WO2006137375A1

WO2006137375A1 - マルチキャリア伝送方式の送信装置及び受信装置並びにマルチキャリア伝送方式を用いた送信方法及び受信方法

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Publication number: WO2006137375A1
Application number: PCT/JP2006/312280
Authority: WO
Inventors: Tomohiro Kimura; Yukihiro Omoto; Kenichi Mori
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-06-22
Filing date: 2006-06-20
Publication date: 2006-12-28
Also published as: JP4898674B2; US8090034B2; CN101204032A; US20090180566A1; JPWO2006137375A1; EP1876742A4; US20120076220A1; CN101204032B; US8199838B2; EP1876742A1

Abstract

　伝送効率を低下させずに、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減することを目的とする。受信側にキャンセリングフィルタ部（２２３）を備え、フィルタリング処理によって周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生したキャリア間干渉を軽減する。送信側にプリコード部（２１１）を備え、プリコード処理によって受信側のベクトル復調部（２２４）における復調データの判定を容易にする。または、受信側にトレリス復号部（２２５）を備え、トレリス復号処理によって復調データを復号する。

Description

マルチキャリア伝送方式の送信装置及び受信装置並びにマルチキャリア伝送方式を用いた送信方法及び受信方法

技術分野

[0001] 本発明はマルチキャリア伝送方式に関するものであり、より特定的には、移動体通信における伝送路応答の変動及び送受信装置内で発生する位相雑音等に起因するキャリア間干渉を軽減する技術に関するものである。

背景技術

[0002] 地上波ディジタルテレビジョン放送や無線 LAN (Local Area Network)など、マルチパスによる遅延分散を伴う伝送路を介して安定に通信を行う方法として、直交周波数分割多重（OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplex)伝送方式（以下、 OFDM伝送方式という）に代表されるマルチキャリア伝送方式が広く用いられている。一方、送信装置或いは受信装置又はその両方が移動しながら通信を行う移動体通信においては、ドッブラ現象による周波数変動、マルチパスによる遅延分散に起因する受信信号の振幅変動が発生する。また、送信装置または受信装置の周波数変換部において、発振回路の位相雑音によって位相変動が発生する場合もある。 OFDM伝送方式は、各サブキャリアの変調波をその周波数スペクトルが互いに重なり合うように密に多重して伝送する方式である。よって、 OFDM伝送方式を移動体通信に用いた場合、前述の周波数変動、振幅変動、または位相変動などによつてサブキャリア間の直交性が損なわれ、サブキャリア間でキャリア間干渉が発生し、通信品質が劣化するという問題がある。

[0003] OFDM伝送方式における従来のキャリア間干渉軽減技術としては、非特許文献 1 に記載されている方法（以下、セルフキャンセレーシヨン法という）が知られている。このセルフキャンセレーシヨン法は、 OFDM伝送方式における複数のサブキャリアを、周波数配置が連続する L個のサブキャリア (Lは 2以上の整数)を各々有する複数のグループに分割し、同一グループの L個のサブキャリアの変調に特定の相関を持たせる。これにより、キャリア間干渉が相殺抑圧される。 [0004] 以下に図面を参照しながら、従来のキャリア間干渉軽減技術であるセルフキャンセレーシヨン法について具体的に説明する。

[0005] 図 11は、上記セルフキャンセレーシヨン法を用いた OFDM伝送方式における送信装置および受信装置の構成を示すブロック図である。図 12は、セルフキャンセレーシヨン法を用いた OFDM伝送方式における、（a)変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態、並びに、（b)変調ベクトル及びキヤンセリング復調された復調ベクトルの各信号点配置 (複素平面上)を示す図である。図 11において、送信装置 101は、送信データを入力し、その入力された送信データに基づいて搬送波に OFDM変調を施し、 OFDM信号を生成して送出する。送信装置 101から送出された OFDM信号は伝送路 103を介して受信装置 102で受信される。受信装置 102は、伝送路 103を経て受信した OFDM信号を復調し、受信データを出力する。

[0006] 送信装置 101は、ベクトル変調部 111と、キャンセリング変調部 112と、 IDFT(lnve rse Discrete Fourier Transform)部 113と、ガードインターバル付カ卩部 114と、周波数変換部 115とを備えて、る。 IDFT部 113とガードインターバル付加部 114は、マルチキャリア変調部 126を構成する。以下に送信装置 101の各部の動作を説明するが、従来技術の要旨を簡潔に説明するために、 OFDM伝送方式における 1シンボル当たりの動作について説明する。

[0007] OFDM伝送方式における 1シンボルごとに、 Kビットの送信データが送信装置 101 に入力される。送信装置 101に入力された送信データはベクトル変調部 111に供給される。

[0008] ベクトル変調部 111は、 Kビットの送信データを入力する。ベクトル変調部 111は、入力した Kビットの送信データを G個のグループに分割し、各グループに与えられた (KZG)ビットの送信データに基づいて G個の変調ベクトルを生成し、出力する。ベタトル変調部 111が出力する各変調ベクトルは (KZG)ビットの送信データを含むことになる。ここで、 K、 Gは 0より大きい整数である。なお、セルフキャンセレーシヨン法を説明するに当たり、 Κを Gの倍数としても問題は生じないので、以降の説明では Κは Gの倍数とする。 [0009] ベクトル変調部 111が出力する G個の変調ベクトルは、キャンセリング変調部 112に供給される。キャンセリング変調部 112は、入力された G個の変調ベクトルを G個のサブキャリアグループにそれぞれ割り当てる。ここで、 G個のサブキャリアグループは、 N 個のサブキャリアを、周波数配置が連続する L個のサブキャリアごとに G個のグループに分割して得られるものである。 N = G X Lの関係が成り立つ。

[0010] キャンセリング変調部 112は、遅延要素を Dとする離散フィルタの多項式 P (D) = ( 1 -D) に基づき、フィルタの係数を定めている。上記離散フィルタの多項式は、フィルタのインパルス応答を表すものである。フィルタの係数は、式 P (D) = (1 -D) ^(L ^{_ 1)}を展開することで得られる。その展開式は、 Dについての多項式として表される。 D の各次数の係数を、次数 0から順に P、 P、 P、 · · ·、 P とすると、展開式は、 P (

0 1 2 (L- 1)

D) =P +P D + P ϋ²+ · · · +Ρ D(^L_1)と表される。なお、 P、 P、 P、 · · ·、 P

0 1 2 (L- 1) 0 1 2 (L- は各々、 P (但し、 0≤i≤ (L—1)で且つ iは整数)で表すことができる。

1) i

[0011] 上記の如ぐ G個のサブキャリアグループは、各々、 L個のサブキャリアを有する。 L 個のサブキャリアには、周波数が小さいもの力順に 0番から (L 1)番の番号が付されている。キャンセリング変調部 112は、各サブキャリアグループを構成する i番目（0 ≤i≤ (L- 1)で且つ iは整数)のサブキャリアにマルチキャリア変調を施す係数付き変調ベクトルを生成する。係数付き変調ベクトルは、各グループに割り当てられた上記変調ベクトルに上記係数 Pを乗じることで得られる。これにより、キャンセリング変調部 112は、入力した G個の変調ベクトルと、サブキャリアごとに割り当てられた L個の係数 Pとに基づき、 N個（N = G X L)の係数付き変調ベクトルを生成し、出力する。

[0012] なお、 Lが 2の場合には P (D) = 1— Dとなる（すなわち、 P = 1、P =— 1)ので、隣

0 1

接する 2つのサブキャリアを各々変調する変調ベクトルの極性を互いに反転させる（図 12 (a)参照)。これにより、互いに極性が反転した変調ベクトルの対が構成される。対を構成する 2つの変調ベクトルには、同じ送信データが乗せられるものとする。また、 Lが 2の場合には、隣接する 2つのサブキャリアを 1グループとして、 G=NZ2個のグループが構成される。

[0013] マルチキャリア変調部 126を構成する IDFT部 113は、キャンセリング変調部 112が出力する N個の係数付き変調ベクトルを入力する。 IDFT部 113は、入力した N個の係数付き変調ベクトルに逆フーリエ変換を施す。 IDFT部 113は、逆フーリエ変換後の信号をベースバンド OFDM信号として出力する。

[0014] ガードインターバル付カ卩部 114は、 IDFT部 113が出力するベースバンド OFDM 信号を入力する。ガードインターバル付加部 114は、入力したベースバンド OFDM 信号にガードインターバルの信号を付加し、出力する。

[0015] 周波数変換部 115は、ガードインターバル信号を付加したベースバンド OFDM信号を入力する。周波数変換部 115は、入力したベースバンド OFDM信号を無線周波数帯域の信号に周波数変換し、無線周波数帯域の OFDM信号を出力する。周波数変換部 115が出力する OFDM信号は、送信装置 101の出力する OFDM信号として、空中線を介して伝送路 103に供給される。

[0016] 伝送路 103を経由した上記 OFDM信号は、空中線を介して受信装置 102に供給される。

[0017] 受信装置 102は、周波数変換部 121、ガードインターバル除去部 122、 DFT(Dis crete Fourier Transform)部 123、キャンセリング復調部 124、および、ベクトル復調部 125からなる。ガードインターバル除去部 122と DFT部 123は、マルチキヤリァ復調部 127を構成する。以下に受信装置 102の各部の動作を説明する。なお、従来技術の要旨を簡潔に説明するために、 OFDM伝送方式における 1シンボル当たりの動作について説明する。

[0018] 受信装置 102が伝送路 103を経由して受信した OFDM信号は、周波数変換部 12 1に供給される。

[0019] 周波数変換部 121は、受信装置 102が受信した無線周波数帯域の OFDM信号を入力する。周波数変換部 121は、入力した OFDM信号をダウンコンバージョンしてベースバンド OFDM信号を生成し、出力する。

[0020] ガードインターバル除去部 122は、周波数変換部 121が出力するベースバンド OF

DM信号を入力する。ガードインターバル除去部 122は、入力されたベースバンド O

FDM信号からガードインターバル信号を除去し、出力する。

[0021] マルチキャリア復調部 127を構成する DFT部 123は、ガードインターバル信号が除去されたベースバンド OFDM信号を入力する。 DFT部 123は、入力したベースバンド OFDM信号にフーリエ変換を施して N個の係数付き復調ベクトルを生成し、出力する。

[0022] キャンセリング復調部 124は、 N個の係数付き復調ベクトルを入力する。キャンセリング復調部 124は、まず、入力した N個の係数付き復調ベクトルを G個のグループに分割する。次いで、キャンセリング復調部 124は、各グループ毎に、各グループの i番目（0≤i≤ (L— 1) )の係数付き復調ベクトルに上記係数 Pの逆数を乗じて係数 Pを取り去り、係数 Pを取り去ったものの総和を求めて復調ベクトルを生成し、出力する。復調ベクトルは、サブキャリアグループごとに 1つのベクトルが生成され、出力される。よって、全てのサブキャリアグループについては G個の復調ベクトルが生成され、出力される。

[0023] ベクトル復調部 125は、キャンセリング復調部 124が出力する G個の復調ベクトルを入力する。ベクトル復調部 125は、入力した G個の復調ベクトルから K個の復調データを判定し出力する。

[0024] ベクトル復調部 125が出力する K個の復調データは、受信装置 102から復調データとして出力される。

[0025] ここで、セルフキャンセレーシヨン法によるキャリア間干渉軽減技術の原理を説明する。

[0026] ドッブラ現象により或るサブキャリアに周波数変動が生じた場合、そのサブキャリアと他の複数のサブキャリアとの間にキャリア間干渉が生じる。キャリア間干渉の干渉成分は周波数軸方向に隣接するサブキャリアの間で相関が大きい。すなわち、 i番目のサブキャリアの周波数変動により該サブキャリアと k番目のサブキャリアの間に生じるキャリア間干渉の干渉係数を S (i-k)とし、 (i+ 1)番目のサブキャリアの周波数変動により該サブキャリアと k番目のサブキャリアの間に生じるキャリア間干渉の干渉係数を S (i+ 1 -k)とすると、干渉係数同士の間に S (i-k) =S (i+ l -k)なる関係が存在することが知られて、る（詳細は非特許文献 1に記載されて、る）。

[0027] 最も簡単な例として、上記グループを構成するサブキャリアの数 Lが 2である場合について説明する。 L = 2の場合、上記多項式 P (D)の展開式は P (D) = 1— Dとなり、 P = 1、P =— 1となる。或るサブキャリアグループを構成する i番目と (i+ 1)番目の 2 つのサブキャリアで伝送される変調ベクトル (ベクトル変調部 111から与えられる）を X (i)とする。 P = 1、P =—1であるから、キャンセリング変調部 112は i番目のサブキヤ

0 1

リアに P X(i) =X(i)を、 (i+ l)番目のサブキャリアには P X(i) =—X(i)を割り当て

0 1

てキャンセリング変調を行う。ここで、周波数変動した i番目及び (i+ l)番目の 2つのサブキャリアと、 k番目のサブキャリアとの間に生じるキャリア間干渉量の差 Scは、 Sc =X(i) S (i-k) -X(i) S (i+ l -k)となる。右辺を X(i)で括ると、 Sc=X(i) (S (i-k )— S (i+ 1— k) )となる。キャリア間干渉の干渉係数 S (i-k)と S (i + 1— k)の間には上記の如く S (i— k) S (i+ l— k)の関係があり、右辺を左辺に移項すると、 S (i-k) -S (i+ l -k) 0となる。よって、上記キャリア間干渉量の差は実質的にゼロ（Sc 0)となる。つまり、 i番目のサブキャリアと k番目のサブキャリア間に生じるキャリア間干渉量と、 (i+ 1)番目のサブキャリアと k番目のサブキャリア間に生じるキャリア間干渉量の差は実質的にゼロとなり、これらキャリア間干渉量は互いに相殺し合うことになる。よって、キャリア間干渉の発生が軽減される。

受信装置 102を構成するキャンセリング復調部 124は、以上の原理に基づいてキヤリア間干渉を相殺する。

非特干文献 1 :Y. Zhao and S. — G. Haggman, Inter carrier Interferenc e Self― Cancellation Scheme for OFDM Mobile Communication Sy stems , IEEE Transactions on Communications, vol. 49, No. 7, pp. 11 85 - 1191, July 2001

非特許文献 2 :J. G. Proakis, "DIGITAL COMMUNICATIONS second ed ition", pp. 536- 544, McGra w— Hill

特許文献 3 :A. J. Viterbi, "Convolutional Codes and Their Performan ce in Communication Systems , IEEE Transactions on communicati ons, Vol. COM— 19, pp. 751 - 772, 1971

非特許文献 4: L. R. Bahl, J. Cocke, F. Jelinek, J. Raviv, "Optimal decod ing of linear codes for minimizing symbol error rate , IEEE Transa ctions on Information Theory, Vol. 20, pp. 284— 287, 1974

発明の開示発明が解決しょうとする課題

[0029] し力しながら上記従来の技術では、キャンセリング変調部 112において、 L個のサブキャリアを 1つのサブキャリアグループとし、各グループにっき、同じ送信データが乗った 1つの変調ベクトルし力 f云送しない。よって、上記従来の技術は、全サブキヤリァに各々独立に変調ベクトルを割り当てる通常の OFDM伝送方式に比べて信号伝送効率力分の一になり、伝送効率が低下するという課題を有していた。また、通常の OFDM伝送方式と同じ伝送効率を実現しょうとすると、ベクトル変調部 111にお！/、て、 1つの変調ベクトルに対して通常の OFDM伝送方式に比べて L倍の送信データを含めなければならない。この場合、送信データの信号点間距離が短くなる。信号点間距離は、雑音に対する耐性を示すものである。信号点間距離が大きい程、雑音に強い。よって、送信データを多く含めることは信号点間距離を小さくすることに繋がり、伝送品質の劣化を招くという課題を有していた。例えば、 16QAMは、 1個の変調ベクトルあたり 4ビットの情報を伝送可能である。この 16QAMを用いて通常の OFD M伝送を行う場合と同じ伝送効率を上記従来技術で実現しょうとすると、 L = 2としても 1個の変調ベクトルあたり 8ビット伝送可能な 256QAMを用いる必要がある。この場合、伝送品質が劣化することは容易に理解できる。

[0030] また、上記従来技術では、キャンセリング変調部 112において、フィルタリングの多項式 P (D)に基づき極性を互いに反転させた変調ベクトルにより、隣接する 2つのサブキャリアに対して各々キャンセリング変調を施す。この場合、キャンセリング変調部 1 12のフィルタリング効果によって、 IDFT部 113が出力するベースバンド OFDM信号の時間応答波形はシンボル中央部の時間に高出力の信号が集中し、シンボル中央部の信号振幅が大きくなる（図 13下段参照)。図 13上段に通常の OFDM信号の電力時間応答、図 13下段に上記従来技術 (セルフキャンセレーシヨン法)を用いた場合の OFDM信号の電力一時間応答を示す。図 13において、横軸はシンボル内のサンプリング時間、縦軸は平均電力を 1としたときの瞬時電力値である。一般に OF DM伝送方式は送信平均電力に対して送信ピーク電力が高ぐ最大出力電力が高い高周波電力増幅器が必要であるという課題を有している。ところが、セルフキャンセレーション法を用、るとシンボル中央部において更に送信ピーク電力が高くなる。よつて、上記従来技術は最大出力電力が通常の OFDM伝送方式よりも高い高周波電力増幅器を必要とするという課題を有している。例えば、セルフキャンセレーシヨン法にお、て上記サブキャリア数 Lを 2とした場合、送信ピーク電力は通常の OFDM伝送方式に比べて 2倍になる（図 13参照)。

[0031] また、上記従来技術では、図 12 (a)に例示する如ぐ極性が反転し且つ同一の送信データが乗った変調ベクトルの対を構成する。これは、変調ベクトルの信号点数（信号点配置を表す複素平面上の）に対し、キャンセリング復調された復調ベクトルの信号点数を増加させな、ためである（図 12 (b)参照)。信号点数を増加させなければ、信号点を送信側と受信側とで 1対 1で得ることができ（図 12 (b)参照)、受信側で容易に送信データを復元することができる。図 12 (b)に示される例では、変調ベクトルの信号点数力 ( X印の数)であり、キャンセリング復調後の復調ベクトルの信号点数も 4 (參の数)である。

[0032] キャンセリング復調は、上記したキャリア間干渉の特性に基づき、隣接するサブキヤリアに対応する復調ベクトル同士の引き算により行われる。極性を反転させた信号点は、信号点配置図の原点を中心とした点対称の位置に移る（図 12 (b)参照)。よって、隣接するサブキャリアに対応する復調ベクトル同士の引き算をしても、ベクトルの大きさが 2倍になる、すなわち、信号点配置上は信号点の位置が外側にずれるだけである。図 12 (b)に示される如ぐキャンセリング復調の前後で信号点の数は変化しない。

[0033] 一方、図 14 (a)に示されるように極性の反転を行わない変調ベクトルを使用すると、キャンセリング復調後に信号点数が増加する。なお、極性の反転を行わない場合、全ての変調ベクトルは各々、対応する送信データに応じた向きを有する。図 14 (a)では、図示の便宜上、全ての変調ベクトルの向きを揃えて図示している。図 14 (b)に示される例では、変調ベクトルの信号点数が 4 ( X印の数)であるのに対し、キャンセリング復調された復調ベクトルの信号点数が 9 (參の数)となる。これは、 4個の信号点につき、各信号点同士のベ外ルの引き算を行うため、結果として 9個の信号点が現れるのである。この場合、何らかの手段を講じない限り、受信側において元の送信データを一義的に復元することができない。これは、データの正確な伝送ができないことを意味する。

[0034] このような理由により、従来、キャリア間干渉の軽減を行うために、各グループに割り当てられるサブキャリア数 Lが例えば 2の場合には、各サブキャリアグループにっき極性が反転した変調ベクトルの対を構成していた。し力しながら、サブキャリアをグループ分けした場合、各グループのサブキャリアに同じ送信データし力乗せな、ことから、伝送効率が 1ZLになってしまうことは上述の通りである。なお、上記信号点の増加は、キャリア間干渉の軽減のためにキャンセリング復調を行った場合に生じるものであつて、キャンセリング復調を行わな、場合には生じな、。

[0035] 本発明は、上記従来の課題を解決するもので、伝送効率を低下させることなぐ周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減することができるマルチキャリア伝送方式を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0036] 本発明に係る伝送方式における送信装置は、互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における送信装置であって、

送信データを入力し、上記送信データにプリコード処理を施してプリコードされた変調情報を生成し、該プリコードされた変調情報を出力するプリコード部と、

上記プリコードされた変調情報を複素平面上の変調ベクトルに変換して出力するべタトル変調部と、

上記変調ベクトルで上記サブキャリアに変調を施してマルチキャリア変調信号を生成し、該マルチキャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調部とを備え、

上記マルチキャリア変調部は、上記サブキャリアを上記変調ベクトルにより 1対 1の関係で変調し、

受信装置で上記マルチキャリア変調信号がマルチキャリア復調され、該復調により得られる復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理が施されたとき、該フィルタリング処理により得られるフィルタリングされた復調ベクトルは、上記ブリコードされた変調情報に一義的に対応する、ことを特徴とする。

[0037] 本発明におけるマルチキャリア伝送には、 OFDM (直交周波数分割多重変調)伝送の他、ウェーブレット変調等を用いた伝送も含まれる。

本発明によれば、プリコード部が送信データにプリコード処理を施す。このプリコード処理は、受信装置においてキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理が施された復調ベクトルが、送信装置においてプリコードされた変調情報に一義的に対応するように、送信データに予め施しておく符号化処理である。プリコード処理を行うことで、受信装置におけるフィルタリング処理によって信号点の数が増力 tlしても、受信装置において、プリコードされた変調情報を一義的に導出することができる。プリコードされた変調情報を一義的に導出できれば、該変調情報に基づいて、送信データを正確に復元することができる。また、マルチキャリア変調部力サブキャリアを変調べタトルにより 1対 1の関係で変調する。よって、各サブキャリアに個別に送信データが乗ることになり、伝送効率が低下しない。

従って、本発明によれば、伝送効率を低下させることなぐ周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減し、受信装置において正確に送信データを復元することが可能となる。

[0038] 本発明においては、上記プリコード処理の開始に当たり、上記プリコード部は、上記送信データを複数のグループに分割し、各グループが有する上記送信データを仮の変調情報とし、上記プリコード部は、プリコード処理を行うための式（1)に従い上記仮の変調情報の最初の情報 Xにプリコード処理を施す際に必要とされる (L 1)個の変調情報 X' ,

2-L …， X'

0を、変調情報 Xの

1 入力前に初期値として予め入力し保持しておくことが好ましい。

式 (1)

この場合、プリコード部に所定の初期値を予め入力しておくので、確実にプリコード処理を行うことができる。

[0039] 本発明においては、上記プリコード部は、剰余器を含み且つ遅延要素を Dとしてィンパルス応答が 1Z (1— D) ^(L_1) (Lは 2以上の整数）で表される IIR (Infinite Inpul se Response)フィルタで構成されることが好まし！/、。 [0040] 本発明に係るマルチキャリア伝送方式の受信装置は、互いに直交する複数のサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における受信装置であって、

受信したマルチキャリア変調信号を入力し、入力したマルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調部と、

上記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する上記サブキャリアに各々対応する上記復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキャンセリングフィルタ部と、

上記フィルタリングされた復調ベクトル力受信データを判定して出力するベクトル復調部とを備え、

上記マルチキャリア復調部は、上記サブキャリアを 1対 1の関係で変調した上記変調べクトノレを復調し、

上記フィルタリングされた復調ベクトルは、送信装置で送信データにプリコード処理を施して得られたプリコードされた変調情報に一義的に対応し、且つ、その対応関係を上記ベクトル復調部で判定可能である、ことを特徴とする。

[0041] 本発明によれば、キャンセリングフィルタ部力キャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施す。よって、キャリア間干渉が低減する。また、フィルタリングされた復調ベクトルは、送信装置においてプリコードされた変調情報に一義的に対応する。ベタトル復調部は、その対応関係を判定可能である。よって、フィルタリング処理により信号点の数が増加しても、ベクトル復調部は、フィルタリングされた復調ベクトルに対応する送信データを正確に復元することができる。また、マルチキャリア復調部は、サブキャリアを 1対 1の関係で変調した変調ベクトルを復調する。各サブキャリアに個別に送信データが乗るので、伝送効率が低下しない。

従って、本発明によれば、伝送効率を低下させることなぐ周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減し、該受信装置にお!、て正確に送信データを復元することが可能となる。

[0042] 本発明においては、上記フィルタリング処理を開始するに当たり、上記キャンセリングフィルタ部は、フィルタリング処理を行うための式（2)に従い上記復調ベクトルの最初の値 Yにフィルタリング処理を施す際に必要とされる（L 1)個の上記復調べタトル Y , · · · , Yを、上記復調ベクトル Yの入力前に初期値として予め送信装置か

2-L 0 1

ら受信入力し保持しておくことが好ましい。

式 (2)

1=0

この場合、キャンセリングフィルタ部に所定の初期値を予め受信入力しておくので、確実にキャリア間干渉のキャンセリング処理を行うことができる。

[0043] 本発明にお、ては、受信した上記マルチキャリア変調信号の周波数変動、振幅変動、または位相変動のうち少なくともいずれか一つの変動量を推定する変動量推定部を更に備え、

上記変動量推定部は、上記推定された変動量に応じて、上記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することが好ま、。

この場合、周波数変動、位相変動、または振幅変動などの変動によって生じる伝送路応答のずれを補正し、変動の影響を更に軽減することができる。

[0044] 本発明にお、ては、上記キャンセリングフィルタ部は、遅延要素を Dとしてインパルス応答が（l— D) ^(L_1) (Lは 2以上の整数)で表される遅延器を有する FIR (Finite I npulse Response)フィルタを含むことが好まし!、。

[0045] 本発明においては、上記受信装置が移動する速度を検出する移動速度測定部を更に備え、

上記移動速度測定部により得られた移動速度情報に応じて、上記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することが好ましい。

この場合、特に周波数変動の影響を更に軽減することができる。

[0046] 本発明にお、ては、上記受信装置は、移動体の速度パルス発生部を含み、

上記移動速度測定部は、上記速度パルス発生部が出力する速度パルスに基づき、上記受信装置の移動速度情報を求めることが好ましい。

この場合、特に周波数変動の影響を更に軽減することができる。 [0047] 本発明においては、上記移動速度測定部は、所定の時間間隔で上記受信装置の位置情報を取得し、上記位置情報と上記時間間隔に基づき、上記受信装置の移動速度情報を求めることが好まし、。

[0048] 本発明に係るマルチキャリア伝送方式の受信装置は、互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における受信装置であって、

送信装置力受信したマルチキャリア変調信号を入力し、上記マルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調部と、上記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する上記サブキャリアに各々対応する上記復調ベクトルに対してキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキヤンセリングフィルタ部と、

上記フィルタリングされた復調ベクトルを入力し、上記フィルタリング処理の状態変数を用いたトレリス遷移に基づ、て上記フィルタリングされた復調ベクトルの復号処理を行ヽ、該復号処理により得られた受信データを出力するトレリス復号部とを備え、上記マルチキャリア復調部は、上記サブキャリアを 1対 1の関係で変調した上記変調ベクトルを復調する、ことを特徴とする。

[0049] 本発明によれば、キャンセリングフィルタ部力キャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施す。よって、キャリア間干渉が低減する。また、トレリス復号部が、フィルタリングされた復調ベクトルを入力し、フィルタリング処理の状態変数を用いたトレリス遷移に基づいて、フィルタリングされた復調ベクトルの復号処理を行い、該復号処理により得られた受信データを出力する。よって、フィルタリング処理により信号点の数が増加しても、送信装置において送信データにプリコード処理を施すことなぐ受信装置において送信データを正確に復元することができる。また、マルチキャリア復調部は、サブキャリアを 1対 1の関係で変調した変調ベクトルを復調する。各サブキヤリァに個別に送信データが乗るので、伝送効率が低下しな、。

従って、本発明によれば、伝送効率を低下させることなぐ周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減し、該受信装置にお!、て正確に送信データを復元することが可能となる。し力も、プリコード部を含まない一般の送信装置から信号を受信し、これらの効果を奏することができる。

発明の効果

[0050] 本発明によれば、全てのサブキャリアに各々独立に変調を施す。よって、伝送効率を劣化させずに、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減し、高品質な移動体通信を実現することができる。

図面の簡単な説明

[0051] [図 1]図 1は、本発明の実施の形態 1における、マルチキャリア伝送方式の送信装置および受信装置の構成を示すブロック図である。

[図 2]図 2は、本発明の実施の形態 1における、キャンセリングフィルタ部の構成例を示すブロック図である。

[図 3]図 3は、本発明の実施の形態 1における、（a)変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態、並びに、（b)変調ベクトル及びキャンセリングフィルタ処理された復調ベクトルの各信号点配置 (複素平面上）を示す図である。

[図 4]図 4は、本発明の実施の形態 1における、プリコード部の構成例を示すブロック図である。

[図 5]図 5は、本発明の実施の形態 1における、マルチキャリア変調部の構成例を示すブロック図である。

[図 6]図 6は、本発明の実施の形態 1における、マルチキャリア復調部の構成例を示すブロック図である。

[図 7]図 7は、本発明の実施の形態 1における、プリコード部の演算及びキャンセリングフィルタ部の演算を示す図である。

[図 8]図 8は、本発明の実施の形態 2における、マルチキャリア伝送方式の受信装置の構成を示すブロック図である。

[図 9]図 9は、本発明の実施の形態 3における、マルチキャリア伝送方式の受信装置の構成の一部を示すブロック図である。 [図 10]図 10は、本発明の実施の形態 4における、マルチキャリア伝送方式の受信装置の構成の一部を示すブロック図である。

[図 11]図 11は、セルフキャンセレーシヨン法を用、た従来の OFDM伝送方式の送信装置および受信装置の構成を示すブロック図である。

[図 12]図 12は、セルフキャンセレーシヨン法を用いた従来の OFDM伝送方式における、 (a)変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態、並びに、（b)変調ベクトル及びキャンセリング復調された復調ベクトルの各信号点配置 (複素平面上)を示す図である。

[図 13]図 13は、セルフキャンセレーシヨン法を用、た従来の OFDM伝送方式の電力時間応答を示す図である。

[図 14]図 14は、セルフキャンセレーシヨン法を用いた従来の OFDM伝送方式において変調ベクトルの極性を反転させなヽ場合の、 (a)変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態、並びに、（b)変調ベクトル及びキャンセリング復調された復調ベクトルの各信号点配置 (複素平面上)を示す図である。

符号の説明

201 送信装置

202、 2020 受信装置

211 プリコード部

212 ベクトル変調部

213 マルチキャリア変調部

222 マルチキャリア復調部

223 キャンセリングフィルタ部

224 ベクトル復調部

225 トレリス復号部

226 変動量推定部

227 移動速度測定部

発明を実施するための最良の形態 [0053] 以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

[0054] (実施の形態 1)

図 1は、本発明の実施の形態 1におけるマルチキャリア伝送方式に基づいた送信装置および受信装置の構成を示すブロック構成図である。

[0055] 送信装置 201は、送信データを入力し、入力された送信データに基づいてマルチキャリア変調を施し、マルチキャリア信号を生成して送出するものである。送信装置 2 01から送出されたマルチキャリア信号は伝送路 203を介して受信装置 202に与えられる。受信装置 202は、伝送路 203を経て受信したマルチキャリア信号を復調し、受信データを出力する。

[0056] 送信装置 201は、プリコード部 211と、ベクトル変調部 212と、マルチキャリア変調部 213、及び周波数変換部 214を備えている。以下に送信装置 201の各部の動作を説明するが、本発明の要旨を簡潔に説明するために、マルチキャリア伝送における 1シンボルあたりの動作について説明する。

[0057] 1シンボルごとに、 Kビットの送信データが送信装置 201に入力される。送信装置 2 01に入力された送信データはプリコード部 211に供給される。

[0058] プリコード部 211におけるプリコード処理は、受信装置 102のベクトル復調部 224が復調ベクトルから復調データを容易に判定できるようにするためのものである。

[0059] プリコード部 211は、 Kビットの送信データを入力し、入力された Kビットの送信データを N個のグループに分割する。この分割処理により仮の変調情報が生成される。プリコード部 211は、各グループが有する (KZN)ビットの送信データ、すなわち仮の変調情報に後述するプリコード処理を施し、 N個の変調情報を生成して出力する。ここで、プリコード部 211は、受信装置 202のキャンセリングフィルタ部 223の処理に対応するプリコード処理を行う。 K、 Νは 0より大きい整数である。本実施の形態 1を説明するに当たって、 Κを Νの倍数としても問題は生じないので、以降の説明では Κは Ν の倍数とする。

[0060] ベクトル変調部 212は、プリコード部 211が出力する Ν個のプリコードされた変調情報を入力する。ベクトル変調部 212は、入力した変調情報に基づき変調ベクトルを生成し、該 Ν個の変調ベクトルを出力する。 [0061] マルチキャリア変調部 213は、ベクトル変調部 212が出力する N個の変調ベクトルを入力する。マルチキャリア変調部 213は、その N個の変調ベクトルで N個のサブキャリアに各々変調を施してベースバンドのマルチキャリア変調信号を生成し、出力する。

[0062] 周波数変換部 214は、マルチキャリア変調部 213が出力するベースバンドのマルチキャリア変調信号を入力する。周波数変換部 214は、入力されたベースバンドのマルチキャリア変調信号を所定の無線周波数帯の信号に周波数変換し、周波数変換した信号をマルチキャリア変調信号として出力する。周波数変換部 214が出力するマルチキャリア変調信号は、送信装置 201の出力するマルチキャリア変調信号として、空中線を介して伝送路 203に供給される。

[0063] 伝送路 203を経由した上記マルチキャリア変調信号は、空中線を介して受信装置 2 02に供給される。

[0064] 受信装置 202は、周波数変換部 221、マルチキャリア復調部 222、キャンセリングフィルタ部 223、及びベクトル復調部 224を備えている。以下に受信装置 202の各部の動作を説明する。本発明の要旨を簡潔に説明するために、マルチキャリア伝送における 1シンボルあたりの動作について説明する。

[0065] 受信装置 202が伝送路 203を経由して受信したマルチキャリア変調信号は、周波数変換部 221に供給される。

[0066] 周波数変換部 221は、受信装置 202が受信したマルチキャリア変調信号を入力する。周波数変換部 221は、入力されたマルチキャリア変調信号をベースバンド帯域の信号に周波数変換し、周波数変換した信号をベースバンドのマルチキャリア変調信号として出力する。

[0067] マルチキャリア復調部 222は、周波数変換部 221が出力するベースバンドのマルチキャリア変調信号を入力する。マルチキャリア復調部 222は、 N個のサブキャリアに対応するマルチキャリア変調信号を各々復調して N個の復調ベクトルを生成し、出力する。

[0068] キャンセリングフィルタ部 223は、マルチキャリア復調部 222が出力する N個の復調ベクトルを入力する。詳細は後述するが、キャンセリングフィルタ部 223は、隣接するサブキャリアに各々対応する復調ベクトルに個別にフィルタリング処理を施し、これにより N個のフィルタリングされた復調ベクトルを生成し、出力する。

[0069] ベクトル復調部 224は、キャンセリングフィルタ部 223が出力する N個のフィルタリングされた復調ベクトルを入力する。ベクトル復調部 224は、そのフィルタリングされた復調ベクトルから Kビットの復調データを判定し、出力する。

[0070] ベクトル復調部 224の出力する Kビットの復調データは、受信装置 102から復調データとして出力される。

[0071] 図 2は、本発明の実施の形態 1における受信装置 102のキャンセリングフィルタ部 2 23の構成例を示すブロック図である。図 3 (a)は、本発明の実施の形態 1における変調ベクトルをサブキャリアの周波数軸上に並べたときの該変調ベクトルの配置状態を示す図である。図 3 (b)は、実施の形態 1における変調ベクトル及びキャンセリングフィルタ処理された復調ベクトルの各信号点配置 (複素平面上)を示す図である。なお、図 3 (b)において、 X印は、ベクトル変調部 212から出力される変調ベクトルの一例を信号点で表したものである。參印は、キャンセリングフィルタ部 223から出力されるフィルタリング処理された復調ベクトルの一例を信号点で表したものである。

[0072] 図 2に示されるキャンセリングフィルタ部 223は、マルチキャリア復調部 222から N個の復調ベクトルを順次入力する。キャンセリングフィルタ部 223は、入力した N個の復調ベクトル（図 3参照）に、 1対 1の関係で N個のサブキャリアを対応させる。なお、サブキャリアを変調ベクトルでマルチキャリア変調する処理は、マルチキャリア変調部 2 13で行われる。図 3 (a)に示す例では、変調ベクトルの向きを全て一方向に揃えているが、これは便宜的なものであって、送信データに応じて信号点（図 3 (b)参照）の位置が異なれば変調ベクトルの向きも異なる。 N個のサブキャリアには、その周波数軸方向の配置順に 1番力 N番までの番号が付されている。 N個の復調ベクトルは、順に Y、 Y、 · · ·、 Y と表される。キャンセリングフィルタ部 223は、フィルタリングのため

1 2 N

にフィルタリングの式 P (D) = (1— D — " （Lは 2以上の整数）を用いる。式 P (D) = (1— D) (^{L_ 1})を展開すると、多項式 P (D) =P +P D + P ϋ²+ · · · +Ρ D^(L_1)

0 1 2 (L- l) が得られる。キャンセリングフィルタ部 223は以下の式（1)を用いて N個のフィルタリングされた復調ベクトル Υ，、Υ，、 · · ·、Υ，を求める。キャンセリングフィルタ部 223は、求めた復調ベクトルを順次出力する。

[0073] 式（1) (特許請求の範囲に記載した式（2)に相当）

;=ο

[0074] キャンセリングフィルタ部 223は FIR (Finite Impulse Response)型フィルタとして構成することができる。例えば、上記フィルタリングの式 P (D) = (1 -D) においてフィルタ長 Lを 2とすると、 P (D) = (1 -D)となる。すなわち、式 P (D)の展開式において P = 1、 P =— 1となる。この場合、キャンセリングフィルタ部 223は図 2に示さ

0 1

れるように構成することができる。図 2に示されるように、キャンセリングフィルタ部 223 は、遅延器 301と、係数付与器 302及び 303と、加算器 304とを含む。キャンセリングフィルタ部 223は、マルチキャリア復調部 222から N個の復調ベクトル Yを順次入力する。遅延器 301は、順次入力された復調ベクトル Yを 1サンプル分遅延させて出力する。遅延器 301は、復調ベクトル Yが入力されている時刻に 1サンプル前の復調べタトル Y を出力する。入力された復調ベクトル Yには、係数付与器 302でフィルタ係数" 1"が乗算される。この係数は「P = 1」に基づき設定されるものである。遅延器

0

301が出力する復調ベクトル Y には、係数付与器 303でフィルタ係数"— 1"が乗算される。この係数は「P =— 1」に基づき設定されるものである。加算器 304において、係数付与器 302と係数付与器 303で各々係数が乗算された復調べ外ルの和が求められる。これにより、フィルタリングされた復調ベクトル Y'が順次求められる。キヤンセリングフィルタ部 223は、フィルタリングされた復調ベクトル Y，を順次出力する。

[0075] 背景技術の欄で述べたように、 i番目のサブキャリアと k番目のサブキャリア間に生じるキャリア間干渉と、 (i+ 1)番目のサブキャリアと k番目のサブキャリア間に生じるキヤリア間干渉の和は実質的にゼロとなり、これらキャリア間干渉は互いに相殺し合う。よつて、キャンセリングフィルタ部 223においてフィルタリングされた復調ベクトル Υ' .は干渉成分が実質的にゼロとなる。つまり、隣接するサブキャリアが各々他のサブキヤリァに及ぼすキャリア間干渉は、多項式 P (D)に基づくフィルタリング作用で互いに相殺される。従って、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉は、キャンセリングフィルタ部 223において軽減することができる。また、実施の形態 1では、 N個の変調ベクトルを N個のサブキャリアに各々割り当てるので、変調ベクトルとサブキャリアが 1対 1に対応する。よって、上記従来技術と異なり、伝送効率が低下しない。

[0076] 図 4は、本発明の実施の形態 1における送信装置 201のプリコード部 211の構成例を示すブロック図である。プリコード部 211は、キャンセリングフィルタ部 223をパーシャルレスポンスフィルタとみなして非特許文献 2に記載されるように構成することができる。プリコード部 211は、ベクトル復調部 224においてキャンセリングフィルタ部 223 が出力するフィルタリングされた復調ベクトル力も復調データを判定する際に、その判定を容易にするためのものである。プリコード部 211は、キャンセリングフィルタ部 223 での処理に対応して送信データを予め符号化する。以下、プリコード部 211の構成及び動作を詳細に説明する。

[0077] プリコード部 211は、まず、入力された Kビットの送信データを N個のグループに分割して仮の変調情報 X , X , · · · , Xを生成する。プリコード部 211は、以下の式（2)

1 2 N

に従って仮の変調情報 X , X , · · · , Xの符号化を行う。これにより、プリコード部 21

1 2 N

1は、 N個の変調情報 X， , X' , · · · , X' を生成し、出力する。

1 2 N

[0078] 式（2) (特許請求の範囲に記載した式（1)に相当）

X; = P。X,— (mod M)

[0079] 例えば、キャンセリングフィルタ部 223のフィルタ長 Lを 2としてフィルタリングの式 P ( D) = (1— D)とした場合、キャンセリングフィルタ部 223に対応するプリコード部 211 は図 4に示されるように構成することができる。図 4に示されるように、プリコード部 211 は、分割器 401と、加算器 402と、剰余器 403と、遅延器 404とを含む。分割器 401 は、プリコード部 211が入力する Kビットの送信データを入力する。分割器 401は、入力された送信データを N個のグループに分割して仮の変調情報 X , X , · · · , Xを

1 2 N 生成し、順次出力する。仮の変調情報は、 X (l≤i≤N、 iは整数)と表すことができる。遅延器 404は、プリコード部 211が順次出力するプリコードされた変調情報 X，を入力し、入力した情報を 1サンプル分遅延して出力する。 1サンプル前の変調情報は X ' と表される。加算器 402は、分割器 401が出力する仮の変調情報 Xと遅延器 40 4が出力する 1サンプル前のプリコードされた変調情報 X' _{; ι}の和を求める。剰余器 4 03は、加算器 402が出力する加算結果を多値数 Μ (Μは 2以上の整数)で割った剰余を求める。剰余器 403は、求めた剰余をプリコードされた変調情報 X，として出力する。

[0080] ベクトル変調部 212における変調規則に Μ値 P AM (Pulse Amplitude Modula tion)などの振幅変調を用いる場合、仮の変調情報 Xおよびプリコードされた変調情報 X，は M個の実数値で表される。剰余器 403は、 M個の実数値を各々 Mで割った剰余を求める。なお Mが 2の場合、変調規則は 2値 PAMとなり、 BPSK (Binary Ph ase Shift Keying)と等価となる。

[0081] ベクトル変調部 212における変調規則に M値 QAM (Quadrature Amplitude Modulation)などの直交振幅変調を用いる場合、仮の変調情報 Xおよび変調情報 X'は、 m個の実数部と m個の虚数部とを有する m²個の複素数値で表される。なお、 M=m²である。剰余器 403は、実数部の値および虚数部の値を各々 Mで割った剰余を求める。なお、 mが 2 (すなわち、 Mが 4)の場合、変調規則は 4値 QAMとなり、 Q PSK (Quadrature Phase Shift Keying)と等価となる。

[0082] ここで、プリコード部 211が上記式（2)に従って N個の変調情報 X， 1， X' , · · · , X

2 ， X'

Nを順次求める際、最初に変調情報 X'

1を求める。変調情報 1を求めるには、遅延器 404が出力する値として予め（L—1)個の変調情報 X， , · · · , X，が必要となる

2-L 0

。そこで、変調情報 X， · · ·， X

2-L，， 0には、予め既知の値が与えられるものとする。プリコード部 211はそれらの変調情報 X， 2 ， · · ·， X，を変調情報 X， 1、Χ，2， · · ·， X

-L 0 ， N に先行して入力保持し、送出すればよい。例えば、 L = 2の場合を想定した図 4に示されるプリコード部 211においては、 N個の変調情報 X， , X' , · · · , X' を求める際

1 2 N

に、遅延器 404が出力する値として 1個の変調情報 X' が予め必要となる。すなわち

0

、分割器 401が仮の変調情報 Xを出力するのと同時に遅延器 404が変調情報 X'

1 0 を出力する必要がある。この場合、変調情報 X' を既知の値として予め遅延器 404に

0

保持しておくとともに、分割器 401が仮の変調情報 Xを出力するのと同期して遅延器 404から変調情報 X' を出力すればよい。

0

[0083] また、キャンセリングフィルタ部 223で式（1)に従って N個のフィルタリングされた復調ベクトル Y，、Υ，、 · · ·、Υ，を求める際、最初にフィルタリングされた復調ベクトル

1 2 Ν

Y' を求める。復調ベクトル Υ，を求めるには、遅延器 301が出力する値として予め（ L— 1)個の復調ベクトル Υ , · · · , Υが必要となる。そこで、プリコード部 211が送

2-L 0

出する既知の上記 (L 1)個の変調情報 X， , · · · , X' に対応する復調ベクトル Υ

2-L 0

、 · · ·、 Υを、キャンセリングフィルタ部 223が予め入力しておけばよい。受信装置

2-L 0

202は、復調ベクトル Υ 、 · · ·、 Υを送信装置 201から予め受信しておき、その受

2-L 0

信した復調ベクトルをキャンセリングフィルタ部 223が入力する。例えば、 L = 2の場合を想定した図 2に示されるキャンセリングフィルタ部 223においては、 N個のフィルタリングされた復調ベクトル Υ，、Υ' 、 · · ·、Υ，を順次求める際に、遅延器 301が出

1 2 Ν

力する値として復調ベクトル Υが予め必要となる。すなわち、キャンセリングフィルタ

0

部 223が復調ベクトル Υを入力するのと同時に遅延器 301が復調ベクトル Υを出力

1 0 する必要がある。この場合、キャンセリングフィルタ部 223に復調ベクトル Υが入力されるまでに遅延器 301に復調ベクトル Υを先行して受信し入力しておけばよ!、。

0

以上の構成によれば、送信装置 201におけるプリコード部 211は、送信データを Ν 個のグループに分割し、分割したデータにプリコード処理を施して Ν個の変調情報を生成する。ベクトル変調部 212は、 Ν個の変調情報力 Ν個の変調ベクトルを生成する。マルチキャリア変調部 213は、 Ν個の変調ベクトルにより Ν個のサブキャリアを各々マルチキャリア変調する。よって、 Ν個のサブキャリア全てに各々独立に送信データが乗せられるため、伝送効率が低下しない。また、受信装置 202におけるキャンセリングフィルタ部 223は、隣接するサブキャリア間のキャリア間干渉特性に基づきフィルタリング処理を施し、キャリア間干渉を相殺する。よって、周波数変動、振幅変動、または位相変動などで発生するキャリア間干渉を軽減することができる。また、送信装置 201において、従来の如くサブキャリアを 2個ずつにグループ分けし、各グループに割り当てられる変調ベクトルの極性を隣接するサブキャリア間で反転させると、つた処理をしない。よって、マルチキャリア変調部 213から出力されるマルチキャリア変調信号の時間応答波形は，図 13上側に示されるように比較的平坦となる。上記従来技術の如くシンボル中央部の時間に高出力の信号が集中し、シンボル中央部の信号振幅が大きくなるといった不都合は生じない。従って、送信装置 201における高周波電力増幅器の最大出力電力を上げずに済む。また、後述の実施例で示すように、キャンセリング処理を行って信号点数が増加しても、送信側でプリコード処理を行うことにより、受信側で一意的に元の送信データを復元することができる。

[0085] なお、本実施の形態においては、マルチキャリア伝送方式の一例として OFDM (O rthogonal Frequency Division Multiplexing) is送方式举げること力 Sでさる。 OFDM伝送方式を用いた場合は、マルチキャリア変調部 213およびマルチキヤリァ復調部 222を各々、図 5および図 6に示されるように構成することができる。

[0086] 図 5に示されるように、マルチキャリア変調部 213は、 IDFT部 231と、ガードインタ一バル付加部 232とを含んでいる。 IDFT部 231は、マルチキャリア変調部 213に入力された N個の変調ベクトルを入力し、入力された変調ベクトルに逆フーリエ変換を施してベースバンド帯域の OFDM信号を生成し、出力する。ガードインターバル付加部 232は、 IDFT部 231が出力するベースバンド帯域の OFDM信号を入力し、入力したベースバンド帯域の OFDM信号に周期拡張したガードインターバルの信号を付加する。ガードインターバル付加部 232は、ガードインターバルの信号を付カ卩したベースバンド帯域のマルチキャリア変調信号をマルチキャリア変調部 213から出力する。

[0087] 図 6に示されるように、マルチキャリア復調部 222は、ガードインターバル除去部 24 1と、 DFT部 242とを含む。ガードインターバル除去部 241は、マルチキャリア復調部 222が入力するベースバンド帯域のマルチキャリア変調信号力ガードインターバルの信号を除去して出力する。 DFT部 242は、ガードインターバル除去部 241が出力する信号をフーリエ変換して N個の復調ベクトルを求める。次いで DFT部 242は、 N 個の復調ベクトルをマルチキャリア復調部 222から出力する。

[0088] (実施例）

以下、実施の形態 1についての実施例を紹介する。プリコード部 211及びキャンセリングフィルタ部 223の作用を、図 2、 3、 4、及び 7を参照しつつ説明する。図 7は、プリコード部 211で行われる演算処理と、キャンセリングフィルタ部 223で行われる演算処理とを並べて示す図である。この例では、マルチキャリア変調方式の多値数 Mが 4 である場合を想定する。具体的な変調方式は特に限定されるものではないが、例えば、 QAMを用いることができる。キャンセリングフィルタ部 223のフィルタ長 Lを 2とし、フィルタの多項式 P (D) = (1—D)とする。図 7は、 i番目の変調情報 X'及び i番目の復調ベクトル Υ' .を求める演算のすべての組み合わせを示している。図 7では、各々の列が、左端列から順に、 X、 X， _、 X' .、 Υ、 Υ 、 Y'を示して!/、る。

[0089] 図 4において、プリコード部 211に入力された送信データは、まず分割器 401に入力される。分割器 401は、入力した送信データを 2ビットずつに分割し、分割した 2ビットを 1シンボルに割り当てる。送信データを 2ビットずつに分割することで、送信データは 4個の値に符号ィ匕される。これにより、送信データは、 [0, 1, 2, 3]の 4値 (すなわち多値数 4)を持つ仮の変調情報 Xに変換され、分割器 401から出力される。加算器 402は、 i番目の仮の変調情報 Xと、遅延器 404に保持されている（i— 1)番目の変調情報 X' とを合算する。（i— 1)番目の変調情報 X' も [0, 1, 2, 3]の 4個の値を持つ。その合算値は、剰余器 403に入力される。剰余器 403は、入力された合算値を多値数 4で割って余りを求める。剰余器 403で求められた余りは、 i番目の変調情報 X'としてプリコード部 211から出力される。ここで、 i番目の変調情報 X'は剰余器 403において多値数 4で割った余りであるため、図 11に示される如く [0, 1, 2, 3]の 4個の値を持つ。すなわち、潘目の仮の変調情報 Xと (i— 1)番目の変調情報 X' ._とから潘目の変調情報 X，が得られる。ベクトル

変調部 212において複素平面上の変調ベクトルに変換される。得られた変調ベクトルは、マルチキャリア変調部 213においてサブキャリアのマルチキャリア変調に用いられる。得られたマルチキャリア変調信号は、周波数変換部 214にお、て無線通信に適した周波数帯域の信号に周波数変換され、送信装置 201から送出される。

[0090] 送信装置 201から送出されたマルチキャリア変調信号は、受信装置 202で受信される。受信装置 202において、マルチキャリア変調信号は、周波数変換器 221にお V、てベースバンド帯域のマルチキャリア変調信号に変換される。ベースバンド帯域のマルチキャリア変調信号は、マルチキャリア復調器 222において復調される。復調された信号は、キャンセリングフィルタ部 223においてフィルタリング処理される。図 2において、キャンセリングフィルタ部 223に i番目の復調ベクトル Yが入力されるとき、遅延器 301には既に (i—1)番目の復調ベクトル Y が保持されている。 i番目の復調ベクトルには係数付与器 302でフィルタ係数" 1"が乗算され、（i— 1)番目の復調ベクトル Y には係数付与器 303でフィルタ係数" 1"が乗算される。各々フィルタ係数が乗算された Yと Y は、加算器 304で合算される。加算器 304で得られた合算結果は、 i番目のフィルタリングされた復調ベクトル Y，としてキャンセリングフィルタ部 223から出力される。すなわち、 i番目のフィルタリングされた復調ベクトル Υ，は、 i 番目の復調ベクトル Yから（i—1)番目の復調ベクトル Y _を減算したものになる。これは、隣接するサブキャリアに各々対応する 2つの復調ベクトル同士の引き算をしていることを意味する。

[0091] 送信装置 201と受信装置 202間の伝送においてキャリア間干渉以外に伝送誤りがないものとする。つまり、 i番目の復調ベクトル Υは i番目の変調情報 X，と等しく、（i— 1)番目の復調ベクトル Y は (i— 1)番目の変調情報 X，と等し、ものとする。この場合、 i番目のフィルタリングされた復調ベクトル Y'は図 7の右端列に示されるような値となる。フィルタリングされた復調ベクトル Y，は、キャンセリングフィルタ部 223の出力である。図 7から、 i番目のフィルタリングされた復調ベクトル Υ，力 S"0"の場合は、左端列に示されるように i番目の仮の変調情報 Xとして" 0"が送信されたことが分力ゝる。同様に、 3"の場合は Xとして "1"が送信されたことが分かる。 Y

，力 S"2"または" 2"の場合は Xとして" 2"が送信されたことが分かる。 Y'力 '3"または "— 1"の場合は Xとして" 3"が送信されたことが分かる。すなわち、 i番目のフィルタリングされた復調ベクトル Y'を観測すれば、送信された i番目の仮の変調情報 Xを一意に推定することができる。仮の変調情報 Xを一意に求まれば、該仮の変調情報 X に対応する送信データを求めることができる。従って、実施の形態 1では、図 3 (b)に示される如くキャンセリング復調直後に信号点の数が増加しても、ベクトル復調部 22 4において、容易且つ一意に送信データを復元することができる。

[0092] キャンセリングフィルタ部 223の処理では、 i番目のフィルタリングされた復調べタトル Y'は、（i—l)番目の復調ベクトル Y _に基づき求められる。本実施例においては、プリコード部 211の作用によって、（i—l)番目の復調ベクトル Υ すなわち（i—l) 番目の変調情報 X，がどのような値であっても、 i番目のフィルタリングされた復調べタトル Yから送信された i番目の仮の変調情報 Xを一義的に推定することができる。以上の説明により、送信装置においてプリコード処理を行うことで、上記従来技術の如くサブキャリアを L個ずつにグループ分けし、各グループを構成する隣接サブキャリア間で変調ベクトルの関係を一意に決定させなくても、受信側にぉ、て正確に送信データを復元できることが分かる。よって、実施の形態 1は、上記従来技術の如く信号の伝送効率が 1ZLになってしまうことがなぐ伝送効率が低下しない。

[0093] (実施の形態 2)

図 8は、本発明の実施の形態 2におけるマルチキャリア伝送方式の受信装置の構成を示すブロック図である。

[0094] 図 8に示されるように、受信装置 2020は、周波数変換部 221と、マルチキャリア復調部 222と、キャンセリングフィルタ部 223と、トレリス復号部 225とを含む。受信装置 2020は、実施の形態 1における受信装置 202 (図 1参照）のベクトル復調部 224を、トレリス復号部 225に置き換えたものであり、その他の構成については同一とすることができる。以下の説明では、実施の形態 1と同じ構成については同一の参照符号を付してその説明を省略する。

[0095] トレリス復号部 225は、キャンセリングフィルタ部 223が出力する N個のフィルタリングされた復調ベクトルを入力する。トレリス復号部 225は、フィルタリングされた復調べタトルのトレリス復号を行って K個の復調データを生成し、出力する。トレリス復号部 2 25から出力された K個の復調データは、受信装置 2020から出力される。

[0096] トレリス復号部 225は、キャンセリングフィルタ部 223の遅延器 301が保持する（L— 1)個の復調ベクトルを状態変数とするトレリス遷移に基づいて、入力された復調べクトルから尤も確からしい遷移を求める。トレリス復号部 225は、その尤も確からしい遷移を生起するデータを、復調データとして得る。トレリス復号部 225は、復号アルゴリズムとして例えば、ビタビアルゴリズム (非特許文献 3)、 BCJRアルゴリズム (非特許文献 4)、 MAP (最大事後確率)復号などを用いることで構成することができる。

[0097] この受信装置 2020によれば、キャンセリングフィルタ部 223でフィルタリング処理を施し、トレリス復号部 225でキャンセリングフィルタ部 223の状態遷移を復号する。よつて、受信装置 2020は、信号の伝送効率を劣化させることなぐ周波数変動、振幅変動、または位相変動などにより発生するキャリア間干渉を低減し、送信データを正確に復元することができる。また、送信装置 201において従来の如く隣接する 2つのサブキャリアを各々変調する変調ベクトルの極性を互いに反転させるといった処理をしない。よって、マルチキャリア変調部 213から出力されるマルチキャリア変調信号の時間応答波形は比較的平坦となる。従って、送信装置 201における高周波電力増幅器の最大出力電力を上げずに済む。

[0098] なお、受信装置 202にトレリス復号部 225を用いる場合は、送信装置 201でブリコード処理を行わなくてもよい。この場合、プリコード部 211に代えて、分割器 401を設ければよい。プリコード部 211に代えて、分割器 401を設けたものは、 OFDM伝送用の一般の送信装置として既に存在する。よって、本実施の形態に係る送信装置 201 に代えて、一般の送信装置を使用することができる。これにより、その一般の送信装置を使用しても、実施の形態 1における上記の優れた効果を奏することができる。実施の形態 2は、放送用送信装置等の如くプリコード部 211を設けることに制約がある場合に特に有効である。

[0099] (実施の形態 3)

図 9は、本発明の実施の形態 3におけるマルチキャリア伝送方式の受信装置の一部を示すブロック図である。

[0100] 実施の形態 3における受信装置（図示せず）は、図 9に示される如ぐキャンセリングフィルタ部 223の係数付与部 302、 303に変動量推定部 226が接続されている点が実施の形態 1と異なっており、他の構成は実施の形態 1と同一である。実施の形態 1 と同一の構成については同じ参照符号を付してその説明を省略する。変動量推定部

226は、周波数変動、振幅変動、または位相変動などの変動量を推定する。変動量推定部 226は、例えば、マルチキャリア変調信号に付加された既知のパイロット信号から伝送路応答を推定し、その伝送路応答の時間変動から周波数変動、振幅変動、または位相変動などの変動量を推定する。変動量推定部 226で推定された変動量に基づき、キャンセリングフィルタ部 223は、その係数付与器 302、 303の係数を制御することができる。

[0101] 変動量推定部 226で推定された変動量に応じて係数付与器 302、 303の係数を制御することで、周波数変動、位相変動、または振幅変動などの変動によって生じる伝送路応答のずれを補正し、変動の影響を更に軽減することができる。

[0102] (実施の形態 4)

図 10は、本発明の実施の形態 4におけるマルチキャリア伝送方式の受信装置の一部を示すブロック図である。実施の形態 4における受信装置（図示せず）は、図 10に示される如ぐキャンセリングフィルタ部 223の係数付与部 302、 303に移動速度測定部 227が接続されている点が実施の形態 1と異なっており、他の構成は実施の形態 1と同一である。実施の形態 1と同一の構成については同じ参照符号を付してその説明を省略する。移動速度測定部 227は、例えば、受信装置 202が自動車等の移動体上に設置され、或いは、受信装置 202が人に持ち運びされる場合を想定して設けられている。移動速度測定部 227における移動速度測定手段は特に限定されるものではないが、例えば、車速パルス発生器等、移動体の速度パルス発生器を用いて受信装置 202の移動速度を検出することができる。或いは、移動速度測定部 227は、 GPS等の位置測定技術を用いて、所定の時間間隔で移動体の現在位置を測定し、その所定の時間に移動した距離力も移動速度を算出してもよい。

[0103] 一般に、ドッブラ現象に起因するキャリア間干渉は、送信装置或いは受信装置の移動速度との相関が高い。よって、移動速度測定部 227より得られた受信装置 202の移動速度情報に基づいて、キャンセリングフィルタ部 223の係数付与器 302、 303の係数を制御することで、特に周波数変動の影響を更に軽減することができる。

[0104] なお、以上に述べた全実施の形態は、集積回路である LSIとして実現することができる。各実施の形態は、個別に 1チップィ匕されてもよいし、或いは、全実施の形態を含むように 1チップィ匕されてもょ、。

[0105] なお、上記 LSIは、集積度の違いにより、 IC、システム LSI、スーパー LSI、ウルトラ LSI等の各種 LSIを含むものとする。

[0106] また、各実施の形態の集積回路化の手法は LSIに限るものではなぐ専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。或いは、 LSI製造後にプログラミングすることが可能な FPGA (Field Programmable Gate Array)や、 LSI内部の回路セルの接続或、は設定を再構成可能なリコンフィギユラブル ·プロセッサを利用しても良、。

[0107] さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により LSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積ィ匕を行ってもよ、。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。

産業上の利用可能性

本発明に力かるマルチキャリア伝送方式における送信装置および受信装置は、ドッブラ現象による周波数変動などで発生するキャリア間干渉を軽減することができ、移動体通信等にお、て有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における送信装置であって、

送信データを入力し、前記送信データにプリコード処理を施してプリコードされた変調情報を生成し、該プリコードされた変調情報を出力するプリコード部と、

前記プリコードされた変調情報を複素平面上の変調べ外ルに変換して出力するべタトル変調部と、

前記変調ベクトルで前記サブキャリアに変調を施してマルチキャリア変調信号を生成し、該マルチキャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調部とを備え、

前記マルチキャリア変調部は、前記サブキャリアを前記変調ベクトルにより 1対 1の関係で変調し、

受信装置で前記マルチキャリア変調信号がマルチキャリア復調され、該復調により得られる復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理が施されたとき、該フィルタリング処理により得られるフィルタリングされた復調ベクトルは、前記ブリコードされた変調情報に一義的に対応する、ことを特徴とするマルチキャリア伝送方式における送信装置。

[2] 前記プリコード処理の開始に当たり、前記プリコード部は、前記送信データを複数のグループに分割し、各グループが有する前記送信データを仮の変調情報とし、前記プリコード部は、プリコード処理を行うための式（1)に従い前記仮の変調情報の最初の情報 Xにプリコード処理を施す際に必要とされる (L 1)個の変調情報 X' ,

1 2-L

• · · , X， 0を、変調情報 Xの

1 入力前に初期値として予め入力し保持しておくことを特徴とする請求項 1記載のマルチキャリア伝送方式の送信装置。

式 (1)

[3] 前記プリコード部は、剰余器を含み且つ遅延要素を Dとしてインパルス応答が 1Z ( 1 -D) ^{(L_ 1)} (Lは 2以上の整数）で表される IIR (Infinite Inpulse Response)フィルタで構成されることを特徴とする請求項 1記載のマルチキャリア伝送方式の送信装置。

[4] 互いに直交する複数のサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における受信装置であって、

前記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する前記サブキャリアに各々対応する前記復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキャンセリングフィルタ部と、

前記フィルタリングされた復調ベクトル力受信データを判定して出力するベクトル復調部とを備え、

前記マルチキャリア復調部は、前記サブキャリアを 1対 1の関係で変調した前記変調べクトノレを復調し、

前記フィルタリングされた復調ベクトルは、送信装置で送信データにプリコード処理を施して得られたプリコードされた変調情報に一義的に対応し、且つ、その対応関係を前記ベクトル復調部で判定可能である、ことを特徴とするマルチキャリア伝送方式の受信装置。

[5] 前記フィルタリング処理を開始するに当たり、前記キャンセリングフィルタ部は、フィルタリング処理を行うための式（2)に従い前記復調ベクトルの最初の値 Yにフィルタリング処理を施す際に必要とされる (L 1)個の前記復調ベクトル Y , · · · , Yを、

2-L 0 前記復調ベクトル Yの入力前に初期値として予め送信装置力受信入力し保持しておくことを特徴とする請求項 4記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。

式 (2)

1=0

[6] 受信した前記マルチキャリア変調信号の周波数変動、振幅変動、または位相変動のうち少なくともいずれか一つの変動量を推定する変動量推定部を更に備え、前記変動量推定部は、前記推定された変動量に応じて、前記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することを特徴とする請求項 4記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。

[7] 前記キャンセリングフィルタ部は、遅延要素を Dとしてインパルス応答が（1—D) ^(L_1 ⁾ (Lは 2以上の整数）で表される FIR (Finite Inpulse Response)フィルタで構成されることを特徴とする請求項 4記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。

[8] 前記受信装置が移動する速度を検出する移動速度測定部を更に備え、

前記移動速度測定部により得られた移動速度情報に応じて、前記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することを特徴とする請求項 4記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。

[9] 前記受信装置は、移動体の速度パルス発生部を含み、

前記移動速度測定部は、前記速度パルス発生部が出力する速度パルスに基づき、前記受信装置の移動速度情報を求めることを特徴とする請求項 8記載の受信装置

[10] 前記移動速度測定部は、所定の時間間隔で前記受信装置の位置情報を取得し、前記位置情報と前記時間間隔に基づき、前記受信装置の移動速度情報を求めることを特徴とする請求項 8記載の受信装置。

[11] 互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式における受信装置であって、

送信装置力受信したマルチキャリア変調信号を入力し、前記マルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調部と、前記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する前記サブキャリアに各々対応する前記復調ベクトルに対してキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキヤンセリングフィルタ部と、

前記フィルタリングされた復調ベクトルを入力し、前記フィルタリング処理の状態変数を用いたトレリス遷移に基づ、て前記フィルタリングされた復調ベクトルの復号処理を行ヽ、該復号処理により得られた受信データを出力するトレリス復号部とを備え、前記マルチキャリア復調部は、前記サブキャリアを 1対 1の関係で変調した前記変調ベクトルを復調する、ことを特徴とするマルチキャリア伝送方式の受信装置。

[12] 前記フィルタリング処理を開始するに当たり、前記キャンセリングフィルタ部は、フィルタリング処理を行うための式（2)に従い前記復調ベクトルの最初の値 Yにフィルタリング処理を施す際に必要とされる (L 1)個の前記復調ベクトル Y , · · · , Yを、

2-L 0 前記復調ベクトル Yの入力前に初期値として予め送信装置力受信入力し保持しておくことを特徴とする請求項 11記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。

式 (2) =∑^-ι

1=0

[13] 受信した前記マルチキャリア変調信号の周波数変動、振幅変動、または位相変動のうち少なくともいずれか一つの変動量を推定する変動量推定部を更に備え、前記変動量推定部は、前記推定された変動量に応じて、前記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することを特徴とする請求項 11記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。

[14] 前記キャンセリングフィルタ部は、遅延要素を Dとしてインパルス応答が（l— D) ^(L_1 ⁾ (Lは 2以上の整数）で表される FIR (Finite Inpulse Response)フィルタで構成されることを特徴とする請求項 11記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。

[15] 前記受信装置が移動する速度を検出する移動速度測定部を更に備え、

前記移動速度測定部により得られた移動速度情報に基づき、前記キャンセリングフィルタ部のフィルタ係数を制御することを特徴とする請求項 11記載のマルチキャリア伝送方式の受信装置。

[16] 前記受信装置は、移動体の速度パルス発生部を含み、

前記移動速度測定部は、前記速度パルス発生部が出力する速度パルスに基づき、前記受信装置の移動速度情報を求めることを特徴とする請求項 15記載の受信装置。

[17] 前記移動速度測定部は、所定の時間間隔で前記受信装置の位置情報を取得し、前記位置情報と前記時間間隔に基づき、前記受信装置の移動速度情報を求めることを特徴とする請求項 15記載の受信装置。

[18] 互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式を用いた送信方法であって、

送信データを入力し、前記送信データにプリコード処理を施してプリコードされた変調情報を生成し、該プリコードされた変調情報を出力するプリコード段階と、前記プリコードされた変調情報を複素平面上の変調べ外ルに変換して出力するべタトル変調段階と、

前記変調ベクトルで前記サブキャリアに変調を施してマルチキャリア変調信号を生成し、該マルチキャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調段階とを備え、前記マルチキャリア変調段階は、前記サブキャリアを前記変調ベクトルにより 1対 1 の関係で変調し、

受信装置で前記マルチキャリア変調信号がマルチキャリア復調され、該復調により得られる復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理が施されたとき、該フィルタリング処理により得られるフィルタリングされた復調ベクトルは、前記ブリコードされた変調情報に一義的に対応する、ことを特徴とするマルチキャリア伝送方式を用いた送信方法。

[19] 互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式を用いた受信方法であって、

受信したマルチキャリア変調信号を入力し、入力したマルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調段階と、前記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する前記サブキャリアに各々対応する前記復調ベクトルにキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキャンセリングフィルタ段階と、

前記フィルタリングされた復調ベクトル力受信データを判定して出力するベクトル復調段階とを備え、

前記マルチキャリア復調段階は、前記サブキャリアを 1対 1の関係で変調した前記変調ベクトルを復調し、

前記フィルタリングされた復調ベクトルは、送信装置で送信データにプリコード処理を施して得られたプリコードされた変調情報に一義的に対応し、且つ、その対応関係を前記ベクトル復調段階で判定可能である、ことを特徴とするマルチキャリア伝送方式を用いた受信方法。

互いに直交するサブキャリアにマルチキャリア変調を施してディジタルデータを伝送するマルチキャリア伝送方式を用いた受信方法であって、

送信装置力受信したマルチキャリア変調信号を入力し、前記マルチキャリア変調信号を復調し、復調して得られた復調ベクトルを出力するマルチキャリア復調段階と前記復調ベクトルを入力し、周波数軸方向に隣接する前記サブキャリアに各々対応する前記復調ベクトルに対してキャリア間干渉を相殺するフィルタリング処理を施し、該フィルタリング処理により得られたフィルタリングされた復調ベクトルを出力するキヤンセリングフィルタ段階と、

前記フィルタリングされた復調ベクトルを入力し、前記フィルタリング処理の状態変数を用いたトレリス遷移に基づ、て前記フィルタリングされた復調ベクトルの復号処理を行ヽ、該復号処理により得られた受信データを出力するトレリス復号段階とを備え、前記マルチキャリア復調段階は、前記サブキャリアを 1対 1の関係で変調した前記変調ベクトルを復調する、ことを特徴とするマルチキャリア伝送方式を用いた受信方法。