JP2014022932A - 無線通信システム、送信装置、および送信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】伝送特性の優れた改善効果を得ることができる無線通信システムを提供する。
【解決手段】複数のアンテナから無線信号を送信する送信装置と、該無線信号を受信する受信装置とを具備する無線通信システム１０であって、送信装置１１は、複数の信号各々を、サブキャリアに配置して送信信号を生成するマッピング部と、送信信号を複製して、複数のアンテナ各々向けの送信信号を生成し、複数のアンテナ各々向けの送信信号のうち、少なくとも１つを周波数方向にシフトするシフト部と、を具備し、受信装置１２は、無線信号を受信する受信部と、受信部が受信した信号を、時間領域で等化する等化部と、を具備する。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信システム、送信装置、および送信方法に関する。

移動無線通信チャネルは、時間および周波数選択性を有するフェージングチャネルであるのが特徴であり、チャネル変動に起因する受信電力の急激な落ち込みは、伝送品質を大幅に劣化させてしまう。このような環境下において、安定した伝送品質を提供する技術として、アンテナダイバーシチ技術が古くから検討されている。例えば、受信選択アンテナダイバーシチ技術は、無線受信装置（端末装置）に複数のアンテナを空間的に離して配置する。そして、それぞれのアンテナで受信された信号の中で、最も受信品質の高い信号を選択することで、チャネル変動に起因する受信電力の急激な落ち込みを回避し、受信品質を改善することが出来る。

また、無線通信システムでは多様なブロードバンド情報サービスの提供のために、伝送速度の向上が常に望まれている。伝送速度の向上には通信帯域幅の拡大が不可欠であるが、通信帯域幅の拡大は、チャネルの周波数選択性を強調するため、伝送品質が大幅に劣化してしまう。最近、複数の狭帯域副搬送波（サブキャリアとも呼ぶ）を並列伝送することで、チャネルの周波数選択性に起因する伝送特性の劣化を回避するマルチキャリア伝送が検討されている。特に、直交サブキャリアを用いる、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）は、周波数選択性チャネルへの耐性を維持しつつ、高い周波数利用効率を確保できる技術として、無線ＬＡＮシステム等に採用されている。ＯＦＤＭ伝送と、アンテナダイバーシチ技術を併用することで、高い周波数利用効率を維持しつつ、安定した通信品質を確保出来る。

ところで、アンテナダイバーシチ技術による特性改善量は、装置に配されるアンテナ数に比例する。しかし、小型・省電力化が望まれている端末装置に複数のアンテナを備えることは困難である。そのため、最近、配置可能なアンテナ数に比較的余裕がある基地局装置に複数のアンテナを備える、送信アンテナダイバーシチ技術が注目を集めている。送信アンテナダイバーシチ技術は、端末装置からのチャネル情報（ＣＳＩ；Channel State Information）のフィードバックを必要とする閉ループ型送信ダイバーシチと、ＣＳＩフィードバックを必要としない開ループ型送信ダイバーシチに大別されるが、システムの複雑性を比較的増加させない、開ループ型送信ダイバーシチが特に注目されている。

特許文献１では、送信信号に対して、それぞれ異なる巡回時間シフトを与えて、各送信アンテナから送信する、循環遅延送信ダイバーシチ（以下では、ＣＤＤと呼称する）について検討されている。ＣＤＤでは、伝搬路の見掛け上の周波数選択性を激しくすることで、周波数ダイバーシチ利得により受信品質を改善することが出来る。しかし、この受信品質改善効果を得るためには、送信信号の周波数スペクトルが、通信帯域において広く拡散されている必要がある。しかし、ＯＦＤＭ伝送では、各送信信号は、狭帯域のサブキャリアを用いて伝送される。そのため、送信信号は時間方向にはＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭシンボル区間）全体に拡散されている一方で、周波数方向には拡散されないことを意味している。送信信号に対して、誤り訂正符号等のチャネル符号化を行うことで、周波数拡散を行うことは可能である。しかし、高い周波数利用効率を確保するためには、符号化率を高く設定する必要がある。この場合、周波数方向への拡散は限定的となり、ＣＤＤにより得られる伝送特性改善効果には限界があることを意味している。

国際公開第２００９／００８１８０号

しかしながら、特許文献１のような循環遅延送信ダイバーシチにおいては、上述したように、例えば、符号化率が高いときなど、伝送特性の改善効果が十分に得られないことがあるという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、伝送特性の優れた改善効果を得ることができる無線通信システム、送信装置、および送信方法を提供することにある。

（１）この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様は、複数のアンテナから無線信号を送信する送信装置と、該無線信号を受信する受信装置とを具備する無線通信システムであって、前記送信装置は、複数の信号各々を、サブキャリアに配置して送信信号を生成するマッピング部と、前記送信信号を複製して、前記複数のアンテナ各々向けの送信信号を生成し、前記複数のアンテナ各々向けの送信信号のうち、少なくとも１つを周波数方向にシフトするシフト部と、を具備し、前記受信装置は、前記無線信号を受信する受信部と、前記受信部が受信した信号を、時間領域で等化する等化部と、を具備することを特徴とする。

（２）また、本発明の他の態様は、（１）の無線通信システムであって、前記送信装置は、前記受信装置において既知の信号である参照信号を、送信するその他の信号と多重する多重部を具備し、前記受信装置は、前記参照信号に基づき、前記送信装置と当該受信装置との間の伝搬路を推定する伝搬路推定部と、前記シフト部におけるシフトの量を取得するシフト量取得部と、前記伝搬路推定部による推定結果と、前記シフトの量とから、前記マッピング部から当該受信装置までの合成伝搬路を推定する合成伝搬路推定部と、を具備し、前記等化部は、前記合成伝搬路推定部による推定結果を用いて、前記等化を行うことを特徴とする。

（３）また、本発明の他の態様は、（２）の無線通信システムであって、前記伝搬路推定部は、前記マッピング部が当該受信装置への信号を配置したサブキャリアにより構成される伝搬路を推定することを特徴とする。

（４）また、本発明の他の態様は、（１）の無線通信システムであって、前記シフト部は、周波数方向へのシフトを、時間領域に変換された前記送信信号に対して、位相回転を与えることで実施することを特徴とする。

（５）また、本発明の他の態様は、複数のアンテナから無線信号を送信する送信装置であって、複数の信号各々を、サブキャリアに配置して送信信号を生成するマッピング部と、前記送信信号を複製して、前記複数のアンテナ各々向けの送信信号を生成し、前記複数のアンテナ各々向けの送信信号のうち、少なくとも１つを周波数方向にシフトするシフト部と、を具備することを特徴とする。

（６）また、本発明の他の態様は、複数のアンテナから無線信号を送信する送信方法であって、複数の信号各々を、サブキャリアに配置して送信信号を生成する第１の過程と、前記送信信号を複製して、前記複数のアンテナ各々向けの送信信号を生成し、前記複数のアンテナ各々向けの送信信号のうち、少なくとも１つを周波数方向にシフトする第２の過程と、を有することを特徴とする。

この発明によれば、伝送特性の優れた改善効果を得ることができる。

この発明の第１の実施形態に係る無線通信システム１０の概略を示す図である。 同実施形態に係る無線送信装置１１の構成を示すブロック図である。 同実施形態に係る無線送信装置１１による信号処理を説明するフローチャートである。 同実施形態に係る周波数シフト部１５１−ｎの動作を説明する図である。 同実施形態に係るフレームフォーマットの一例を示す図である。 同実施形態に係る無線受信装置１２の構成を示すブロック図である。 同実施形態に係る信号分離処理からチャネル等化処理を説明するフローチャートである。 ＯＦＤＭ信号の時間および周波数方向への拡散と、伝搬路の周波数および時間選択性を説明する図である。 シングルキャリア信号の時間および周波数方向への拡散と、伝搬路の周波数および時間選択性を説明する図である。 同実施形態に係るビット誤り率（ＢＥＲ）特性の一例を示した図である。 この発明の第２の実施形態に係る無線送信装置１１ａの構成を示すブロック図である。 この発明の第３の実施形態に係る無線通信システム１０ｂの構成を示す概略図である。 同実施形態に係る無線送信装置１１ｂの構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態に係る無線受信装置１２ｂ−１の構成を示すブロック図である。

［第１の実施形態］
以下、図面を参照して、本発明の第１の実施形態について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線通信システム１０の概略を示す図である。無線通信システム１０は、Ｎ_ｔ本（Ｎ_ｔ＞１）のアンテナを有する無線送信装置１１に、１本のアンテナを有する無線受信装置１２が１個接続する１対１の伝送を対象とする。詳細は後述するが、無線送信装置は、無線受信装置に送信する送信信号の周波数スペクトルに対して、アンテナ毎に異なる周波数シフトを与えて送信する。そして、無線受信装置では、受信された信号に対して、時間領域等化を施すことで、信号復調を行なう。なお、本実施形態では、伝送方式として、Ｎ_ｃ個のサブキャリアを有するＯＦＤＭ信号伝送を用いる。

移動体通信システムにおける基地局装置が、無線送信装置１１を備え、移動局装置（端末装置ともいう）が、無線受信装置１２を備えるようにしてもよい。また、逆に、移動体通信システムにおける基地局装置が、無線受信装置１２を備え、移動局装置が、無線送信装置１１を備えるようにしてもよい。

本実施形態において、無線送信装置１１と、無線受信装置１２との間の伝搬路は、Ｌ個のパス（伝搬経路とも呼ぶ）で構成される周波数選択性フェージングチャネルであるものとし、１ＯＦＤＭ信号内で伝搬路が変動しないブロックフェージングを仮定する。なお、周波数選択性とは、伝搬路の周波数伝達関数が周波数方向において変動していることを意味し、信号帯域幅の逆数以上に離れた時間差を有する複数のパスが多重されて無線受信装置１２により受信されることで発生する。ここで、無線送信装置１１の第ｎ送信アンテナと、無線受信装置１２との間の伝搬路のチャネルインパルス応答は式（１）で与えられる。

ここで、ｈ_ｎ，ｌは無線送信装置１１の第ｎ送信アンテナと無線受信装置１２との間の第ｌパスの複素パス利得を表す。また、δ（τ）は単位インパルス関数を表す。また、τ_ｌは直接波（第１パス）に対する第ｌパスの遅延時間を表す。各パスはお互いに信号帯域幅の逆数以上に離れた時間で無線受信装置１２に受信されているものとするが、以下では簡単のため、τ_ｌ＝（ｌ−１）として説明する。また、以下では、式（１）で与えられるチャネルインパルス応答を式（２）のようなＮ_ｃ行Ｎ_ｃ列の巡回行列ｈ_ｎを用いても表現する。なお、ここで、Ｎ_ｃは、１信号区間（ＯＦＤＭ信号）の時間方向のサンプリング数である。すなわち、Ｎ_ｃは、無線送信装置１１のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部（詳細は後述）における逆フーリエ変換のサブキャリア数かつサンプリング数であり、かつ、無線受信装置１２のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部（詳細は後述）におけるフーリエ変換のサブキャリア数かつサンプリング数である。また、この行列ｈ_ｎは、該信号区間の前にサイクリックプレフィックスが挿入されていることと、第Ｌパスの遅延時間がサイクリックプレフィックスより短いこと、を前提としている。

図２は、本実施形態に係る無線送信装置１１の構成を示すブロック図である。図２に示すように、無線送信装置１１は、チャネル符号化部１０１と、データ変調部１０２と、マッピング部１０３と、既知参照信号系列生成部１０４、シフト部１０５と、Ｎ_ｔ個のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆高速フーリエ変換）部１０６−１〜１０６−Ｎ_ｔと、Ｎ_ｔ個のＧＩ挿入部１０７−１〜１０７−Ｎ_ｔと、Ｎ_ｔ個の無線送信部１０８−１〜１０８−Ｎ_ｔと、Ｎ_ｔ本のアンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔと、制御信号生成部１１０と、Ｎ_ｔ個の時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔとを含んで構成されている。なお、シフト部１０５は、Ｎ_ｔ個の周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔと、シフト制御部１５２とを含んで構成される。

図３は、無線送信装置１１による信号処理を説明するフローチャートである。以下では、図２記載のブロック図と図３記載のフローチャートに基づいて、無線送信装置１１の構成および動作を説明する。初めに、チャネル符号化部１０１は、入力された無線受信装置１２宛ての送信データ系列Ｔに対して、例えば、ターボ符号などのチャネル符号化を行い、符号化送信データ系列を生成する（ステップＳ１０１）。そして、チャネル符号化部１０１は、生成した符号化送信データ系列を、データ変調部１０２に入力する。なお、本実施形態では、チャネル符号化部１０１が用いる符号の一例として、ターボ符号を示したが、低密度パリティビット符号検査など、他の符号を用いるようにしてもよい。また、送信データ系列Ｔは、ユーザデータであってもよいし、制御情報であってもよい。

データ変調部１０２は、チャネル符号化部１０１より入力された符号化送信データ系列に対して、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying；四位相偏移変調）、１６ＱＡＭ（１６ Quadrature Amplitude Modulation；１６直交位相振幅変調）等のディジタルデータ変調を施し、データ変調信号を生成する（ステップＳ１０２）。データ変調部１０２は、データ変調信号をマッピング部１０３に入力する。

マッピング部１０３は、データ変調部１０２より入力されたデータ変調信号を、予め決められた無線リソース（リソースエレメント、もしくは単にリソースとも呼ぶ）に配置する、マッピング（スケジューリング、リソース配分もしくはリソースアロケーションとも呼ぶ）を行い、送信信号を生成する（ステップＳ１０３）。

本実施形態においては、無線受信装置１２が、システムで利用可能な全通信帯域を占有する。よって、マッピング部１０３は、上述のマッピングを行う際に、入力されたデータ変調信号をＮ_ｃ個の並列データに変換する直並列変換を行う。並列データに変換されたデータ変調信号は、それぞれ一つのサブキャリアによって伝送される事になるから、以下の説明では、直並列変換されたデータ変調信号のことを周波数成分、もしくはサブキャリア成分という。

シフト制御部１５２は、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔの各々におけるシフト量を決定し、各々に通知する（Ｓ１０４）。また、シフト制御部１５２は、決定した周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔの各々におけるシフト量を制御信号生成部１１０に通知する。制御信号生成部１１０は、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔの各々におけるシフト量を示す制御信号を生成し、無線受信装置１２に送信すべく無線送信部１０８−１〜１０８−Ｎ_ｔに入力する。なお、本実施形態においては、シフト制御部１５２は、アンテナ１０９−ｎへの信号を処理する周波数シフト部１５１−ｎに対して、シフト量として（ｎ−１）Δを指定する。例えば、シフト量の差Δ＝Ｎ_ｃ／Ｎ_ｔである。

シフト部１０５は、マッピング部１０３が生成した送信信号を複製してＮｔ個の送信信号を生成し、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔの各々に入力する。すなわち、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔの各々には、同一の信号が入力される。周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔの各々は、送信信号の周波数成分に対して、シフト制御部１５２が指定したシフト量の周波数巡回シフトを行う（Ｓ１０５）。ここで周波数巡回シフトとは、各周波数成分を送信するサブキャリアを巡回的にシフトすることである。以下では、周波数巡回シフトを単に周波数シフトともいう。周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔは、周波数シフトを与えた送信信号の周波数成分を、それぞれ符号の枝番が対応する時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔに入力する。

周波数シフト部１５１−ｎによる周波数シフトは、Ｓ_ｎ（ｋ）＝Ｄ（ｍｏｄ（ｋ−Ａ_ｎ，Ｎ_ｃ））で表される。ここで、｛Ｓ_ｎ（ｋ）；ｎ＝１〜Ｎ_ｔ、ｋ＝１〜Ｎ_ｃ｝は、周波数シフト部１５１−ｎの出力である。｛Ｄ（ｋ）；ｋ＝１〜Ｎ_ｃ｝は、マッピング部１０３の出力である送信信号の周波数成分である。｛Ａ_ｎ；ｎ＝１〜Ｎ_ｔ｝は、シフト制御部１５２が周波数シフト部１５１−ｎに指定したシフト量である。なお、ｋは、周波数の小さい方から順に振られたサブキャリアのインデックスである。ｎは、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔに振られたインデックスである。また、ｍｏｄ（ａ，ｂ）は整数ａを整数ｂで除算したときの余りを与える関数である。なお、ここでは記載は省略しているが、周波数シフトの単位は、隣接するサブキャリアの間隔を１単位として行われる。例えば、サブキャリアの間隔が１５ｋＨｚで有った場合に、１だけ周波数シフトすることは、送信する周波数を１５ｋＨｚだけシフトすることを意味している。

なお、上述のように、シフト制御部１５２が、周波数シフト部１５１−ｎに指定するシフト量Ａ_ｎ＝（ｎ−１）Δとしたときは、周波数シフト部１５１−ｎの出力はＳ_ｎ（ｋ）＝Ｄ（ｍｏｄ（ｋ−（ｎ−１）Δ，Ｎ_ｃ））である。各周波数シフト部１５１−ｎのシフト量が（ｎ−１）Δであるので、Δは、隣接する周波数シフト部１５１−ｎの間のシフト量の差である。

シフト制御部１５２は、シフト量の差Δの値を変更することで、後述する無線受信装置１２で観測される伝搬路の時間選択性を制御するようにしてもよい。シフト量の差Δの値を大きくすれば時間選択性は激しくなる。シフト量の差Δは、Ｎ_ｃ／Ｎ_ｔを最大値として、少なくとも１より大きく設定すれば、伝搬路の時間選択性は激しくなる。なお、シフト制御部１５２は、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔのうちのいずれかにシフト量として「０」を指定したり、特定のＯＦＤＭ信号（時間区間）で、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔの全てにシフト量として「０」を指定したりしてもよい。

また、シフト制御部１５２は、無線受信装置１２で観測される受信品質や、無線送信装置１１および無線受信装置１２が使用するアンテナ数、およびチャネル符号化率等に応じてシフト量を決定しても良い。例えば、シフト制御部１５２は、チャネル符号化率が高い場合には、Δの値をその他の場合よりも大きくするなどして、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔの間で、大きなシフト量の差が生じるようにシフト量を決定する。これにより、大きな時間ダイバーシチ利得が得られるようにする。また、チャネル符号化率が低い場合には、十分に大きな周波数ダイバーシチ利得を得ることが可能であるから、シフト制御部１５２は、シフトを与えないように制御しても良い。

なお、本実施形態では、シフト制御部１５２は、決定した周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔ各々のシフト量を制御信号生成部１１０に通知するとしたが、シフト量の差Δを通知するようにしてもよい。その場合、制御信号生成部１１０は、シフト量の差Δを含む制御信号を生成し、無線受信装置１２に送信すべく無線送信部１０８−１〜１０８−Ｎ_ｔに入力する。

また、シフト量Ａ_ｎを（ｎ−１）Δとした場合、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔの間のシフト量の差は、シフト量の差Δの整数倍である。しかし、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔ間のシフト量の差は、Δの整数倍なくてもよい。すなわち、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔ間ごとに独立なシフト量の差であってもよい。このとき、シフト制御部１５２は、周波数シフト部１５１−ｎと周波数シフト部１５１−ｎ−１との間のシフト量の差Ａ_ｎ−Ａ_ｎ−１を、ｎ毎に異なる値｛Δ_ｎ；ｎ＝２〜Ｎ_ｔ｝とする。

既知参照信号系列生成部１０４は、無線受信装置１２において伝搬路推定を行なうための既知参照信号系列を生成し、時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔに入力する。なお、これらの既知参照信号系列は、無線受信装置１２において既知である。時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔは、それぞれ枝番が対応する周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎｔが周波数シフトした信号に、既知参照信号系列生成部１０４から入力された既知参照信号系列を時間多重する。このように既知参照信号系列は時間多重されるので、データ変調信号が送信されるＯＦＤＭ信号とは異なる時間区間のＯＦＤＭ信号で送信される。

また、時間多重された既知参照信号系列が、時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔの間で互いに直交するように、時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔの間で異なるサブキャリアに配置される。例えば、時間多重部１１１−ｎは、インデックス番号をＮ_ｔで割った時の余りがｎであるサブキャリアにのみ既知参照信号系列を配置する。これにより、時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔが、既知参照信号系列を配置するサブキャリアは重複しないので、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔの各々から送信される既知参照信号系列は、互いに直交している。なお、このように周波数分割により、直交性が得られるようにしているが、時間分割や符号分割など、その他の方法により直交性が得られるようにしてもよい。

ＩＦＦＴ部１０６−１〜１０６−Ｎ_ｔは、それぞれ枝番が対応する時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔが時間多重した信号に対して、Ｎ_ｃポイントの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）、もしくは逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ；Inverse Discrete Fourier Transform）を施す。ＩＦＦＴ部１０６−１〜１０６−Ｎ_ｔは、この変換により、Ｎ_ｃサブキャリアを有するＯＦＤＭ信号（時間領域信号）を生成する（ステップＳ１０６）。ＩＦＦＴ部１０６−１〜１０６−Ｎ_ｔは、それぞれ枝番が対応するＧＩ挿入部１０７−１〜１０７−Ｎ_ｔに生成したＯＦＤＭ信号を入力する。このとき、ＩＦＦＴ部１０６−ｎが生成するデータ変調信号に基づく時間領域信号｛ｓ_ｎ（ｔ）；ｔ＝１〜Ｎ_ｃ｝は、式（３）で与えられる。なお、式（３）はシフト量Ａ_ｎ＝（ｎ−１）Δとしたときの式である。

ここで、｛Ｄ（ｋ）；ｋ＝１〜Ｎ_ｃ｝はマッピング部１０３の出力である各サブキャリア成分を表す。また、｛ｄ（ｔ）；ｔ＝１〜Ｎ_ｃ｝は、｛Ｄ（ｋ）；ｋ＝１〜Ｎ_ｃ｝にＩＦＦＴを適用することで得られる時間領域のＯＦＤＭ信号を表す。
なお、本実施形態では、サブキャリア数と、逆高速フーリエ変換もしくは逆離散フーリエ変換のポイント数とは同じであるとして説明しているが、周波数領域にガードバンドを設定する場合、ポイント数はサブキャリア数よりも大きくなる。

ＧＩ挿入部１０７−１〜１０７−Ｎ_ｔは、入力されたＯＦＤＭ信号に対してガードインターバル（ＧＩ；Guard Interval）を挿入する（ステップＳ１０７）。この、ガードインターバルは、サイクリックプレフィクス（ＣＰ；Cyclic Prefix）ともいう。ＧＩ挿入部１０７−１〜１０７−Ｎ_ｔは、ガードインターバルを付与したＯＦＤＭ信号を、それぞれ枝番が対応する無線送信部１０８−１〜１０８−Ｎ_ｔに入力する。

無線送信部１０８−１〜１０８−Ｎ_ｔに入力されるＯＦＤＭ信号はベースバンド帯の信号である。無線送信部１０８−１〜１０８−Ｎ_ｔは、入力されたＯＦＤＭ信号を無線周波数(Radio Frequency(RF))帯の信号に変換する（ステップＳ１０８）。また、無線送信部１０８−１〜１０８−Ｎ_ｔには、制御信号生成部１１０が入力した制御信号も無線周波数帯の信号に変換する。アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔは、それぞれ枝番が対応する無線送信部１０８−１〜１０８−Ｎ_ｔが変換した無線周波数帯の信号を、無線受信装置１２に向けて送信する（ステップＳ１０９）。

図４は、周波数シフト部１５１−ｎの動作を説明する図である。図４は、シフト量Ａ_ｎ＝２の場合の周波数シフト部１５１−ｎに入力された入力信号Ｄ_ｉｎと、周波数シフト部１５１−ｎが出力する信号Ｄ_ｏｕｔとを示す。図４において、入力信号Ｄ_ｉｎの各サブキャリア成分は、周波数の小さい方から順に、Ｄ（１）、Ｄ（２）、Ｄ（３）、・・・Ｄ（Ｎ_ｃ−２）、Ｄ（Ｎ_ｃ−１）、Ｄ（Ｎ_ｃ）である。この入力信号Ｄ_ｉｎに対してシフト量２の周波数シフトを加えると、入力信号Ｄ_ｉｎの各サブキャリア成分は周波数の大きい方向に２ずつシフトされる。例えば、入力信号Ｄ_ｉｎでは、１番目のサブキャリアの成分であったＤ（１）は、信号Ｄ_ｏｕｔでは３番目のサブキャリアとなっている。また、入力信号Ｄ_ｉｎで周波数の大きい方の端にある、シフトされるとはみ出るサブキャリア成分は、周波数の小さい方に配置される。例えば、入力信号Ｄ_ｉｎでは、Ｎ_ｃ番目のサブキャリアの成分であったＤ（Ｎ_ｃ）は、信号Ｄ_ｏｕｔでは２番目のサブキャリアに配置されている。

図５は、本実施形態におけるフレームフォーマットの一例を示す図である。本実施形態におけるフレームフォーマットでは、全てデータ変調信号で構成されるＯＦＤＭ信号（図中ではＤＡＴＡと表記）と、全て既知参照信号系列で構成されるＯＦＤＭ信号（図中ではＰｉｌｏｔと表記）とが、それぞれ異なる時間幅でもって周期的に送信される。図５の例では、データ変調信号で構成されるＯＦＤＭ信号の時間幅はＴ_Ｄであり、既知参照信号系列で構成されるＯＦＤＭ信号の時間幅はＴ_Ｐである。

図６は、本実施形態に係る無線受信装置１２の構成を示すブロック図である。図６に示すように、無線受信装置１２は、アンテナ２０１と、無線受信部２０２と、ＧＩ除去部２０３と、信号分離部２０４と、伝搬路推定部２０５と、シフト量取得部２０６と、合成伝搬路推定部２０７と、チャネル等化部２０８と、ＦＦＴ部２０９と、デマッピング部２１０と、データ復調部２１１と、チャネル復号部２１２とを含んで構成される。

アンテナ２０１は、無線送信装置１１が送信した信号を受信し、受信した信号を、無線受信部２０２に入力する。無線受信部２０２は、入力された信号をダウンコンバートして、ベースバンド帯の信号に変換する。ＧＩ除去部２０３は、ベースバンド帯に変換された信号から、ガードインターバルを取り除いた後、信号分離部２０４に入力する。信号分離部２０４は、ＧＩ除去部２０３から入力された信号を、データ変調信号だけで構成されているＯＦＤＭ信号と、既知参照信号系列だけで構成されているＯＦＤＭ信号と、シフト量を示す制御信号とに分離する。

伝搬路推定部２０５は、信号分離部２０４が分離した信号のうち、既知参照信号系列だけで構成されているＯＦＤＭ信号を用いて、無線送信装置１１のアンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔ各々と、無線受信装置１２のアンテナ２０１との間の伝搬路の伝搬路推定を行なう。伝搬路推定部２０５は、信入力されたＯＦＤＭ信号から、式（１）で表される伝搬路のチャネルインパルス応答および雑音電力を推定する。チャネル推定方法については、後述する。シフト量取得部２０６は、信号分離部２０４が分離した信号のうち、シフト量を示す制御信号から、無線送信装置１１のアンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔの各々におけるシフト量Ａ_ｎ＝（ｎ−１）Δを取得する。

合成伝搬路推定部２０７は、伝搬路推定部２０５による伝搬路の推定結果と、シフト量取得部２０６が取得したシフト量とを用いて、無線送信装置１１のマッピング部１０３から無線受信装置１２のアンテナ２０１までの合成伝搬路を推定する。
チャネル等化部２０８は、信号分離部２０４が分離した信号のうち、データ変調信号のみで構成されるＯＦＤＭ信号に対して、合成伝搬路推定部２０７による合成伝搬路の推定結果を用いて、チャネル等化処理を行う。チャネル等化部２０８は、チャネル等化を行なった信号をＦＦＴ部２０９に入力する。

ＦＦＴ部２０９は、入力された信号に対して、Ｎ_ｃポイントの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、もしくは離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を施し、Ｎ_ｃ個のサブキャリア成分を得る。ＦＦＴ部２０９は、得られたＮ_ｃ個のサブキャリア成分をデマッピング部２１０に入力する。デマッピング部２１０は、自装置宛のデータ変調信号が配置されているサブキャリアの信号のみを取り出し、データ復調部２１１に入力する。本実施形態では、全てのサブキャリアに配置されている信号は自装置宛のデータ変調信号であるので、デマッピング部２１０は、各サブキャリアで伝送されているＮ_ｃ個の並列データを直列データに変換する並直列変換を行う。デマッピング部２１０は並直列変換によって得られた直列データをデータ復調部２１１に入力する。

データ復調部２１１は、入力された直列データに対して、無線送信装置１１のデータ変調部１０２で用いた変調方式に対応するデータ復調を行ない、データ復調により得られたデータをチャネル復号部２１２に入力する。チャネル復号部２１２は、入力されたデータに対して、無線送信装置１１のチャネル符号化部１０１で用いた符号化方式に対応するチャネル復号を施して、送信データ系列Ｔに対応する復号結果Ｄを得る。

次に、合成伝搬路推定部２０７による合成伝搬路の推定方法を説明する。チャネル等化部２０８に入力されるＯＦＤＭ信号を｛ｒ（ｔ）；ｔ＝１〜Ｎ_ｃ｝としたとき、ｒ（ｔ）は式（４）で表される。

ここで、｛η（ｔ）；ｔ＝１〜Ｎ_ｃ｝は無線受信装置１２にて印加される平均が０で分散が２σ^２の白色性ガウス雑音である。雑音電力は、伝搬路推定部２０５で推定され、チャネル等化部２０８およびチャネル復号部２１２等で用いられる。以下では、雑音電力は、伝搬路推定部２０５により理想的に推定されるものとして説明する。また、式（３）を式（４）に代入して整理すると式（５）が得られる。

合成伝搬路推定部２０７は、式（５）のｇ_ｌ（ｔ）を、合成伝搬路の推定結果として算出する。なお、式（５）におけるｈ_ｎ，ｌには、伝搬路推定部２０５の推定結果を用い、Δには、シフト量取得部２０６が取得したシフト量の差を用いる。なお、式（５）は、シフト量Ａ_ｎ＝（ｎ−１）Δであることを前提としているが、式（５）の（ｎ−１）ΔをＡ_ｎとすることで、シフト量の差が等間隔でない場合も、ｇ_ｌ（ｔ）を算出できる。

次に、チャネル等化部２０８によるチャネル等化処理を説明する。本実施形態では、チャネル等化部２０８において時間領域チャネル等化（以下では、単に時間領域等化とも呼ぶ）を行う。時間領域等化の方法として、以下では、空間フィルタリングに基づく方法を用いた場合について説明するが、その他の方法であってもよい。

式（５）で与えられる受信信号ｒ（ｔ）をｒ＝［ｒ（１），．．．，ｒ（Ｎ_ｃ）］^Ｔのように、ベクトルで表現することを考えた場合、式（５）は式（６）に示すような行列で表現できる。

式（６）において、ベクトルｄ＝［ｄ（１），．．．，ｄ（Ｎ_ｃ）］^Ｔであり、ベクトルη＝［η（１），．．．，η（Ｎ_ｃ）］^Ｔである。また、行列Ｇは式（７）で与えられる。

式（７）において、行列ｅ（τ）は、ｄｉａｇ｛ｅｘｐ（−ｊ２πτ／Ｎ_ｃ），ｅｘｐ（−ｊ２π２τ／Ｎ_ｃ），．．．，ｅｘｐ（−ｊ２πＮ_ｃτ／Ｎ_ｃ）｝で与えられるＮ_ｃ行Ｎ_ｃ列の対角行列である。つまり、受信信号ｒ（ｔ）をベクトル表現した場合、チャネル等化部２０８は、受信信号をＮ_ｃ送信Ｎ_ｃ受信のＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）チャネルの受信信号と見なすことが出来る。

そこで、チャネル等化部２０８は、式（６）で与えられる見掛け上の伝搬路（合成伝搬路）を表す行列Ｇに基づき、ＭＩＭＯの空間分離フィルタに相当する線形フィルタＷを算出する。そして、チャネル等化部２０８は、線形フィルタＷを、ベクトルｒに乗算することで、時間領域チャネル等化を行う。ここで、ベクトルｒは、データ変調信号だけで構成されているＯＦＤＭ信号である。そして、該乗算により、チャネル等化された信号である、送信信号の時間領域応答ベクトルｄの軟推定値が得られる。空間分離フィルタＷとしては、Ｇの逆行列Ｇ^−１で与えられるＺＦフィルタを用いてもよいし、（Ｇ^ＨＧ＋σ^２Ｉ）^−１Ｇ^Ｈで与えられるＭＭＳＥフィルタを用いてもよいし（Ｉは単位行列を表す）、その他の空間分離フィルタであってもよい。

次に、伝搬路推定部２０５による伝搬路推定方法を説明する。伝搬路推定部２０５に入力された既知参照信号系列だけで構成されているＯＦＤＭ信号を｛ｒ_ｐ（ｔ）；ｔ＝１〜Ｎ_ｃ｝としたとき、ｒ（ｔ）は式（８）で与えられる。

ここで、ｐ_ｎ（ｔ）は、アンテナ１０９−ｎから送信されている既知参照信号系列で構成されている時間領域のＯＦＤＭ信号を表す。式（８）にＦＦＴを適用することで、式（９）を得ることが出来る。

ここで、Ｈ_ｎ（ｋ）はアンテナ１０９−ｎと、無線受信装置１２との間の伝搬路の周波数伝達関数である。ｋは、サブキャリアのインデックスである。また、Ｐ_ｎ（ｋ）は、ｐ_ｎ（ｔ）の周波数領域の信号である。ここで、Ｐ_ｎ（ｋ）は、時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔでも説明したように周波数分割多重されている。このため、各サブキャリアでは、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔのうちのいずれかから送信されている既知参照信号のみが受信される。

よって、伝搬路推定部２０５は、サブキャリアｋの受信信号に対して、既知参照信号を用いた逆変調を行うことで、該サブキャリアｋで既知参照信号を送信しているアンテナ１０９−ｎのＨ_ｎ（ｋ）を推定することが出来る。Ｈ_ｎ（ｋ）のうち、推定値が得られないｋとｎの組み合わせのＨ_ｎ（ｋ）については、伝搬路推定部２０５は、周辺の値から補間することで算出する。そして、伝搬路推定部２０５は、Ｈ_ｎ（ｋ）にＩＦＦＴを適用することで、チャネルインパルス応答ｈ_ｎ（τ）を算出する。つまりは、式（３）で与えられる伝搬路巡回行列ｈ_ｎが得られる。伝搬路推定部２０５は、この伝搬路巡回行列ｈ_ｎを合成伝搬路推定部２０７に入力する。

以上、伝搬路推定部におけるＧの推定方法について説明してきたが、推定方法は、以上の方法に限定されるものではなく、例えば２次元ＭＭＳＥチャネル推定方法等によりチャネルインパルス応答の推定を行っても良い。

図７は、信号分離部２０４、伝搬路推定部２０５、シフト量取得部２０６、合成伝搬路推定部２０７およびチャネル等化部２０８における信号処理を説明するフローチャートである。初めに、信号分離部２０４は、受信信号を、データ信号のみで構成されるＯＦＤＭ信号（図中ではデータ部分と記載）と既知参照信号のみから構成されるＯＦＤＭ信号（図中ではパイロット部分と記載）と制御信号のみから構成される信号（図中では制御信号部分と記載）に分離する（ステップＳ２０１）。次いで、伝搬路推定部２０５は、入力された既知参照信号に基づいて、無線送信装置１１のアンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔと、無線受信装置１２との間のチャネルインパルス応答ｈ_ｎ（τ）を推定する（ステップＳ２０２）。また、シフト量取得部２０６は、制御信号からアンテナ０９−１〜１０９−Ｎ_ｔ各々のシフト量を取得する。

次に、合成伝搬路推定部２０７は、ステップＳ２０２で推定されたチャネルインパルス応答ｈ_ｎ（τ）と、ステップＳ２０３で取得されたシフト量とに基づいて、見掛け上の伝搬路行列Ｇを推定する（ステップＳ２０４）。次に、チャネル等化部２０８は、ステップＳ２０４にて推定された伝搬路行列Ｇに基づいて、時間領域等化のための線形フィルタＷを算出する（ステップＳ２０５）。そして、チャネル等化部２０８は、算出した線形フィルタＷを受信信号ベクトルｒに乗算する時間領域等化を行う（ステップＳ２０６）。最後に、チャネル等化部２０８は、等化出力をＦＦＴ部２０９に入力する（ステップＳ２０６）。以上で、信号処理は終了となる。

ｇ_ｌ（ｔ）は、前述したように、無線送信装置１１のマッピング部１０３の出力からアンテナ２０１までの見かけ上の伝搬路（合成伝搬路）を表す。ｇ_ｌ（ｔ）は、時間によって変動している。したがって、受信信号は、周波数シフトを与える前のデータ変調信号の時間領域信号ｄ（ｔ）が時間・周波数選択性フェージングチャネルを伝搬してきたものと見なすことが出来る。なお、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔ間でシフト量の差を与えなかった場合（Δ＝０の場合）、ｇ_ｌ（ｔ）は、時間によって変動しないので、式（５）は、ｄ（ｔ）が、時間選択性はなく、周波数選択性フェージングのみを有するチャネルを伝搬してきた場合と等価となる。すなわち、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔ間でシフト量の差を有する周波数シフトを与えることで、見かけ上の伝搬路に、時間選択性フェージングを与えることができる。

式（５）で与えられる受信信号は、従来のＯＦＤＭ信号伝送において、無線受信装置が高速に移動した場合と同様に、伝搬路の時間選択性による影響が大きくなる。無線受信装置１２が高速に移動した場合、従来では、伝搬路の時間選択性の強さを無線受信装置１２が把握できないため、ｇ_ｌ（ｔ）を推定することが出来ない。一方、本実施形態では、無線受信装置１２は、制御信号からシフト量の差Δを把握できる。したがって、複素パス利得や、パスの遅延時間（伝搬路推定部２０５が推定したｈ_ｎ，ｌ）と、シフト量の差Δとから、ｇ_ｌ（ｔ）を推定することが出来る。

ところで、従来技術として、伝搬路の周波数選択性を激しくすることで周波数ダイバーシチ効果の獲得を狙う循環遅延送信ダイバーシチ（ＣＤＤ）が検討されてきた。これは、無線送信装置がデータ変調信号に対して、時間シフトを与えることで、伝搬路の周波数選択性を激しくする送信ダイバーシチ技術である。周波数ダイバーシチ効果を得るためには、データ変調信号は周波数領域において拡散されている必要がある。図８は、ＯＦＤＭ信号の時間および周波数方向への拡散と、伝搬路の周波数および時間選択性を説明する図である。図９は、シングルキャリア信号の時間および周波数方向への拡散と、伝搬路の周波数および時間選択性を説明する図である。

図８の符号ａを付したグラフでは、横軸が周波数である。線ｈｆ１は、各周波数における利得の例を示す。周波数方向に分割され、網掛けされた領域は、領域各々にシンボルが割り当てられているＯＦＤＭ信号を示す。図８の符号ｂを付したグラフは、横軸が時間であり、符号ａのＯＦＤＭ信号をＩＦＦＴして、時間領域で表したものである。線ｈｔ１は、各時間における利得の例を示す。また、上下方向に分割され、網掛けされた領域は、領域各々にシンボルが割り当てられていることを示す。すなわち、ＯＦＤＭ信号を時間領域で見ると、各シンボルは時間方向にはＦＦＴ区間全体に亘って拡散され、複数のシンボルが重畳されていることを示す。

図９の符号ｃを付したグラフでは、横軸が周波数である。線ｈｆ２は、各周波数における利得の例を示す。上下方向に分割され、網掛けされた領域は、領域各々にシンボルが割り当てられているシングルキャリア信号を示す。図９の符号ｄを付したグラフは、横軸が時間であり、符号ｃを付したグラフをＩＦＦＴして、時間領域で表したものである。線ｈｔ２は、各時間における利得の例を示す。また、時間方向に分割され、網掛けされた領域は、領域各々にシンボルが割り当てられていることを示す。すなわち、シングルキャリア信号を周波数領域で見ると、各シンボルは周波数方向には全体に亘って拡散され、複数のシンボルが重畳されていることを示す。

循環遅延送信ダイバーシチＣＤＤは、図８の線ｈｆ１および図９の線ｈｆ２に示されている周波数領域における伝搬路利得（図中太線で記載）の変動を激しくする技術である。図８の符号ａが示すように、ＯＦＤＭ信号伝送では、各データ変調信号は一つのサブキャリアによって送信されている。このため、周波数方向には拡散されておらず、伝搬路利得が落ち込んでいる周波数で送信されているデータは失われてしまう。一方、図９の符号ｃに示すようなシングルキャリア伝送では、周波数方向に拡散されている。このため、伝搬路利得が落ち込んでいる周波数で送信されている信号が失われても、他の周波数で送信されている信号は失われていない。本実施形態では、このことを周波数ダイバーシチ利得と呼ぶ。

ＯＦＤＭ信号伝送においても、符号化率の低いチャネル符号化を行うことにより、周波数拡散と同じ効果を得ることが出来るが、符号化率が高い場合、周波数拡散の効果は小さくなるから、伝搬路の周波数選択性が激しくても周波数ダイバーシチ効果を得ることが出来ない。つまり、符号化率が高いＯＦＤＭ信号伝送においては、ＣＤＤによる特性改善効果は望めないことを意味している

一方、図８の符号ｂに示されているように、各サブキャリアで送信されているデータ変調信号は、時間領域においてはＯＦＤＭ信号全体に拡散されている。本実施形態が対象としている送信ダイバーシチ技術は、図８の線ｈｔ１および図９の線ｈｔ２に示されている時間領域における伝搬路利得の変動を激しくする技術である。図８の符号ｂに示されているように、伝搬路の時間選択性が激しければ、一部の時間では信号が失われても、他の時間では信号は失われる事は無い。このことを、本実施形態では時間ダイバーシチ効果と呼ぶ。

図１０は、本実施形態におけるビット誤り率（ＢＥＲ）特性の一例を示した図である。図１０は、以下のような条件のもと、計算機シミュレーションによって求められた特性である。伝搬路は、パス数２の等電力の周波数選択性レイリーフェージングチャネルである。また、伝搬路の時間変動は無い。変調方式はＱＰＳＫであり、誤り訂正符号は行っていない。サブキャリア数２５６のＯＦＤＭ信号伝送であり、送信アンテナ数は２である。なお、チャネル推定は理想的としている。

図１０において、横軸はＥｂ／Ｎ０の平均値、縦軸はＢＥＲ（Bit Error Rate）の平均値である。実線Ｃ１は、本実施形態と同様に周波数シフトによる送信ダイバーシチ技術を用いた場合のＢＥＲ特性を示す。点線Ｃ２は、従来技術であるＣＤＤを用いた場合の、ＢＥＲ特性を示す。図１０から分かるように、無符号化のＯＦＤＭ信号伝送においては、従来技術であるＣＤＤに対して、周波数シフトによる送信ダイバーシチ技術は、伝送特性が改善されていることが確認できる。

このように、本実施形態よれば、データ信号に対して、時間拡散が行われているＯＦＤＭ信号伝送において、時間ダイバーシチ利得を得ることが出来るから、伝送特性の優れた改善効果を得ることができる。

なお、本実施形態では、伝送方式としてＯＦＤＭを用いた無線通信システムの場合を説明したが、シングルキャリアベースの伝送方式（例えばシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式など）を用いた無線通信システムであってもよい。なお、低い符号化率によるチャネル符号化や、時間領域における直接拡散を用いた場合に、優れた効果を奏するのは、本実施形態と同様である。シングルキャリアベースの伝送方式の場合、無線送信装置１１のデータ変調部１０２と、マッピング部１０３との間に、離散フーリエ変換を行うＤＦＴ部を挿入する。また、無線受信装置１２のデマッピング部２１０と、データ復調部２１１との間に、逆離散フーリエ変換を行うＩＤＦＴ部を挿入する。

また、本実施形態では、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔの後に、時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔが配置されているが、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔの前に、時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔが配置されていてもよい。この場合、時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔによる配置結果ではなく、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔによる周波数シフトの結果、既知参照信号が直交するようにする。

また、本実施形態においては、チャネル等化部２０８は、線形フィルタＷにより時間領域等化を行っている。しかし、上述したように、受信信号をＭＩＭＯチャネルと見なすことができるため、他のＭＩＭＯの信号分離処理によって等化を行うことも可能である。例えば、最尤検出等によって推定することが可能である。
また、本実施形態において、シフト部１０５は、Ｎ_ｔ個の周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔを有し、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔの各々向けの送信信号を周波数シフトしている。しかし、少なくとも１つのアンテナ向けの送信信号を周波数シフトしていればよく、例えば、周波数シフト部を１つのみ有し、アンテナ１０９−１向けの送信信号のみを周波数シフトするようにしてもよい。

［第２の実施形態］
第１の実施形態では、複数のアンテナを備えた無線送信装置１１において、送信信号の周波数スペクトルに対して、各アンテナで異なる周波数シフトを与える無線通信システム１０を説明した。これにより、第１の実施形態の無線通信システム１０は、時間ダイバーシチ利得を獲得できる。ところで、送信信号の周波数スペクトルに与えた周波数シフトは、時間領域で与えることも可能である。

第２の実施形態では、周波数シフトを同等の処理を時間領域で与える場合を説明する。本実施形態における無線通信システム１０ａは、無線送信装置１１ａと、無線受信装置１２とを含んで構成される。無線受信装置１２は、第１の実施形態における無線受信装置１２と同様であるので、説明を省略する。

図１１は、第２の実施形態に係る無線送信装置１１ａの構成を示すブロック図である。無線送信装置１１ａの構成は、図２の無線送信装置１１とほぼ同様であるが、いくつかの点が異なる。１点目は、ＩＦＦＴ部１０６が、マッピング部１０３の直後に配置されていることである。２点目は、シフト部１０５に替えてシフト部１０５ａが、ＩＦＦＴ部１０６の直後に配置されていることである。３点目は、既知参照信号系列生成部１０４、時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔに替えて既知参照信号系列生成部１０４、時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔが、シフト部１０５ａとＧＩ挿入部１０７−１〜１０７−Ｎ_ｔとの間に挿入されていることである。

なお、シフト部１０５ａは、周波数シフト部１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔに替えて位相回転部１５１ａ−１〜１５１ａ−Ｎ_ｔを有し、シフト制御部１５２に替えて位相回転制御部１５２ａを有する。その他の部分は、図２の無線送信装置１１と同様であるので、対応する符号（１０１〜１０３、１０７−１〜１１０）を付し、説明を省略する。

ＩＦＦＴ部１０６は、マッピング部１０３により入力された信号｛Ｄ（ｋ）；ｋ＝１〜Ｎ_ｃ｝に対して、逆高速フーリエ変換を施し、時間領域のＯＦＤＭ信号｛ｄ（ｔ）；ｔ＝１〜Ｎ_ｃ｝を生成する。ＩＦＦＴ部１０６は、生成した時間領域のＯＦＤＭ信号を、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔの各々に対応する位相回転部１５１ａ−１〜１５１ａ−Ｎ_ｔに入力する。

位相回転部１５１ａ−１〜１５１ａ−Ｎ_ｔの各々は、｛ｄ（ｔ）｝に対して、ｅｘｐ（−ｊ２πｔ（ｎ−１）Δ／Ｎ_ｃ）の位相回転を与える。ここで、ｎは、符号の枝番である。位相回転制御部１５２ａは、位相回転量Δを決定し、位相回転部１５１ａ−１〜１５１ａ−Ｎ_ｔに指定する。なお、Δの制御方法は、第１の実施形態の無線送信装置１１のシフト制御部１５２で行われるシフト量の差の制御方法と同様である。位相回転部１５１ａ−１〜１５１ａ−Ｎ_ｔは、位相回転を施した信号を、それぞれ対応する時間多重部１１１ａ−１〜１１１ａ−Ｎ_ｔに入力する。また、位相回転制御部１５２ａは、決定した位相回転量Δを制御信号生成部１１０に入力する。

既知参照信号系列生成部１０４ａは、図２の既知参照信号系列生成部１０４と同様であるが、生成する既知参照信号系列が時間領域の信号である点が異なる。時間多重部１１１ａ−１〜１１１ａ−Ｎ_ｔも、図２の時間多重部１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔと同様であるが、位相回転部１５１ａ−１〜１５１ａ−Ｎ_ｔが入力した時間領域の信号に対して、既知参照信号系列生成部１０４ａが生成した時間領域の既知参照信号系列を時間多重する点が異なる。

第２の実施形態では、送信信号の周波数スペクトルに与える周波数シフトを時間領域で与える場合を対象とした。第２の実施形態における無線送信装置１１ａが送信する信号は、第１の実施形態における無線送信装置１１が送信する信号と等価である。このため、第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、時間ダイバーシチ利得を得ることが出来るから、伝送特性の優れた改善効果を得ることができる。
また、第２の実施形態の方法によれば、無線送信装置１１ａが備えるアンテナ数に依らず、ＩＦＦＴ部１０６が一つだけで十分となるため、第１の実施形態に係る無線送信装置１１と比較して、無線送信装置１１ａの複雑性を小さくすることが可能となる。

［第３の実施形態］
第１および第２の実施形態では、与えられた通信帯域を１つの無線受信装置が占有するもの場合を対象とした。ところで、一般的なセルラーシステムにおいては、ひとつの基地局装置に複数の端末装置が接続する多重接続が行われる。多重接続の方法として、時間分割多重、周波数分割多重、符号分割多重、および空間分割多重が挙げられる。広帯域伝送においては、伝搬路が周波数選択性を有することは既に述べたが、このことは、ＯＦＤＭ信号伝送においては、サブキャリア毎に通信品質が異なることを意味している。

伝搬路自体は、端末装置毎にほぼ無相関のものであるから、各端末装置に通信品質の良好なサブキャリアを割り当てることで、マルチユーザダイバーシチ効果を得ることが出来る。よって、全通信帯域を１つの端末装置が占有する場合よりも、高い周波数利用効率が達成可能であることが知られている。このような多重接続（多重アクセス）方式はＯＦＤＭ Ａｃｃｅｓｓ (OFDMA)と呼ばれ、ＬＴＥに採用されている多重アクセス方式である。第３の実施形態においては、ＯＦＤＭＡ方式を対象とする。

図１２は、本実施形態における無線通信システム１０ｂの構成を示す概略図である。無線通信システム１０ｂは、無線送信装置１１ｂ（基地局装置ともいう）と、Ｕ個の無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕ（端末装置ともいう）とを含んで構成される。無線送信装置１１ｂは、Ｎ_ｔ本のアンテナを有し、無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕは、それぞれＮ_ｒ本のアンテナを有する。無線通信システム１０ｂは、Ｕ個の無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕが、無線送信装置１１ｂに接続する、すなわち１対Ｕの伝送を行う。

図１３は、無線送信装置１１ｂの構成を示す概略ブロック図である。無線送信装置１１ｂは、チャネル符号化部１０１−１〜１０１−Ｕ、データ変調部１０２−１〜１０２−Ｕ、マッピング部１０３ｂ、既知参照信号系列生成部１０４ｂ、シフト部１０５ｂ、ＩＦＦＴ部１０６−１〜１０６−Ｎ_ｔ、ＧＩ挿入部１０７−１〜１０７−Ｎ_ｔ、無線送信部１０８−１〜１０８−Ｎ_ｔ、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔ、制御信号生成部１１０を含んで構成される。シフト部１０５ｂは、周波数シフト部１５１ｂ−１〜１５１ｂ−Ｎ_ｔ、シフト制御部１５２を含んで構成される。

無線送信装置１１ｂの構成は、図２の無線送信装置１１とほぼ同様であるが、多重接続端末数Ｕ個だけのチャネル符号化部１０１−１〜１０１−Ｕおよびデータ変調部１０２−１〜１０２−Ｕを有するとともに、マッピング部１０３ｂはアンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔ各々向けの信号を生成して、それぞれ対応する周波数シフト部１５１ｂ−１〜１５１ｂ−Ｎ_ｔに直接入力する点が図２とは異なる。また、図１３において、図２の各部に対応する部分には、同じ符号（１０６−１〜１１０、１５２）を付し、説明を省略する。

チャネル符号化部１０１−１〜１０１−Ｕの各々は、図２のチャネル符号化部１０１と同様である。チャネル符号化部１０１−１〜１０１−Ｕの各々は、無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕのうちの対応する装置宛ての送信データ系列Ｔｎに対して、それぞれチャネル符号化を行ない、それぞれ対応するデータ変調部１０２−１〜１０２−Ｕに入力する。データ変調部１０２−１〜１０２−Ｕの各々は、入力された信号に対して、ディジタルデータ変調を適用して、データ変調信号を生成し、マッピング部１０３ｂに入力する。既知参照信号系列生成部１０４ｂは、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔで送信される既知参照信号が直交するように、既知参照信号系列を生成し、マッピング部１０３ｂに入力する。なお、既知参照信号は、周波数配置により直交していてもよいし、符号系列そのものが直交していてもよい。

マッピング部１０３ｂは、データ変調部１０２−１〜１０２−Ｕより入力される無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕ各々宛のデータ変調信号を、宛先の無線受信装置に割り当てられたサブキャリアに、マッピングする。サブキャリア割り当ては、例えば、無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕより通知される、無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕ各々の受信品質に関連付けられた制御情報に基づき行われる。

また、無線送信装置１１ｂは、複数のアンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔを有している。このため、送信方法は、第１の実施形態で対象とした送信ダイバーシチに限られるものではなく、空間多重（ＳＤＭ；Space Division Multiplexing）伝送を行うことも可能である。ここで、空間多重伝送とは、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔの各々から異なるデータ変調信号を送信して、伝送する方法である。ただし、空間多重伝送を行うためには、ある程度高い受信品質が必要であるとともに、無線受信装置が複数の受信アンテナを備えている必要がある。一般に、受信品質が低い場合には、伝送品質を安定させるダイバーシチ送信が行われ、受信品質が高い場合には、周波数利用効率を向上させる空間多重が行われる。

よって、マッピング部１０３ｂは、無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕ各々の受信品質に基づき、割り当てるサブキャリア、および送信方法を適応的に制御する。以下では、サブキャリアの割り当て、および送信方法の制御は、一定数のサブキャリアおよびＯＦＤＭ信号を単位としたリソースブロック毎に行うものとする。リソースブロックの割り当ては、通常、受信品質に応じて行われる。本実施形態では、一形態として、無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕ各々にリソースブロックを等配分するラウンドロビン（ＲＲ）方式に基づいて割り当てが行われる場合を説明する。もちろん、他の方式（例えば、プロポーショナルフェアネス（ＰＦ）方式等）に基づいて割り当てを行なっても良い。

また、送信方法については、一形態として、多重接続しているＵ個の無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕの中で、無線受信装置１２ｂ−１に対する送信のみが、送信信号に周波数シフトを与える送信ダイバーシチを用いている場合を説明する。さらに、その場合の中でも、無線受信装置１２ｂ−１に割り当てられているサブキャリアがｋ＝１〜Ｍ_１であるときを例に取り説明をする。なお、該無線受信装置に対する送信に送信ダイバーシチが用いられている無線受信装置の数が１より大きくても構わない。以下では、該無線受信装置に対する送信に送信ダイバーシチが用いられている無線受信装置のことをダイバーシチ参加端末ともいう。

マッピング部１０３ｂは、無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕ各々に割り当てるサブキャリア、および各々への送信に用いる送信方法を決定し、該決定に従い、データ変調信号をサブキャリアに配置した周波数領域の信号を、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔ毎に生成し、それぞれ対応する周波数シフト部１０１ｂ−１〜１０１ｂ−Ｎ_ｔに入力する。例えば、送信方法が送信ダイバーシチである無線受信装置１２ｂ−１には、１番から２４番のサブキャリアが割り当てられ、送信方法がＭＩＭＯである無線受信装置１２ｂ−２には、２５番から４８番のサブキャリアが割り当てられたとする。

この場合、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔへの信号の宛ての１番のサブキャリアには、無線受信装置１２ｂ−１宛ての１番目のデータ変調信号が配置される。２番目から２４番目のサブキャリアには、同様に２番目から２４番目のデータ変調信号が配置される。これに対し、２５番目のサブキャリアには、アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔ各々への信号に、無線受信装置１２ｂ−２宛てのデータ変調信号であって、それぞれ異なるデータ変調信号が配置される。２６番目から４８番目のサブキャリアも同様である。
また、マッピング部１０３ｂは、既知参照信号系列生成部１０４ｂが生成した既知参照信号を、データ変調信号と時間多重させる。

マッピング部１０３ｂは、データ変調信号および既知参照信号を配置したアンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔへの信号を、それぞれ対応する周波数シフト部１５１ｂ−１〜１５１ｂ−Ｎ_ｔに入力する。そして、周波数シフト部１５１ｂ−１〜１５１ｂ−Ｎ_ｔの各々は、入力された信号に対して、周波数シフトを行なう。ここで、周波数シフト部１５１ｂ−１〜１５１ｂ−Ｎ_ｔは、周波数シフトをダイバーシチ参加端末宛の信号についてのみ行う。また、周波数シフトの巡回は、ダイバーシチ参加端末各々に割り当て有られた周波数帯内で閉じて行われる。

例えば、ダイバーシチ参加端末は、無線受信装置１２ｂ−１であり、無線受信装置１２ｂ−１に、ｋ＝１〜Ｍ_１のサブキャリアが割り当てられている場合を例に説明する。マッピング部１０３ｂが生成した信号であって、無線受信装置１２ｂ−１宛ての信号を｛Ｄ_１（ｋ）；ｋ＝１〜Ｍ_１｝とする。このとき、周波数シフト部１５１ｂ−ｎは、この信号に対してＳ_ｎ，１（ｋ）＝Ｄ（ｍｏｄ（ｋ−（ｎ−１）Δ，Ｍ_１））で与えられる周波数シフトを行う。なお、｛Ｓ_ｎ，１（ｋ）；ｎ＝１〜Ｎ_ｔ、ｋ＝１〜Ｍ_１｝は、周波数シフト部１５１ｂ−ｎの出力のうち、ｋ＝１〜Ｍ_１のサブキャリアの部分である。周波数シフト量の差Δについては、Ｎ_ｃをＭ_１に置き換えて、Ｍ_１／Ｎ_ｔを最大値として、少なくとも１より大きく設定すればよい。

なお、ダイバーシチ参加端末が割り当てられていないサブキャリアについては、周波数シフトの対象としない。周波数シフト部１５１ｂ−１〜１５１ｂ−Ｎ_ｔは、入力された信号のうち、ダイバーシチ参加端末に割り当てられたサブキャリアについて周波数シフトし、その結果を、それぞれ対応するＩＦＦＴ部１０６−１〜１０６−Ｎ_ｔに入力する。周波数シフト部１５１ｂ−１〜１５１ｂ−Ｎ_ｔは、ダイバーシチ参加端末に割り当てられていないサブキャリアについては、そのまま、それぞれ対応するＩＦＦＴ部１０６−１〜１０６−Ｎ_ｔに入力する。
なお、サブキャリアの割り当ては、不連続に割り当てられる場合もある。不連続なサブキャリアが割り当てられた場合、周波数シフト部１５１ｂ−１〜１５１ｂ−Ｎ_ｔは、一旦サブキャリアを連続配置し、周波数シフトを与えたのち、再度サブキャリアを不連続配置する。

なお、上記説明では、ＳＤＭと送信ダイバーシチのいずれかの送信方法が、マッピング部において選択されるものとして説明を行ったが、選択される送信方法として別のものがあっても構わない。例えば、ＣＤＤも選択するような構成とすることも可能である。この場合、例えば、誤り訂正符号と自動再送要求を組み合わせたハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ；Hybrid Automatic Repeat request））に基づくパケット伝送が行われていれば、初送パケットについては符号化率が高いパケットを送信し、再送パケットにおいては初送時に送らなかったパリティを送るＩｎｃｒｅｍｅｎｔａｌ ｒｅｄｕｎｄｕｎｃｙ （ＩＲ）法と呼ばれるパケット送信方法が取られる場合がある。この場合、符号化率の高い初送パケットについては、本発明に基づく送信ダイバーシチを行い、符号化率が低くなる再送パケットについてはＣＤＤを用いるような制御を行うことも可能である。また、送信信号に対して、時間領域と周波数領域の２次元の領域において、同時にシフトを与えた送信ダイバーシチを行っても良い。

図１４は、本実施形態に係る無線受信装置１２ｂ−１の構成を示すブロック図である。なお、ダイバーシチ参加端末ではない、無線受信装置１２ｂ−２〜１２ｂ−Ｕは、従来のＭＩＭＯ方式で通信を行う無線受信装置と同様の構成であるので、説明を省略する。同図において、図６に対応する部分には、同一の符号（２０１〜２０９、２１１、２１２）を付し、説明を省略する。図１４に示すように、無線受信装置１２ｂ−１は、アンテナ２０１と、無線受信部２０２と、ＧＩ除去部２０３と、ＦＦＴ部２０９と、デマッピング部２１０ｂと、ＩＤＦＴ部２１３と、信号分離部２０４と、伝搬路推定部２０５と、シフト量取得部２０６、合成伝搬路推定部２０７と、チャネル等化部２０８と、ＤＦＴ部２１４と、データ復調部２１１と、チャネル復号部２１２とを含んで構成されている。

デマッピング部２１０ｂは、ＦＦＴ部２０９により生成されたＮ_ｃ個のサブキャリア成分のうち、当該無線受信装置１２ｂ−１に割り当てられたサブキャリアの成分を抽出する。ＩＤＦＴ部２１３は、デマッピング部２１０ｂが抽出した成分に対して、逆離散フーリエ変換を行い、時間領域の信号に変換する。ＤＦＴ部２１４は、チャネル等化部２０８により時間領域等化された信号に対して、離散フーリエ変換を施す。これにより、時間領域等化された信号の、当該無線受信装置１２ｂ−１に割り当てられたサブキャリア各々の成分が得られる。

図１４に示すように、無線受信装置１２ｂ−１では、ＦＦＴ部２０９と、信号分離部２０４との間に、ＦＦＴ部２０９と、デマッピング部２１０ｂ、ＩＤＦＴ部２１３が挿入されている。また、チャネル等化部２０８の後にＤＦＴ部２１４が挿入されており、ＤＦＴ部２１４による処理結果は、データ復調部２１１に入力される。このように構成することで、伝搬路推定部２０５が推定する伝搬路は、当該無線受信装置１２ｂ−１に割り当てられたサブキャリアにより構成される伝搬路となる。また、合成伝搬路推定部２０７が推定する伝搬路も、当該無線受信装置１２ｂ−１に割り当てられたサブキャリアのみからなる合成伝搬路となる。

以下では、送信ダイバーシチ参加端末である無線受信装置１２ｂ−１における信号処理について説明する。数式表現において、特に端末装置のインデックスを示す添え字が記載されていない場合、それは無線受信装置１２ｂ−１に関するものである。また、無線受信装置１２ｂ−１が備えるアンテナ２０１の数は１として説明を行うが、複数の受信アンテナを備えていても構わない。

無線受信装置１２ｂ−１において、アンテナ２０１は、受信した信号を、無線受信部２０２に入力する。無線受信部２０２は、入力された信号をベースバンド帯の信号に変換し、ＧＩ除去部２０３に入力する。ＧＩ除去部２０３は、入力された信号よりガードインターバルを取り除き、ＦＦＴ部２０９に入力する。ＦＦＴ部２０９は入力された信号に対して、ＦＦＴを適用し、Ｎ_ｃ個のサブキャリア成分を得る。ＦＦＴ部２０９は、得られたＮ_ｃ個のサブキャリア成分を、デマッピング部２１０ｂに入力する。

デマッピング部２１０ｂは、入力されたサブキャリア成分のうち、自装置に割り当てられたサブキャリアによって送信された信号のみを抽出するデマッピング処理を行なう。このために、デマッピング部２１０ｂは、無線送信装置１１ｂによって行われたリソースブロック割り当てを表す制御信号を、予め取得している。無線受信装置１２ｂ−１に割り当てられたサブキャリアが、例えば、ｋ＝１〜Ｍ_１であるときは、デマッピング部２１０ｂは入力されたＮ_ｃ個のサブキャリア成分のうち、ｋ＝１〜Ｍ_１の部分を取り出し、ＩＤＦＴ部２１３に入力する。

ＩＤＦＴ部２１３は、入力された信号に対して、該信号数に応じたポイント数のＩＤＦＴを適用することで、時間領域信号を算出する。ここでは、ＩＤＦＴを行うと説明したが、ポイント数が２のべき乗で有る場合においては、もちろんＩＦＦＴにより時間領域信号に変換してもよい。なお、ＩＤＦＴ部２１３に入力される信号数は、当該無線受信装置１２ｂ−１に割り当てられたサブキャリア数となるので、上述のようにｋ＝１〜Ｍ_１のサブキャリアが割り当てられたときは、ポイント数はＭ_１である。ＩＤＦＴ部２１３は得られた時間領域信号を信号分離部２０４に入力する。

ＩＤＦＴ部２１３がＩＤＦＴを行なうことで得られる時間領域信号｛ｒ（ｔ）；ｔ＝１〜Ｍ_１｝は、自装置宛の信号しか含まない受信信号となる。つまり、式（５）で与えられる受信信号と同等の信号ということになるから、信号分離部２０４、伝搬路推定部２０５、シフト量取得部２０６、合成伝搬路推定部２０７およびチャネル等化部２０８における信号処理は、第１の実施形態における無線受信装置１２と同じものとなる。なお、シフト量を示す制御信号を伝送するサブキャリアが、無線受信装置１２ｂ−１に割り当てられたサブキャリア以外を含む場合は、シフト量を示す制御信号の分離を、デマッピング部２１０ｂよりも前に行うようにする。

ただし、式（５）で与えられる受信信号はＮ_ｃサンプルあるのに対して、本実施形態においては、当該無線受信装置１２ｂ−１に割り当てられたサブキャリア数（上述の例では、Ｍ_１サンプル）のみとなる。また、第１の実施形態でモデル化したチャネルインパルス応答は、１つの無線受信装置１２が全通信帯域を占有した場合を想定したものであるが、本実施形態の場合、無線受信装置１２ｂ−１が割り当てられている通信帯域に応じて定義されるチャネルインパルス応答となる。

チャネル等化部２０８は、信号処理により得られた信号をＤＦＴ部２１４に入力する。ＤＦＴ部２１４は、入力された信号に対して、ＩＤＦＴ部２１３と同じポイント数（上述の例ではＭ_１ポイント）のＤＦＴを適用し、再度サブキャリア成分への変換を行なう。なお、ＩＤＦＴ部２１３と同様に、割り当てられているサブキャリア数Ｍ_１の値によっては、ＦＦＴによってサブキャリア復調を行っても構わない。ＤＦＴ部２１４は、サブキャリア復調によって得られた信号を、データ復調部２１１に入力する。データ復調部２１１およびチャネル復号部２１２における信号処理は第１の実施形態と同様である。

なお、本実施形態において、ダイバーシチ参加端末は、無線受信装置１２ｂ−１のみであるとして説明したが、複数の無線受信装置が、ダイバーシチ参加端末であってもよい。その場合は、ダイバーシチ参加端末は、無線受信装置１２０ｂ−１と同様の構成を有する。
以上の説明では、ＯＦＤＭＡ伝送を対象に説明を行なった。ところで、シングルキャリアベースのアクセス方式において、信号スペクトルを分割し、それぞれ異なる帯域で伝送する無線アクセス方式が検討されている。本実施形態の方法は、そのような信号スペクトルを分割して送信するシングルキャリアベースのアクセス方式にも適用することが可能である。

第３の実施形態では、ＯＦＤＭＡ伝送を対象として、本発明に係る送信ダイバーシチの実施方法について示した。本実施形態によれば、ＯＦＤＭＡ伝送で得られるマルチユーザダイバーシチを得つつ、大きな送信アンテナダイバーシチ効果を得ることが出来るため、周波数利用効率を改善することが可能となる。

また、上述の各実施形態において、無線送信装置１１、１１ａ、１１ｂは、シフト量を無線受信装置１２、１２ｂ−１に通知するとして説明したが、同一の値を各々が予め記憶しておき、該値を用いるようにしてもよい。

また、図１における無線送信装置１１、無線受信装置１２、図１１における無線送信装置１１ａ、図１２における無線送信装置１１ｂ、無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕ各々の機能あるいはそれらの一部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各装置を実現するようにしてもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

また、図１における無線送信装置１１、無線受信装置１２、図１１における無線送信装置１１ａ、図１２における無線送信装置１１ｂ、無線受信装置１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕの一部、または全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。各装置の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。

以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。

１０、１０ａ、１０ｂ…無線通信システム
１１、１１ａ、１１ｂ…無線送信装置
１２、１２ｂ−１〜１２ｂ−Ｕ…無線受信装置
１０１、１０１−１〜１０１−Ｕ…チャネル符号化部
１０２、１０２−１〜１０２−Ｕ…データ変調部
１０３、１０３ｂ…マッピング部
１０４、１０４ａ、１０４ｂ…既知参照信号系列生成部
１０５、１０５ａ、１０５ｂ…シフト部
１０６、１０６−１〜１０６−Ｎ_ｔ…ＩＦＦＴ部
１０７−１〜１０７−Ｎ_ｔ…ＧＩ挿入部
１０８−１〜１０８−Ｎ_ｔ…無線送信部
１０９−１〜１０９−Ｎ_ｔ…アンテナ
１１０…制御信号生成部
１１１−１〜１１１−Ｎ_ｔ、１１１ａ−１〜１１１ａ−Ｎ_ｔ…時間多重部
１５１−１〜１５１−Ｎ_ｔ、１５１ｂ−１〜１５１ｂ−Ｎ_ｔ…周波数シフト部
１５１ａ−１〜１５１ａ−Ｎ_ｔ…位相回転部
１５２…シフト制御部
１５２ａ…位相回転制御部
２０１…アンテナ
２０２…無線受信部
２０３…ＧＩ除去部
２０４…信号分離部
２０５…伝搬路推定部
２０６…シフト量取得部
２０７…合成伝搬路推定部
２０８…チャネル等化部
２０９…ＦＦＴ部
２１０、２１０ｂ…デマッピング部
２１１…データ復調部
２１２…チャネル復号部
２１３…ＩＤＦＴ部
２１４…ＤＦＴ部

Claims (6)

1. 複数のアンテナから無線信号を送信する送信装置と、該無線信号を受信する受信装置とを具備する無線通信システムであって、
   前記送信装置は、
   複数の信号各々を、サブキャリアに配置して送信信号を生成するマッピング部と、
   前記送信信号を複製して、前記複数のアンテナ各々向けの送信信号を生成し、前記複数のアンテナ各々向けの送信信号のうち、少なくとも１つを周波数方向にシフトするシフト部と、
   を具備し、
   前記受信装置は、
   前記無線信号を受信する受信部と、
   前記受信部が受信した信号を、時間領域で等化する等化部と、
   を具備すること
   を特徴とする無線通信システム。
2. 前記送信装置は、前記受信装置において既知の信号である参照信号を、送信するその他の信号と多重する多重部を具備し、
   前記受信装置は、
   前記参照信号に基づき、前記送信装置と当該受信装置との間の伝搬路を推定する伝搬路推定部と、
   前記シフト部におけるシフトの量を取得するシフト量取得部と、
   前記伝搬路推定部による推定結果と、前記シフトの量とから、前記マッピング部から当該受信装置までの合成伝搬路を推定する合成伝搬路推定部と、
   を具備し、
   前記等化部は、前記合成伝搬路推定部による推定結果を用いて、前記等化を行うこと
   を特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
3. 前記伝搬路推定部は、前記マッピング部が当該受信装置への信号を配置したサブキャリアにより構成される伝搬路を推定すること
   を特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
4. 前記シフト部は、周波数方向へのシフトを、時間領域に変換された前記送信信号に対して、位相回転を与えることで実施することを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
5. 複数のアンテナから無線信号を送信する送信装置であって、
   複数の信号各々を、サブキャリアに配置して送信信号を生成するマッピング部と、
   前記送信信号を複製して、前記複数のアンテナ各々向けの送信信号を生成し、前記複数のアンテナ各々向けの送信信号のうち、少なくとも１つを周波数方向にシフトするシフト部と、
   を具備することを特徴とする送信装置。
6. 複数のアンテナから無線信号を送信する送信方法であって、
   複数の信号各々を、サブキャリアに配置して送信信号を生成する第１の過程と、
   前記送信信号を複製して、前記複数のアンテナ各々向けの送信信号を生成し、前記複数のアンテナ各々向けの送信信号のうち、少なくとも１つを周波数方向にシフトする第２の過程と、
   を有することを特徴とする送信方法。

Images