似地，MMSE接收机是一种类型的接收机的一个例子，结合该接收机，可以对依照本发明实施例编码的符号进行解码。本领域技术人员应清楚其他合适类型的接收机。

从图3的仿真结果可以看出，RNO-STBC优于D-STTD，在FER大约为1.00E-02时，提供大约1dB增益，并且PEQO-STBC优于RNO-STBC和D-STTD。如图所示，在FER大约为1.00E-02的仿真条件下，PEQO-STBC提供超过D-STTD大约2dB的增益。

图3的仿真结果对应于4×2天线配置。上述的技术也可以应用于4×1配置以及其他配置。本领域技术人员知道对于示意性示例的4×1配置，STTD-OTD与D-STTD相似，具有编码矩阵

$F\left(S_1\right)=\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_1& s_2& s_2\\ -{s_2}^{*}& -{s_2}^{*}& {s_1}^{*}& {s_1}^{*}\\ s_3& s_3& s_4& s_4\\ -{s_4}^{*}& -{s_4}^{*}& {s_3}^{*}& {s_3}^{*}\end{array}\right].---\left(19\right)$

图4和图5为用于本发明实施例的仿真和4×1通信方案实例的FER与Eb/No的图。正如结合上述图3的描述，应当清楚，为了说明性目的图4和图5的图被表示，并且本发明决不限定为这些特定仿真条件，即具有Turbo编码和QPSK调制(图4)或64QAM调制(图5)。

在图4和图5中，QO-STBC优于STTD-OTD，EQO-STBC优于QO-STBC，在FER大约为1.00E-02时，其提供超过STTD-OTD的大约1dB的增益。

重新参照上述QO-STBC编码矩阵，对应相关矩阵中的相关系数仅仅由一个值来限定。例如，对于具有相关矩阵R⁽¹⁾的第一QO-STBC矩阵F⁽¹⁾，具有

|R_k，m|＝2|Re{h₁h₄ ^*-h₂h₃ ^*}|(20)

其中(k，m)∈{(1_r，4_r)，(1_i，4_i)，(2_r，3_r)，(2_i，3_i)}。

对于第一和第二发射天线引入相位旋转因数

Θ_1，2＝exp(jθ_1，2)(21)

具有该相位旋转因数的相关因数，变为

|R_m，n|＝2|Re{Θ_1，2(h₁h₄ ^*-h₂h₃ ^*)}|.(22)

如果相位旋转因数的相角计算为

θ_1，2＝-arg(h₁h₄ ^*-h₂h₃ ^*)+π/2，(23)

那么所有的相关因数将等于零。如果接收天线的数量大于一，那么下述相似的规则可以被定义用于正确的相位旋转：

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{1,2}}=-\arg \left\{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(h_{1,n}{h_{4,n}}^{*}-h_{2,n}{h_{3,n}}^{*})\right\}+\mathrm{\π}/2.---\left(24\right)$

从而，依照本发明的一个实施例，通过把第一和第二发射天线的相位都调整为相同的值，就可以正交化STBC编码的协方差矩阵。在这种情况中，分集增益可以最大，对于4×1系统为4。

相似地，对于上述第二类型的QO-STBC矩阵，具有

|R_m，n|＝2|Re{h₁h₂ ^*-h₃h₄ ^*}|.(25)

对于这种类型的QO-STBC，第一和第三发射天线的相位优选地，使用下述相位角调整

θ_1，3＝-arg(h₁h₂ ^*-h₃h₄ ^*)+π/2.(26)

对于第三种类型的QO-STBC矩阵，

|R_m，n|＝2|Re{h₁h₃ ^*-h₂h₄ ^*}|，(27)

第一和第四发射天线的相位优选地，使用下述相位角调整

θ_1，4＝-arg(h₁h₃ ^*-h₂h₄ ^*)+π/2.(28)

由于上述相位角只取决于信道特性，所以这些相位角也可以用于调整其中使用F⁽¹⁾，F⁽²⁾和F⁽³⁾的置换或穿刺版本的天线。

图6为依照本发明实施例的闭环系统的框图。图6的示例闭环系统包括发射机40和接收机42。发射机40包括连接到M＝4天线46，48，50，52的空时编码器44，连接到编码器44和前两个天线46，48之间的信号通道中的复数复用器54，56，以及连接到复数复用器54，56的相位器58。接收机42包括连接到解码器62的天线60，解码器62连接到相位角估计器64。尽管在图6中清楚显示了接收机42和发射机40之间的单独反馈信道，但是本领域的技术人员知道该信道优选地提供为无线通信信道，以便下面详细描述的反馈信息由接收机42通过天线60反馈回发射机40。如上所述，发射机40和接收机42可以包括比图6清楚显示的更进一步或不同的部件。

在发射机40，编码器44和天线46，48，50，52大体按照如上所述进行操作以编码和向接收机42发射符号，解码器62对通过天线60接收的符号进行解码。

依照本发明的一个实施例，如上所述，相位旋转因数的相位角是由相位角估计器64基于通信信道增益因数确定的。在优选实施例中，反馈信息包括与接收天线的数量无关的单个实数，在图6中为1。例如使用用于1，2，3比特反馈的下面三组值的选择，估计的相位角可以被量化

1比特反馈

2比特反馈

3比特反馈

也可以使用其他数量的反馈比特，量化步长和量化水平。

反馈信息在发射机40被接收并由相位器58使用上述用于1，2，3比特反馈的适当映像变换为相位角。相位旋转因数然后被确定，通过复数复用器54，56应用到输出到前两个天线46，48的信号。复数复用器54，56为移相器的例子，并可以在本发明的可替换实施例中使用其他类型的移相器来替代。

图6的系统表示了闭环系统的一种示意性实施例。应当清楚，本发明决不仅限与此。

例如，图6的系统在第一和第二天线46，48提供相位旋转，从而对应于上述的第一种类型的QO-STBC矩阵。用于第二和第三种类型QO-STBC矩阵的系统基本上相似，具有连接到在编码器44和天线46，48，50，52之间的信号路径的不同组合的复数复用器54，56。其中，复数复用器54，56的功能可以以软件方式实现，相位旋转因数可以应用于使用基本相同发射机的信号通路的任意组合。

此外，图6的系统显示了从接收机42到发射机40的信息的反馈。如果发射机40能够确定信道增益因数，那么相位角的确定可以在发射机40执行。相似地，尽管在图6中接收机42包括相角估计器64，接收机可以相反地向发射机反馈信道增益信息以用于通过发射机确定相位角，或确定和反馈应用到发射机40的相位旋转因数。在以前的情况中，接收机发射更多的反馈信息，但是相位角的计算卸载到发射机。这样，可以清楚，接收机42可以反馈相位旋转因数或在发射机40中用于确定相位旋转因数所使用的信息。

如上所述，不同的相位角可以用于不同的编码矩阵。在用于接收机反馈的优选实施例中，接收机42配置为具有特定类型QO-STBC矩阵的操作，并适配为确定相应的反馈信息。依照其他实施例，发射机40向接收机42提供编码矩阵类型的指示。可替换地，接收机42确定与多个编码矩阵相关联的反馈信息，并对于特定编码矩阵仅选择和发射特定反馈信息，或者向发射机40发射反馈信息，其然后对于编码矩阵选择特定反馈信息。

图7为依照本发明实施例的闭环方法70的流程图。在72和74，编码矩阵被确定并用于编码符号，基本上如上所述。在本发明的一个实施例中，由编码符号的接收机在76确定相位旋转因数。然后，在78，编码的符号使用该相位旋转因数被旋转。相位旋转因数被优选地确定从而在78的旋转把编码矩阵的相关矩阵中的非对角线相关因数强制为零。

现在考虑用于4×2配置的具有闭环控制的QO-STBC的可能组合。在这种情况中，可以通过进一步穿刺QO-STBC而使用穿刺的QO-STBC。对于上述第一种类型的QO-STBC，在穿刺后，具有

$F\left(S_1\right)=\left[\begin{array}{cc}{s}_1& -{s_2}^{*}\\ s_2& {s_1}^{*}\\ s_3& -{s_4}^{*}\\ s_4& {s_3}^{*}\end{array}\right],---\left(29\right)$

其与D-STTD相同。相关矩阵，如上给出的，但具有轻微的不同标记：

$R=\left[\begin{array}{cccccccc}A+B& 0& 0& 0& G+Q& -H+P& K-M& -L-N\\ 0& A+B& 0& 0& H-P& G+Q& L+N& K-M\\ 0& 0& B+A& 0& M-K& -N-L& -Q-G& -P+H\\ 0& 0& 0& B+A& N+L& M-K& P-H& -Q-G\\ G+Q& H-P& M-K& N+L& C+D& 0& 0& 0\\ -H+P& G+Q& -N-L& M-K& 0& C+D& 0& 0\\ K-M& L+N& -Q-G& P-H& 0& 0& D+C& 0\\ -L-N& K-M& -P+H& -Q-G& 0& 0& 0& D+C\end{array}\right],---\left(30\right)$

其中

A＝h_1，r ²+h_1，i ²；

B＝h_2，r ²+h_2，i ²；

C＝h_3，r ²+h_3，i ²；

D＝h_4，r ²+h_4，i ²；

G＝h_1，rh_3，r+h_1，ih_3，i；

H＝-h_1，ih_3，r+h_1，rh_3，i；

K＝h_1，rh_4，r+h_1，ih_4，i；

L＝-h_1，ih_4，r+h_1，rh_4，i；

M＝h_2，rh_3，r+h_2，ih_3，i；

N＝-h_2，ih_3，r+h_2，rh_3，i；

Q＝h_2，rh_4，r+h_2，ih_4，i；以及

P＝-h_2，ih_4，r+h_2，rh_4，i.

具有几个接收天线的相关峰值的总功率为

∑R²＝(G+Q)²+(H-P)²+(M-K)²+(N+L)²＝|H₃₁+H₂₄|²+|H₃₂-H₁₄|²(31)

其中

$H_{13}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{1,n}{h_{3,n}}^{*};$

$H_{24}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{2,n}{h_{4,n}}^{*};$

$H_{32}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{3,n}{h_{2,n}}^{*};$ 以及

$H_{14}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{1,n}{h_{4,n}}^{*}.$

当第一和第二发射天线具有上述共用旋转因数Θ_1，2＝exp(jθ_1，2)时，相关峰值总功率取决于旋转因数的相位，如下：

∑R(θ_1，2)²＝|H₃₁exp(-jθ_1，2)+H₂₄exp(jθ_1，2)|².

                                                               (32)

+|H₃₂exp(-jθ_1，2)-H₁₄exp(jθ_1，2)|²

可以看出，关于特定的旋转相位θ_1，2，相关峰值总功率具有最小值，从而依靠具有相位θ_1，2的第一和第二发射天线的相位调整，可以减少4×2配置的STBC变换的相关峰值总水平。根据前面对相位角判决的描述，本实施例的相应相位角值的导出对本领域技术人员是显然的。

图8为用于本发明闭环实施例的仿真和传统闭环通信系统方案实例的FER与Eb/No的图。如示，本发明决不限于图8顶部指示的特定仿真条件。在FER大约为1.00E-02的条件下，QO-STBC(CL)指示的1比特反馈相对于闭环D-STTD方案提供大约1.5dB的增益，在相同FER下，CL2，CL4，CL8分别指示的2，4，8比特反馈相对于闭环D-STTD提供大约2dB的增益。

图9为用于本发明的开环和闭环实施例的仿真的FER与Eb/No的图。在这种情况下，对于所列的仿真条件，1比特反馈提供大约0.75dB的增益，而2，4，8比特的反馈在FER大约为1.00E-02时，提供大约1.5dB的较高增益。

对于这里所列的所有仿真结果，应当清楚仿真条件仅仅用于说明的目的，本发明决不仅限与此。同样，对于不同的仿真条件，仿真结果也会不同。

图10和11是适用于CDMA通信系统的本发明实施例的框图。在图10中，空时编码器80的输出连接到复数复用器82，84，86，88，上述复数复用器连接到天线96，98，100，102。延时阶段90，92连接在编码器80和复用器86，88之间的信号通道从而延时编码的符号。延时阶段94类似地延时例如从存储器恢复的扰码。

在操作中，在复数复用器82，84，86，88中，扰码被应用到来自编码器80的编码符号，其中扰码使用上述的空时编码矩阵被编码。延时阶段90，92，94产生作为人工多路信号的信号的额外延时版本。该多路信号的产生可以认为是空时编码的一种形式，同样，因此该多路信号可以由空时解码器分离和组合。

图11的系统为4发射天线QO-STTD方案的一种替换实现，其包括具有接收被发射符号的输入端和连接到复数复用器112，114，116，118的输出端的多个编码器104，106，108，110。复数复用器连接到信号组合器，示意为加法器120，122，124。加法器124的输出连接到天线126，128，130，132。延时阶段134，136，138延时用于输入到复数复用器114，116，118的扰码。

图11的系统操作与图10的系统相似，其中扰码通过复数复用器112，114，116，118应用于从编码器104，106，108，110输出的编码符号。然而，在图11中，空时编码的空间和时间方面是分离的。每个编码器104，106，108，110使用空时编码矩阵的各个列有效地编码输入符号。这样，在第一时隙期间传输的符号被编码器104编码，其后各个时隙的符号被编码器106，108，110编码。每个延时阶段134，136，138把扰码延时1个时隙，从而扰码与对应时隙的符号对准。

上述内容仅仅为本发明原理的示意性应用。在不脱离本发明的精神和范围的情况下，本领域技术人员可以实现其他的配置和方法。

例如，尽管本发明的实施例中主要使用例如QPSK或QAM符号的符号上下文进行描述，但本发明决不仅限与此。符号不仅包括这样的调制符号，还包括被发射的信息的其他类型部分，块，或处理版本。

此外，本发明的实施例可以与多种不同的帧和时隙结构结合来实现。依照优选实施例，编码方案适用于与HSDPA(高速下行链路分组接入)兼容的帧和时隙结构。

Claims (7)

1.一种用于空时编码的方法，包括：确定多个空时编码矩阵，每个均具有各自关联相关矩阵；选择多个空时编码矩阵中的一个，其中关联相关矩阵的迹具有最大功率；并使用选择的空时编码矩阵对数据符号进行编码。

2.根据权利要求1所述的用于空时编码的方法，其中，所选的空时编码矩阵包括：

$F\left(S_1\right)=R\left\{\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\\ -{s_2}^{*}& {s_1}^{*}\\ s_3& s_4\\ -{s_4}^{*}& {s_3}^{*}\end{array}\right]\right\}+\mathrm{jIm}\left\{\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\\ -{s_2}^{*}& {s_1}^{*}\\ s_3& s_4\\ -{s_4}^{*}& {s_3}^{*}\end{array}\right]\right\}=\left[\begin{array}{cc}{s}_1& \mathrm{Re}\left\{s_2\right\}+\mathrm{jIm}\left\{s_3\right\}\\ s_2& \mathrm{Re}\{-s_3\}+\mathrm{jIm}\{-s_4\}\\ s_3& \mathrm{Re}\{-s_4\}+\mathrm{jIm}\{-s_1\}\\ s_4& \mathrm{Re}\{-s_1\}+\mathrm{jIm}\left\{s_2\right\}\end{array}\right],$

其中s₁，s₂，s₃和s₄是数据符号。

3.根据权利要求1所述的用于空时编码的方法，进一步包括：从发射机发射编码的数据符号。

4.一种用于空时编码的装置，包括：用于确定多个空时编码矩阵的部件，每个均具有各自关联相关矩阵；用于选择多个空时编码矩阵中的一个的部件，其中关联相关矩阵的迹具有最大功率；以及用于使用选择的空时编码矩阵对数据符号进行编码的部件。

5.一种用于解码的方法，包括：接收包含数据符号的通信信号，所述数据符号使用从具有各自关联相关矩阵的多个空时编码矩阵中选择的空时编码矩阵被编码，选择的空时编码矩阵的关联相关矩阵的迹具有最大功率；并对编码的数据符号进行解码。

6.一种用于空时编码的系统，包括：用于接收数据符号的部件；用于确定多个空时编码矩阵的部件，每一个矩阵均具有各自关联相关矩阵；用于选择多个空时编码矩阵中的一个的部件，其中关联相关矩阵的迹具有最大功率；以及，用于使用选择的空时编码矩阵编码数据符号的部件。

7.一种用于解码的装置，包括：用于接收包含数据符号的通信信号的部件，该数据符号使用从具有各自关联相关矩阵的多个空时编码矩阵中选择的空时编码矩阵被编码，选择的空时编码矩阵的关联相关矩阵的迹具有最大功率；以及用于解码所述编码数据符号的部件。

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