DE10225662B4

DE10225662B4 - Empfänger

Info

Publication number: DE10225662B4
Application number: DE2002125662
Authority: DE
Inventors: Carsten Bartsch; Gerd Kilian
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 2002-06-10
Filing date: 2002-06-10
Publication date: 2006-05-04
Anticipated expiration: 2022-06-11
Also published as: DE10225662A1

Abstract

Empfänger zum Empfang zu übertragender Daten, mit
einer Einrichtung (12) zum Empfangen eines Empfangssignals, das ein Symbol aufweist, welches sich spektral aus mehreren Unterträgern zusammensetzt, auf die die zu übertragenden Daten aufmoduliert sind; und
einer Einrichtung (16, 18; 24) zum Verarbeiten des Empfangssignals, derart, daß Phasen der Unterträger des Symbols bezüglich einer Referenzphase in negativer Phasenrichtung verändert werden, so dass ein Betrag der Phasenänderungen der Unterträger des Symbols mit den Frequenzen der Unterträger zunimmt, und zwar derart, dass eine virtuelle negative Verzögerung des Symbols um einen fest eingestellten Wert kleiner oder gleich der Guard-Intervalllänge bewirkt wird.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Empfänger und insbesondere auf Empfänger zum Empfang im Rahmen von Mehrträgerverfahren, bei denen die Datenübertragung mittels Symbolen stattfindet, welche spektral aus mehreren Unterträgern zusammengesetzt sind, auf die die zu übertragenden Daten aufmoduliert sind, wie z.B. in dem Fall von OFDM-Systemen (OFDM = orthogonal frequency division multiplexing = orthogonales Frequenzteilungsmultiplexverfahren) oder DMT-Systemen (DMT = discrete multitone).
Im Fall der mobilen Datenübertragung erreicht das die Daten übertragende Signal den Empfänger in der Regel über mehrere Ausbreitungswege. Dasselbe Signal erreicht den Empfänger folglich mehrere Male mit unterschiedlichen Pfadlaufzeiten. Bei Übertragung von hohen Datenraten sind die Pfadlaufzeitunterschiede bzw. die Echolaufzeiten oftmals nicht mehr deutlich kleiner als die Symboldauer. Echos führen dann zu Überlagerungen mit den Nachbarsymbolen bzw. zwischen zwei unmittelbar aufeinanderfolgenden Symbolen, was als Intersymbolinterferenz (ISI) bezeichnet wird. Diese Intersymbolinterferenz führt wiederum zu Fehlern beim Empfang der zu übertragenden Daten. Mehrträgerverfahren lösen dieses Problem dadurch, daß die Symboldauer dadurch verlängert wird, daß der zu übertragende Datenstrom parallelisiert und auf viele Unterträger moduliert wird. Jeder dieser Unterträger transportiert dann nur noch einen kleinen Bruchteil der gesamten Datenrate, wodurch die Symboldauer sehr groß werden kann, insbesondere groß gegen die typischen Echolaufzeiten.
Die grundsätzliche Funktionsweise der Mehrträgerübertragungssysteme ist am Beispiel einer OFDM-Systems in 5 veranschaulicht. Zu übertragende digitale Daten werden sendeseitig in einem Sender 900 zunächst zu einem Block von n (n ε |N) Werten parallelisiert, woraufhin dieser Block ei ner Transformation von einer spektralen Darstellung in einen Zeitbereich, nämlich einer inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT), unterzogen und anschließend serialisiert und auf eine Trägerfrequenz aufmoduliert wird, um anschließend über eine Antenne 902 abgestrahlt zu werden. Anschließend durchlaufen die zu übertragenden Daten eine Übertragungsstrecke 904, die aus mehreren Mehrwegpfaden 906 und 908 besteht. Die Gründe für die Mehrwegausbreitung sind vielfältig. Beispiele für Ursachen von Mehrwegausbreitung sind Reflexionen an Häuserwänden, Reflexionen an Ionosphärenschichten, und dergleichen. Aufgrund der Mehrwegeausbreitung überlagert sich das abgestrahlte Symbol mehrmals empfangsseitig mit unterschiedlichen Echolaufzeiten, weshalb das gesendete Signal von dem empfangenen Signal gemäß einer der Übertragungsstrecke entsprechenden Impulsantwort und die Werte der Unterträger des gesendeten Symbols von denjenigen des empfangenen Symbols gemäß einer Übertragungsfunktion abweichen, was empfangsseitig wieder korrigiert wird, wie es im folgenden beschrieben wird. Um die auf die Unterträger des Symbols aufmodulierten, zu übertragenden Daten zu erhalten, wird das überlagerte Empfangssignal nach Empfang an einer Antenne 910 in einem Empfänger 912 zunächst demoduliert und abgetastet, woraufhin der sich ergebende Block von komplexen Zeitwerten parallelisiert, einer geeigneten Transformation in eine spektrale Darstellung, nämlich einer schnellen Fourier-Transformation, unterzogen wird, um einen Block von komplexen Werten der Unterträger zu erhalten, der gegebenenfalls wieder serialisiert wird. Da pro Symbol n Unterträger übertragen werden, kann bei gleichbleibender Datenübertragungsrate die Symboldauer erhöht werden.
Die zu übertragenden Daten werden sendeseitig in Informationspaketen bzw. Symbolen der Dauer T übertragen, wie es in 6 dargestellt ist. Der Block von Datenwerten, der in dem Sender 900 einer inversen Fourier-Transformation unterzogen wird, wird vermittels der Transformation auf die Unterträger des Symbols aufmoduliert. Die inverse Fourier- Transformation ergibt einen Block von ebenso vielen komplexen Zeitwerten, die binnen einer Zeitdauer T einer Trägerfrequenz aufmoduliert werden, um ein Symbol zu ergeben. Empfangsseitig überlagern sich die Symbole mit unterschiedlichen Echolaufzeiten, die von den unterschiedlichen Laufzeiten der Mehrwegpfade 906 und 908 resultieren. Damit Symbole, die auf langsameren Mehrwegpfaden 908 übertragen wurden, nicht das darauffolgende Symbol stören, liegt zwischen aufeinanderfolgenden Symbolen ein sogenanntes Guardintervall der Länge T_G. Bei Konzeption des Systems wird die Guardintervalldauer T_G derart ausgelegt, daß keine ISI auftritt. Während des Guardintervalles wird das Ende des darauffolgenden Symbols periodisch wiederholt und somit das Symbol auf eine effektive Zeitdauer von T + T_G verlängert, wie es durch einen Pfeil 913 angedeutet ist. Die periodische Fortsetzung des Symbols vorweg im Guardintervall dient dazu, daß die um Echolaufzeiten zeitversetzt ankommenden Symbole mit dem zuerst ankommenden Symbol vollständig und nicht nur teilweise am Empfänger interferieren.
Eine etwas genauere Darstellung des Aufbaus des Empfängers ist in 7 gezeigt. Wie es zu sehen ist umfaßt der Empfänger, der allgemein mit 920 angezeigt ist, eine Antenne 922, eine Abtasteinrichtung 924, eine Transformationseinrichtung 926, eine Kanalschätzungseinrichtung 928 und eine Korrektureinrichtung 930. Die Antenne 922 empfängt das Empfangssignal, das das Symbol und das vorhergehende Guardintervall umfaßt. Nach einer Demodulation von der Trägerfrequenz durch einen nicht dargestellten Mischer, wird das Symbol durch die Abtasteinrichtung 924 abgetastet. Ein resultierender Block von komplexen Empfangswerten s'_i wird der Transformationseinrichtung 926 zugeführt, die nach Durchführung der Fourier-Transformation einen Block von unkorrigierten komplexen Unterträgerwerten ausgibt. Aufgrund der Mehrwegeausbreitung und anderer Störungen, wie z.B. Rauschen, weichen die unkorrigierten Unterträgerwerte z'_i von den gesendeten Unterträgerwerten bzw. den zu übertragenden Daten z_i ab bzw. sind aufgrund von Veränderungen durch den Kanal verzerrt. Das an der Antenne 922 empfangene Signal s'(t) entspricht aufgrund der Mehrwegeausbreitung einer Faltung des gesendeten Signalverlaufes s(t) mit der Impulsantwort h(t) der Übertragungsstrecke, die, allgemein ausgedrückt, jeder Echolaufzeit eine Intensität zuordnet. Folglich gilt: s'(t) = s(t) × h(t) (Gl. 1)
Dementsprechend gilt für die unkorrigierten Unterträgerwerte z'_i: z'i = ziH(fi) + n (Gl. 2)wobei z_i die sendeseitig zu übertragenden Daten, H die Übertragungsfunktion, d.h. die Fourier-Transformierte der Impulsantwort h, f_i die Unterträgerfrequenz des Unterträgers i und n weißes Rauschen ist, das durch Kanalstörungen hervorgerufen wird.
Ziel der Kanalschätzung 928 ist es nun, die Übertragungsfunktion H(f) so gut wie möglich zu schätzen, um die unkorrigierten Unterträgerwerte z'_i zu korrigieren, um korrigierte Unterträgerwerte z ~'_i zu erhalten. Die Kanalschätzung durch die Kanalschätzungseinrichtung 928 wird Bezug nehmend auf 8 näher erläutert. Die Korrektureinrichtung 930 führt die Korrektur durch Dividieren der unkorrigierten Unterträgerwerte z'_i durch die geschätzte Übertragungsfunktion H'(f_i) durch:
Die Übertragungsfunktion H(f) ist zeitlich variabel, da beispielsweise aufgrund einer Relativbewegung von Empfängers zu Sender die Empfangssituation ständigen Änderungen unterworfen ist. Die sich zeitlich ändernde Übertragungsfunktion H(f, t) wird durch die Kanalschätzungseinrichtung 928 anhand von sogenannten Piloten geschätzt. Piloten sind spezielle Unterträgerwerte, die sendeseitig gemäß einem speziellen Protokoll in vorbestimmte Unterträger aufmoduliert werden und empfangsseitig augrund des Protokolls bekannt sind. Pro Symbol werden nur einige der Unterträger zur Übertragung der Piloten verwendet, um die anderen Unterträger zur Datenübertragung verwenden zu können. Von Symbol zu Symbol werden die Unterträger zur Übertragung der Piloten variiert, um so die sich zeitlich ändernde Kanalübertragungsfunktion H(f, t) in Zeit- und Frequenzrichtung abzutasten.
8 zeigt eine detailliertere Darstellung der Kanalschätzung, die durch die Kanalschätzungseinrichtung 928 von 7 durchgeführt wird. Die aus einem Symbol 950 nach Durchführung der Fourier-Transformation 952 erhaltenen unkorrigierten Unterträgerwerte z'_I der Unterträger I, auf denen die Piloten übertragen werden, 954, werden einem Vergleich 956 mit den bekannten Unterträgerwerten der Piloten unterzogen, indem die unkorrigierten Unterträgerwerte z'_I durch die jeweils bekannten Unterträgerwerte der Piloten z_I geteilt werden:
wobei f_I die Frequenz des Unterträgers I und t₀ die augenblickliche Zeit des Symbols ist. Auf diese Weise werden viele Abtastwerte der Kanalübertragungsfunktion H an den Frequenzen f_I(t_i) und Zeitpunkten t_i erhalten, wobei t_i die Zeitpunkte der letzten Symbole sind. In 8 sind die Abtastwerte der Kanalübertragungsfunktion H mit Kreisen dargestellt. Diese Werte werden auch Stützstellenwerte genannt. Um die Werte der Kanalübertragungsfunktion zu dem augenblicklichen Zeitpunkt t₀ auch an denjenigen Frequenzen zu schätzen, die zur Datenübertragung verwendet wurden, wird die Kanalübertragungsfunktion H entweder separat in Zeit- und Frequenzrichtung oder zweidimensional interpo liert. Die sich ergebende geschätzte interpolierte Kanalübertragungsfunktion ist in 8 allgemein mit 958 angezeigt, wobei die Interpolation derselben durch die entlang der Frequenz verlaufenden Linien veranschaulicht werden soll. Auf diese Weise wird eine vollständige Schätzung H'(f, t₀) der aktuellen Kanalübertragungsfunktion H erhalten, die in 7 mit 960 angezeigt ist.
Die Interpolation der Kanalübertragungsfunktion H basiert auf einer Tiefpaßfilterung in sowohl Zeit- als auch Frequenzrichtung. Die Kanalschätzungsfilter führen also neben der Interpolation zwischen den Stützwerten, um die Verzerrungen durch den Kanal für jeden Unterträger zu jeder Zeit zu bestimmen, auch eine Rauschunterdrückung bzw. eine Unterdrückung von Störungen der Piloten durch. Die Grenzfrequenzen der Kanalschätzungsfilter ergeben sich aus den maximal zu erwartenden Änderungsgeschwindigkeiten bzw. den maximalen Frequenzanteilen der Kanalübertragungsfunktion sowohl in Zeit- als auch in Frequenzrichtung. Je schneller sich der Kanal zeitlich ändert, desto größer muß die Grenzfrequenz für die Tiefpaßfilterung in Zeitrichtung sein. Die Frequenzanteile in Frequenzrichtung müssen um so größer sein, je weiter einzelne Übertragungswege zeitlich auseinander liegen, d.h. je größer die Echolaufzeiten bzw. die Pfadlaufzeitunterschiede. Dies ergibt sich aus der Überlegung, daß größere Echolaufzeiten die Impulsantwort h(t) zu größeren Zeiten hin ausdehnt, welche wiederum das Spektrum der zeitvariablen Kanalübertragungsfunktion H(f, t) ist und somit ihre Frequenzanteile in Frequenzrichtung angibt. Die Dichte von Auslöschungen und konstruktiver Überlagerung innerhalb der Kanalübertragungsfunktion H aufgrund der Laufzeitunterschiede entspricht folglich dem Kehrwert der maximalen Pfadverzögerung T_max der Übertragungsstrecke. Das bedeutet, daß bei weit auseinanderliegenden Pfaden die Frequenzinterpolation bei einer höheren Grenzfrequenz in Frequenzrichtung durchgeführt werden muß, um die hohen Frequenzanteile der Kanalübertragungsfunktionen in Frequenzrichtung berücksichtigen zu können. Andererseits wird die Tiefpaßfilterung zur Rauschunterdrückung durchgeführt und sollte deshalb mit möglichst niedrigen Grenzfrequenzen durchgeführt werden, um möglichst viel Störung zu unterdrücken.
Genauer ausgedrückt werden also für die im vorhergehenden beschriebene Interpolation der Kanalschätzung Kanalschätzungsfilter verwendet, die die Interpolation zwischen den durch die Piloten erhaltenen Stützwerte durchführen, um die Verzerrungen durch den Kanal für jeden Unterträger zu jeder Zeit zu bestimmen. Diese Filter können zweidimensional oder separiert nach Zeit und Frequenz arbeiten. Die Filter müssen in beiden Richtungen Tiefpaßeigenschaften aufweisen, um einerseits eine Interpolation zu erzielen, und um andererseits Störungen der Piloten durch beispielsweise Rauschen am Empfänger und Sender oder dergleichen zu unterdrücken. Es ist wünschenswert, die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter der Kanalschätzung so klein wie möglich wählen zu können, um möglichst viel Störungen, die sich in den Stützstellen niederschlagen, bei der Interpolation der Zwischenwerte der Übertragungsfunktion zu unterdrücken. Die Grenzfrequenzen dürfen jedoch nicht zu klein gewählt werden, da ansonsten die Interpolation zu falschen Ergebnissen führt. Die minimale Grenzfrequenz in Frequenzrichtung ist aufgrund der Mehrwegeausbreitung, wie sie Bezug nehmend auf 5 erläutert wurde, um so größer, je weiter einzelne Übertragungswege zeitlich auseinander liegen. Genauer ausgedrückt besteht der Grund für die höhere Änderungsgeschwindigkeit der Übertragungsfunktion in Frequenzrichtung darin, daß größere Echolaufzeiten zu einer größeren Ausbreitung der Impulsantwort der Übertragungsstrecke zu größeren Zeitwerten hin führen, welche wiederum dem Spektrum der Übertragungsfunktion H entspricht, also die Frequenzanteile der Übertragungsfunktion angibt. Die Dichte von Auslöschungen und konstruktiver Überlagerung in der Übertragungsfunktion H, die sich aus der Mehrwegeausbreitung ergibt, bzw. die höchsten Frequenzanteile entsprechen dem Kehrwert der maximalen Pfadverzögerung bzw. der maximalen Echolaufzeit. Dies bedeutet, daß bei Mehrwegpfaden mit weit auseinanderliegenden Echolaufzeiten der Frequenzinterpolationsfilter eine hohe Grenzfrequenz in Frequenzrichtung besitzen muß, um alle Frequenzanteile der Übertragungsfunktion berücksichtigen zu können. In Zeitrichtung ist die minimale Grenzfrequenz des Interpolationstiefpaßfilters durch die maximal zu erwartenden Übertragungsfunktionsänderungen bestimmt, wie z.B. durch sich ändernde Ausbreitungsbedingungen des zu übertragenden Signals bei Empfängern, die in mobilen Verkehrsmitteln eingesetzt werden.
Bisher sind die Grenzfrequenzen bei der Kanalschätzung gemäß den obigen Überlegungen derart eingestellt worden, daß die Interpolation unter widrigsten Bedingungen des möglichen Kanals keine signifikanten Störungen hervorruft, Frequenzen oberhalb jedoch stark gedämpft werden. Im Falle der Interpolation in Frequenzrichtung bedeutet dies, die Grenzfrequenz entsprechend der maximal zu erwartenden Pfadverzögerungsdifferenz zu wählen, d.h. der Differenz der maximalen und minimalen Laufzeit des zu übertragenden Signals. Dabei mußte in Kauf genommen werden, daß breitbandige Filter auch entsprechend viel Störung passieren lassen, die sich in einer schlechteren Schätzung der Übertragungsfunktion und somit in einer schlechteren Korrektur der durch die Fourier-Transformation demodulierten Unterträgerwerte führt.
Die oben beschriebe, von den Kanalschätzungsfiltern durchgelassene Störung bei der Schätzung der Übertragungsfunktion der Übertragungsstrecke führt aufgrund der anhand der geschätzten Übertragungsfunktion durchgeführten Korrektur der demodulierten Unterträger bzw. der Fourier-Transformierten des zeitlichen Symbols zu mehr Rauschen bei den zu übertragenden Daten am Empfänger bzw. zu einer erhöhten Bitfehlerrate.
Es ist möglich, zur Reduzierung der durch das Kanalschätzungsfilter durchgelassenen Störung komplexe Filter, d.h.
Filter mit einer unsymmetrischen Durchlaßfunktion, vorzusehen. Bei diesen wird der schmale Durchlaßbereich mit einem erhöhten Aufwand für die Berechnung der komplexen Filterung erkauft. Die Komplexität der Durchlaßfunktion eines solchen Kanalschätzungsfilters wird benötigt, um das Filter an die Impulsantwort von Mehrwegübertragungskanälen anzupassen, die aufgrund der zeitlich verzögerten Echosignale eine Impulsantwort aufweist, die stark dezentriert ist.
Es besteht folglich ein Bedarf nach einem Empfangsschema, welches eine erhöhte Rauscharmut bzw. eine verbesserte Empfangsqualität bei verringertem Aufwand ermöglicht.

In Wakutsu u.s.w.: A carrier frequency and timing offset detection scheme for OFDM systems utilizing pilot sub-carriers, in: IEEE Transactions on Communications, Bd. E83-B, Nr. 8, August 2000, S. 1.854–1.863, wird ein Trägerfrequenzoffset- und Timingoffsetdetektionsschema für ein OFDM-System beschrieben. Im Rahmen der Timingoffsetdetektion wird ein Zeitversatz τ ^ basierend auf der Phasendrehung von Pilot-Unterträgerwerten ermittelt, welcher Zeitversatz daraufhin von einem Kompensator dazu verwendet wird, eine erneute Abtastung des empfangenen Signals zeitlich richtig einzustellen, so dass eine erneute Fourier-Transformation mit dem richtigen zeitlichen Versatz durchgeführt werden kann.

In Yang u.s.w.: Timing recovery for OFDM transmission, in: IEEE Journal on selected areas in communications, Bd. 18, Nr. 11, November 2000, S. 2.278–2.290, wird ein Schema zur Durchführung einer Zeiteinteilungswiedergewinnung, die eine Symbolsynchronisation und eine Abtasttaktsynchronisation umfasst, vor dem Hintergrund von OFDM- Systemen beschrieben. Das Schema basiert auf Pilot-Unterträgern. Eine Timing-Einstellung wird bei der Entgegenhaltung 3 durch Einstellen einer FFT-Fensterposition, aber auch durch Durchführen einer Phasenrotation an jedem Unterträger durchgeführt (vgl. Einleitung zu III). Die Schätzungen für die FFT-Fensterpositionseinstellung und die Phasenrotation der Unterträger wird basierend auf Abtastwerten des empfangenen OFDM-Signals online, d.h. variabel, bestimmt.

Die DE 19758013 A1 beschreibt einen adaptiven Kanalentzerrer zur Verwendung in einem digitalen OFDM-Kommunikationssystem.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht folglich darin, ein Empfangsschema zu schaffen, welches einen qualitativ besseren Empfang mit weniger Aufwand ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch einen Empfänger gemäß Anspruch 1 und ein Verfahren gemäß Anspruch 15 gelöst.

Ein erfindungsgemäßer Empfänger zum Empfang zu übertragender Daten umfaßt eine Einrichtung zum Empfangen eines Empfangssignals, das ein Symbol aufweist, welches sich spektral aus mehreren Unterträgern zusammensetzt, auf die die zu übertragenden Daten aufmoduliert sind, sowie eine Einrichtung zum Verarbeiten des Empfangssignals, derart, daß Phasen der Unterträger des Symbols bezüglich einer Referenzphase in negativer Phasenrichtung verändert werden, wobei ein Betrag der Phasenänderungen des Symbols mit den Frequenzen der Unterträger zunimmt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die maximale Pfadverzögerung bzw. die maximale Echolaufzeit virtuell dadurch reduziert werden kann, daß im Empfänger das Empfangssignal derart verarbeitet wird, daß negative Verzögerungen entlang der Übertragungsstrecke empfangsseitig „simuliert" werden. Diese Simulation negativer Verzögerungen des Symbols wird dadurch erzielt, daß die Phasen der Unterträger des Symbols bezüglich einer Referenzphase in negativer Phasenrichtung verändert werden, wobei ein Betrag der Phasenänderungen des Symbols mit den Frequenzen der Unterträger zunimmt.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird die Änderung der Phasen der Unterträger des Symbols in negativer Phasenrichtung mit mit den Frequenz zunehmendem Betrag der Phasenänderung durch zyklische Rotation eines Blocks von Abtastwerten des Empfangssignals durchgeführt, noch bevor dieselben einer Transformation in eine spektrale Darstellung zugeführt werden, um Werte der Unterträger des Symbols zu erhalten, die die übertragenen Daten darstellen.

Gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird die Simulation der negativen Echolaufzeiten dadurch erzielt, daß die Phase der Unterträger nach der Transformation manipuliert wird, indem die Phase der Unterträger um mit der Frequenz der Unterträger zunehmende Werte verringert wird.

Durch die Verarbeitung des Empfangssignals zur Simulation negativer Echolaufzeiten wird der Betrag der maximalen Echolaufzeit verringert, was wiederum die zur frequenzmäßigen Interpolation heranzuziehende Tiefpaßgrenzfrequenz verringert, Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird deshalb das Maß der Zunahme des Betrags der Phasenänderung des Symbols mit den Frequenzen der Unterträger derart eingestellt, daß es einem Mittelwert der sich aufgrund der Echolaufzeiten einstellenden Maße von Zunahmen des Betrags der Phasenänderungen der zueinander identischen und zeitversetzten Teilsymbole, die das Symbol umfaßt, mit der Frequenz der Unterträger entspricht, welche Zunahmen sich dadurch ergeben, daß die Teilsymbole auf verschiedenen Mehrwegpfaden übertragen wurden. Anders ausgedrückt wird durch die Verarbeitung des Empfangssignals das Maß der Zunahme des Betrags der Phasenänderung des Symbols mit den Frequenzen der Unterträger derart verändert, daß die basie rend auf bekannten Unterträgerwerten im Rahmen einer Kanalschätzung ermittelte Übertragungsfunktion einer Impulsantwort entspricht, die in etwa symmetrisch angeordnet bzw. bezüglich der Zeitachse zentriert ist.

Bei einem Ausführungsbeispiel wird bei der Verarbeitung des Empfangssignals das Maß der Zunahme des Betrags der Phasenänderung des Symbols mit den Frequenzen der Unterträger in etwa auf den Wert 2πf_sT/N eingestellt, wobei f_s die Abtastfrequenz, T die Hälfte der maximalen Laufzeitverzögerung und N die Anzahl der Empfangssignalwerte bzw. Unterträger in dem zu verarbeitenden Empfangssignalwerteblock ist.

Durch die Simulation negativer Verzögerungen und das Zentrieren der Impulsantwort wird der Anteil an hohen Frequenzen der Übertragungsfunktion zu kleinen Frequenzen hin verringert, so daß bei der Kanalschätzung bei der Interpolation eine Tiefpaßfilterung in Frequenzrichtung mit niedrigerer Grenzfrequenz durchgeführt werden kann. Zudem ist aufgrund der Zentrierung der Impulsantwort keine komplexe Durchlaßfunktion des Kanalübertragungsfilters in Frequenzrichtung erforderlich, was wiederum den Aufwand bei der Kanalschätzung verringert.

Weitere bevorzugte Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung gehen aus den anhängigen Patentansprüchen hervor.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 ein schematisches Blockdiagramm eines Empfängers gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
2 eine Skizze zur Verdeutlichung des zyklischen Rotierens des Blocks von Abtastwerten bei dem Ausführungsbeispiel von 1;
3a eine Impulsantwort einer Übertragungsstrecke mit zwei Mehrwegpfaden ohne die Simulation negativer Verzögerungen;
3b eine Impulsantwort einer Übertragungsstrecke mit zwei Mehrwegpfaden mit Simulation negativer Pfadverzögerungen;
4 ein schematisches Blockdiagramm eines Empfängers gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
5 ein schematisches Diagramm zur Veranschaulichung von Mehrträgersystemen;
6 ein schematisches Diagramm zur Veranschaulichung des Verhältnisses von Guardintervall zu Symbol;
7 ein schematisches Blockdiagramm eines herkömmlichen Empfängers; und
8 ein schematisches Diagramm zur Veranschaulichung einer Kanalschätzung.
Bezug nehmend auf 1 wird zunächst ein Empfänger gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben, bei dem eine virtuelle negative Verzögerung der empfangenen Symbole durch zyklisches Rotieren des Blocks von Abtastwerten vor der Transformation in eine spektrale Darstellung durchgeführt wird, wobei die zyklische Rotation Bezug nehmend auf 2 näher erörtert werden wird. Zugleich wird auf die bereits in der Beschreibungseinleitung beschriebenen 5 und 7 Bezug genommen.
Der Empfänger von 1, der allgemein mit 10 angezeigt ist, umfaßt eine Antenne 12, eine Abtasteinrichtung 14, deren Eingang mit der Antenne 12 verbunden ist, einen Rotie rer 16, dessen Eingang mit einem Ausgang der Abtasteinrichtung 14 verbunden ist, eine Transformationseinrichtung 18, deren Eingang mit einem Ausgang des Rotierers 16 verbunden ist, eine Kanalschätzungseinrichtung 20, deren Eingang mit einem Ausgang der Transformationseinrichtung 18 verbunden ist, und eine Korrektureinrichtung 22, die zwei Eingänge, von denen einer mit dem Ausgang der Transformationseinrichtung 18 und ein weiterer mit einem Ausgang der Kanalschätzungseinrichtung 20 verbunden ist, sowie einen Ausgang, an dem die übertragenen bzw. empfangenen Daten ausgegeben werden, aufweist.
Nachdem im vorhergehenden der Aufbau des Empfängers 10 von 1 beschrieben worden ist, wird im folgenden dessen Funktionsweise beschrieben. Der Empfänger 10 ist ein Empfänger, der zum Empfang der Symbole bzw. des Mehrträgersignals geeignet ist, wie es gemäß den Bezug nehmend auf 5 beschriebenen OFDM-Mehrträgersystemen erzeugt wird.
Wie es Bezug nehmend auf 5 beschrieben worden ist, werden sendeseitig die zu übertragenden Daten blockweise einer inversen schnellen Fourier-Transformation unterzogen, um den Signalverlauf des zu sendenden Symbols zu bestimmen. Der Block von zu übertragenden Daten für ein Symbol umfaßt N Datenwerte z_i, um an die Verwendung der inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT) angepaßt zu sein. Der analoge Signalverlauf des Symbols ergibt sich somit zu:
T entspricht der Dauer des Symbols. Entlang der Übertragungsstrecke (siehe 5) durchläuft das Symbol s verschiedene Mehrwegpfade und trifft somit nach unterschiedlichen Laufzeiten am Empfänger 10 ein. Das an dem Empfänger 10 empfangene Empfangssignal wird aufgrund dieser Mehrweg ausbreitung mit einer Impulsantwort h(t) gefaltet und somit bei ansonsten idealen, d.h. rauschlosen Bedingungen, gemäß der folgenden Formel verändert: sEmpfang,ideal(t) = s(t) × h(t),wobei × eine Faltung anzeigt und s_{Empfang,ideal} das Empfangssignal ohne Störungen bedeutet. Da die Impulsantwort gleich der Fourier-Transformierten der Übertragungsfunktion H(f) der Übertragungsstrecke ist, betragen die durch Fourier-Transformation aus dem idealen Empfangssignal ohne Störungen erhaltenen demodulierten Datenwerte bzw. Unterträgerwerte z_{Empfang,ideal}. zEmpfang,ideal = z·H
Aufgrund der Störungen, wie z.B. Rauschen am Empfänger und Sender, ergibt sich ein nahezu weißes Rauschen n in der spektralen Darstellung der empfangenen Unterträgerwerte, so daß sich die empfangenen Unterträgerwerte z_Empfang berechnen zu zEmpfang,i = zi·H(fi) + nwobei f_i die Trägerfrequenz des Unterträgerwerts z_i bzw. des Unterträgers i ist.
Ferner wird sendeseitig dafür gesorgt, daß die durch die Übertragungsstrecke verursachte zeitliche Verzögerung beim Eintreffen des Symbols nicht zu Beeinträchtigungen des nächsten gesendeten Symbols beim Empfänger führt, weshalb jedes Symbol nicht nur über die Zeitdauer T, sondern darüber hinaus während eines sogenannten Guard-Intervalls (Sicherheitsintervalls) gesendet wird. Hierzu wird das Ende jedes Symbols periodisch wiederholt und dem Symbol während des Guard-Intervalls vorangestellt (siehe 6). Das Guard-Intervall dauert einen Bruchteil der Symboldauer T, wie z.B. T/4. Auf diese Weise werden Intersymbolinterferenzen am Empfänger, d.h. die Überlagerung aufeinanderfolgender Symbole, verhindert, während sich zeitlich versetzte Signalanteile eines Symbols vollständig überlagern. Durch die Intervallänge des Guard-Intervalls Δ wird eine maximal erlaubte Kanalverzögerung T_max festgelegt.
Sendeseitig ist das Empfangssignal zudem auf einen Träger aufmoduliert worden. Nachdem das Empfangssignal die Übertragungsstrecke durchlaufen hat, wird das Empfangssignal s_Empfang, das an der Antenne 12 empfangen wird, empfangsseitig in dem Empfänger 10 durch einen nicht gezeigten Mischer demoduliert. Wie im vorhergehenden erwähnt, wird jedes Symbol von einem vorangehenden Guard-Intervall begleitet, in welchem das Symbol periodisch fortgesetzt ist. Die Abtasteinrichtung 14 erkennt aus dem Empfangssignal s_Empfang beispielsweise durch Autokorrelation des Empfangssignals unter Ausnutzung der Selbstähnlichkeit des Signals während des Guardintervalls einerseits und des Endes des Symbols andererseits den idealen Zeitpunkt zur Abtastung. Die Abtastfrequenz f_s, die die Abtasteinrichtung 14 verwendet, entspricht N/T, d.h. der Anzahl von Unterträgern dividiert durch die Symboldauer. Den optimalen Zeitpunkt zur Abtastung bestimmt die Abtasteinrichtung 14 beispielsweise derart, daß die Empfangsleistung des Symbols am größten ist, was typischerweise zu dem Zeitpunkt der Fall ist, da das Symbol gerade den kürzesten Mehrwegpfad der Übertragungsstrecke durchlaufen hat, d.h. zwischen Symbol und Guardintervall des zuerst ankommend Symbols. Echosignale des Symbols treffen zeitversetzt unter positiven Verzögerungen ein. Die Abtasteinrichtung 14 ist beispielsweise ein A/D-Wandler mit einer Abtastrate von N/T und kann somit den Abtastzeitpunkt des Blocks von Abtastwerten s_Empfang,i um ein Vielfaches von T_s = T/N auswählen.
Die Abtasteinrichtung 14 gibt einen Block von komplexen Abtastwerten s_Empfang,i = s'_i mit 0 ≤ i < N – 1 an den Rotierer 16 aus. Wie oben erwähnt, entspricht der Block von Abtastwerten S'_i der Abtastung des auf dem schnellsten Mehrwegpfad ankommenden Symbols, und genauer gesagt der Abtastung desselben unmittelbar nach dem Guard-Intervall. Jeder Abtastwert S'_i ist zu einem Zeitpunkt t_i abgetastet worden, wobei t_i+1 gleich t_i + T/N gilt. Es wird darauf hingewiesen, daß in den Abtastwerten s'_i sowohl das Symbol, das auf dem schnellsten Mehrwegpfad eingetroffen ist, als auch Guard-Intervall plus Symbol von Symbolen enthalten sind, die auf langsameren Mehrwegpfaden eingetroffen sind.
In dem Rotierer werden die Abtastwerte S'_i einer zyklischen Rotation unterzogen, um eine negative Verzögerung zu simulieren. Der Rotierer 16 simuliert eine negative Verzögerung um eine Zeit –T_max/2, wobei T_max dem Guard-Intervall und somit der maximal erlaubten Echolaufzeitverzögerung in der verwendeten Übertragungsstrecke entspricht. Der Rotierer 16 führt deswegen eine zyklische Rotation der Abtastwerte S'_i um eine Anzahl von Werten durch, die N_R = T_maxf_s/2 beträgt, wobei f_s die Abtastrate, d.h. N/T, ist.
Die zyklische Rotation, die in dem Rotierer 16 durchgeführt wird, ist in 2 veranschaulicht. Mit 50 ist der Block von Abtastwerten am Eingang des Rotierers 60 angezeigt. Der Block von Abtastwerten, wie er von dem Rotierer 16 ausgegeben wird, ist mit 52 angezeigt. Wie es mit einem Pfeil 54 angezeigt ist, werden die Abtastwerte S'_i zu den früheren Abtastwerten hin verschoben, wobei hierbei am Anfang des Blocks herausfallende Werte am Ende des Blocks wieder angehängt werden. Auf diese Weise werden insgesamt N_R Abtastwerte S'₀ –
die einer Zeitdauer von T_max/2 in Einheiten der Abtastzeitintervalle T_s entsprechen, vom Anfang des Blocks 50 an das Ende des Blocks 52 verlegt, wie es durch einen Pfeil 56 veranschaulicht wird.
Der Rotierer 16 gibt den Block 52 als Eingangswerte in die Transformationseinrichtung 18 ein. Die Transformationseinrichtung 18 führt eine schnelle Fourier-Transformation an dem zyklisch rotierten Block durch, woraus sich zunächst unkorrigierte komplexe Werte der Unterträger Z'_i ergeben, die aufgrund einer Veränderung durch den Übertragungskanal verzerrt sind. Die Transformationseinrichtung 18 gibt die unkorrigierten Unterträgerwerte Z'_i an die Kanalschätzungseinrichtung 20 sowie die Korrektureinrichtung 22 aus.
Die Kanalschätzungseinrichtung 20 verwendet die von der Transformationseinrichtung 18 empfangenen Unterträger zu einer Kanalschätzung. Hierzu verwendet die Kanalschätzungseinrichtung 20 spezielle Unterträger, an denen gemäß einem Protokoll vom Sender für die Kanalschätzungseinrichtung 20 bekannte Piloten angeordnet sind, d.h. Unterträger, auf die sendeseitig Werte aufmoduliert worden sind, die von denen die Kanalschätzungseinrichtung Kenntnis hat. Diese Unterträger liegen beispielsweise äquidistant voneinander auf beispielsweise jedem 2·k-ten Unterträger (k ε |N). Bei aufeinanderfolgenden Symbolen werden diese Unterträger jeweils um zwei Unterträger verschoben, damit hierdurch innerhalb k aufeinanderfolgernder Symbole für jeden zweiten Unterträger genau ein Pilot angeordnet ist. Der Vergleich der Kanalschätzungseinrichtung 20 eines Unterträgerwertes Z'_I an einem Pilotenunterträger I mit dem entsprechenden Wert des Piloten z_I umfaßt die Division des unkorrigierten Unterträgers z'_I durch den Piloten z_I. Das Ergebnis dient als Schätzung für die Übertragungsfunktion H(f), d.h. H(f_I) = z'_I/z_I.
Dies ist nachvollziehbar, wenn man bedenkt, daß die unkorrigierten Unterträgerwerte z'_i nach Durchlaufen der Übertragungsstrecke mit den auf die Unterträger aufmodulierten Daten z_i bzw. Piloten z_I auf die folgende Weise zusammenhängen: z'i = zi H(fi) + n, wobei n weißes Rauschen anzeigt und f_i die Unterträgerfrequenz des Unterträgers i ist. Die Division ergibt folglich für jeden Unterträger i eines Piloten einen Stützpunkt für die Schätzung der Kanalübertragungsfunktion H an der Trägerfrequenz f_I zu dem Zeitpunkt des Symbols.
Danach führt die Kanalschätzungseinrichtung 20 eine Interpolation an den Stützstellen der Übertragungsfunktion von mehreren Symbolen in sowohl zeitlicher als auch frequenzmäßiger Richtung durch, um somit eine Schätzung der Kanalübertragungsfunktion zum augenblicklichen Zeitpunkt für alle Trägerfrequenzen f_i zu erhalten, wie es beispielsweise mit 960 in 7 angezeigt ist. Die Interpolation umfaßt hierbei Tiefpaßfilterungseigenschaften in sowohl Zeit- als auch Frequenzrichtung, um die Fehler der Kanalschätzung durch die Störung n der empfangenen Pilotenwerte möglichst gering zu halten. Exemplarische Beispiele für mögliche Filterimplementierungen sind FIR- (Finite Impulse Response) bzw. Finite-Impulsantwort-Filter in Polyphasenimplementierung, die für jeden auszugebenden Wert mehrere benachbarte Werte, die durch Piloten berechnet werden konnten, verarbeiten, wobei die Tiefpaßfiltereigenschaften durch Wahl von Filterkoeffizienten erzielt werden. Die Grenzfrequenz in Zeitrichtung ist hierbei auf die zu erwartenden maximalen Änderungsraten der zeitlich variablen Kanalübertragungsfunktion in der Zeit eingestellt, die beispielsweise von einer maximal zulässigen Geschwindigkeit des Empfängers relativ zum Sender abhängt. Die Grenzfrequenz des Kanalschätzungsfilters in Frequenzrichtung beträgt T_max/2, wobei der Grund hierfür im folgenden näher anhand eines exemplarischen Beispiels erläutert wird. Sie beträgt also insbesondere nur die Hälfte der maximalen Echolaufzeitverzögerung T_max, wie es bei der herkömmlichen Kanalschätzung erforderlich war. Folglich können Störungen bei der Schätzung der Übertragungsfunktion H wirksamer vermieden werden.
Die geschätzte Kanalübertragungsfunktion H(f_i) gibt die Kanalschätzungseinrichtung 20 an die Korrektureinrichtung 22 aus, die dieselben wiederum verwendet, um die unkorrigierten Unterträgerwerte z'_i von der Transformationseinrichtung 18 zu korrigieren. Dies wird durchgeführt, indem die unkorrigierten Unterträgerwerte z'_i durch die geschätzte Kanalübertragungsfunktion H(f_i) dividiert werden, d.h. z'_i/H(f_i). Das Ergebnis sind die korrigierten Unterträgerwerte z ~'_i, die die zu übertragenden bzw. übertragenen Daten darstellen, wobei sich aufgrund des engeren Tiefpaßfilters bei der Kanalschätzungseinrichtung 20, das aufgrund reellwertiger Koeffizienten eine symmetrische Übertragungsfunktion aufweist, Störungen weniger auf die Qualität der empfangenen Daten auswirken. An die Korrektureinrichtung 22 können sich weitere Einrichtungen, wie z.B. ein Quantisierer oder dergleichen, anschließen.
Nachdem im vorhergehenden sowohl der Aufbau als auch die Funktionsweise des Empfängers von 1 näher erläutert worden sind, wird im folgenden anhand eines exemplarischen Beispiels für eine vereinfachte Übertragungsstrecke veranschaulicht, wie sich die Simulation negativer Verzögerungen bzw. die Rotation des Blocks von Abtastwerten durch den Rotierer 16 positiv auf die Kanalschätzung auswirkt.
In 3a ist eine Impulsantwort h(t) gezeigt, wie sie sich bei dem Empfänger und der Übertragungsstrecke von 1 ohne den Rotierer 16 ergeben würde, d.h. durch Abtastung und Transformieren des Blocks von Abtastwerten an dem optimalen Abtastzeitpunkt. 3b stellt die Impulsantwort h(t) für den Fall dar, wie er bei dem Empfänger 10 von 1 auftritt, d.h. mit empfangsseitiger Simulation negativer Verzögerungen. In beiden Figuren ist die Impulsantwort h(t) entlang der y-Achse gegen die Zeit auf der x-Achse aufgetragen.
Für die exemplarischen Beispiele von 3a und 3b wird angenommen, daß es sich bei der Übertragungsstrecke um eine Übertragungsstrecke mit zwei Mehrwegpfaden handelt, wie es auch in 5 dargestellt ist. Ferner wird angenommen, daß die Echolaufzeitverzögerung des langsameren Pfades in etwa T_max, d. h. die maximal erlaubte Verzögerung, bzw. die Länge des Guard-Intervalls T_G, die gleich T_max ist, oder nur geringfügig weniger beträgt. Der während des Guard-Intervalls gesendete Symbolabschnitt sowie das Symbol selbst gelangen zum Empfänger folglich zu unterschiedlichen Zeitpunkten. Der Zeitpunkt, zu dem das frühere Symbol, bzw. das Symbol, das den kürzeren Mehrwegpfad durchlaufen hat, wird willkürlich auf T₁ = 0 gesetzt. Die Empfangszeit des Echosymbols beträgt folglich T₂ = T_max. Der optimale Abtastzeitpunkt für die Abtasteinrichtung 14 ist folglich T₁, wobei die Abtastung bis T₁ + T erfolgt. Sei s(t) das gesendete Symbol von t = 0 bis t = T, so ergibt sich ohne Störungen am Empfänger das Signal s'(t) = s(t) × (δ(t)·α1 + δ(t – Tmax)·α2). wobei α₁, α₂ die Dämpfungen der verschiedenen Mehrwegpfade sind. Der Ausdruck in den Klammern entspricht der Impulsantwort h(t) und ist in 3a für exemplarische Dämpfungswerte angezeigt. Die Impulsantwort h(t) entspricht jedoch auch dem Spektrum der Übertragungsfunktion H(f). Man erkennt, daß der frequenzhöchste Anteil des Spektrums der Übertragungsfunktion H(f) T_max beträgt. Insbesondere berechnet sich die Übertragungsfunktion H(f) zu
Geht man entlang der Kanalübertragungsfunktion H(f) mit aufsteigender Frequenz, so wird diese folglich aus zwei Zeigern gebildet, wovon einer steht und der andere mit einer Periode von 1/T_max rotiert. Anders ausgedrückt beträgt die höchste Änderungsfrequenz der Übertragungsfunktion T_max. Dies entspricht folglich auch der Grenzfrequenz, die bei einer Interpolation mit Tiefpaßfilterung bei der Kanalschätzung berücksichtigt werden muß, wenn als Interpolati onsfilter zur Kanalschätzung ein unaufwendiges reelles Tiefpaßfilter verwendet wird, dessen Durchlaßfunktion symmetrisch zum Nullpunkt liegt, wie es über der in 3a gezeigten Impulsantwort, dem Spektrum der Übertragungsfunktion H(f), durch eine Klammer 70 angezeigt ist.
Durch die Rotation des Symbols im Rotierer 16 wird nun der Abtastzeitpunkt des Blocks von Abtastwerten virtuell um T_max/2 nach vorne verschoben. Hierdurch wird eine Verschiebung der Impulsantwort um –T_max/2 erhalten, die einem Übertragungspfad mit einer Verzögerung T₁ = –T_max/2 und einem weiteren Mehrwegpfad mit einer Verzögerung von T₂ = T_max/2 entspricht. Die Impulsantwort h(t) und die Übertragungsfunktion H(f) lauten in dem vorliegenden Fall folglich: h(t) = α1 δ(t + Tmax/2) + α2 δ(t – Tmax/2); H(f) = α1 e2πjTmax/2f + α2 e–2πjTmax/2f
Die Übertragungsfunktion H(f) wird folglich aus zwei mit der Periode 2/T_max entgegengesetzt zueinander rotierenden Zeigern gebildet. Anders ausgedrückt beträgt der Betrag der höchsten Änderungsfrequenz der Übertragungsfunktion H(f) lediglich T_max/2. Die maximal auftretende Änderungsfrequenz bzw. Änderungsrate der Übertragungsfunktion H(f) beträgt also folglich nur die Hälfte von dem Fall gemäß 3a. Diese maximal zu erwartende Rate der Übertragungsfunktion H(f) entspricht einer einzustellenden Grenzfrequenz eines Interpolationsfilters in Frequenzrichtung zur Kanalschätzung, die sich somit im Vergleich zu der Kanalschätzung ohne Simulation negativer Laufzeitverzögerungen halbiert hat. Folglich kann bei der Interpolation der Kanalschätzung durch die Tiefpaßfilterung in Frequenzrichtung mehr Störung entfernt werden, weshalb sich die Qualität des Empfangs verbessert. Das Interpolationsfilter kann ein reelles Tiefpaßfilter mit Symmetrischer Durchlaßfunktion sein, die symmetrisch zum Nullpunkt ausgerichtet ist, wie es in 3b, d.h. dem Spektrum der Übertragungsfunktion H(f), gezeigt ist.
Obwohl das vorhergehende exemplarische Beispiel von 3a lediglich ein einfaches Beispiel einer Übertragungsstrecke mit zwei Mehrwegpfaden betraf, sind die obigen Überlegungen ohne weiteres auf kompliziertere Fälle von Übertragungsstrecken übertragbar. Aufgrund der Tatsache, daß durch die Länge des Guard-Intervalls T_G bzw. T_max bereits die maximale Echolaufzeitverzögerung T_max festgelegt ist, mit der ein korrekter Empfang sichergestellt sein muß, muß die Impulsantwort h(t) zwischen den beiden Deltapeaks des exemplarischen Beispiels von 3a und 3b liegen. Damit liegt jedoch die Impulsantwort h(t), die, wie bereits erwähnt, dem Spektrum der Übertragungsfunktion H(f) entspricht, auch bei komplizierteren Übertragungsstrecken innerhalb des Durchlaßbereichs des zur Kanalschätzung verwendeten Tiefpaßfilters, wie es der Klammer 72 in 3b ohne weiteres zu entnehmen ist.
Bezug nehmend auf 4 wird im folgenden ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung für einen Empfänger beschrieben. Der Empfänger von 4 unterscheidet sich von demjenigen von 1 lediglich dadurch, daß die Simulation negativer Verzögerungen in der spektralen Darstellung und nicht im Zeitbereich durchgeführt wird, und daß er folglich anstatt eines zwischen Abtasteinrichtung 14 und Transformationseinrichtung 18 angeordneten Rotierers einen zwischen Transformationseinrichtung 18 und Kanalschätzungseinrichtung 20 bzw. zwischen Transformationseinrichtung 18 und Korrektureinrichtung 22 angeordneten Phasenschieber 24 aufweist. Der Empfänger von 4 ist allgemein mit 10' angezeigt. Eine wiederholte Beschreibung der Funktionsweise derjenigen Blöcke von 4, die mit denjenigen in 1 identisch sind, wird zur Vermeidung von Wiederholungen weggelassen.
Der Phasenschieber 24 erhält die von der Transformationseinrichtung 18 ausgegebenen unkorrigierten Unterträgerwerte Z'_i und unterzieht diese komplexen Werte einer linearen Phasendrehung. Anders ausgedrückt wird jeder Trägerwert Z'_i an der Trägerfrequenz f_i einer mit der Frequenz linear ansteigenden Phasenänderung in negativer Richtung unterzogen. Insbesondere führt der Phasenschieber 24 folgende Rechenoperation an jedem komplexen Trägerwert z'_i durch:
Der Vorteil hierbei besteht darin, daß die Verschiebung kontinuierlich möglich ist, und nicht an das Abtastintervall T_s = 1/f_s gebunden ist.
Bis auf den Phasenschieber 24 anstatt des Rotierers 16 ist die Funktionsweise des Empfängers von 4 zu derjenigen von 1 identisch, weshalb im folgenden dessen Funktionsweise nicht näher beschrieben werden wird.
Bezug nehmend auf die vorhergehende Figurenbeschreibung wird darauf hingewiesen, daß an den verschiedenen Ausführungsbeispielen verschiedene Änderungen vorgenommen werden können. Beispielsweise ist es nicht unbedingt erforderlich, die virtuell negative Verzögerung auf die Hälfte der maximal erlaubten Echolaufzeitverzögerung einzustellen. Beispielsweise kann es bei manchen Anwendungen vorteilhaft sein, einen kleineren Wert zu verwenden, da beispielsweise bei einem speziellen Empfänger mit festgelegtem Anwendungsgebiet der Bereich von erlaubten Echolaufzeitverzögerungen nicht voll ausgeschöpft wird.
Ferner wird darauf hingewiesen, daß es entgegen der vorhergehenden Beschreibung ferner möglich ist, die virtuelle Verschiebung der Impulsantwort um einen variablen Zeitwert vorzunehmen und nicht um einen fest eingestellten Wert von T_max/2. Eine Betragsbestimmungseinrichtung könnte aus der geschätzten Übertragungsfunktion H(f) die Impulsantwort h(t) durch Fourier-Transformation berechnen, die Mitte der Ausdehnung derselben bestimmen und den sich ergebenden Zeitwert T_M zur Bestimmung der Anzahl zu rotierender Stellen bzw. zur Bestimmung des linearen Anstiegs der Phasenänderung im Phasenschieber verwenden, indem die Anzahl zu rotierender Stellen auf N_R = T_Mf_s bzw.
eingestellt wird.
Ferner wird darauf hingewiesen, daß die Vorteile der vorhergehenden Ausführungsbeispiele nicht nur in der verminderten Störleistung, die durch die Kanalschätzung dem Signal hinzugefügt wird, oder der Vermeidung komplexer Filter liegt. Sie ermöglichen auch eine Erweiterung der Grenzen für die Gestaltung des Signals. Es ist durch die Vermeidung von Alias-Termen möglich, die Zahl der Piloten zu reduzieren. Der Kanal kann trotz eines weiteren Pilotenrasters noch geschätzt werden. Durch die geringere Zahl der Piloten stehen mehr Träger für Daten zur Verfügung. Ebenso kann bei unverändertem Pilotenabstand ein Kanal mit längerer Impulsantwort toleriert werden, sofern nicht andere Parameter des Systems dagegen sprechen.
Die oben beschriebenen Empfänger können für digitale Lang-, Mittel- und Kurzwellenrundfunk nach dem Standard von Digital Radio Mondiale (DRM) zur Anwendung kommen. Es handelt sich bei diesem System um eine OFDM-Übertragung. Innerhalb eines 10 kHz breiten Bandes werden hierbei etwa 200 Träger untergebracht. Ein Teil der Träger wird für Pilotinformationen in einem regelmäßigen Raster mit festgelegten Werten moduliert. Der Empfänger extrahiert diese Piloten und berechnet die Veränderung durch den Kanal. Er muß anschließend die Kanaleinflüsse auf alle Träger abschätzen, um die darin enthaltenen Daten demodulieren zu können.
Der Kanal für Kurzwellenübertragung ist geprägt durch Mehrwegeausbreitung. Das Sendesignal wird an unterschiedlich hohen Ionosphärenschichten reflektiert und beim Empfänger überlagert. Die Übertragungsfunktion zeigt sich daher mit charakteristischen Auslöschungen. Je nach Übertragungsmodus ist das System aufgrund seiner Schutzintervallänge prinzipiell in der Lage, eine gewisse Laufzeitdifferenz zu verkraften, ohne daß der Empfang beeinträchtigt wird. Andererseits ist der minimale Abstand der Auslöschungen im Frequenzgang durch die Kanalschätzung begrenzt, da die Piloten diesen Frequenzgang abtasten.
Wendet man die oben aufgezeigte Möglichkeit zur Reduzierung der höchsten auftretenden Frequenzanteile an, so kann zumindest die Begrenzung durch die Pilotendichte hinausgeschoben werden, d.h. es kann bei ausreichend langem Schutzintervall eine größere Laufzeitdifferenz erlaubt werden. Des weiteren kann, wenn keine weitere Erhöhung der zulässigen Laufzeitdifferenzen gewünscht oder möglich ist, die Störungsunterdrückung durch die Kanalschätzung erhöht werden.
Es wurden folglich Empfänger für Multiträgerübertragung mit Kanalschätzung beschrieben, die einen Baustein umfassen, der eine virtuelle Verzögerung einfügt und damit die Impulsantwort so verändert, daß sie eine Verschmälerung des Spektrums der Übertragungsfunktion ergibt, wobei die Verzögerung entweder durch Phasendrehung im Frequenzraum oder durch Rotation im Zeitbereich durchgeführt wurde. Der Nutzen besteht unter anderem in der Möglichkeit der Verwendung schmalerer Interpolationsfilter mit weniger Störung, der Möglichkeit der Verwendung nichtkomplexer Interpolationsfilter, d.h. Interpolationsfilter mit symmetrischer Durchlaßfunktion, oder der Reduktion der Pilotenanzahl.
Bezugnehmend auf die vorhergehende Beschreibung wird darauf hingewiesen, daß sich dieselbe lediglich zur besseren Verständlichkeit auf ein spezielles Mehrträgersystem, nämlich, OFDM bezog, daß die vorliegende Erfindung aber auch auf andere Mehrträgersysteme anwendbar ist, wie DMT oder derglei chen. Dementsprechend kann die Modulationstransformation eine andere sein als die IFFT, z.B. eine Wavelet-Transformation.
Abschließend wird darauf hingewiesen, daß obige Ausführungsbeispiele in Software, Hardware oder einer Kombination derselben implementiert werden können.

Claims

Empfänger zum Empfang zu übertragender Daten, mit einer Einrichtung (12) zum Empfangen eines Empfangssignals, das ein Symbol aufweist, welches sich spektral aus mehreren Unterträgern zusammensetzt, auf die die zu übertragenden Daten aufmoduliert sind; und einer Einrichtung (16, 18; 24) zum Verarbeiten des Empfangssignals, derart, daß Phasen der Unterträger des Symbols bezüglich einer Referenzphase in negativer Phasenrichtung verändert werden, so dass ein Betrag der Phasenänderungen der Unterträger des Symbols mit den Frequenzen der Unterträger zunimmt, und zwar derart, dass eine virtuelle negative Verzögerung des Symbols um einen fest eingestellten Wert kleiner oder gleich der Guard-Intervalllänge bewirkt wird.
Empfänger gemäß Anspruch 1, bei dem das Symbol zueinander identische und zeitversetzte Teilsymbole aufweist, die auf verschiedenen Mehrwegpfaden übertragen wurden, wodurch sich Phasen der Unterträger jedes Teilsymbols bezüglich der Referenzphase ändern und ein Betrag der Phasenänderungen jedes Teilsymbols mit den Frequenzen der Unterträger um unterschiedliche Maße zunimmt, die von den Pfadlaufzeiten der Mehrwegpfade abhängen, wobei die Verarbeitungseinrichtung derart angepaßt ist, daß ein Maß der Zunahme des Betrags der Phasenänderung des Symbols mit den Frequenzen der Unterträger in etwa einem Mittelwert der Maße der Zunahmen des Betrags der Phasenänderungen der Teilsymbole mit den Frequenzen der Unterträger entspricht.
Empfänger gemäß Anspruch 1 oder 2, der ferner folgendes Merkmal aufweist: eine Einrichtung zum Abtasten des Symbols, um eine Mehrzahl von Empfangswerten zu erhalten; und eine Einrichtung zum Transformieren der Empfangswerte in eine spektrale Darstellung, um Werte der Unterträger des Symbols zu erhalten.
Empfänger gemäß Anspruch 3, der ferner folgendes Merkmal aufweist: eine Einrichtung (14) zum Bestimmen eines Abtastzeitpunktes für die Abtastung des Symbols nach einem vorbestimmten Kriterium.
Empfänger gemäß Anspruch 4, bei dem das vorbestimmte Kriterium eine maximale Empfangsenergie ist.
Empfänger gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, der ferner folgendes Merkmal aufweist: eine Einrichtung (20) zum Durchführen einer Kanalschätzung, um eine geschätzte Kanalübertragungsfunktion zu erhalten.
Empfänger gemäß Anspruch 5, bei dem die Verarbeitungseinrichtung folgendes Merkmal aufweist: eine Einrichtung zum Bestimmen des Maßes der Zunahme des Betrags der Phasenänderung des Symbols mit den Frequenzen der Unterträger aus der geschätzten Kanalübertragungsfunktion.
Empfänger gemäß Anspruch 7, bei dem die Bestimmungseinrichtung folgende Merkmale aufweist: eine Einrichtung zum Transformieren der geschätzten Kanalübertragungsfunktion in einen Zeitbereich, um eine Impulsantwort zu erhalten; eine Einrichtung zum Bestimmen eines maximalen und eines minimalen Zeitwerts, innerhalb derer sich die Impulsantwort erstreckt; und eine Einrichtung zum Einstellen eines Maßes der Zunahme des Betrags der Phasenänderungen des Symbols mit den Frequenzen der Unterträger abhängig von dem Mittelwert des maximalen und minimalen Zeitwerts, um eine sich nach Änderung der Phasen des Symbols durch die Verarbeitungseinrichtung ergebende Impulsantwort zu zentrieren.
Empfänger gemäß Anspruch 6, bei dem die Einrichtung (20) zum Durchführen der Kanalschätzung folgende Merkmale aufweist: eine Einrichtung zum Vergleichen ermittelter Unterträgerwerte mit bekannten Unterträgerwerten, um Stützpunkte für die Durchführung der Kanalschätzung zu erhalten; und eine Einrichtung zum Interpolieren über die Stützpunkte mit einer Tiefpaßfilterfrequenz in Frequenzrichtung, die in etwa der Hälfte einer maximal erlaubten Echolaufzeitverzögerung entspricht.
Empfänger gemäß Anspruch 9, bei dem die Einrichtung zum Interpolieren ein reelles Tiefpaßfilter mit symmetrischem Durchlaßband ist.
Empfänger gemäß einem der Ansprüche 2 bis 10, bei dem die Verarbeitungseinrichtung folgendes Merkmal aufweist: eine Einrichtung zum zyklischen Rotieren der Empfangswerte in Richtung früher abgetasteter Empfangswerte um eine Anzahl von Empfangswerten.
Empfänger gemäß Anspruch 11, bei dem die Anzahl von Empfangswerten T_maxf_s/2 beträgt, wobei T_max der Länge eines Guardintervalls oder einer maximal erlaubten Echolaufzeit und f_s einer Abtastfrequenz der Abtastung entspricht.
Empfänger gemäß Anspruch 2 bis 5, bei dem die Verarbeitungseinrichtung die Einrichtung zum Transformieren und ferner folgendes Merkmal aufweist: eine Einrichtung zum Verringern der Phase der Unterträger um mit der Frequenz der Unterträger zunehmende Werte.
Empfänger gemäß Anspruch 13, bei dem die Werte um
pro Unterträger zunehmen, wobei f_s einer Abtastfrequenz der Abtastung und T_max der Länge eines Guardintervalls oder einer maximal erlaubten Echolaufzeit entspricht.
Verfahren zum Betreiben eines Empfängers zum Empfang zu übertragender Daten, mit folgenden Schritten: Empfangen eines Empfangssignals, das ein Symbol aufweist, welches sich spektral aus mehreren Unterträgern zusammensetzt, auf die die zu übertragenden Daten aufmoduliert sind; und Verarbeiten des Empfangssignals, derart, daß Phasen der Unterträger des Symbols bezüglich einer Referenzphase in negativer Phasenrichtung verändert werden, so dass ein Betrag der Phasenänderungen der Unterträger des Symbols mit den Frequenzen der Unterträger zunimmt, und zwar derart, dass eine virtuelle negative Verzögerung des Symbols um einen fest eingestellten Wert kleiner oder gleich der Guard-Intervalllänge bewirkt wird.