JP2008505587A - 周波数ホッピングされるifdma通信システム - Google Patents

周波数ホッピングされるifdma通信システム Download PDF

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Abstract

IFDMAシステムにおける周波数ホッピングは、時間によって変化する時間変化IFDMA変調符号の利用によって起こる。詳細には、変調器(102)はシンボルストリームおよびユーザ固有のIFDMA変調符号(b(t))(112)を受信する。変調器の出力は、一定の周波数(即ち、サブキャリア)に存在する信号(x(t))(114)を含む。信号x(t)の利用する実際のサブキャリアは、シンボルブロックの反復および利用される特定のIFDMA変調符号(118)に応じて異なる。

Description

本発明は無線通信に関する。詳細には、本発明は無線システム用の改良された変調方式に関する。

柔軟かつ効率的な物理層変調方式を開発することは、高度なセルラーシステムの設計における挑戦的な側面である。物理層の望ましい属性には、適度な平均−ピーク電力比によって加入者装置の電力増幅器のコスト、サイズおよび電力消費を低減すること、広い範囲のデータレートをサポートすること、受信した信号の品質に基づきデータレートを変化させる性能、適応性の変調をサポートすること、「狭帯域」データレートにて送信するときにも広帯域チャネル(例えば20MHz)の周波数ダイバーシチをサポートすること、ならびにセル内干渉を最小化してキャパシティを最大化するために、セル内の異なるユーザによる伝送間の直交性を保持する性能が含まれる。

インタリーブされている周波数分割多元接続(IFDMA)は、物理層に対する上述の基準の多くを満たし得るマルチキャリヤ変調方式である。IFDMAは、直交周波数分割多重(OFDM)と単一のキャリヤ変調との両方の望ましい特性の幾つかが組み合わされた、改良型の変調である。IFDMAでは、ベースバンド信号は単一のキャリヤの4位相偏移変調(QPSK)または直交振幅変調(QAM)のシンボルストリームとして開始する。IFDMAは(ブロッキングおよび反復に先立って)単一のキャリヤ方式として開始するので、そのピーク−平均比は単一のキャリヤ変調と同じであり、周波数ダイバーシチを提供する。しかしながら、IFDMA方式では、各ユーザは同数のサブキャリアを用いて送信する必要がある。これに加えて、周波数ホッピングを行う性能は存在しない。このため、異なるユーザによる異なるデータレートの使用が妨げられ、高度な通信システムにおけるIFDMAの柔軟性は制限される。したがって、直交性および低いピーク−平均比を保持しつつ、高度なデータレート柔軟性と周波数ホッピングとを提供する、改良された変調方式の必要が存在する。

上述の必要に対処するために、周波数ホッピングされるIFDMA通信システムを提供するための方法および装置を本明細書に開示する。

IFDMAシステムにおける周波数ホッピングは、時間によって変化する時間変化IFDMA変調符号の利用によって起こる。詳細には、変調器はシンボルストリームおよびユーザ固有のIFDMA変調符号(b(t))を受信する。変調器の出力は、一定の周波数(即ち、サブキャリア)に存在する信号(x(t))を含む。信号x(t)の利用する実際のサブキャリアは、シンボルブロックの反復および利用される特定のIFDMA変調符号に応じて異なる。

本発明はIFDMA通信システム内の周波数ホッピング用の方法を含む。この方法は、シンボルストリームを受信する工程と、第1のIFDMA変調符号を受信する工程と、第1の期間に、第1のIFDMA変調符号によってシンボルストリームを変調し、周波数の第1のセットに存在する信号を生成する工程と、を含む。次いで、第2のIFDMA変調符号が受信され、第2の期間に、第2のIFDMA変調符号によってシンボルストリームが変調され、周波数の第2のセットに存在する第2の信号が生成される。

さらに、本発明はIFDMA通信システム内の周波数ホッピング用の方法を含む。この方法は、シンボルストリームを受信する工程と、第1および第2のIFDMAシンボル期間の各々において用いられるIFDMA変調符号を変更することによってシンボルストリームを周波数ホッピングさせる工程と、を含む。

さらに、本発明はIFDMA通信システムにおいて周波数ホッピングされている信号を受信するための方法を含む。第1の複数のチャネルを通じてシンボルストリームを受信する工程と、第1のIFDMA変調符号を用いてシンボルストリームを復調する工程と、第2の複数のチャネルを通じてシンボルストリームを受信する工程と、第2のIFDMA変調符号を用いてシンボルストリームを復調する工程と、を含む。

さらに、本発明は、ブロック反復シンボルストリームを出力するシンボルブロックリピータと、時間変化IFDMA変調符号を出力する変調符号ベクトル生成器と、ブロック反復シンボルストリームおよび時間変化IFDMA変調符号を受信し、IFDMA変調符号に応じて異なる周波数のセットに存在する信号を出力するIFDMA変調器と、からなる装置を含む。

さらに、本発明は、周波数ホッピングされているIFDMA信号を受信し、複数の周波数に存在するベースバンドフィルタ信号を出力するベースバンド変換器と、時間変化変調符号および複数の周波数を受信し、時間変化変調符号に基づき復調された信号を出力する復調器と、からなる装置を含む。

ここで図面を参照する。図面では同じ参照符号は同じ構成要素を指す。図1は、本発明による代表的なシステム100のブロック図である。システム100は1つ以上の送信機102を含む。送信機102は各々、特定のユーザに相当し、通信チャネル106によって1つ以上の受信機104と通信する。通信チャネル106は、セルラーシステム、ページングシステム、移動無線システムなどのマルチユーザ通信システムにおける、無線周波数(RF)チャネルであることが可能である。示すように、ユーザi、ユーザj、ユーザkなど複数のユーザ(例えば、N人のユーザ)は、チャネル106を通じて同時にデータを送信することが可能である。送信機102および受信機104は、携帯電話やページャなどの移動加入者ユニットと、基地局とのうちの1つ以上であり得る。送信機102および受信機104は、本発明の変調方式を実装するためのハードウェア・コンポーネントおよびソフトウエア・コンポーネントのうちの1つ以上の適切な組み合わせを含むことが可能である。示すように、図1のユーザiの送信機102は、ブロックリピータ108、巡回拡張子装置110、変調器112およびパルス成形フィルタ114を含む。以下にさらに詳細に記載するように、受信機104は受信した信号を復調・等化するための処理を含む。

さらに本明細書では、システム100においてIFDMA型システム内のユーザのデータレートが異なることが可能であり、周波数ホッピングが存在し得る場合について記載する。異なるデータレートの直交区別を行う2つの符号化手法(ブロック変調符号および位相ランプ変調符号)を開示する。また、異なるユーザ間において直交性を保持するための条件、即ち、多重アクセス干渉(MAI)の生じない条件について、詳細に記載する。

IFDMAでは、ベースバンド信号は単一のキャリヤの位相偏移変調(PSK)または直交振幅変調(QAM)のシンボルストリームとして開始する。シンボルは、フィルタリング(典型的にはルートコサインフィルタによる)および伝送に先立って、L回反復されているブロックへグループ化される(リピータ108を介して)。ここで、Lは整数である。シンボルブロックの反復によって、一定のサブキャリア周波数においてのみ(即ち、第L番目のサブキャリア毎に)、送信信号のスペクトルが非ゼロとなる。したがって、パルス成形前の送信信号のスペクトルは、データシンボルが直交周波数分割変調(OFDM)信号の第L番目のサブキャリア毎でのみ変調される場合に見られるものと同様である。詳細には、この種のOFDM伝送は櫛状OFDMと呼ばれることがある。しかしながら、IFDMAスペクトルはOFDMと比較して、パルス成形後、急速に減衰する。信号はL個のサブキャリア毎に1つのサブキャリアのみを占有するため、全部でL人の異なるユーザが同時に送信することが可能である。また、異なる布置(constellation)サイズを用いる異なるユーザの場合にも、本発明は適用可能である(例えば、QPSK、多値QAM、8−PSK)。

IFDMA伝送では、1)IFDMAのユーザ固有変調符号(b(t))によって、サブキャリアの異なるセットが占有され、2)伝送に付加される巡回拡張子(即ち、ガード期間)がチャネルパルス応答より長く、3)信号が受信機104と時間同期されている限り、直交が保たれる。

したがって、変調器112はシンボルストリームおよびユーザ固有IFDMA変調符号(b(t))(簡単に、変調符号と呼ぶこともある)を受信する。変調器112の出力は、一定の周波数(即ち、サブキャリア)に存在する信号(x(t))を含む。信号x(t)の利用する実際のサブキャリアは、シンボルブロックの反復および利用される特定の変調符号に応じて異なる。したがって、変調符号(b)を変更することによって、サブキャリアのセットが変更される。しかしながら、b(t)を変更することによって伝送に利用されるサブキャリアが変更されても、サブキャリアが均一に離間されているという性質は保持されることが留意される。したがって、本発明の好適な実施形態では、変調符号ベクトル生成器105は、時間により変化する時間変化のユーザ固有変調符号を定期的に出力する。この変調符号はユーザに応じて異なる。変調符号bを定期的に変更することによって、特定のユーザに対する周波数ホッピングが行われる。本発明の好適な実施形態では、bはIFDMAシンボル毎に1回、変更される。したがって、各IFDMAシンボルはサブキャリアの異なるセットを占有する。

ここで図2を参照する。図2には、図1の送信機102の動作の一例を示すフローチャート150を示す。各アクティブユーザi(i=1,...,K)に対して、移動通信システム100の1つのセル内において、Q個のデータシンボルのブロック伝送、d(i)=[d(i),d(i),.,d(Qi−1)(i)]が実行される。

工程152では、ユーザiに対するデータシンボルはシリアルシンボル形式からパラレルシンボルフォーマットへ変換され、次いで、ブロックリピータ108によって受信される。工程154では、Q個のデータ(例えば、QAM)シンボルのブロック反復(L回)によって、シンボルブロックが形成される。ユーザ固有のブロック反復レートが用いられる。ブロック反復によって、送信信号の占有する帯域幅はL倍に増大され、第L番目のサブキャリア周波数毎にのみ、そのスペクトルは非ゼロとなる(サブキャリア間隔=1/Q)。図3には、反復シンボルブロックの一例を示す。

図2の工程156では、反復シンボルブロックの変調およびパルス成形に先立って、ガード期間(プレフィックス、ポストフィックスまたは両方を含む巡回拡張子)が付加される。図3に示すように、ガード区間および反復シンボルブロックは一体となってIFDMAシンボルを形成する。図3の場合、ガード区間は巡回プレフィックスである。また、反復ブロックの変調の後、かつ、パルス成形の前に、ガード区間を付加することも可能である。長さvの巡回プレフィックスを用いて、時間を−v〜Q−1と表すと、反復シンボルブロックfの要素は次式となる。

工程158では、変調器112によって時間変化のユーザ固有変調符号が適用される。この変調符号は、本明細書に開示の符号割り当て条件を満たす任意の適切な符号であることが可能である。ユーザ固有変調符号の適用後、送信シンボルのベクトルは次式となる。

ここで、b はデータレートR(Qに比例する)を有するユーザiに対し割り当てられる変調符号である。

以下の記載では、データレートは、反復シンボルブロック中の全シンボル数に対するシンボルブロック中のシンボル数の比として、即ち、次式のように定義される。

変調符号およびユーザデータレートを適切に選択することによって、反復シンボルブロック持続期間に対して低速にチャネルが変化する限り、マルチパス条件においてさえもデータレートの異なるユーザ間の直交性を保持することが可能である。直交性を保持するために、反復シンボルブロック持続期間は全てのユーザに対して同一である、即ち、次式が成立する。

工程160では、シンボルベクトルに対しパラレル−シリアル変換が実行される。次いで、シリアル化されたベクトルは、チャネル106上で送信される前に、パルス成形フィルタ114を用いてフィルタリングされる(工程162)。

本発明は、ユーザ固有のデータブロックおよび反復サイズと、時間変化のユーザ固有変調符号とを用いてマルチレート伝送を提供することによって、異なるユーザに異なるデータレートを提供して、周波数ホッピングと共に高度なデータレートの柔軟性を提供する。また、本発明は、低いピーク−平均比を保持し、ユーザ固有変調符号の2つの選択肢(ブロック変調符号および位相ランプ変調符号)を提供する。これらの変調符号はマルチパスチャネルにおいてさえも、異なるデータレート間の直交性を保持する(即ち、MAIはほとんど存在しないか、全く存在しない)。

ここで、帯域幅Bと、データレート要件の異なる4人のユーザとの代表的なシステムについて検討する。帯域幅B全体を占有する単一のユーザが得られる最大データレートをRsとする。図4のテーブル180には、ユーザ固有のデータレート要件を示す。また、本発明のマルチレートIFDMAにおけるユーザ固有のパラメータおよび可能な符号割り当ても示す。テーブル180に示すように、本発明では、異なるユーザに対し、ユーザ固有のシンボルブロックおよび反復サイズとユーザ固有変調符号とを割り当てることによって、異なるデータ要件を完全に満たすことが可能である。

周波数領域では、変調符号はシステム100の様々なマルチレートユーザのスペクトルをインタリーブする効果を有する。図5には、インタリーブの一例を示す。詳細には、図5には、本明細書に開示の変調方式において4人のユーザによって占有されるサブキャリアのグラフ190を示す。図5に見られるように、より高いデータレートのユーザ(ユーザA)には、他のより低いデータレートのユーザ(ユーザB,C,D)より多くの帯域幅(サブキャリア)が割り当てられる。本発明は、図5の例に示すユーザまたはサブキャリアの割り当ての数によって限定されない。

[受信機信号処理]
図6,8には、図1の受信機104として使用可能な2つの代替の受信機アーキテクチャを示す。これらのアーキテクチャの各々を以下にさらに詳細に記載する。しかしながら、最初に受信機104の一般的な動作を記載する。マルチパスチャネル106を通じて伝播し付加的なホワイトガウスノイズによって汚染された(corrupted)後の、K人のユーザからの受信信号の結合された合成包絡線は、次式によって与えられる。

ここで、p =t*h *rはユーザiに対する等価なベースバンドのチャネルパルス応答(CPR)であり(次元=M+1)、h=等価なローパスチャネルパルス応答、t=等価な送信機ベースバンドパルス、r=等価な受信機ベースバンドパルス、n=受信機ノイズ(AWGN)である。上述のように、受信信号は送信機によって用いられる現在の変調符号b (t)に応じて異なる複数のチャネルを通じて伝播される。

受信機104は式(4)における受信信号の最後のN個のサンプル(即ち、巡回拡張子の除去後)を選択し、ユーザデータを復調することが可能である。ユーザiに対する復調処理は、チャネルパルス応答p の等化、変調符号の関連付けb (t)およびLの反復の結合からなる。動作の順序に応じて、以下の記載のように2つの受信機構造が可能である。b (t)が送信機によって用いられる現在のb (t)と同一となり、フレーム毎に変化することは明らかである。本発明の好適な実施形態では、b (t)を変化させることによって、チャネルの利用しているデータレートおよび現在の周波数のうちの1つ以上を変化させることが可能である。したがって、b (t)はデータレートの変化する場合に伝送中に変化してもよく、周波数ホッピングにおいてフレーム毎に変化してもよい。

[第1の受信機構造]
図6には、第1の受信機構造200を示す。このアーキテクチャでは、信号を時間変化のユーザ固有変調符号と関連付けることに先立って、チャネル等化が行われる。第1の受信機200は、RF−合成ベースバンド変換回路204を備える。RF−合成ベースバンド変換回路204は、A/D変換器/サンプリング回路、ベースバンドフィルタ206、巡回拡張子除去器208、等化器210、復調器212、シンボルブロック結合部214およびシンボル判定装置216を備える。復調器212、シンボルブロック結合部214およびシンボル判定装置216は、特定ユーザに対する機能を実行する。

図7は、第1の受信機200の動作を示すフローチャート230である。工程232では、A/D変換器/サンプリング回路204によって受信信号が合成ベースバンド信号へダウンコンバートされ、フィルタリングされ(イメージ除去、隣接チャネル除去、エイリアシング回避)、ディジタル化される。工程233では、ベースバンド信号は複数の周波数に存在するベースバンドフィルタリングされた信号、典型的には、送信パルス成形フィルタにマッチしたマッチフィルタである。工程234では、巡回拡張子が除去される。

工程236では、サンプリングされベースバンド結合された全てのユーザからの受信信号(巡回拡張子除去後の、受信機における1×オーバーサンプリング用のN個のサンプル)は、周波数領域等化手法を用いて各ユーザのチャネル応答に対して等化される。各ユーザが(ユーザ固有のブロック反復および変調符号のため)サブキャリアの直交セットを用いるので、わずか1回のN点変換を用いて全てのユーザが周波数領域において同時に等化され得る。しかしながら、等化器係数は各ユーザに対して異なり、そのユーザによって占有されたサブキャリアに対してのみ適用される。したがって、工程236では、共通の処理とユーザ固有の処理との組み合わせが実行される。これに代えて、線形のトランスバーサル時間領域等化器、決定フィードバック等化器、最尤系列推定、反復等化器、符号間干渉(ISI)キャンセラおよびターボ等化器など、他の手法に基づき、等化を行うことも可能である。

工程238では、次いで、復調器212によって各ユーザに対し、等化された信号の符号の関連付けが行われる。工程240では、関連付けられた信号が結合され、Q個の送信シンボルのソフト推定値z(i)を生じる。送信機において誤り訂正符号化が用いられた場合、ソフト決定は順方向誤り訂正(FEC)デコーダへ渡される。工程242では、推定されたシンボルに基づき論理決定が行われ、シンボルの値が決定される。このシンボルは各々1つ以上のビットを含み得る。

[第2の受信機アーキテクチャ]
図8には、第2の受信機構造260を示す。このアーキテクチャでは、チャネル等化に先立って、ユーザ固有の符号との関連付けが行われる。第2の受信機260は、RF−合成ベースバンド変換回路264を備える。RF−合成ベースバンド変換回路264は、A/D変換器/サンプリング回路、ベースバンドフィルタ266、巡回拡張子除去器268、復調器270、シンボルブロック結合部272、等化器274およびシンボル判定装置276を備える。復調器270、シンボルブロック結合部272、等化器274およびシンボル判定装置276は、ユーザ固有に機能を実行する。

図9は、第2の受信機260の動作を示すフローチャート280である。図9には、この種の受信機構造260における受信機信号処理を示す。工程282では、A/D変換器/サンプリング回路264によって受信信号が合成ベースバンド信号へダウンコンバートされ、フィルタリングされ(イメージ除去、隣接チャネル除去、エイリアシング回避)、ディジタル化される。工程283では、ベースバンド信号はベースバンドフィルタリングされ、典型的には、送信パルス成形フィルタにマッチしたマッチフィルタである。工程284では、巡回拡張子が除去される。

工程286では、復調器270によって各ユーザに対し、サンプリングされベースバンド結合された全てのユーザからの信号(巡回拡張子の除去後)が関連付けられる。工程288では、関連付けられた信号はユーザ固有のブロック反復を用いて結合される。次いで、結果として得られる信号(1×受信機オーバーサンプリング用のQ個のサンプル)は等化され(時間領域または周波数領域)、Q個の送信シンボルの推定値z(i)を生じる(工程290)。線形のトランスバーサル時間領域等化器、決定フィードバック等化器、最尤系列推定、線形周波数領域等化器、反復等化器、ISIキャンセラおよびターボ等化器を含む様々な手法を用いて、等化を行うことが可能である。周波数領域等化を用いる場合、各ユーザに対しQ点変換が必要である。工程292では、推定されたシンボルに基づき論理決定が行われ、シンボルの値が決定される。このシンボルは各々1つ以上のビットを含み得る。

[受信機解析]
以下の解析は図6の第1の受信機200に基づく。しかしながら、以下の解析の結果は、図8に示す第2の受信機260においても有効である。

解析は以下の通りである。等価な第i番目のユーザ等化フィルタe に対する第j番目のユーザチャネルパルス応答p の応答をg ijとする。即ち、g ij=p ×e とする。したがって、ユーザiに対する等化した受信信号サンプルは、次式によって与えられる。

直交するユーザを区別するための条件を導出するため、無ノイズ伝送(n=0)を仮定すると、次式が得られる。

等化した受信信号サンプルを対応する第i番目のユーザ変調符号b と関連付け、L回の反復における情報を結合することによって、ユーザiの送信されたQ個のデータシンボルの推定値は次式のように得られる。

[変調符号の選択]
本明細書には、ブロックと位相ランプとの、2つの形式の変調符号を記載する。以下の記載によって、システム100においてデータレートの異なるユーザ間の直交性を保持するために必要な条件および符号が導出される。利用される変調符号の形式にかかわらず、周波数ホッピングが可能であるように、個々の送信機/受信機の変調符号を時間により変化させることが可能である。

[ブロック変調符号]
ユーザiに対する変調符号b (t)を以下の形式とする。

ここで、直交したユーザを区別するためのチャネル識別(channelization)符号ベクトル

の特性(および値)は、次のように決定される。

式(8)からは、図10のブロックシーケンス300に示すように、反復シンボルブロック内ではユーザiの変調符号b は異なるL個の値のみを取り、第l番目のシンボルブロックの反復

の全てのデータシンボルに対して一定(c )であることが分かる。したがって式(2)および式(8)より、

ここで、(a)=a mod bであり、

は床関数である。式(7)に式(8)を用いると、ブロック変調符号を用いるユーザiの送信されたQ個のデータシンボルの推定値は次式のように与えられる。

ここで、ユーザiのデータレートがユーザjのデータレートの整数倍である場合を考えると、

したがって、式(12)より、図11に示すように、反復シンボルブロック持続期間(N)が全てのユーザに対し同一であるとき、ユーザiに対するデータブロック反復の数(L)はユーザjに対する数(L)よりwij倍小さい。図11には、ユーザiおよびユーザjに対する代表的なシンボルブロック反復310〜320を示す。式(10)および式(12)を用いると、ユーザjに対しては次のように示される。

式(11)に式(13)を用いるとともに、Δ=−mと置き換えると、ブロック変調符号を用いるユーザiの送信されたQ個のデータシンボルの推定値は次のように書ける。

ここで、uおよびvを長さLの周期的シーケンスとする。uとvとの間の周期的な交差相関は次式で与えられる。

次式を定義すると、

式(14)は次のように書き直すことが可能である。

式(16)において、シーケンスu はc がwijによってデシメーションされたバージョンであり、δはデシメーション位相である。ここで式(17)より、MAIの存在しない条件、即ち、直交するユーザを区別するための条件においては、次式が成立する。

即ち、データレートの異なるユーザのブロック変調符号間のデシメーションされた周期的な交差相関のゼロラグ成分は、全てのデシメーション位相に対しゼロである必要がある。

上述の解析では、ユーザ伝送は受信機にて同時に受信されると仮定している(式(4)を参照)。非同期ユーザの場合(巡回拡張子は充分に長いため、ユーザ間の相対信号到着遅延およびチャネルパルス応答持続期間が最悪な場合も許容される)、MAIが存在しないためには、デシメーションされた周期的な交差相関シーケンスの全てのラグ(シフト)も0である必要があることが分かる。したがって、一般にMAIの存在しない条件では、次式が成立する。

式(19)に基づき、ブロック変調符号を用いるユーザiの送信されたQ個のデータシンボルの推定値である式(17)は、次式のように約される。

理想的な等化(符号間干渉、即ちISI、の完全な除去)、即ち、マルチパスのない場合、次式が成立する。

同様に、式(19)の条件が満たされる場合、データレートがより低いユーザjの復調の式(17)によりMAIが存在しないことが分かる。

式(3),(12)および(19)をまとめると、式(8)により定義されるブロック変調符号を用いるマルチパスチャネルにおいては、直交するユーザを区別するための条件、即ち、データレートの異なるユーザに対してMAIの存在しない条件は、次のとおりである:
1.全てのユーザの反復シンボルブロック持続期間が同じであること。

2.全てのユーザのデータレートは互いの整数倍(K)または整数分の1(1/K)であること。

3.全てのユーザのチャネル識別符号ベクトルcLi,iとcLj,jとの間のデシメーションされた周期的な交差相関シーケンスの全てのラグ(シフト)がゼロであること。

[ユーザ間の有理数の複数のデータレートの拡張]
ブロックコード用の上述の直交性条件を拡張し、図12に示すように有理数の複数のデータレート、即ち、有理数のシンボルブロック反復因子を用いてユーザをサポートすることが可能である。

図12に示すのは、反復シンボルブロック内でのユーザi(330〜334)およびユーザj(336〜340)のシンボルブロック反復の例である。直交するユーザを区別して図12のwij=3/2などの有理数の複数のユーザデータレートをサポートすることによって、変調の柔軟性が改良され、広い範囲のユーザデータレート要件がサポートされる。ブロック変調符号を用いるマルチパスチャネルにおける、直交するユーザを区別するための条件、即ち、データレートの異なるユーザにおいてMAIの存在しない条件は、次のように更新される。
1.全てのユーザの反復シンボルブロック持続期間が同じであること。

2.全てのユーザのデータレートは互いの有理数倍であること。

3.全てのユーザのデシメーションされたチャネル識別符号ベクトルcLi,iとcLj,jとの間の周期的な交差相関シーケンスの全てのラグ(シフト)が、全ての可能なデシメーション位相においてゼロであること。

各符号ベクトルに対するデシメーション因子は次の形式である。

ここで、δおよびδはデシメーション位相であり、Ruv ji(α)は次式である。

[ブロックチャネル識別符号]
直交するユーザを区別するための条件を再び参照すると、チャネル識別符号のうち、直交性要求の条件3を満たす特定のファミリーは、L次元の離散フーリエ変換(DFT)行列(C)の行に基づく。

DFTに基づくチャネル識別符号cL,kを適切に割り当てることによって、データレートの異なるユーザが条件2を満たし、マルチパスチャネルにおいて直交するユーザを区別することが可能となるが、しかしながら、可能な割り当ての数は多い。符号木構造350〜380を用いる少数のチャネル識別符号割り当ての例を、図13に示す。

図13の符号木350〜380の例から分かるように、原理的には、(特定の段の)木の各ノードをさらにb個の枝へ分割することによって、広い範囲のデータレートが可能である。このとき、続く各々の枝によって得られるデータレートは、その親のデータレートよりb倍小さい。符号木において同じ深さにある全ての符号は同じ反復因子を有するため、同数のサブキャリアを占有する。したがって、符号木において同じ深さにある任意の符号を用いることによって得られるデータレートは、同じである。しかしながら、任意の符号によって占有されるサブキャリアは、符号木において同じ深さにある任意の他の符号によって占有されるサブキャリアに直交している。したがって、以下の規則および制約に従うチャネル識別符号のうちの1つを適切に割り当てることによって、データレート要件の異なるユーザをサポートすることが可能である。
1.特定の符号が用いられるとき、その符号から根への経路、およびその符号の下の二次的な木(サブツリー)にある他の符号を用いることは不可能である。
2.木中の任意の深さにある全ての符号は、その次元(L)のDFT基底関数(C={cL,k})のセットである。

送信機/受信機の間で利用される符号が時間により変化するとき、上述の制約を満たすことの複雑さは増大する。本発明の好適な実施形態では、ベクトル生成器105はIFDMAシンボル毎に1回、各送信機102において利用される特定のチャネル識別符号を変更して、上述の制約を確実に満たす。

図14には、チャネル識別符号割り当ての方法を概説するフローチャート400を示す。工程401では、ユーザデータレート要件が受信される。工程402では、ユーザデータレート要件を満たす符号木の深さが決定される。決定工程404では、要求されたデータレートにて現在利用可能な未使用の符号が存在するか否かを判定するためにチェックが行われる。現在利用可能な未使用の符号が存在する場合、ユーザは利用可能な符号に割り当てられ、割り当てられた符号から根への経路にある全ての符号、および割り当てられた符号の下のサブツリーにある全ての符号は、利用不可能な符号としてマークされる(工程408)。

要求されたレートにて利用可能な符号が存在しない場合、ユーザは後の伝送に再スケジューリングされるか、これに代えて、より高いデータレートまたはより低いデータレートに対応する符号がユーザに割り当てられる(工程406)。

[位相ランプ変調符号]
位相ランプ変調符号用の解析は上述のブロック変調符号用の解析と同様である。ユーザiに対する変調符号b を以下の形式とする。

ここで、直交したユーザを区別するために必要なチャネル識別符号θの特性(および値)が決定される。式(24)から、ユーザiの変調符号b の位相は、シンボル持続期間を通じて直線的に増大する。したがって式(2)および式(24)より、

ここで、(a)=a mod bである。

式(7)に式(24)を用いると、位相ランプ変調符号を用いるユーザiの送信されたQ個のデータシンボルの推定値は次のように書ける。

ここで、ブロック変調符号と同様に、ユーザiのデータレートがユーザjのデータレートの整数倍である場合、即ち、次式の場合を考える。

したがって、式(28)より、図11に示すように、反復シンボルブロック持続期間(N)が全てのユーザに対し同一であるとき、ユーザiに対するシンボルブロック反復の数(L)はユーザjに対する数(L)よりwij倍小さい。

式(26)および式(28)を用いると、ユーザjに対しては次のように示される。

式(27)に式(29)を用いるとともに、Δ=−mと置き換えると、位相ランプ変調符号を用いるユーザiの送信されたQ個のデータシンボルの推定値は次のように書ける。

式(31)より、MAIの存在しない条件、即ち、直交するユーザを区別するための条件においては、次式が成立する。

式(32)より、式(31)を満たす位相ランプ変調符号を用いるユーザiの送信されたQ個のデータシンボルの推定値は、次式のように約される。

式(21)によって示されるように、理想的な等化(符号間干渉、即ちISI、の完全な除去)、即ち、マルチパスのない場合、次式が成立する。

同様に、式(32)の条件が満たされる場合、データレートがより低いユーザjの復調によりMAIが存在しないことが分かる(式(28))。

したがって、式(3),(28)および(32)をまとめると、式(24)により定義される位相ランプ変調符号を用いるデータレートの異なるユーザに対し、マルチパスチャネルにおいて、直交するユーザを区別するための条件、即ち、MAIの存在しない条件は、次のとおりである:
1.全てのユーザの反復シンボルブロック持続期間が同じであること。

2.全てのユーザのデータレートは互いの整数倍(K)または整数分の1(1/K)であること。

3.全てのユーザの変調符号(したがって、チャネル識別符号)は次式を満たすこと。

[ユーザ間の有理数の複数のデータレートの拡張]
ブロック変調符号のように、位相ランプ符号用の上述の直交性条件を拡張し、図12に示したように有理数の複数のデータレート、即ち、有理数のシンボルブロック反復因子を用いてユーザをサポートすることが可能である。直交するユーザを区別して有理数の複数のユーザデータレートをサポートすることによって、変調の柔軟性が改良され、広い範囲のユーザデータレート要件がサポートされる。位相ランプ変調符号を用いるマルチパスチャネルにおける、直交するユーザを区別するための条件、即ち、データレートの異なるユーザにおいてMAIの存在しない条件は、次のように更新される。
1.全てのユーザの反復シンボルブロック持続期間が同じであること。

2.全てのユーザのデータレートは互いの有理数倍であること。

3.全てのユーザの変調符号(したがって、チャネル識別符号)は次式を満たすこと。

[位相ランプチャネル識別符号]
上述の条件3の直交性要件を満たすチャネル識別符号は次の形式である。

したがって、チャネル識別符号θLi,iを適切に割り当てることによって、データレートの異なるユーザが条件2を満たし、マルチパスチャネルにおいて直交するユーザを区別することが可能となる。しかしながら、ブロック変調符号と同様に、可能な割り当ての数は多い。符号木構造420〜450を用いる少数のチャネル識別符号割り当ての例を、図15に示す。

図15の例から分かるように、(特定の段の)木の各ノードをさらにb個の枝へ分割することによって、広い範囲のデータレートが可能である。このとき、続く各々の枝によって得られるデータレートは、その親の枝のデータレートよりb倍小さい。符号木において同じ深さにある全ての符号は同じ反復因子を有するため、同数のサブキャリアを占有する。したがって、符号木において同じ深さにある任意の符号を用いることによって得られるデータレートは、同じである。しかしながら、任意の符号によって占有されるサブキャリアは、符号木において同じ深さにある任意の他の符号によって占有されるサブキャリアに直交している。したがって、特定の符号が用いられるとき、その符号から根への経路、およびその符号の下のサブツリーにある他の符号を用いることは不可能である、という条件に従うチャネル識別符号のうちの1つを適切に割り当てることによって、データレート要件の異なるユーザをサポートすることが可能である。周波数ホッピングはユーザの用いる符号を変更することによってサポートされる。

ブロックチャネル識別符号の使用と同様に、送信機/受信機の間で利用される符号が時間により変化するとき、上述の制約を満たすことの複雑さは増大する。本発明の好適な実施形態では、ベクトル生成器105はIFDMAシンボル毎に1回、各送信機102において利用される特定のチャネル識別符号を変更して、上述の制約を確実に満たす。図14のフローチャート400には、チャネル識別符号割り当ての方法を示す。この方法は、ブロック変調符号と位相ランプ変調符号とにおいて同じである。

また、上述において導出された、ブロック変調符号および位相ランプ変調符号を用いて、直交するユーザを区別するための条件は、受信機における逆順の動作(即ち、図8のように符号の関連付けに等化が続く)においても有効である。加えて、周波数領域等化手法を用いて、全てのユーザを一度に等化することが可能である。

[非同期ユーザ]
非同期ユーザの場合には、直交性を保持するため、ユーザ間の最悪の場合の相対信号到着遅延(P)よりも長い追加のガード期間が必要である。次いで、受信機は、N個のシンボルサンプルについて、全てのユーザに対し多重アクセス干渉(MAI)の存在しないような、適切な時間的な位置(ウィンドウ)を選択する(1×オーバーサンプリングを仮定)。図16には、3人の非同期ユーザの場合の一例を示す。

図16に見られるように、巡回拡張子の長さvおよび基準ユーザ(例えば、ユーザA)に対するユーザiの相対遅延/先行Δにおいて、MAIの存在しない時間的なウィンドウの開始位置Δは次の関係を満たす。

したがって式(36)より、相対遅延が最大遅延P未満である場合、複数の汚染されていないN個のシンボルサンプルウィンドウが可能である。受信機は、さらなる処理のため、これらのサンプリングインスタンスのうちの任意の1つを選択することが可能である。

図17には、非同期ユーザの場合の時間的なウィンドウの選択処理用のフローチャート480を示す。工程401では、受信機104によって信号が受信される。工程482では、基準ユーザと比較したユーザの相対遅延が算出される。これらの相対遅延から、最小遅延および最大遅延が決定される(工程484)。工程486では、MAIの存在しないウィンドウの可能な時間的な開始点が決定される。工程488では、ウィンドウからサンプルが選択される。工程489では、図5〜8に関連する記載のように、これらのサンプルが受信機の等化・符号関連付け機能に対し提供される。

追加の冗長なサンプルを付加情報(side information)として用い、受信信号対雑音比を改良すること、したがって、受信機における検出器性能を改良することが可能である。また、順方向誤り訂正復号に先立って、復調データシンボルのユーザ依存回転を用いることが可能であることも留意される。

マルチレートのユーザを可能とするための代替の一方法は、特定のユーザに対し1より多くの符号を割り当て、個々の符号変調信号を線形結合することである。しかしながら、そのような方式では、変調信号を線形的に加算するため大きなピーク−平均比の影響を受け得る。加えて、本明細書に記載のマルチレートIFDMA方式と共に時分割多重アクセス(TDMA)または符号分割多元接続(CDMA)プロトコルなど他の多重アクセスプロトコルを用いることが可能である。あるいは、それらのプロトコルを本明細書に記載のマルチレートIFDMA方式の上で動作させることが可能である。

図18には、ユーザ固有変調符号の変更による周波数ホッピングを示す。簡単のため、図19には、データレートは同じであり、チャネル識別符号の割り当てが各々異なる4人のユーザを示す。明らかであるように、周波数ホッピングが利用されないときには、ユーザ固有変調符号(b(t))は各ユーザに対し固定されたままである。このため、全てのIFDMAシンボル期間において、一定のサブキャリア周波数(即ち、図19の例では4サブキャリア毎)にて送信機の送信した信号は非ゼロとなる。したがって、各ユーザにおいて、パルス成形の前に送信される信号スペクトルは、全てのシンボル期間を通じて同じサブキャリアを占有する。この信号スペクトルは、直交周波数分割変調(OFDM)信号の4サブキャリア毎においてのみデータシンボルが変調される場合に見られるものと同様である。

一方、b(t)が時間を通じて変化することが可能であるとき、詳細には、各IFDMAシンボル期間においてb(t)が変化することが可能であるとき、周波数ホッピングが起こる。なお、各シンボル期間において、各送信機の送信信号は、直交周波数分割変調(OFDM)信号の4サブキャリア毎においてのみデータシンボルが変調される場合に見られるものと同様であることが留意される。したがって、各シンボル期間において、ユーザ伝送は利用可能な帯域幅の全てを占有する。各IFDMAシンボル期間においてb(t)を変更することによって、伝送のOFDM性を依然として保持したまま、送信機の伝送が周波数ホッピングされることは明らかである。詳細には、図19の各送信機の送信信号は4サブキャリア毎(均一に離間されている)を占有する。チャネル識別符号を適切に割り当ててユーザ間の直交性を保持したまま、IFDMAシンボル毎にユーザ固有変調符号(b(t))を変更することによって、各送信機の送信信号が、先のIFDMAシンボルと比較して、4サブキャリア毎に等しく離間されている、サブキャリアの異なるセットを占有する。詳細には、図19では、特定のシンボルにおいて占有されるサブキャリアは、先のシンボルにおいて占有されたサブキャリアの巡回シフトである。ここで巡回シフトは1つのサブキャリアである。

図19は送信機の動作を示すフローチャートである。論理フローは工程1901にて開始する。工程1901では、第1の期間にて、ユーザのブロック反復シンボルストリームが変調器112によって受信される。工程1903では、第1のIFDMA変調符号が変調器によって受信され、工程1905では、シンボルストリームが第1の変調符号により変調される。上述のように、変調器112の出力は周波数の第1のセット、即ち、サブキャリア、に存在する信号を含む。信号の利用する実際のサブキャリアは、シンボルブロックの反復および利用される特定の変調符号に応じて異なる。

工程1907では、第2の期間にて、第2のIFDMA変調符号が受信される。このシンボルストリームは第2の期間に第2の変調符号により変調され(工程1909)、周波数の第2のセット、即ち、サブキャリア、に存在する信号を生成する。上述のように、好適には、第1および第2の期間は第1および第2の連続するシンボル期間に対応する。処理は、各シンボル期間においてユニークなIFDMA変調符号が利用されるように、シンボルストリームの伝送中を通じて継続する。

異なるチャネル識別符号が用いられるときには占有するサブキャリアを変更するように、周波数ダイバーシチを増大し、他のセルの干渉の平均化を改良するので、IFDMAチャネル識別符号ホッピングは有益である。したがって、IFDMA符号木の同じレベルおよび同じレベルのIFDMAサブツリーのうちの1つ以上にあるチャネル識別符号を用いる異なるユーザを、シンボル毎または少数のシンボル毎に混ぜることによって、追加の干渉の平均化および周波数ダイバーシチを得ることが可能である。ユーザはホッピング毎に、サブキャリアの異なるセットを占有する。

図20は、周波数ホッピングされているIFDMA信号を受信する受信機の動作を示すフローチャートである。論理フローは工程2001にて開始する。工程2001では、第1フレーム中、ベースバンド変換器204にて、第1の複数のチャネルを通じて伝播されたユーザiからの信号が受信される。上述のように、複数のチャネルは送信機によって用いられる現在の変調符号b (t)に応じて異なる。工程2003では、信号は第1のIFDMA変調符号を用いて復調される。説明したように、ユーザiに対する復調処理は、チャネルパルス応答p の等化、変調符号の関連付けb (t)およびLの反復の結合からなる。

工程2005では、第2のフレーム中に信号が受信される。しかしながら、第2のフレーム中には、第2の複数のチャネルを通じて信号が受信される。最後に、工程2007では、第2のIFDMA変調符号を用いて信号が復調される。

本発明によるシステムのブロック図。 図1に示すシステムの送信機の動作を示すフローチャート。 代表的な反復シンボルブロックの図。 図1のシステムによって使用される変調方式の特性値を示すテーブル。 代表的な動作シナリオにおいて図1のシステムのユーザによって占有されるサブキャリアを示す周波数チャート。 図1に示すシステムにおいて使用可能な代表的な第1の受信機のブロック図。 図6に示す第1の受信機の動作を示すフローチャート。 図1に示すシステムにおいて使用可能な代表的な第2の受信機を示すブロック図。 図8の第2の受信機の動作を示すフローチャート。 チャネルを通じて送信されるシンボルブロックの代表的なシーケンスの図。 システムの複数のユーザに対する代表的なシンボルブロック反復の図。 有理数の複数のデータレートを使用するシステムの複数のユーザにおける代表的なシンボルブロック反復の図。 ブロック変調符号における代表的なチャネル識別符号割り当てを示す符号木。 チャネル識別符号割り当ての方法のフローチャート。 位相ランプ変調符号における代表的なチャネル識別符号割り当てを示す符号木。 図1のシステムに含めることの可能な受信機によって受信される非同期伝送の時間的な相対位置を示す図。 非同期伝送を処理する方法を示すフローチャート。 時間変化変調符号を利用する周波数ホッピングを示す図。 時間変化変調符号を利用することによって周波数ホッピングを実行する送信機の動作を示すフローチャート。 周波数ホッピングされている信号を受信する受信機の動作を示すフローチャート。

Claims (14)

  1. IFDMA通信システム内の周波数ホッピング用の方法であって、
    シンボルストリームを受信するシンボル受信工程と、
    第1のIFDMA変調符号を受信する第1変調符号受信工程と、
    第1の期間に、第1のIFDMA変調符号によってシンボルストリームを変調し、周波数の第1のセットに存在する信号を生成する第1シンボル変調工程と、
    第2のIFDMA変調符号を受信する第2変調符号受信工程と、
    第2の期間に、第2のIFDMA変調符号によってシンボルストリームを変調し、周波数の第2のセットに存在する第2の信号を生成する第2シンボル変調工程と、からなる方法。
  2. 第1の期間および第2の期間は第1のシンボル期間および第2のシンボル期間を含む請求項1に記載の方法。
  3. 第1変調符号受信工程および第2変調符号受信工程は、第1のIFDMAブロック変調符号および第2のIFDMAブロック変調符号を受信する工程と、第1のIFDMA位相ランプ変調符号および第2のIFDMA位相ランプ変調符号を受信する工程とのうちの1つ以上を含む請求項1に記載の方法。
  4. IFDMA通信システム内の周波数ホッピング用の方法であって、
    シンボルストリームを受信するシンボル受信工程と、
    第1および第2のIFDMAシンボル期間の各々において用いられるIFDMA変調符号を変更することによってシンボルストリームを周波数ホッピングさせる変調符号変更工程と、からなる方法。
  5. 変調符号変更工程は、IFDMA位相ランプ変調符号を変更する工程と、IFDMAブロック変調符号を変更する工程とのうちの1つ以上を含む請求項4に記載の方法。
  6. IFDMA通信システムにおいて周波数ホッピングされている信号を受信するための方法であって、
    第1の複数のチャネルを通じてシンボルストリームを受信する第1シンボル受信工程と、
    第1のIFDMA変調符号を用いてシンボルストリームを復調する第1シンボル復調工程と、
    第2の複数のチャネルを通じてシンボルストリームを受信する第2シンボル受信工程と、
    第2のIFDMA変調符号を用いてシンボルストリームを復調する第2シンボル復調工程と、からなる方法。
  7. 第1のシンボルストリームおよび第2のシンボルストリームは第1のフレームおよび第2のフレームを通じて受信される請求項6に記載の方法。
  8. 第1シンボル復調工程および第2シンボル復調工程は、第1のIFDMAブロック変調符号および第2のIFDMAブロック変調符号を用いる工程と、第1のIFDMA位相ランプ変調符号および第2のIFDMA位相ランプ変調符号を用いる工程とのうちの1つ以上を含む請求項7に記載の方法。
  9. ブロック反復シンボルストリームを出力するシンボルブロックリピータと、
    時間変化IFDMA変調符号を出力する変調符号ベクトル生成器と、
    ブロック反復シンボルストリームおよび時間変化IFDMA変調符号を受信し、IFDMA変調符号に応じて異なる周波数のセットに存在する信号を出力するIFDMA変調器と、からなる装置。
  10. IFDMA変調符号はブロック変調符号または位相ランプ変調符号を含む請求項9に記載の装置。
  11. 時間変化IFDMA変調符号はフレーム毎に変化するIFDMA変調符号を含む請求項9に記載の装置。
  12. 周波数ホッピングされているIFDMA信号を受信し、複数の周波数に存在するベースバンドフィルタ信号を出力するベースバンド変換器と、
    時間変化変調符号および複数の周波数を受信し、時間変化変調符号に基づき復調された信号を出力する復調器と、からなる装置。
  13. 時間変化変調符号は時間変化ブロック変調符号と、時間変化ランプ変調符号とのうちの1つ以上を含む請求項12に記載の装置。
  14. 周波数ホッピングされているIFDMA信号はフレーム毎に周波数ホッピングされている請求項12に記載の装置。
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