DE102006057103B4

DE102006057103B4 - Verfahren und Vorrichtung zur Kanalschätzung von Übertragungskanälen in einem OFDM-Übertragungssystem

Info

Publication number: DE102006057103B4
Application number: DE102006057103A
Authority: DE
Inventors: Dirk Galda
Original assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Current assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date: 2006-06-02
Filing date: 2006-12-04
Publication date: 2011-03-31
Anticipated expiration: 2026-12-05
Also published as: DE102006057103A1

Abstract

Verfahren zur Kanalschätzung von zwischen mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger jeweils bestehenden Übertragungskanälen in einem Orthogonal-Frequency-Division-Multiplexing-Übertragungssystem, in dem die Sender jeweils in einem bestimmten Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) von zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen jeweils ein jedem Empfänger bekanntes Pilotsymbol

einfügen und der jeweilige Empfänger die Schätzwerte

der zum Übertragungskanal zwischen dem jeweiligen Sender und dem jeweiligen Empfänger gehörigen Übertragungsfunktion (H(f, t)) im vom jeweiligen Sender verwendeten Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) mit den im jeweiligen Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) empfangenen Pilotsymbolen

und dem bekannten Pilotsymbol

schätzt und die Schätzwerte

der Übertragungsfunktion (H(f, t)) in dazwischenliegenden Frequenzen und/oder Zeiten des Pilot-Frequenz-Zeit-Rasters (n_Pilotμ _, k_Pilotν) aus den im jeweiligen Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) geschätzten Schätzwerten

der Übertragungsfunktion (H(f, t)) interpoliert, wobei die durch die relativen Signallaufzeiten

zwischen den einzelnen Übertragungskanälen verursachten Phasenverschiebungen in den Schätzwerten

der jeweiligen Übertragungsfunktion (H(f, t)) durch Multiplikation der Schätzwerte

der jeweiligen Übertragungsfunktion (H(f,...

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Kanalschätzung von zwischen mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger jeweils bestehenden Übertragungskanälen in einem OFDM-Übertragungssystem.
In einem kohärenten Empfänger gemäß 1 ist vor der Demodulation des beispielsweise quadraturamplitudenmodulierten Übertragungssignals die Entzerrung des aufgrund von linearen bzw. nichtlinearen Verzerrungen des Übertragungskanals verzerrten Übertragungssignals durchzuführen. Zur Entzerrung des verzerrten Übertragungssignals ist das Übertragungsverhalten des Übertragungskanals zwischen Sender und Empfänger in Form der Kanalimpulsantwort h(t) und der Kanalübertragungsfunktion H(f) in einem Kanalschätzer zu schätzen.
In einem Mehrträger-Übertragungssystem mit mehreren Frequenzträgern, in denen jeweils zueinander orthogonale Übertragungssignale übertragen werden (Orthogonal-Frequency-Division-Multiplexing-Übertragungssystem (OFDM)), kann ein hochratiger Übertragungsdatenstrom in mehrere niederratige auf jeweils einem Frequenzträger gleichzeitig übertragene Übertragungsdatenströme aufgeteilt werden. Da aufgrund der niedrigeren Datenrate in den einzelnen Frequenzträgern die Symboldauer im Vergleich zu einem hochratigen Einträger-Übertragungssystem verlängert werden kann, gestaltet sich die Entzerrung, die jeweils je Frequenzträger separiert durchgeführt wird, deutlich einfacher.
Die Entzerrung in einem OFDM-Übertragungssystem erfolgt gemäß 1 üblicherweise im Frequenzbereich durch Multiplikation der Frequenztransformierten R_k,n des Empfangssymbols im k-ten Frequenzträger und n-ten OFDM-Symbol jeweiligen OFDM-Übertragungsrahmens, die mittels eines Fast-Fourier-Transformators (FFT) aus dem im n-ten OFDM-Symbol und k-ten Frequenzträger des jeweiligen Übertragungsrahmens übertragenen Empfangssymbol r_n,k gebildet wird, und des inversen Übertragungsfaktors
im k-ten Frequenzträger und n-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungsrahmens.
Zur Realisierung einer Übertragung von Nutzdaten ist es sinnvoll, die Schätzung der Übertragungsfaktoren H_k,n der Übertragungsfunktion H(f) nicht in allen Frequenzträgern k und in allen OFDM-Symbolen n, sondern nur in einem bestimmten Raster aus Frequenzbändern und OFDM-Symbolen durchzuführen. Hierzu werden die Übertragungsfaktoren H_k,n der Übertragungsfunktion H(f) nur im Raster aus ausgewählten Frequenzbändern und OFDM-Symbolen mittels Pilotsymbolen geschätzt und anschließend die Übertragungsfaktoren H_k,n in den dazwischenliegenden Frequenzbändern und OFDM-Symbolen mittels eines Interpolationsverfahrens interpoliert. Im Hinblick auf eine korrekte Rekonstruktion der Übertragungsfaktoren H_k,n mittels Interpolation ist für die Festlegung des Frequenz- und Zeitabstandes des Pilotsymbol-Rasters die Einhaltung des Abtasttheorems nach Nyquist erforderlich.
Da die Symboldauer T_S resp. die inverse Systembandbreite 1 / B in einem OFDM-Übertragungssystem systembedingt deutlich größer als die maximale Signalverzögerung τ_MAX in allen Übertragungskanälen des OFDM-Übertragungssystems ausgelegt sind, sind gemäß Gleichung (1) mindestens N_P ^f Frequenzbänder mit jeweils einer Bandbreite Δf als minimaler Frequenzabstand des Kanalschätzrasters zur Erfüllung des Abtasttheorems in Frequenzrichtung vorzusehen.
Da andererseits die maximale Dopplerfrequenz f^D _MAX in einem OFDM-Übertragungssystem systembedingt deutlich kleiner als die Systembandbreite B auszulegen ist, sind gemäß Gleichung (2) mindestens N_P ^t OFDM-Symbole bestehend aus der Symboldauer T_S und dem Guard-Intervall T_G als minimaler Zeitabstand des Kanalschätzrasters zur Erfüllung des Abtasttheorems in Zeitrichtung vorzusehen.
Außerdem ist die Bedingung der Orthogonalität zwischen den einzelne Pilotsymbolen für die zeitgleichen Übertragung der zu den einzelnen Sendern jeweils gehörigen Pilotsymbolen erforderlich.
Die Schätzung der Übertragungsfaktoren H_k,n im n-ten OFDM-Symbol und k-ten Frequenzträger erfolgt über Pilot-Symbole, die sendeseitig in die im OFDM-Übertragungssystem zyklisch zu übertragenen Übertragungsrahmen in einem Raster in Frequenzrichtung gemäß Gleichung (1) und in Zeitrichtung gemäß Gleichung (2) eingefügt werden und empfangsseitig – verzerrt durch den jeweiligen Übertragungskanal – durch Division mit dem dem jeweiligen Empfänger bekannten Pilotsymbol skaliert werden.
Anhand eines Übertragungsrahmens in einem OFDM-Übertragungssystem gemäß 3 ist beispielhaft die Positionierung der zu einzelnen Übertragungskanälen gehörigen Pilotsymbole in Frequenz- und Zeitrichtung dargestellt. Die Übertragungsfaktoren H_k,n in den dazwischenliegenden Frequenzbändern k und OFDM-Symbolen n der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen kann mittels eindimensionaler Interpolation in Zeit- oder Frequenzrichtung oder mittels zweidimensionaler Interpolation aus benachbarten Pilotsymbolen ermittelt werden.
Das OFDM-Übertragungssystem kann nicht nur im Einteilnehmer-Übertragungsverfahren zwischen einem einzigen Sender und einem einzigen Empfänger – Single-Input-Single-Output-System (SISO) –, sondern auch im Mehrteilnehmer-Übertragungsverfahren zwischen mehreren Sendern und einem Empfänger – Multiple-Input-Single-Output-System (MISO) – oder zwischen mehreren Sendern und mehreren Empfängern – Multiple-Input-multiple-Output (MIMO) – verwendet werden.
Analog zur Anordnung der Nutzdatensymbole im Übertragungsrahmen des OFDM-Übertragungssystem mittels der klassischen Vielfachzugriffsverfahren können auch die Pilotsymbole in einem MISO-Übertragungssystem gemäß 2A, 2B und 2C über die klassischen Vielfachzugriffsverfahren

• Zeitmultiplex (Time-Division-Multiple-Access (TDMA)),
• Frequenzmultiplex (Frequency-Division-Multiple-Access (FDMA)) und
• Codemultiplex (Code-Division-Multiplex-Access (CDMA))

Da auch im Mehrteilnehmerbetrieb – MISO und MIMO-Übertragung – die Bedingungen des Abtasttheorems und der Orthogonalität zu wahren sind, steigt mit zunehmender Anzahl gleichzeitig aktiver Sender die Anzahl benötigter Pilotsymbole.
Durch die räumliche Verteilung der einzelnen Sender kommt es, wie in 4 dargestellt ist und weiter unten im Detail noch gezeigt wird, entsprechend der unterschiedlichen Laufzeiten zwischen jeweils einem Sender und einem der Empfänger zu einer Überlagerung der einzelnen zu jeweils einem Sender gehörigen und durch jeweils eine unterschiedliche Laufzeit charakterisierte Kanalimpulsantworten bei einem der Empfänger.
Die Kanalimpulsantwort der einzelnen Übertragungskanäle kann durch Kanalschätzung mittels Pilotsymbolen bestimmt werden. Sind Sender und Empfänger des einzelnen Übertragungskanals zueinander synchronisiert und ist gleichzeitig die Größe der einzelnen Mobilfunkzellen beschränkt, so kommt die Kanalimpulsantwort, wie in 4 dargestellt ist, innerhalb eines Übertragungsrahmens im so genannten Guard-Intervall bestehend aus jeweils N_G Abtastwerten zu liegen und kann vor der Übertragung des im Übertragungsrahmen jeweils übertragenen Nutzdatensymbols gemessen werden. Zu erkennen sind die Kanalimpulsantworten in den einzelnen Übertragungskanälen. Jede Kanalimpulsantwort weist aufgrund von unterschiedlichen Streuungen des jeweils gesendeten Pilotsymbols eine unterschiedliche Anzahl von Abtastwerten mit jeweils unterschiedlichen Pegeln – unterschiedliche Echos – und damit eine unterschiedliche Kanalimpulslänge sowie aufgrund der individuellen Distanz zwischen dem Sender und Empfänger eine individuelle absolute Signallaufzeit auf.
Bei einer Vielzahl von regional weit verteilten Sendern können Unterschiede in den absoluten Signallaufzeiten zu einem der Empfänger von einigen 10 Mikrosekunden auftreten, während die Längen der einzelnen Kanalimpulsantworten im Bereich von wenigen Mikrosekunden liegen.
Für eine korrekte Schätzung der Kanalübertragungsfunktion in den einzelnen Übertragungskanälen, ist die Struktur der Pilotsymbole an die maximale relative Laufzeit zwischen den einzelnen Kanalimpulsantworten anzupassen. Somit ist aufgrund der vergleichsweise langen relativen Signallaufzeiten zwischen unterschiedlichen Übertragungskanälen in einem MISO- oder MIMO-Übertragungssystem der Abstand der Pilotsymbole in Frequenzrichtung gemäß Gleichung (1) zu reduzieren, was einen erhöhten Bedarf an Pilotsymbolen innerhalb der einzelnen Übertragungsrahmen bedeutet.
Die durch die relativen Signallaufzeiten zwischen den einzelnen Übertragungskanälen bedingte Erhöhung der maximalen Signalverzögerung τ_MAX im Guard-Intervall des Mehrteilnehmerverfahrens gegenüber dem Einteilnehmerübertragungsverfahrens und die damit einhergehende zeitliche Verlängerung des Guard-Intervalls führt gegenüber einer Kanalschätzung in einem SISO-Übertragungssystem nachteilig zu einem erhöhten Overhead an Pilotsymbolen zur Kanalschätzung und einer reduzierten Anzahl von Nutzdatensymbolen.
In der WO 03/034644 A1 wird die Anzahl von Pilotsymbolen in einem MIMO-OFDM-Übertragungssystem durch „rautenförmige” Anordnung der Pilotsymbole im Frequenz-Zeit-Raster der Übertragungsrahmen reduziert. Bedingt durch die „rautenförmige” Anordnung der Pilotsymbole kann auf diese Weise einzig eine Reduzierung der Pilotsymbole um den Faktor zwei realisiert werden. Eine Reduzierung der Pilotsymbole um einen Faktor in der Größenordnung 10 bis 100, wie sie im Fall einer um den Faktor 10 bis 100 angestiegenen maximalen Signalverzögerung τ_MAX bei einem MISO- oder MIMO-Übertragungssystem erforderlich wäre, ist mit einer derartigen Anordnung der Pilotsymbole nicht zu verwirklichen.
Eine gezielte Verringerung der maximalen Signalverzögerung τ_MAX und damit eine Reduzierung der Anzahl von Pilotsymbolen wird nach dem Stand der Technik durch eine aufeinander abgestimmte Steuerung der einzelnen Sendezeiten der Kanalimpulse in den einzelnen Sendern entsprechend der relativen Signallaufzeiten zwischen den einzelnen Übertragungskanälen verwirklicht. Bei einem derartigen Timing-Advance genannten Verfahren treffen die einzelnen Kanalimpulsantworten zur selben Zeit im jeweiligen Empfänger ein und führen über eine derartige Minimierung der maximalen Laufzeit τ_MAX zu einer minimalen Anzahl von Pilotsymbolen und damit zu einen effizienten Nutzdatenbelegung in den Übertragungsrahmen. Das Timing-Advance-Verfahren erfordert aber eine kontinuierliche Vermessung der relativen Signallaufzeiten und eine kontinuierliche Signalisierung der einzelnen relativen Signallaufzeiten an die einzelnen Sender.
Die Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Kanalschätzung für ein Mehrteilnehmer-Übertragungssystem zu schaffen, das auch bei einer maximalen relativen Signallaufzeit τ_MAX zwischen den einzelnen Übertragungskanälen eine minimale Anzahl von Pilotsymbolen wie bei einem Einteilnehmer-Übertragungssystem benötigt.
Die Erfindungsaufgabe wird durch ein Verfahren zur Kanalschätzung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und durch eine Vorrichtung zur Kanalschätzung mit den Merkmalen des Anspruchs 20 gelöst.
Erfindungsgemäß werden die relativen Signallaufzeiten zwischen den einzelnen Übertragungskanälen nicht in den einzelnen Sendern, sondern im Empfänger bzw. in den Empfängern kompensiert.
Die zu den einzelnen Kanalimpulsantworten gehörigen Übertragungsfunktionen eines Übertragungskanals können sich im Frequenzbereich in jedem einzelnen Frequenzträger zu einer frequenzträgerspezifischen Übertragungsfunktion überlagern. Die zu jeweils einer Kanalimpulswort eines Übertragungskanals gehörige Übertragungsfunktion im Frequenzträger eines Referenz-Übertragungskanals weist aufgrund der relativen Signallaufzeit zur Referenz-Kanalimpulsantwort des Referenz-Übertragungskanals und des Frequenzabstandes zwischen den Frequenzträgern des Übertragungskanals und des Referenz-Übertragungskanals jeweils eine Phasenverschiebung zur Übertragungsfunktion des Referenz-Übertragungskanals im Frequenzträger des Referenz-Übertragungskanals auf.
Durch Multiplikation der zur jeweiligen Kanalimpulsantwort gehörigen Übertragungsfunktion mit einem die relative Signallaufzeit zwischen der jeweiligen Kanalimpulsantwort und der Referenz-Kanalimpulsantwort enthaltenden linearen Phasenkorrekturterm wird die relative Signallaufzeit zwischen der jeweiligen Kanalimpulsantwort und der Referenz-Kanalimpulsantwort ausgeglichen.
Auf diese Weise wird der Schwerpunkt der jeweiligen Kanalimpulsantwort in den Schwerpunkt der Referenz-Kanalimpulsantwort verschoben. Analog weist die zugehörige Übertragungsfunktion die durch die relative Signallaufzeit bedingte Phasenverschiebung zur Referenz-Übertragungsfunktion im Frequenzträger des Referenz-Übertragungskanals nicht mehr auf. Bei einer weiterhin vorhandenen maximalen Signallaufzeit τ{MAX} zwischen den einzelnen Übertragungskanälen des Mehrteilnehmer-Betriebs, welche nur durch den Mehrwegekanal und nicht durch die Entfernung der Teilnehmer vom Empfänger bestimmt ist, verlängert sich das Guard-Intervall des OFDM-Übertragungsrahmens gegenüber dem Einteilnehmer-Betrieb nicht und minimiert deshalb weiterhin den Bedarf an Pilotsymbolen zur Schätzung der Kanalimpulsantworten der einzelnen Übertragungskanäle.
Die einzelnen Pilotsymbole bei einem MISO-OFDM-Übertragungssystem können in Analogie zu den Nuzdatensymbolen in einem OFDM-Übertragungssystem nach den klassischen Vielfachzugriffsverfahren des Zeitmultiplex, Frequenzmultiplex und Codemultiplex angeordnet werden. Zur Schätzung der relativen Signallaufzeiten zwischen den einzelnen Übertragungskanälen und der relativen Frequenzverschiebung zwischen dem Sender und dem Empfänger der einzelnen Übertragungskanäle werden am Beginn jedes zyklisch übertragenen Übertragungsrahmens in äquidistanten Frequenzträger-Paaren aus jeweils zwei benachbarten Frequenzträgern für jeweils einen Übertragungskanal in zwei aufeinander folgen Zeitintervallen jeweils vier Pilotsymbole angeordnet. Die relative Signallaufzeit zwischen zwei Übertragungskanälen geht aus der Differenz der absoluten Signallaufzeit jeder der beiden Übertragungskanäle hervor, die sich aus der Phasendifferenz der Übertragungsfunktionen in mit Pilotsymbolen versehenen, zum jeweiligen Übertragungskanal gehörigen Frequenzträger-Paar aus zwei benachbarten Frequenzträgern in jeweils zeitgleichen OFDM-Symbolen ergibt. Die Frequenzabweichung zwischen dem Sender und dem Empfänger des zum Frequenzträger-Paar gehörigen Übertragungskanals ergibt sich analog aus der Phasendifferenz der Übertragungsfunktionen in mit Pilotsymbolen versehenen und zum Übertragungskanal gehörigen Frequenzträger in zwei aufeinander folgenden OFDM-Symbolen. Im Hinblick auf eine erhöhte Genauigkeit der Schätzwerte für die relative Signallaufzeit und die Frequenzabweichung werden die kohärenten Mittelwerte der Phasendifferenzen der Übertragungsfunktionen aller zum jeweiligen Übertragungskanal gehörigen Frequenzträger-Paare berechnet.
Die Schätzung der Schätzwerte der Übertragungsfunktion in den mit Pilotsymbolen versehenen Frequenzbändern und OFDM-Symbolen des Frequenz-Zeit-Rasters der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen erfolgt typischerweise über eine Least-Squares-Kanalschätzung. Die Interpolation der Übertragungsfunktion in den nicht mit Pilotsymbolen versehenen Frequenzträgern-OFDM-Symbol-Positionen des Frequenz-Zeit-Rasters der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen erfolgt über Interpolationsfilter, die als Finite-Impulse-Response-Filter (FIR-Filter) eine zweidimensionale Interpolation durchführen. Das zweidimensionalen Interpolationsfilter ist in bekannter Weise ein nach dem Mimimum-Mean-Square-Error-Kriterium (MMSE-Kriterium) optimierte Wiener-Filter. Der Durchlassbereich des Interpolationsfilters ist an die Länge der Kanalimpulsantwort angepasst. Zur Vermeidung eines Aliasing im Interpolationsfilter sind die Abstände der Pilotsymbole im Frequenz-Zeit-Raster der Übertragungsrahmen in Frequenzrichtung nach Gleichung (1) und in Zeitrichtung nach Gleichung (2) um einen Überabtastungsfaktor reduziert.
Die durch Kanalschätzung bzw. Interpolation ermittelten Werte der Übertragungsfunktion in den einzelnen Frequenzbändern und OFDM-Symbolen der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen werden im Hinblick auf eine Wiederherstellung der individuellen absoluten Signallaufzeiten in jedem der Übertragungskanäle jeweils mit einem die negative relative Signallaufzeit zwischen dem jeweiligen Übertragungskanal und dem Referenz-Übertragungskanal enthaltenden linearen Phasenkorrekturterm multipliziert.
Alternativ werden die in dem jeweiligen Übertragungskanal übertragenen Nutzdatensymbole um die relative Signallaufzeit zwischen dem jeweiligen Übertragungskanal und dem Referenz-Übertragungskanal verzögert.
Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfahrens und der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Kanalschätzung in einem OFDM-Übertragungssystem zwischen mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger werden im Folgenden anhand der Zeichnung im Detail beschrieben. Die Figuren der Zeichnung zeigen:
1 ein Blockdiagramm eines OFDM-Übertragungssystem nach dem Stand der Technik,
2A, 2B, 2C eine Anordnung der Pilotsymbole im Frequenz-Zeit-Raster eines OFDM-Übertragungsrahmens im Zeit-, Frequenz- und Codemultiplex,
3 eine prinzipielle Darstellung der Interpolationsarten im Frequenz-Zeit-Raster eines OFDM-Übertragungsrahmens,
4 ein Zeitdiagramm der in das Guard-Intervall eines OFDM-Übertragungsrahmen transformierten Kanalimpulsantworten mehrerer Übertragungskanäle,
5 ein Zeitdiagramm der erfindungsgemäßen Beseitigung relativer Signallaufzeiten zwischen mehreren Kanalimpulsantworten im Guard-Intervall eines OFDM-Übertragungsrahmens,
6 eine Anordnung der Pilotsymbole im Frequenz-Zeit-Raster eines OFDM-Übertragungsrahmen zur Schätzung relativer Signallaufzeiten und relativer Frequenzabweichungen zwischen Sender und Empfänger,
7A, 7B ein Zeitdiagramm der Kanalimpulsantwort bei Interpolation ohne Überabtastung und mit Überabtastung,
8 ein Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Kanalschätzung in einem OFDM-System mit mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger und
9 ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zur Kanalschätzung in einem OFDM-System mit mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger.
Bevor anhand der 5 bis 9 das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Kanalschätzung in einem OFDM-System mit mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger im Detail erklärt wird, werden im folgenden die für das Verständnis der Erfindung erforderlichen mathematischen Grundlagen diskutiert.
In einem OFDM-Übertragungssystem gemäß 1 ergibt sich das Empfangssignal r(t) zum Zeitpunkt t gemäß Gleichung (3) aus der Faltung des Sendesignals s(τ) mit der zeitvarianten Kanalimpulsantwort h(τ, t) zuzüglich einem komplex gaußverteilten, weißen Rauschsignal n(t). r(t) = s(τ)·h(τ, t) + n(t) (3)
Bei allen Signalen r(t), s(τ), h(τ, t) und n(t) handelt es sich um komplexe Basisbandsignale.
Die zeitvariante Kanalimpulsantwort h(τ, t) ergibt sich aus der additiven Überlagerung der über die einzelnen Ausbreitungspfade übertragenen Impulsantworten – Echos – zum Zeitpunkt t gemäß Gleichung (4).
Hierbei sind N_R die Anzahl der Ausbreitungspfade, τ_r die Signalverzögerung, h_r die Amplitude, φ_r die Phase und f_r ^D die Doppler-Verschiebung des r-ten Ausbreitungspfades.
Die Kanalübertragungsfunktion H(f, t) ergibt sich gemäß Gleichung (5) als Fourier-Transformierte der Kanalimpulsantwort h(τ, t) bezüglich der Verzögerung τ in den einzelnen Ausbreitungspfaden.
Das Sendesignal s(τ) ergibt sich gemäß Gleichung (6) aus der additiven Überlagerung von in insgesamt N_C orthogonalen Frequenzträgern k im jeweils n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungsrahmens jeweils übertragenen komplexen Sendesymbolen
.
Hierbei stellt T_S die Dauer des OFDM-Symbols und g_kν(τ) die Impulsantwort des Sendefilters des k_ν-ten Frequenzträgers gemäß Gleichung (7) dar. Die Frequenz
des k_ν-ten Frequenzträgers ergibt sich gemäß Gleichung (8) vereinfacht als k_ν-facher Frequenzträgerabstand ΔF.
Die Empfangssymbole
im k_ν-ten Frequenzträger und n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungsrahmens ergibt sich gemäß Gleichung (9) unter Vernachlässigung des Rauschsignals n(t) aus der Faltung des Sendesignals s(τ) mit der Impulsantwort
des als Matched-Filter realisierten Empfangsfilters.
Die Impulsantwort
des Matched-Filters ist gemäß Gleichung (10) zur Optimierung des Signal-Rausch-Abstands an die Impulsantwort
des Sendefilters angepasst.
Die zeitdiskrete Darstellung s, des Sendesignals s(τ) gemäß Gleichun (11) als Abtastung des Sendesignals s(τ) mit der Abtastrate
lässt sich aus den Gleichungen (6), (7) und (8) – unter Aufhebung der ersten Summe mit dem Zeitindex n in Gleichung (6) aufgrund der Betrachtung eines einzigen Zeitpunkts τ = l·T_A – ableiten und stellt die inverse diskrete Fourier-Transformierte des Sendesymbols
im k_ν-ten Frequenzträger und im n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Ubertragungsrahmens dar.
Die auf den Frequenzträgern des n_μ-ten OFDM-Symbols übertragenen Sendesymbole können gemäß Gleichung (12) zu einem Sendesymbol-Vektor
zusammengefasst werden.
Die Multiplikation des Sendesymbol-Vektors
mit der Inversen F^H = F^–1 der Fourier-Matrix F gemäß Gleichung (13) ergibt die Abtastwerte
des Sendesignals s(τ) im n_μ-ten OFDM-Symbol entsprechend Gleichung (14).
Analog lässt sich das Empfangssymbol
im k_ν-ten Frequenzträger und im n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungsrahmens ausgehend von Gleichung (9) durch Abtastung des Empfangssignals r(t) mit der Abtastrate
gemäß Gleichung (15) aus der zeitdiskreten Darstellung
des Empfangssignals r(t) im n_μ-ten OFDM-Symbol unter Berücksichtigung der Matched-Filter-Bedingung in Gleichung (10) darstellen. Hierbei kann das Empfangssymbol
im k_ν-ten Frequenzträger und im n_μ-ten OFDM-Symbol durch eine diskrete Fourier-Transformation aus den zeitdiskreten Abtastwerten
des Empfangssignals r(t) im n_μ-ten OFDM-Symbol berechnet werden.
Fasst man die Abtastwerte
des Empfangssignals r(τ) im n_μ-ten OFDM-Symbol gemäß Gleichung (16) zu einem Empfangs-Vektor
und die Empfangssymbole
auf den Frequenzträgern im n_μ-ten OFDM-Symbol zu einem Empfangssymbol-Vektor
gemäß Gleichung (17) zusammen,
so ergibt die Multiplikation der Abtastwerte
des Empfangssignals r(t) im n-ten OFDM-Symbol mit der Fourier-Matrix F den Empfangssymbol-Vektor
entsprechend Gleichung (18).
Um den systemtheoretischen Zusammenhang zwischen dem Empfangssymbol-Vektor
und dem Sendesymbol-Vektor
zu entwickeln, ist die mathematische Beziehung zwischen den Abtastwerten
des Empfangssignals r(t) und den Abtastwerten
des Sendesignals s(τ) im n_μ-ten OFDM-Symbol über die Faltung der Abtastwerte
des Sendesignals s(τ) mit dem Vektor der Kanalimpulsantwort h(τ, t) mit der Länge N_h in Anlehnung an Gleichung (3) zu verwirklichen.
Die Faltung der Abtastwerte
des Sendesignals s(τ) mit dem Vektor der Kanalimpulsantwort h(τ, t) kann vorteilhafter gemäß Gleichung (19) durch Multiplikation der Abtastwerte
des Sendesignals s(τ) mit einer Kanalimpulsantwort-Matrix h entsprechend Gleichung (20) durchgeführt werden.
Nach Durchführung der inversen diskreten Fourier-Transformation am Sendesymbol-Vektor
zur Ermittlung der Abtastwerte
des Sendesignals s(τ) wird in die Sequenz der Abtastwerte
des Sendesignals s(τ) gemäß 1 nach jeweils N_C Abtastwerten ein Guard-Intervall mit jeweils N_G Abtastwerten eingefügt. Hierzu wird der Vektor
der Abtastwerte des Sendesignals s(τ) mit einer Matrix T_cp multipliziert, die gemäß Gleichung (21) „Platzhalter” für jeweils N_C Abtastwerte
des Sendesignals s(τ) und N_G Abtastwerte zur Kanalschätzung enthält.
Die Entfernung der Guard-Intervalle im Empfänger erfolgt durch Multiplikation des Vektors
der Abtastwerte des Empfangssignals r(t) mit einer Matrix R_cp, die gemäß Gleichung (22) nur noch die „Platzhalter” für jeweils N_C Abtastwerte
des Sendesignals s(τ) enthält.
Somit ergibt sich der systemtheoretische Zusammenhang zwischen dem Empfangssymbol-Vektor
und dem Sendesymbol-Vektor
gemäß Gleichung (23) durch Kombination der Gleichungen (14), (18), (19), (20), (21) und (22).
Die Matrizenmultiplikation R_cp·h·T_cp in Gleichung (23) ergibt wieder eine Kanalimpulsantwort-Matrix h_c gemäß Gleichung (24), die dieselben Matrixelemente wie die Kanalimpulsantwort-Matrix h – aufgrund der Matrizenmultiplikation einzig in anderer Zyklusreihenfolge – aufweist.
Der systemtheoretische Zusammenhang zwischen dem Empfangssymbol-Vektor
und dem Sendesymbol-Vektor
in Gleichung (23) kann folglich nach Gleichung (25) mit der Kanalübertragungs-Matrix H gemäß Gleichung (26) überführt werden, die aufgrund der inversen diskreten Fourier-Transformation im Sender und der diskreten Fourier-Transformation im Empfänger eine Diagonalmatrix darstellt.
Die Diagonalelemente
der Kanalübertragungs-Matrix H sind die komplexen Kanalübertragungsfaktoren als Abtastwerte der Kanalübertragungsfunktion H(f, t) aus Gleichung (5) im k_ν-ten Frequenzband und im n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungsrahmens i. S. v. Gleichung (27).
Das Empfangssymbol
im k_ν-ten Frequenzträger und im n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Ubertragungsrahmens ergibt sich also gemäß Gleichung (28) aus der Multiplikation des komplexen Kanalübertragungsfaktors
im k_ν-ten Frequenzträger und im n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungsrahmens mit dem Sendesymbol
im k_ν-ten Frequenzträger und im n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungsrahmens zuzüglich des additiven Rauschens
.
Die Schätzung
des komplexen Kanalübertragungsfaktors
im k_ν-ten Frequenzträger und n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungsrahmens erfolgt gemäß Gleichung (29) durch Division des im k_ν-ten Frequenzträger und n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungsrahmens – einer für die Positionierung von Pilotsymbolen im Frequenz-Zeit-Raster von zyklisch übertragenen OFDM-Übertragungsrahmen vorgesehenen Position – lokalisierten Empfangssymbol
, das mit einem additiven Rauschen
überlagert ist, durch das dem Empfänger bekannte Sendesymbol
im k_ν-ten Frequenzträger und n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungsrahmens. Das Empfangssymbol
wird hierzu mittels Guard-Intervall-Beseitigung und anschließender diskreter Fourier-Transformation aus den empfangenen Abtastwerten
des Empfangssignals r(t) zuzüglich den empfangenen Abtastwerten
des Rauschsignals n(t) ermittelt.
Die Schätzung
stellt eine Least-Squares-Kanalschätzung für den komplexen Kanalübertragungsfaktor
an der Pilotsymbol-Position im k_ν-ten Frequenzträger und im n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Ubertragungsrahmens dar.
Im Mehrteilnehmer-Betrieb einer MISO- oder MIMO-OFDM-Übertragung existieren mehrere Übertragungskanäle, deren Kanalimpulsantworten h(τ, t) gemäß Gleichung (4) jeweils eine unterschiedliche Anzahl von Abtastwerten mit jeweils unterschiedlichen Amplituden h_r, Phasen φ_r, Doppler-Verschiebungen f_r ^D und Signalverzögerungen τ_r aufweisen.
Im folgenden werden gemäß 6 zwei benachbarte Frequenzträger k₀ und k₁ (k₁ = k₀ + 1) des OFDM-Übertragungssystems betrachtet, die jeweils von einem einzigen Übertragungskanal benutzt werden. Außerdem wird vorausgesetzt, dass gemäß Gleichung (4) die zweiten, dritten und folgenden Abtastwerte der Kanalimpulsantwort h(τ, t) des im Frequenzträger k₀ und k₁ des OFDM-Übertragungssystems lokalisierten Übertragungskanals – beispielsweise nach einer Filterung – nicht mehr berücksichtigt werden.
Die Amplituden h_1,k₀ und h_1,k₁, die Phasen φ_1,k₀ und φ_1,k₁, die Dopplerverschiebungen f_1,k₀ ^D und f_1,k₁ ^D und die absoluten Signalverzögerungen τ_1,k₀ und τ_1,k₁ des ersten Abtastwerts der Kanalimpulsantwort h(τ, t) gemäß Gleichung (4) in den beiden benachbarten, vom selben Übertragungskanal jeweils benutzten Frequenzträger k₀ und k₁ des OFDM-Übertragungssystem sind somit identisch (h_1,k₀ = h_1,k₁, φ_1,k₀ = φ_1,k₁, f_1,k₀ ^D = f_1,k₁ ^D, τ_1,k₀ = τ_1,k₁).
Der komplexe Übertragungsfaktor
bzw.
der Übertragungsfunktion H(f, t) im k₀-ten bzw. k₁-ten Frequenzband und n-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungsrahmens ergibt sich nach der Filterung der Echos somit ausgehend von Gleichung (5) i. V. m. (27) gemäß Gleichung (30A) und (30B).
Bildet man ausgehend von Gleichung (30A) und (30B) die Phasendifferenz der komplexen und konjugiert komplexen Übertragungsfaktoren der Übertragungsfunktion H(f, t) im k₀-ten und k₁-ten Frequenzband und n_μ-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungssystems, so erhält man nach mathematischer Umformung die absolute Signallaufzeit τ_1,k₀ bzw. τ_1,k₁ im Frequenzträger k₀ bzw. k₁ des OFDM-Übertragungssystems gemäß Gleichung (31).
Wird beispielsweise der Übertragungskanal im Frequenzträger k₀ bzw. k₁ des OFDM-Übertragungssystems zum Referenz-Übertragungskanal im Referenz-Frequenzträger k_ref definiert, so kann die relative Signallaufzeit
zwischen einem weiteren Übertragungskanal – beispielsweise im Frequenzträger k_ν – und dem Referenzübertragungskanal im Referenz-Frequenzträger k_ref gemäß Gleichung (32) durch die Differenz der jeweiligen absoluten Signallaufzeiten gebildet werden.
Eine Kompensation der relativen Signallaufzeit
zwischen einem Referenzübertragungskanal im Referenz-Frequenzträger k_ref und einem weiteren Übertragungskanal beispielsweise im Frequenzträger k_ν erfolgt gemäß Gleichung (33) durch Multiplikation des Schätzwertes
des komplexen Übertragungsfaktors der Übertragungsfunktion H(f, t) im k_ν-ten Frequenzband und n_μ-ten OFDM-Symbol mit einem die relative Signallaufzeit
gemäß Gleichung (33) enthaltenden linearen Phasenterm.
Durch eine Kompensation der relativen Signallaufzeiten in allen Frequenzträgern des OFDM-Übertragungsrahmen entsprechend Gleichung (33) werden gemäß 5 die absoluten Signallaufzeiten der Kanalimpulsantworten in alle Frequenzträgern
usw. in jeweils demselben OFDM-Symbol zur absoluten Signallaufzeit der Kanalimpulsantworten im Referenz-Frequenzträger k_ref zeitsynchronisiert. Auf diese Weise ist die maximale Signallaufzeit τ_MAX über alle Frequenzträger des OFDM-Übertragungsrahmens minimiert und damit der Bedarf an Pilotsymbolen zur Kanalschätzung für jeden OFDM-Übertragungsrahmen minimiert.
Eine Verbesserung der Schätzung der absoluten Signallaufzeit gegenüber Gleichung (31) ergibt sich durch eine kohärente Mittelung über die Phasendifferenzen der komplexen und konjugiert komplexen Übertragungsfaktoren der Übertragungsfunktion H(f, t) im k₀·N_U-ten und k₁·N_U = k₀·N_U + 1-ten Frequenzträger und im n_μ-ten OFDM-Symbol über alle N_K zu jeweils einem Übertragungskanal jeweils gehörigen Frequenzträger k₀·N_U gemäß Gleichung (34).
Ein relativer Frequenzfehler
pro Symboldauer T_S zwischen einem Sender und einem Empfänger eines Übertragungskanals des OFDM-Übertragungssystems ergibt sich aus der durch den Frequenzfehler
pro Symboldauer T_S hervorgerufenen Phasenrotation des komplexen Übertragungsfaktor
der Übertragungsfunktion H(f, t) gemäß Gleichung (35).
In Analogie zu Gleichung (31) bei der Ermittlung der absoluten Signallaufzeit in einem Übertragungskanal kann gemäß Gleichung (36) der relativer Frequenzfehler
zwischen einem Sender und einem Empfänger eines Übertragungskanals des OFDM-Übertragungssystems durch die Phasendifferenz der komplexen und konjugiert komplexen Übertragungsfaktoren der Übertragungsfunktion H(f, t) im n₁ = n₀ + 1-ten und im n₀-ten OFDM-Symbol des k_ref-ten Frequenzbandes gemäß 6 geschätzt werden.
Alternativ zu Gleichung (34) bei der Verbesserung der Schätzung der absoluten Signallaufzeit kann auch die relative Frequenzabweichung
pro Symboldauer T_S zwischen einem Sender und einem Empfänger eines Übertragungskanals des OFDM-Übertragungssystems durch eine kohärente Mittelung über die Phasendifferenzen der komplexen und konjugiert komplexen Übertragungsfaktoren der Übertragungsfunktion H(f, t) im n₁ = n₀ + 1-ten und n₀-ten OFDM-Symbol über alle N_K zu jeweils einem Übertragungskanal jeweils gehörigen Frequenzträger k₀·N_U gemäß Gleichung (37) optimiert werden.
Sind die einzelnen relativen Signallaufzeiten
zwischen einem Übertragungskanal im Frequenzträger k_ν und einem Referenz-Übertragungskanal im Referenz-Frequenzträger k_ref und alle relativen Frequenzabweichungen
pro Symboldauer T_S zwischen einem Sender und einem Empfänger eines Übertragungskanals des OFDM-Übertragungssystems für alle N_U Übertragungskanäle zu Beginn jedes OFDM-Übertragungsrahmens geschätzt worden und anschließend innerhalb jedes OFDM-Übertragungsrahmens die einzelnen komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) im Frequenz-Zeit-Raster der Pilotsymbole geschätzt worden, so werden die komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) in den dazwischen liegenden Frequenzbändern und in den dazwischen liegenden OFDM-Symbolen aus den Schätzwerten
interpoliert.
Die Interpolation erfolgt gemäß Gleichung (38) durch Matrizenmultiplikation der phasenkompensierten und geschätzten Übertragungsfaktoren
besetzten phasenkompensierten und geschätzten Übertragungsmatrix Ĥ_komp mit der Filtermatrix W^H des Interpolationsfilters. H ~_komp = W^H·Ĥ_komp (38)
Die Filtermatrix W^H des zwei-dimensionalen Interpolationsfilters ergibt sich aus der Minimierung des mittleren, quadratischen Interpolationsfehlers J – Minimum-Mean-Squares-Error-Kriterium (MMSE-Kriterium) – der Übertragungsfaktoren H und
der Übertragungsfunktion H(f, t) an den zu interpolierenden Positionen im Frequenz-Zeit-Raster des OFDM-Übertragungsrahmens gemäß Gleichung (39) und (40). J = min_W{E{E·E ^H}} (39)
Die Lösung ergibt sich gemäß Gleichung (41) aus der Orthogonalität der an den Positionen der Pilotsymbole geschätzten Übertragungsfaktoren Ĥ und des Fehlervektors E ^H. E{Ĥ·E ^H} = 0 (41)
Die Lösung dieses Optimierungsproblem stellt die Wiener-Hopf-Gleichung gemäß Gleichung (42) mit der Kovarianmatrix
der an den Frequenz-Zeit-Positionen der Pilotsymbole geschätzten Übertragungsfaktoren Ĥ und der Kreuzkorrelationsmatrix
der an den Frequenz-Zeit-Positionen der Pilotsymbole geschätzten Übertragungsfaktoren Ĥ und der an den zu interpolierenden Frequenz-Zeit-Positionen zu interpolierenden Übertragungsfaktoren
dar.
Die durch die Phasenkompensation gemäß Gleichung (33) verursachten Fehler in der zum jeweiligen Übertragungskanal im Frequenzträger k_ν gehörigen absoluten Sinallaufzeit
in den einzelnen kompensierten Schätzwerten
und Interpolationswerten
der komplexen Übertragungsfaktoren der Übertragungsfunktion H(f, t) werden mit einem die negative relative Signallaufzeit
enthaltenden linearen Phasenkorrekturterm gemäß Gleichung (43A) und (43B) beseitigt.
Anstelle einer Laufzeitkorrektur mittels Phasenkorrekturterm gemäß Gleichung (43A) und (43B) kann alternativ im Anschluss an die Demodulation gemäß 1 eine Laufzeitkorrektur von Nutzdaten enthaltenden Demodulationssymbolen
mittels eines die negative relative Signallaufzeit
enthaltenden linearen Phasenkorrekturtermes gemäß Gleichung (44) erfolgen.
Auf der Grundlage dieser mathematischen Herleitungen wird die erfindungsgemäße Vorrichtung und das erfindungsgemäße Verfahren zur Kanalschätzung in einem OFDM-Übertragungssystem zwischen mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger anhand der 8 und 9 im folgenden beschrieben.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Kanalschätzung in 8 kann in einen OFDM-Empfänger nach dem Stand der Technik gemäß 1 anstelle des dort integrierten Kanalschätzers nach dem Stand der Technik zur Anwendung kommen.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Kanalschätzung besteht aus einem Kanalschätzer 1, der von einem Fast-Fourier-Transformator des OFDM-Empfängers Empfangssymbole
im Frequenz-Zeit-Raster der zyklisch zu übertragenden OFDM-Übertragungsrahmen erhält.
Vorab wird dem Kanalschätzer 1 das von allen Sendern jeweils gesendete Pilotsymbol
und dessen Positionierung in einem vorgegebenen Pilot-Frequenz-Zeit-Raster n_Pilotμ _, k_Pilotν bekannt gegeben. Die Positionierung der zu jedem Sender bei einem MISO-OFDM-Übertragungssystem jeweils gehörigen Pilotsymbole im Pilot-Frequenz-Zeit-Raster n_Pilotμ _, k_Pilotν der zyklisch übertragenen OFDM-Übertragungsrahmen kann analog zum klassischen Vielfachzugriff bei Nutzdatensymbolen im Zeit-, Frequenz- oder Codemultiplex entsprechend 2A, 2B oder 2C erfolgen.
Der Kanalschätzer ermittelt für jeden Sender bei einem MISO-OFDM-Übertragungssystem und für jeden Übertragungskanal bei einem MIMO-OFDM-Übertragungssystem die Schätzwerte
der komplexen Übertragungsfaktoren der Übertragungsfunktion H(f, t) im zugehörigen Pilot-Frequenz-Zeit-Raster n_Pilotμ _, k_Pilotν entsprechend Gleichung (29).
Zu Beginn jedes zyklisch zu übertragenden OFDM-Übertragungsrahmens ermittelt der Kanalschätzer 1 abweichend vom Pilot-Frequenz-Zeit-Raster der 2A, 2B oder 2C die Schätzwerte
der komplexen Übertragungsfaktoren der Übertragungsfunktion H(f, t) in den Pilot-Frequenz-Zeit-Positionen n_Pilotμ _, k_Pilotν der Pilotsymbole gemäß 6 für die Schätzung der relativen Signallaufzeiten
zwischen den einzelnen Übertragungskanälen im jeweiligen Frequenzträger k_ν in Relation zu einem Referenz-Übertragungskanal in einem Referenz-Frequenzträger f_ref und der relativen Frequenzabweichungen zwischen Sender und Empfänger in jedem Übertragungskanal.
Der nachfolgende Schätzer der relativen Signallaufzeiten 2 ermittelt anhand der Schätzwerte
der komplexen Übertragungsfaktoren der Übertragungsfunktion H(f, t) in zeitgleichen OFDM-Symbolen von benachbarten, zu jeweils einem Übertragungskanal gehörigen Frequenzträgern am Beginn jedes OFDM-Übertragungsrahmens gemäß 6 die relativen Signallaufzeiten
zwischen dem jeweiligen Übertragungskanal im jeweiligen Frequenzträger k_ν und einem Referenz-Übertragungskanal in einem Referenz-Frequenzträger f_ref entsprechend Gleichung (31) oder (34) i. V. m. Gleichung (32).
Der ebenfalls dem Kanalschätzer 1 nachfolgende Schätzer der Frequenzabweichungen 3 ermittelt anhand der Schätzwerte
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) in zeitlich aufeinander folgenden OFDM-Symbolen eines zum jeweiligen Übertragungskanal gehörigen Frequenzträgers am Beginn jedes OFDM-Übertragungsrahmens gemäß 6 die relativen Frequenzabweichung
pro Symboldauer T_S zwischen einem Sender und einem Empfänger jedes Übertragungskanals entsprechend Gleichung (36) oder (37).
Aus den für jeden Übertragungskanal in Bezug zu einem Referenz-Übertragungskanal ermittelten relativen Signallaufzeit
führt ein Phasenkompensator 4 bei jedem Schätzwert
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) durch Multiplikation mit einem die jeweils zugehörige relative Signallaufzeit
enthaltenden linearen Phasenkorrekturterm eine Kompensation der jeweiligen relativen Signallaufzeit
durch.
Die hinsichtlich der relativen Signallaufzeit
ihres Übertragungskanals zu einem Referenz-Übertragungskanal kompensierten Schätzwerte
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) werden einem nachfolgenden Interpolator 5 zugeführt. Dieser Interpolator 5 ist als Wiener-Interpolations-Filter ausgeführt und ermittelt die Interpolationswerte
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) in zwischen dem Pilot-Frequenz-Zeit-Raster n_Pilotμ _, k_Pilotν der Schätzwerte H_n,k der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) gelegenen Frequenz-Zeit-Positionen n_μ, k_ν der einzelnen zyklisch übertragenen OFDM-Übertragungsrahmen. Die Interpolation erfolgt durch Matrizenmultiplikation der kompensierten Schätzwerte
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) mit einer aus der Wiener-Kopf-Gleichung ermittelten Filtermatrix W^H.
Der durch die Kompensation der relativen Signallaufzeiten
im Phasenkompensator 4 verursachte Fehler in den zu den einzelnen Übertragungskanälen jeweils gehörigen absoluten Signallaufzeiten
der kompensierten Schätzwerte
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) und der ebenfalls diesen Fehler enthaltenden Interpolationswerte
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) werden in einem nachfolgenden Laufzeitkorrektor 6 entsprechend Gleichung (43A) und (43B) bereinigt.
Der Laufzeitkorrektor 6 kann in einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Kanalschätzung entfallen, wenn anstelle der Laufzeitkorrektur im Laufzeitkorrektor 6 die jeweils Nutzdatensymbole enthaltenden Demodulationssymbole
durch Multiplikation mit einem den negativen, zum jeweiligen Übertragungskanal gehörigen relativen Signalfehler
enthaltenden linearen Phasenterm entsprechend Gleichung (44) korrigiert werden.
Das korrespondierende erfindungsgemäße Verfahren zur Kanalschätzung in 9 führt im ersten Verfahrensschritt S10 die Schätzung der Schätzwerte
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) in Anlehnung an einen Least-Squares-Kanalschätzung durch Division der im Pilot-Frequenz-Zeit-Raster n_Pilotμ _, k_Pilotν angeordneten und von der Fast-Fourier-Transformation des OFDM-Empfängers erhaltenen komplexwertigen Empfangssymbole
durch die dem jeweiligen OFDM-Empfänger bekannt gegebenen, zum jeweiligen Sender gehörigen oder für alle Sender einheitlich benutzten gesendeten Pilotsymbole
gemäß Gleichung (29) durch.
Im darauf folgenden Verfahrensschritt S20 werden am Beginn jedes empfangenen OFDM-Übertragungsrahmens anhand von zwei Pilotsymbolen in einem zu jeweils einem Übertragungskanal gehörigen Frequenzträgerpaar aus jeweils zwei benachbarten Frequenzträgern k_ν und k_ν+1 = k_ν + 1 gemäß 6 die identische absolute Signallaufzeit
und
in den vom Übertragungskanal benutzten Frequenzträgern k_ν und k_ν+1 = k_ν + 1 über die Bestimmung der Phasendifferenz zwischen den Schätzwerten
und
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) entsprechend Gleichung (31) geschätzt.
Eine Verbesserung der Schätzung der absoluten Signallaufzeit
und
kann durch eine kohärente Mittelung über die Phasendifferenzen zwischen den Schätzwerten
und
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) von allen N_K zu jeweils einem Übertragungskanal gehörigen in äquidistanten Abständen jeweils angeordneten Frequenzträgerpaaren aus jeweils zwei benachbarten Frequenzträgern k_ν·N_U und k_ν·N_U + 1 entsprechend Gleichung (34) erzielt werden.
Durch die Wahl eines Übertragungskanals zum Referenz-Übertragungskanal kann ausgehend von den für jeden Übertragungskanal entsprechend Gleichung (31) oder alternativ entsprechend Gleichung (34) geschätzten absoluten Signallaufzeiten
(bzw.
) und der absoluten Signallaufzeit
im Referenz-Frequenzträger k_ref des Referenz-Übertragungskanals die relative Signallaufzeit
zwischen jedem Übertragungskanal im Frequenzträger k_ν bzw. k_ν·N_U und dem gewählten Referenz-Übertragungskanal im Frequenzträger k_ref gemäß Gleichung (32) ermittelt werden.
Im darauf folgenden Verfahrensschritt S30 erfolgt am Beginn jedes empfangenen OFDM-Übertragungsrahmens die Schätzung der relativen Frequenzabweichung
pro Symboldauer T_S zwischen dem Sender und dem Empfänger für jeden Übertragungskanal anhand von zwei aufeinander folgenden Pilotsymbolen n₀ und n₁ = n₀ + 1 eines zum jeweiligen Übertragungskanal gehörigen Frequenzträgers k_ν gemäß 6 über die Bestimmung der Phasendifferenz zwischen den Schätzwerten
und
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) entsprechend Gleichung (36).
Zur Verbesserung der Schätzung der relativen Frequenzabweichung
pro Symboldauer T_S kann eine kohärente Mittelung über die Phasendifferenzen zwischen den Schätzwerten
und
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) von allen N_K zu jeweils einem Übertragungskanal gehörigen, in jeweils äquidistanten Abständen angeordneten Frequenzträgern k_ν·N_U oder k_ν·N_U + 1 entsprechend Gleichung (37) durchgeführt werden.
Im darauf folgenden Verfahrensschritt S40 erfolgt für jeden im Pilot-Frequenz-Zeit-Rasters n_Pilotμ _, k_Pilotν ermittelten Schätzwert
des komplexen Übertragungsfaktors
der Übertragungsfunktion H(f, t) eine Kompensation der in Verfahrensschritt S20 für den zugehörigen Übertragungskanal in Relation zum gewählten Referenz-Übertragungskanal – beispielsweise im k₀-ten oder k₁-ten Frequenzträger des zum Referenz-Übertragungskanal gehörigen Referenz-Frequenzträgers k_ref – ermittelten relativen Signallaufzeit
durch Multiplikation mit einem die jeweilige relative Signallaufzeit
enthaltenden linearen Phasenkorrekturterm entsprechend Gleichung (33).
Die im Verfahrensschritt S40 jeweils im Pilot-Frequenz-Zeit-Raster n_Pilotμ _, k_Pilotν ermittelten, hinsichtlich der relativen Signallaufzeit
zwischen ihrem Übertragungskanal und einem Referenz-Übertragungskanal kompensierten Schätzwerte
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) werden im folgenden Verfahrensschritt S50 zur Interpolation von phasenkompensierten Interpolationswerten
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) in Frequenz-Zeit-Positionen der zyklisch zu übertragenden OFDM-Übertragungsrahmen verwendet, die jeweils zwischen den zum jeweiligen Sender bzw. Übertragungskanal gehörigen Pilot-Frequenz-Zeit-Raster-Positionen liegen. Die Interpolation erfolgt mit einem Interpolator 5, der als Wiener-Interpolationsfilter realisiert ist und die einzelnen phasenkompensierten Schätzwerte
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) mit einer Filtermatrix W^H entsprechend Gleichung (38) multipliziert. Die Matrixelemente der Filtermatrix W^H ergeben sich als Lösung der Wiener-Kopf-Gleichung gemäß Gleichung (42) dar.
Aufgrund der begrenzten Anzahl von Frequenzträgern in jeweils einem OFDM-Übertragungsrahmen ist die Abtastung der Übertragungsfunktion H(f, t) in Frequenzrichtung begrenzt – nach unten begrenzte Frequenzträgerbandbreite ΔF –, so dass die aus der Frequenzabtastung der Übertragungsfunktion H(f, t) resultierende Periodizität N_G·T_A der korrespondierenden periodisch fortgesetzten zeitdiskreten Kanalimpulsantwort h(n) im Guard-Intervall nach oben begrenzt ist. Da die zeitliche Länge des Interpolationsfilters sich nicht nur aus der Länge N_G·T_A der zeitdiskreten Kanalimpulsantwort h(n), sondern auch aus der Zeit zur Durchführung der Interpolation zusammensetzt, kann es gemäß 7A zu einem Aliasing des Interpolationsfilters kommen, bei dem das Interpolationsfilter in seinem Übergangsbereich in die nächste zeitdiskrete Kanalimpulsantwort h(n) der im Zeitbereich periodisch fortgesetzten Kanalimpulsantworten reicht. Der durch das Aliasing bedingte Interpolationsfehler kann durch eine Überabtastung der Übertragungsfunktion H(f, t) um einen Überabtastungsfaktor Q gegenüber den in den Gleichungen (1) und (2) festgelegten Maximalwerten N_P ^f und N_P ^t für den Pilotsymbolabstand in Frequenz- und Zeitrichtung verringert werden. Eine Überabtastung in Frequenzrichtung um den Überabtastungsfaktor Q bewirkt gemäß 7B eine Verlängerung der Periodizität der periodisch fortgesetzten zeitdiskreten Kanalimpulsantworten h(n) zu Q·N_G·T_A. Eine Überabtastung in Zeitrichtung um den Überabtastungsfaktor Q bewirkt gemäß 7B eine Verkürzung der Länge der einzelnen zeitdiskreten Kanalimpulsantworten h(n) zu
Ein Aliasing des Interpolationsfilters tritt nicht mehr auf.
Im abschließenden Verfahrensschritt S60 werden die aus der Kompensation der relativen Signallaufzeiten
in den Schätzwerten
und Interpolationswerten
der komplexen Übertragungsfaktoren
der Übertragungsfunktion H(f, t) resultierenden fehlerhaften absoluten Signallaufzeiten
in den Schätzwerten
und Interpolationswerten
mit einem die jeweiligen negativen relativen Signallaufzeiten
enthaltenden linearen Phasenkorrekturterm entsprechend Gleichung (43A) und (43B) korrigiert.
Alternativ kann in einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Kanalschätzung die Laufzeitkorrektur durch Multiplikation der jeweils ein Nutzdatensymbol enthaltenden Demodulationssymbole
mit einem die negative relative Signallaufzeit
enthaltenden linearen Phasenkorrekturterm gemäß Gleichung (44) realisiert werden.
Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausführungsformen beschränkt. Von der Erfindung sind nicht nur die angeführten Verfahren zur Kanalschätzung – Least-Squares-Verfahren – und Interpolation – Wiener-Filterung –, sondern auch dazu äquivalente numerische Verfahren abgedeckt. Auch die in den 2A, 2B und 2C sowie 6 dargestellten äquidistanten Anordnungen der Pilotsymbole zur Schätzung des Übertragungsfunktion, der absoluten bzw. relativen Signallaufzeit und der Frequenzabweichung zwischen Sender und Empfänger in den einzelnen Übertragungskanälen können durch andere Pilotsymbol-Anordnungen – beispielsweise blockweise, gespreizte und freie Pilotsymbol-Anordnungen – ersetzt werden und sind von dieser Erfindung abgedeckt.

Claims

Verfahren zur Kanalschätzung von zwischen mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger jeweils bestehenden Übertragungskanälen in einem Orthogonal-Frequency-Division-Multiplexing-Übertragungssystem, in dem die Sender jeweils in einem bestimmten Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) von zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen jeweils ein jedem Empfänger bekanntes Pilotsymbol
einfügen und der jeweilige Empfänger die Schätzwerte
der zum Übertragungskanal zwischen dem jeweiligen Sender und dem jeweiligen Empfänger gehörigen Übertragungsfunktion (H(f, t)) im vom jeweiligen Sender verwendeten Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) mit den im jeweiligen Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) empfangenen Pilotsymbolen
und dem bekannten Pilotsymbol
schätzt und die Schätzwerte
der Übertragungsfunktion (H(f, t)) in dazwischenliegenden Frequenzen und/oder Zeiten des Pilot-Frequenz-Zeit-Rasters (n_Pilotμ _, k_Pilotν) aus den im jeweiligen Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) geschätzten Schätzwerten
der Übertragungsfunktion (H(f, t)) interpoliert, wobei die durch die relativen Signallaufzeiten
zwischen den einzelnen Übertragungskanälen verursachten Phasenverschiebungen in den Schätzwerten
der jeweiligen Übertragungsfunktion (H(f, t)) durch Multiplikation der Schätzwerte
der jeweiligen Übertragungsfunktion (H(f, t)) mit einem die negativen relativen Signallaufzeiten
enthaltenden linearphasigen Korrekturterm kompensiert werden.
Verfahren zur Kanalschätzung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zu einem Sender jeweils gehörigen Pilotsymbole
in einem aus mehreren Sendern und einem Empfänger bestehenden Übertragungssystem hinsichtlich der Frequenz und der Zeit des Pilot-Frequenz-Zeit-Rasters (n_Pilotμ _, k_Pilotν) der zyklisch zu übertragenden Übertragungsrahmen im Zeitmultiplex, Frequenzmultiplex oder Codemultiplex angeordnet sind.
Verfahren zur Kanalschätzung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zu einem Übertragungskanal jeweils gehörigen Pilotsymbole
in einem aus mehreren Sendern und mehreren Empfängern bestehenden Übertragungssystem hinsichtlich der Frequenz und der Zeit in einem für alle Übertragungskanäle identischen Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) angeordnet sind.
Verfahren zur Kanalschätzung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass am Beginn des Pilot-Frequenz-Zeit-Rasters (n_Pilotμ _, k_Pilotν) jedes zyklisch übertragenen Übertragungsrahmens in äquidistanten Frequenzträger-Paaren aus jeweils zwei benachbarten Frequenzträgern (k_ν, k_ν + 1) und in jeweils zwei zeitlich aufeinander folgenden OFDM-Symbolen (n₀, n₁) jeweils ein Pilotsymbol
zur Schätzung der absoluten Signallaufzeit
in einem Übertragungskanal und in einem Referenz-Übertragungskanal und zur Schätzung einer relativen Frequenzabweichung
zwischen einem Sender und einem Empfänger eines Übertragungskanals eingefügt wird.
Verfahren zur Kanalschätzung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass zur Schätzung der relativen Signallaufzeiten
zwischen einem Übertragungskanal und einem Referenz-Übertragungskanal die Differenz der absoluten Signallaufzeit
zwischen dem Übertragungskanal und dem Referenz-Übertragungskanal ermittelt wird.
Verfahren zur Kanalschätzung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass zur Schätzung der absoluten Signallaufzeit
in einem Übertragungskanal die Phasendifferenz der Schätzwerte
der Übertragungsfunktion (H(f, t)) des Übertragungskanals in benachbarten Frequenzträgern (k_ν, k_ν + 1) eines der zum Sender des Übertragungskanals gehörigen Frequenzträger-Paare anhand von in den benachbarten Frequenzträgern (k_ν, k_ν + 1) zeitgleich empfangenen Pilotsymbole
ermittelt wird.
Verfahren zur Kanalschätzung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass zur Schätzung der absoluten Signallaufzeit
in einem Übertragungskanal die Phasendifferenz der kohärent gemittelten Schätzwerte
der Übertragungsfunktion (H(f, t)) des Übertragungskanals in allen zum Sender gehörigen Frequenzträger-Paaren anhand von in den einzelnen benachbarten Frequenzträgern (k_ν·N_U, k_ν·N_U + 1) zeitgleich empfangenen Pilotsymbole
ermittelt wird.
Verfahren zur Kanalschätzung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzabstand (ΔF) zwischen den einzelnen Frequenzträger-Paaren (k_ν·N_U, k_ν·N_U + 1) größer als die Kohärenzbandbreite (B_c) des Übertragungskanals ist.
Verfahren zur Kanalschätzung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass zur Schätzung der relativen Frequenzabweichung
zwischen einem Sender und einem Empfänger eines Übertragungskanals die Phasendifferenz zwischen den Schätzwerten
der Übertragungsfunktion (H(f, t)) des Übertragungskanals anhand von zwei zeitlich aufeinander folgenden empfangenen Pilotsymbolen
in einem vom Sender benutzten Frequenzträger (k_ν) ermittelt wird.
Verfahren zur Kanalschätzung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass zur Schätzung der relativen Frequenzabweichung
zwischen einem Sender und einem Empfänger eines Übertragungskanals die Phasendifferenz der kohärent gemittelten Schätzwerte
der Übertragungsfunktion (H(f, t)) des Übertragungskanals in allen zum Sender gehörigen Frequenzträgern k_ν·N_U) anhand von in den einzelnen Frequenzträgern (k_ν·N_U) jeweils zeitlich aufeinander folgenden empfangenen Pilotsymbolen
ermittelt wird.
Verfahren zur Kanalschätzung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Ermittlung der Schätzwerte
der Übertragungsfunktion (H(f, t)) im Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen aus dem bekannten Pilotsymbol
und den im Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen angeordneten empfangenen Pilotsymbolen
über eine Least-Squares-Kanalschätzung erfolgt.
Verfahren zur Kanalschätzung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass zur Interpolation von phasenkompensierten Schätzwerten
der Übertragungsfunktion (H(f, t)) in dazwischen liegenden Frequenzen und/oder Zeiten aus im jeweiligen Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) geschätzten und durch Multiplikation mit dem linearphasigen Korrekturterm aus den jeweiligen Schätzwerten
ermittelten phasenkomensierten Schätzwerten
der Übertragungsfunktion (H(f, t)) ein zweidimensionales lineares Finite-Impulse-Response-Filter als Interpolationsfilter (5) verwendet wird.
Verfahren zur Kanalschätzung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das zweidimensionale lineare Interpolationsfilter (5) ein nach dem Mimimum-Mean-Squares-Error-Kriterium optimiertes Wiener-Filter ist.
Verfahren zur Kanalschätzung nach einem der Ansprüche 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Durchlassbereich des Interpolationsfilters (5) an die Länge (L_h) der Kanalimpulsantwort (h(n)) der einzelnen Übertragungskanäle angepasst ist.
Verfahren zur Kanalschätzung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die phasenkompensierten, geschätzten oder interpolierten, Schätzwerte
der zum jeweiligen Übertragungskanal gehörigen Übertragungsfunktion (H(f, t)) mit einem die positive geschätzte relative Signallaufzeit
enthaltenden linearphasigen Korrekturterm zur Wiederherstellung der durch die jeweilige absolute Signallaufzeit
verzögerten, geschätzten oder interpolierten Schätzwerte
der zum jeweiligen Übertragungskanal gehörigen Übertragungsfunktion (H(f, t)) multipliziert werden.
Verfahren zur Kanalschätzung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass Demodulationssymbole
von in zwischen dem Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) liegenden Frequenzen und/oder Zeiten übertragenen Nutzdaten-Symbole um die positive geschätzte relative Signallaufzeit
zur Wiederherstellung der durch die jeweilige absolute Signallaufzeit
des jeweiligen Übertragungskanals verursachte Verzögerung verzögert werden.
Verfahren zur Kanalschätzung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzabstand (N_P ^f·Δf) der bekannten Pilot-Symbole
im Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen kleiner bzw. gleich dem inversen Wert der maximalen Verzögerung (τ_MAX) aller Übertragungskanäle ist.
Verfahren zur Kanalschätzung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitabstand (N_P ^t·(T_S + T_G)) der bekannten Pilot-Symbole
im Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen kleiner bzw. gleich dem inversen Wert der doppelten Dopplerfrequenz f^D _MAX ist.
Verfahren zur Kanalschätzung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass zur Vermeidung eines Aliasing während der Interpolation mit dem Interpolationsfilter (5) der Frequenzabstand (N_P ^f·Δf) und der Zeitabstand (N_P ^t·(T_S + T_G)) der bekannten Pilot-Symbole
im Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen um einen Überabtastungsfaktor (Q) reduziert wird.
Vorrichtung zur Kanalschätzung von zwischen mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger jeweils bestehenden Übertragungskanälen in einem Orthogonal-Frequency-Division-Multiplexing-Übertragungssystem mit einem Fast-Fourier-Transformator zur Detektion von in einem Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) von zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen jeweils angeordneten Pilot-Symbolen
, einem Kanalschätzer (1) zum Schätzen von Schätzwerten
der zu den Übertragungskanälen zwischen den Sendern und den Empfängern gehörigen Übertragungsfunktion (H(f, t)) im Pilot-Frequenz-Zeit-Raster (n_Pilotμ _, k_Pilotν) der Übertragungsrahmen und einem Interpolator (5) zum Interpolieren von Schätzwerten
der Übertragungsfunktionen (H(f, t)) in dazwischenliegenden Frequenzen und Zeiten des Pilot-Frequenz-Zeit-Rasters (n_Pilotμ _, k_Pilotν) der Übertragungsrahmen, wobei zwischen dem Kanalschätzer (1) und dem Interpolator (5) ein linearer Phasenkompensator (4) zur Kompensation der zwischen den einzelnen Übertragungskanälen und einem Referenz-Übertragungskanal jeweils bestehenden relativen Signallaufzeiten
in der Übertragungsfunktion (H(f, t)) geschaltet ist.
Vorrichtung zur Kanalschätzung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass dem Interpolator (5) ein Laufzeitkorrektor (6) zur Korrektur der im Phasenkompensator (4) durchgeführten Kompensation der einzelnen relativen Signallaufzeiten
in der Übertragungsfunktion (H(f, t)) nachgeschaltet ist.
Vorrichtung zur Kanalschätzung nach Anspruch 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Kanalschätzer (1) und dem Phasenkompensator (4) ein Schätzer (2) der einzelnen relativen Signallaufzeiten
und ein Schätzer (3) von relativen Frequenzänderungen
zwischen dem jeweiligen Sender und dem jeweiligen Empfänger jedes Übertragungskanals geschaltet ist.
Digitales Speichermedium mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen, die so mit einem programmierbaren Computer oder digitalen Signalprozessor zusammenwirken können, dass das Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 19 ausgeführt wird.
Computerprogramm-Produkt mit auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode-Mitteln, um ein Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 19 durchführen zu können, wenn das Programm auf einem Computer oder einem digitalen Signalprozessor ausgeführt wird.
Computerprogramm mit Programmcode-Mitteln, um ein Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 19 durchführen zu können, wenn das Programm auf einem Computer oder einem digitalen Signalprozessor ausgeführt wird.