DE102004021860A1

DE102004021860A1 - Phasen- und Frequenznachführung eines OFDM-Empfängers mittels pilotgestützter Phasenwertschätzung

Info

Publication number: DE102004021860A1
Application number: DE102004021860A
Authority: DE
Inventors: Stefan Fechtel
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2004-05-04
Filing date: 2004-05-04
Publication date: 2005-12-01
Anticipated expiration: 2024-05-05
Also published as: CN1954572A; US8068567B2; WO2005109812A1; DE102004021860B4; CN1954572B; US20070110175A1

Abstract

Es wird ein gemeinsamer Phasenwert von Pilot-Unterträgern eines empfangenen Datensymbols (n) geschätzt und zur Phasenkorrektur aller Unterträger des Datensymbols verwendet, wobei bei zeitlich veränderlicher Frequenz des lokalen Oszillators (VCO) die geschätzten, verrauschten Phasenwerte (PSI¶n¶) direkt für die Phasen- und Frequenzkorrektur verwendet werden, wohingegen bei zeitlich konstanter Frequenz des VCO aus den geschätzten Phasenwerten des aktuellen Datensymbols (PSI¶n¶) und früherer Datensymbole (PSI¶m¶) in einer linearen FIR-Filteranordnung (17-20) ein korrigierter Phasenwert DOLLAR I1 ermittelt und für die Phasenkorrektur verwendet wird.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Nachführen eines Empfängers eines Mehrträgersystems als Reaktion auf das Frequenzverhalten eines zum Herabmischen des Empfangssignals verwendeten lokalen Oszillators.

Die Erfindung liegt auf dem Gebiet der digitalen Signalverarbeitung für Mehrträgersysteme, insbesondere OFDM-Übertragungssysteme (Orthogonal Frequency Division Multiplex). Bei diesen wird das Übertragungsband in eine Anzahl N von Subträgern aufgeteilt, wobei jeder Subträger mit einer Modulation (PSK, QAM) belegt wird. Im Sender wird der Vektor aller N modulierten Subträger eines im Frequenzbereich vorliegenden OFDM-Symbols mittels einer schnellen Fouriertransformation FFT (Fast Fourier Transform) in den Zeitbereich transformiert. Im Empfänger werden die N Zeitsignal-Abtastwerte eines OFDM-Symbols mittels einer FFT wieder in den Frequenzbereich transformiert und dort demoduliert.

Während im Rundfunk (DAB, DVB-T) kontinuierliche OFDM-Datenströme übertragen werden, erfolgt bei den hier zugrunde liegenden Systemen (z.B. WLAN) die Übertragung durch OFDM-Datenpakete variabler Länge, die zu nicht oder ungenau bekannten Zeitpunkten beim Empfänger eintreffen. Daher muss der Empfänger zunächst eine Anfangssynchronisation durchführen, bei der unter anderem der Phasen- und Trägerfrequenzfehler gefunden (acquisition) und ständig nachgeführt (tracking) werden muss.

Im Empfänger-Frontend wird üblicherweise ein lokaler Oszillator zum Herabmischen des Empfangssignals auf eine Zwischenfrequenz oder direkt in das Basisband verwendet. Der lokale Oszillator ist üblicherweise als VCO (Voltage Controlled Oscillator) realisiert und wird für den Sende- und Empfangsbetrieb verwendet. Problematisch sind dabei Ein- oder Umschaltvorgänge von Sende- und Empfangsbetrieb (TX-RX oder RX-TX) und entsprechende Schaltvorgänge am VCO (oder dessen Last), die ein erhebliches Einschwingen der Trägerfrequenz und -phase (VCO glitch oder VCO-Abweichung) auf den stabilen Endwert bewirken können. Diese Transienten beeinflussen nicht nur die Synchronisations-Präambel eines Datenpakets, sondern setzen sich oft weit in den Bereich der Nutzdaten (payload) fort. In der 1 ist beispielshalber der zeitliche Verlauf der VCO-Frequenz nach einem Umschaltvorgang (oberer Teil) und der Anfangsteil eines OFDM-Bursts (unterer Teil) dargestellt. Der OFDM-Burst weist eine durch den Standard IEEE 802.11a bekannte sogenannte PLCP-Präambel mit einer Länge von 16 μs auf. Ein erster, 8 μs langer Abschnitt der PLCP-Präambel ist in zehn kurze Symbole unterteilt, und ein zweiter, 8 μs langer Abschnitt besteht aus einem Schutzintervall und zwei OFDM-Symbolen C1 und C2, welche der Kanalschätzung dienen. Daran schließen sich die Nutzdatensymbole an. Man erkennt in der 1, dass der VCO-Transient weit in das Gebiet der Nutzdatensymbole hinein reicht. An marktgängigen WLAN-Karten (auch IFX-boards) wurden Frequenzverschiebungen bis zu 16 kHz über bis zu 10 OFDM-Nutzdatensymbolen gemessen.

Bei der OFDM-Demodulation äußert sich eine VCO-Abweichung im Frequenzbereich (post-FFT) als Weglaufen der Phase (common phase, CP). Genauere Untersuchungen zeigen, dass dies die Nutzdaten weit stärker stört als die Präambel-Synchronisation, die trotz der VCO-Abweichung gute Anfangswerte für Frequenz und Phase liefert. Ohne eine schnelle Frequenz-/Phasennachführung im Frequenzbereich (post-FFT) während der ersten OFDM-Nutzdatensymbole (bei WLAN: SIGNAL S gefolgt von DATA D1, D2, ...) kann die Phasenkohärenz vollständig verloren gehen. Darüber hinaus führt eine erhebliche Frequenzverschiebung zum Verlust der Orthogonalität und damit zu gegenseitigen Störungen (intercarrier interference, ICI) der empfangenen Subträger. Dieser Effekt kann nur im Zeitbereich (pre-FFT) wirksam bekämpft werden.

Zur Frequenz-/Phasensynchronisation wurden bisher die pilotengestützte Phasenschätzung (common phase estimation, CPE) und -kompensation (common phase correction, CPC), die entscheidungsgestützte (decision directed, DD) Phasenschätzung und -kompensation sowie Mischungen aus beiden Verfahren eingesetzt. Die pilotengestützten Verfahren, d.h. Verfahren auf Basis der Pilot-Unterträger sind robust und vor allem schnell, da sie keine Entscheidungsfehler produzieren und die Phasenfehler verzögerungsfrei im gleichen OFDM-Symbol korrigiert werden können. Sie leiden aber unter höheren Rauscheffekten, da nur wenige Piloten für die Phasenschätzung zur Verfügung stehen (WLAN: K = 4 Piloten gegenüber 48 Datenträgern). Die mit entscheidungsgestützten Frequenz-/Phasen-Tracking arbeitenden Verfahren, d.h. Verfahren auf Basis der Daten-Unterträger, zeichnen sich durch bessere Schätzgenauigkeit aus, sind aber aufgrund der Dekodier- und Remodulationsverzögerung (einige OFDM-Symbole) zu langsam, um schnellen VCO-Phasenänderungen folgen zu können. Solche Verfahren, die sowohl piloten- als auch entscheidungsgestützte Elemente enthalten, erlauben einen gewissen Abtausch zwischen Robustheit, Schnelligkeit und Schätzgenauigkeit, sind aber sehr komplex.

Es ist somit Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Nachführen eines Empfängers eines Mehrträgersystems als Reaktion auf das Frequenzverhalten des lokalen Oszillators anzugeben, mit welchem die obengenannten Eigenschaften einer robusten und schnellen Nachführung mit den Eigenschaften einer hohen Schätzgenauigkeit in geeigneter Weise verbunden werden können.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Eine Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist ebenfalls angegeben. Vorteilhafte Aus gestaltungen und Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die vorliegende Erfindung geht von der Erkenntnis aus, dass das Frequenzverhalten des lokalen Oszillators grundsätzlich zwei verschiedene Zustände annimmt, nämlich einen ersten Zustand, in welchem die Frequenz zeitlich veränderlich ist, und einen zweiten Zustand, in welchem die Frequenz zeitlich konstant ist. Erfindungsgemäß wird eine gemeinsame Phasenabweichung (common phase estimation) von bestimmten Unterträgern des empfangenen Datensymbols, im Folgenden auch als Phasenwert bezeichnet, geschätzt. Die Erfindung sieht vor, dass entsprechend der beiden verschiedenen Zustände des lokalen Oszillators zwei verschiedene Verfahren angewandt werden, um einen für die Phasenkorrektur zu verwendenden Phasenwert zu erhalten.

Die Erfindung macht es somit möglich, die Art der Gewinnung des für die Phasenkorrektur zu verwendenden Phasenwerts an den Zustand des lokalen Oszillators in flexibler Weise anzupassen und somit zu optimieren. In den beiden verschiedenen Zuständen des Oszillators kommt es darauf an, verschiedene Größen zu optimieren und das Verfahren der Phasenschätzung entsprechend auszuwählen. In dem ersten, zeitabhängigen Zustand des lokalen Oszillators kommt es mehr auf die Schnelligkeit des Verfahrens an, so dass es auch schnellen Änderungen der Frequenz folgen kann. In dem zweiten, zeitkonstanten Zustand des lokalen Oszillators spielt dagegen die Schnelligkeit keine Rolle, so dass größeres Gewicht auf die Schätzgenauigkeit gelegt werden kann.

Die Erfindung bezieht sich somit auf ein Verfahren zum Nachführen eines Empfängers eines Mehrträgersystems als Reaktion auf das Frequenzverhalten eines zum Herabmischen des Empfangssignals verwendeten lokalen Oszillators, bei welchem

a) ein gemeinsamer Phasenwert von Unterträgern eines empfangenen Datensymbols geschätzt und zur Phasenkorrektur aller Unterträger des Datensymbols verwendet wird, wobei
b) bei zeitlich veränderlicher Frequenz des lokalen Oszillators ein erstes Verfahren zur Phasenschätzung und Gewinnung eines für die Phasenkorrektur zu verwendenden Phasenwerts angewandt wird, und
c) bei zeitlich konstanter Frequenz des lokalen Oszillators ein zweites Verfahren zur Phasenschätzung und Gewinnung eines für die Phasenkorrektur zu verwendenden Phasenwerts angewandt wird.

Ein empfangenes OFDM-Datensymbol liegt zunächst im Zeitbereich vor und wird fouriertransformiert, um die Unterträger zu erhalten. Die Unterträger z_k,n können durch

gebildet werden, wobei φ_n der gemeinsame Phasenwert der Unterträger, c_k die Kanalverstärkung oder der Kanalkoeffizient, a_k,n das Modulationssymbol (BPSK oder QAM) und n_k,n Rauschbeiträge sind, wobei k der Index der Unterträger und n der Index der Datensymbole ist.

Dem ersten und dem zweiten Verfahren ist gemeinsam, dass ein gemeinsamer Phasenwert von Unterträgern eines empfangenen Datensymbols geschätzt und zur Phasenkorrektur verwendet wird. Im Übrigen unterscheiden sich die beiden Verfahren jedoch voneinander, entweder in der Art der Schätzung des gemeinsamen Phasenwerts und/oder der späteren Auswertung, d.h. der Gewinnung des für die vorzunehmende Phasenkorrektur zu verwendenden Phasenwerts.

In einer bevorzugten, weiter unten noch näher zu spezifizierenden Ausführungsvariante führen beide Verfahren die Schätzung des aktuellen gemeinsamen Phasenwerts zunächst auf die gleiche Weise durch, insbesondere indem sie den gemeinsamen Phasenwert der Pilot-Unterträger eines empfangenen Datensymbols schätzen und zur Phasenkorrektur verwenden. Sie unterscheiden sich jedoch darin, dass bei dem ersten Verfahren gemäß Verfahrensschritt b) der geschätzte Phasenwert des aktuellen Datensymbols direkt für die Phasenkorrektur verwendet wird, während bei dem zweiten Verfahren gemäß Verfahrensschritt c) zusätzlich zu dem geschätzten Phasenwert des aktuellen Datensymbols noch geschätzte Phasenwerte von früheren Datensymbolen herangezogen werden und aus den aktuellen und den früheren Phasenwerten ein korrigierter Phasenwert ermittelt und für die Phasenkorrektur verwendet wird.

Insbesondere wenn im Verfahrensschritt a) als Unterträger die Pilot-Unterträger verwendet werden, kann der Phasenwert Ψ_n mit den empfängerseitig bekannten Pilotsymbolen a_k,n wie folgt geschätzt werden: υk,n = a*k,n ·zk,n (2)

Ψn = arg(pn) (4)wobei z_k,n die nach der Fouriertransformation erhaltenen Pilot-Unterträger eines Datensymbols, a_k,n die Pilotsymbole, υ_k,n die demodulierten Pilot-Unterträger und c_k,n die Kanalkoeffizienten oder Kanalverstärkungen sind. Dabei kann in der Gleichung (4) der an sich im Stand der Technik bekannte CORDIC-Algorithmus verwendet werden.

In dem ersten Verfahren gemäß dem Verfahrensschritt b) wird gemäß der bevorzugten Ausführungsform dieser wie oben ermittelte Phasenwert Ψ_n direkt für die Phasenkorrektur verwendet.

In dem zweiten Verfahren gemäß dem Verfahrensschritt c) wird dann jedoch nicht nur der Phasenwert Ψ_n sondern zusätzlich noch die aus früheren Datensymbolen ermittelten Phasenwerte Ψ_m für die Berechnung eines korrigierten Phasenwerts φ ^ herangezogen. Dabei werden bevorzugtermaßen die geschätzten Phasenwerte sämtlicher zurückliegender Datensymbole berücksichtigt, die seit der angenommenen oder festgestellten Konstanz der Frequenz des lokalen Oszillators aufgetreten sind. Bei konstanter Frequenz des lokalen Oszillators sind die Phasenwerte nominell auf einer Geraden angeordnet. Durch die geschätzten Phasenwerte kann somit eine Gerade gelegt werden, welche die geschätzten Phasenwerte bestmöglich approximiert und der korrigierte Phasenwert wird durch den Punkt auf der Geraden an der Stelle des aktuellen Datensymbols gegeben. Mathematisch führt dies auf folgende Gleichung:

Diese Gleichung kann entweder softwaremäßig (in einem digitalen Signalprozessor) berechnet werden oder aber auch hardwaremäßig durch ein lineares FIR-Filter der Länge n' = n – M implementiert werden, wobei die Größen w_n',m' die FIR-Filterkoeffizienten sind.

Durch die Heranziehung mehrerer Phasenwerte für die Ermittlung eines korrigierten Phasenwerts im Verfahrensschritt c) wird das Rauschen vermindert und die Schätzgenauigkeit erhöht. Dabei wird in Kauf genommen, dass durch den höheren Rechenaufwand die Schnelligkeit bei der Phasenschätzung und der nachfolgenden Phasenkorrektur vermindert wird.

Bei der vorstehend beschriebenen bevorzugten Ausführungsvariante ist wie erwähnt vorgesehen, dass bei dem ersten und bei dem zweiten Verfahren die Pilot-Unterträger für die Schätzung des Phasenwerts herangezogen werden.

Erfindungsgemäß ist jedoch nur entscheidend, dass das zweite Verfahren eine höhere Schätzgenauigkeit als das erste Verfahren erzielt und dabei eine Einbuße in der Schnelligkeit in Kauf genommen wird. Somit kann alternativ zu der bevorzugten Ausführungsvariante auch vorgesehen sein, dass das erste Verfahren auf der Basis der Pilot-Unterträger arbeitet und das zweite Verfahren auf der Basis der Daten-Unterträger arbeitet. Durch die Anzahl der verfügbaren Daten-Unterträger (K = 48) kann ebenfalls die Schätzgenauigkeit gegenüber der pilotgestützten Schätzung erhöht werden. Es genügt dann auch, wenn nur ein Phasenwert geschätzt und für die Phasenkorrektur herangezogen wird.

Das erfindungsgemäße Verfahren ist insbesondere auf die eingangs anhand der 1 geschilderte Problematik anwendbar, bei der in einer ersten Phase nach einem Ein- oder Umschaltvorgang des lokalen Oszillators die von ihm abgegebene Frequenz zeitlich veränderlich ist und in einer sich an die erste Phase anschließenden zweiten Phase die Frequenz des lokalen Oszillators zeitlich konstant ist. Während der ersten Phase wird dann das erste Verfahren gemäß dem Verfahrensschritt b) durchgeführt und während der zweiten Phase wird das zweite Verfahren gemäß dem Verfahrensschritt c) durchgeführt.

Die Dauer der ersten Phase ist durch Messungen in etwa bekannt. Sie kann für die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens unabhängig von dem tatsächlichen Erreichen der zeitlichen Konstanz der Ausgangsfrequenz des lokalen Oszillators fest vorgegeben sein. Insbesondere kann sie als eine Anzahl M von Datensymbolen vorgegeben sein. Es sollte jedoch die Möglichkeit bestehen, die Dauer der ersten Phase anzupassen bzw. umzuprogrammieren, insbesondere einen neuen Wert für die Anzahl M zu programmieren.

Letzteres zeigt, dass die erfindungsgemäß vorgesehene Anwendung des zweiten Verfahrens zur Phasenschätzung bei zeitlich konstanter Frequenz nicht notwendig so zu verstehen ist, dass die Frequenzkonstanz tatsächlich bereits eingetreten ist. Es kann auch vorgesehen sein, dass das zweite Verfahren bereits angewandt wird, wenn die Frequenzkonstanz tatsächlich noch nicht eingetreten ist, ein intern vorgegebener Wert für die Anzahl M der Datensymbole der ersten Phase jedoch dazu zwingt, zu dem zweiten Verfahren überzugehen.

Es kann jedoch auch vorgesehen sein, dass die Dauer der ersten Phase intern nicht fest vorgegeben wird, sondern selbsttätig beendet wird, wenn festgestellt wird, dass die geschätzten Phasenwerte mit vorgegebener Approximation einen linearen Verlauf annehmen. Somit wird auf automatisierte Weise intern festgestellt, dass die Ausgangsfrequenz des lokalen Oszillators einen konstanten Zustand erreicht hat und erst zu diesem Zeitpunkt wird auf das zweite Verfahren übergegangen.

Das erfindungsgemäße Verfahren dient dazu, einen Phasenwert für die Durchführung einer Phasenkorrektur zu ermitteln und auf der Basis dieses Phasenwerts eine Phasenkorrektur aller Unterträger durchzuführen. Bei der Phasenkorrektur werden die Unterträger z_k,n gemäß

korrigiert, wobei wiederum k der Index der Unterträger und n der Index der Datensymbole ist.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung kann auf der Basis des für die Phasenkorrektur zu verwendenden Phasenwerts eine Frequenzkorrektur des nächstfolgenden Datensymbols durchgeführt werden. Dabei wird durch Vergleich des Phasenwerts mit einem früher ermittelten Phasenwert ein Frequenzversatz ermittelt und die I/Q-Werte des Datensymbols werden um den ermittelten Frequenzversatz korrigiert. Diese Ausführungsvariante wird vorzugsweise abgeschaltet, wenn die Ausgangsfrequenz des lokalen Oszillators ein konstantes Niveau erreicht hat.

Die Erfindung bezieht sich ebenso auf eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens, welche einen lokalen Oszillator zum Herabmischen des Empfangssignals, einen Phasenschätzer mit einem Eingang zur Eingabe von Unterträger-Datenwerten und einem ersten Ausgang zur Ausgabe von geschätzten Phasenwerten und einen Phasenkorrektor mit einem ersten Eingang zur Eingabe der Unterträger-Datenwerte und einem mit dem ersten Ausgang des Phasenschätzers verbundenen zweiten Eingang zur Eingabe der geschätzten Phasenwerte aufweist.

Die Vorrichtung weist insbesondere einen Fouriertransformer mit einem Eingang für die Zuführung des herabgemischten Empfangssignals und einem mit dem Eingang des Phasenschätzers und dem ersten Eingang des Phasenkorrektors verbundenen Ausgang für die Übermittlung der Unterträger-Datenwerte auf.

In einer bevorzugten Ausführungsform ist ein zweiter Ausgang des Phasenschätzers mit einem Eingang eines Frequenzkorrektors verbunden, dessen Ausgang mit einem Eingang eines numerisch gesteuerten Oszillators verbunden ist, dessen Ausgang mit einem Eingang eines Multiplizierers verbunden ist.

In einer weiter bevorzugten Ausführungsform ist der Phasenschätzer für eine Phasenschätzung auf der Basis der Pilot-Unterträger ausgelegt und weist einen ersten Multiplizierer für die Multiplikation der Pilot-Unterträger mit den konjugiert-komplexen Pilotsymbolen, welcher an seinem Ausgang demodulierte Pilot-Unterträger liefert, einen zweiten Multiplizierer für die Multiplikation der demodulierten Pilot-Unterträger mit den konjugiert-komplexen Kanalkoeffizienten, einen mit dem zweiten Multiplizierer verbundenen Akkumulator, welcher die von dem zweiten Multiplizierer gelieferten Aus gangswerte akkumuliert und eine CORDIC-Einheit auf, welche aus dem von dem Akkumulator gelieferten Wert mittels des CORDIC-Algorithmus den Phasenwert ermittelt.

In einer weiter bevorzugten Ausführungsform weist der Phasenschätzer darüber hinaus ein FIR-Filter auf, in welchem ein Schieberegister, dessen Registerstellen im Wechsel mit einem Ausgang des Schieberegisters verbindbar sind, ein Multiplizierer, dessen erster Eingang mit dem Ausgang des Schieberegisters verbunden ist, eine FIR-Koeffiziententabelle, deren Ausgang mit dem zweiten Eingang des Multiplizierers verbunden ist und ein Akkumulator, dessen Eingang mit dem Ausgang des Multiplizierers verbunden ist, enthalten sind, wobei das FIR-Filter im Wechsel zwischen dem Ausgang der CORDIC-Einheit und dem Ausgang des Phasenschätzers schaltbar ist.

In einer weiter bevorzugten Ausführungsform weist der Phasenkorrektor eine sin/cos-Tabelle, der an ihrem Eingang der geschätzte Phasenwert zugeführt wird und die an ihrem Ausgang die komplexe Größe

ausgibt, und einen Multiplizierer, dem an seinem ersten Eingang die Unterträger-Datenwerte und an seinem zweiten Eingang die komplexe Größe

zugeführt wird, und der an seinem Ausgang die phasenkorrigierten Unterträger-Datenwerte ausgibt, auf.

In einer weiter bevorzugten Ausführungsform weist der Frequenzkorrektor ein Addierglied auf, dessen erster Eingang mit dem Eingang des Frequenzkorrektors verbunden ist und dessen zweiter Eingang über ein Verzögerungsglied mit dem Eingang des Frequenzkorrektors verbunden ist und der einen Vorzeichenwechsler aufweist, und dessen Ausgang eine Phasendifferenz bereitstellt, wobei der Ausgang des Addierglieds mit dem Eingang des numerisch gesteuerten Oszillators verbunden ist.

Die Erfindung wird im Folgenden anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungsfiguren näher erläutert. Es zeigen:

1 das Zeitverhalten des lokalen Oszillators (oben) und die Struktur eines WLAN-Bursts;

2 eine schematische Blockdarstellung eines Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens;

3 das Zeitverhalten des lokalen Oszillators (oben) und der Zeitverlauf der geschätzten Phasenwerte (unten);

4 eine schematische Blockdarstellung eines Ausführungsbeispiels für einen Phasenschätzer;

5 eine schematische Blockdarstellung eines Ausführungsbeispiels für einen Frequenzkorrektor; und

6 eine schematische Blockdarstellung eines Ausführungsbeispiels für einen Phasenkorrektor.

In der 2 ist eine Blockdarstellung einer erfindungsgemäßen Vorrichtung gezeigt, wie sie beispielsweise in einem OFDM-Empfänger enthalten sein kann. Das Empfangssignal wird mittels eines spannungsgesteuerten Oszillators VCO (nicht dargestellt) auf eine Zwischenfrequenz (oder direkt in das Basisband) gemischt. In dem Frequenzkorrektor 2 wird das Signal in das Basisband gemischt und gleichzeitig eine Frequenzkorrektur vorgenommen, wie noch gezeigt werden wird. Die in der Zeitdomäne vorliegenden Abtastwerte werden in einem Fouriertransformer 3 einer Fouriertransformation unterzogen, so dass am Ausgang des Fouriertransformers 3 entsprechende Unterträger-Datenwerte geliefert werden. Bekanntermaßen sind von den 52 Unterträgern, wie sie in dem Standard IEEE 802.11 vorgesehen sind, vier Unterträger als sogenannte Pilot-Unterträger ausgebildet. Diese Pilot-Unterträger werden an einen Phasenschätzer 1 (CPE, Common Phase Estimation) gelie fert, in welchem der gemeinsame Phasenwert der Pilot-Unterträger geschätzt werden soll.
Der Phasenschätzer 1 übermittelt den geschätzten Phasenwert sowohl an einen Phasenkorrektor 4 (CPCpost) als auch an einen Frequenzkorrektor 5 (CPCpre). In dem Phasenkorrektor 4 wird eine Phasenkorrektur des aktuellen OFDM-Symbols im Frequenzbereich durchgeführt, indem alle Unterträger mit einem Korrekturphasor multipliziert werden. In dem Frequenzkorrektor 5 wird ein Signal zur Frequenzkorrektur des nächstfolgenden OFDM-Symbols im Zeitbereich erzeugt. Während dem zeitabhängigen Zustand des VCO-Oszillators wird in dem Frequenzkorrektor 5 durch Vergleich zweier aufeinander folgender Phasenschätzwerte ein Frequenzversatz geschätzt. Ein diesem Frequenzversatz entsprechender Phasen-Inkrementwert wird an einen NCO-Oszillator (numerically controlled oscillator, numerisch gesteuerter Oszillator) abgegeben, in welchem die NCO-Frequenz um den entsprechenden Korrekturwert verstellt wird. Der NCO-Oszillator weist eine Sinus-Nachschlagetabelle und eine Cosinus-Nachschlagetabelle auf. Die Frequenzkorrektur wird ausgeführt, indem in dem Multiplizierer 2 die I/Q-Zeitbereichs-Abtastwerte des folgenden OFDM-Symbols mit den NCO-sin/con-Werten multipliziert werden. Den durch VCO-Frequenz-Transienten verursachten Störungen, wie beispielsweise Unterträger-Interferenz (ICI, intercarrier interference) kann damit begegnet werden. Während der frequenzstabilen Phase des VCO sollte jedoch vorzugsweise die Frequenzkorrektur abgeschaltet sein.
Im Folgenden wird zunächst der Aufbau und die Funktionsweise des Phasenschätzers 1 anhand der 4 näher erläutert. Von dem Fouriertransformer 2 werden dem Phasenschätzer 4 komplexwertige Pilot-Unterträger z_1,n, ..., z_4,n zugeführt und zunächst in einem Register 10 zwischengespeichert. Ebenso werden dem Phasenschätzer 1 vier dem Empfänger bekannte BPSK-Pilotsymbole a_1,n, ..., a_4,n zugeführt und ebenfalls in einem Register 11 zwischengespeichert. In einem Multiplizierer 12 werden die Pilot-Unterträger mit den Pilotsymbolen multipliziert. Da die Pilotsymbole im vorliegenden Beispiel lediglich durch reellwertige Zahlen +1 oder –1 gebildet werden, vereinfacht sich der Multiplizierer 12 zu einem fallweisen Vorzeichenwechsler. Die von dem Multiplizierer 12 abgegebenen vier demodulierten Pilot-Unterträger υ_1,n ... υ_4,n werden einem Multiplizierer 13 zugeführt. Die durch eine Kanalschätzung mittels Wiener-Filterung gewonnenen komplexwertigen Kanalkoeffizienten c₁ ... c₄ werden einem Register 14 zugeführt und anschließend ebenso dem Multiplizierer 13 zugeführt, wobei in einem Konjugiert-Komplex-Erzeuger 13.1 von den Kanalkoeffizienten entsprechende konjugiert-komplexe Werte erzeugt werden. In einem anschließenden Begrenzer 13.2 wird die Wortbreite reduziert, so dass alle Werte, die größer als die reduzierte Wortbereite sind, abgeschnitten ("gesättigt") werden. Die Ergebnisse der Multiplikationen werden anschließend in einem Akkumulator 15 zusammenaddiert und liefern die komplexwertige Größe p_n. Aus dieser wird über die Beziehung Ψ_n = arg(p_n) in einer nachgeschalteten CORDIC-Einheit 16 der Phasenwert Ψ_n mittels des CORDIC-Algorithmus ermittelt.
Bis zu diesem Punkt erfolgt die Verarbeitung identisch bei dem erfindungsgemäßen ersten und zweiten Verfahren der Phasenwertermittlung. Das weitere Prozedere hängt jedoch davon ab, ob der VCO noch instabil ist oder ob er bereits einen stabilen Zustand erreicht hat. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist hierfür entscheidend, ob der Index n für die Datensymbole einen voreingestellten Wert M überschritten hat. Liegt er noch unterhalb des Wertes M, so wird der vorab ermittelte Phasenwert Ψ_n als Endwert ausgegeben und an den Phasenkorrektor 4 und den Frequenzkorrektor 5 abgegeben. Dieser Wert weist keine besonders gute Schätzgenauigkeit auf und wird deshalb als verrauschter Phasenwert bezeichnet. In diesem Stadium kommt es jedoch mehr auf die Schnelligkeit des Verfahrens an, um schnellen VCO-Frequenz-Transienten folgen zu können. Wenn jedoch der Datensymbol-Index n den Wert M überschritten hat, so wird der Phasenwert Ψ_n einem linearen FIR-Filter 17 zugeführt, welches eine variable Länge aufweist. Seine Registerstellen weisen Ausgänge auf, die im Wechsel auf einen gemeinsamen Ausgang des FIR-Filter 17 schaltbar sind. Dieser Ausgang ist mit einem ersten Eingang eines Multiplizierers 19 verbunden. Der zweite Eingang des Multiplizierers 19 ist mit einer FIR-Koeffiziententabelle 18 verbunden. Die Multiplikationsergebnisse werden anschließend in einem Begrenzer 19.1 in ihrer Wortbreite begrenzt und in einem Akkumulator 20 aufaddiert. Während die Multiplikationen und die Summenbildung durch die weiter oben genannte Gleichung (5) gegeben sind, sind die FIR-Koeffizienten in der weiter oben genannten Gleichung (6) angegeben. Von dem Akkumulator 20 wird dann der korrigierte Phasenwert φ ^_n an den Ausgang gegeben.
Die Umschaltung kann durch zwei Wechselschalter 1.1 und 1.2 erfolgen, durch die die Einheiten 17 bis 20 zwischen den Ausgang der CORDIC-Einheit 16 und dem Ausgang des Phasenschätzers 1 schaltbar sind.
In der 3 ist das durch den Phasenschätzer 1 gemäß 4 durchgeführte Verfahren nochmals veranschaulicht. Während in dem oberen Teil nochmals die zeitveränderliche VCO-Frequenz dargestellt ist, zeigt die untere Kurve den entsprechenden Verlauf der geschätzten Phasenwerte über der Zeit. Dabei ist die Phase, die normalerweise auf den Bereich [–π, +π) beschränkt ist, auf den Bereich aller reellen Zahlen ausgerollt (unwrapped). Die in dem ersten Abschnitt der ersten M Datensymbole geschätzten Phasenwerte Ψ_n werden direkt ausgegeben, obwohl sie relativ stark verrauscht sind. In dem zweiten Abschnitt einer stabilen VCO-Frequenz werden die geschätzten Phasenwerte Ψ_n der Filteranordnung 17 bis 20 zugeführt, worauf diese jeweils die korrigierten Phasenwerte φ ^_n ermittelt und ausgibt. In der Darstellung ist anschaulich wiedergegeben, wie durch die verrauschten Phasenwerte Ψ_n mittels der Filterung eine Gerade mit bestmöglicher Approximation gelegt wird und die korrigierten Phasenwerte φ ^_n auf dieser Geraden zu liegen kommen.
In der 5 ist ein Ausführungsbeispiel für den Frequenzkorrektor 5 gezeigt, welcher nur in der ersten Phase aktiv ist, so dass ihm nur verrauschte Phasenwerte Ψ_n zugeführt werden. Wie bereits erwähnt, wird der Frequenzkorrektor in der zweiten Phase abgeschaltet, da er bei stabilem VCO die lineare Phasen-Trajektorie stören würde. Der geschätzte Phasenwert wird einem ersten Eingang eines Addierers 52 zugeführt und gleichzeitig einem Verzögerungsglied 51 zugeführt, dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des Addierers 52 verbunden ist. Durch den Vorzeichenwechsler 52.2 wird der verzögerte Phasenwert Ψ_n–1 mit einem negativen Vorzeichen versehen, so dass durch den Addierer 52 eine Phasendifferenz gebildet wird. Durch die anschließende Ausrolleinheit 52.1 wird die Phase ausgerollt, d.h. von [–π, +π) auf den Bereich aller reellen Zahlen abgebildet. Die Phasendifferenz wird anschließend einem Multiplizierer 54 zugeführt, in welchem eine Multiplikation mit dem in einem Register 53 gespeicherten Wert – 1/80 durchgeführt wird. Daran schließt sich ein Begrenzer 54.1 zur Begrenzung der Wortbreite und ein Vorzeichenwechsler 54.2 an. Das Ergebnis wird einem ersten Eingang eines Addierers 55 zugeführt, dessen zweitem Eingang die in einem Verzögerungsglied 56 gespeicherte im vorherigen Schritt ermittelte Phasendifferenz zugeführt wird. Im Ergebnis wird somit ein Phasen-Inkrement
während jeder 20 MHz-Periode des NCO berechnet und mit diesem Phasen-Inkrement wird die korrigierte Frequenz des NCO mit den 80 in der Zeitdomäne vorliegenden Abtastwerten des nächsten OFDM-Datensymbols multipliziert.
In der 6 ist eine Blockdarstellung des Phasenkorrektors 4 gezeigt. Diesem werden die in dem Fouriertransformer er zeugten komplexwertigen Unterträger-Datenwert z_1,n ... z_48,n der 48 Daten-Unterträger zugeführt. Diese werden zunächst in einem Register 41 zwischengespeichert und anschließend einem ersten Eingang eines Multiplizierers 42 zugeführt. Der geschätzte Phasenwert Ψ_n bzw. φ ^_n wird einem Vorzeichenwechsler 44 zugeführt und der solchermaßen korrigierte Phasenwert wird in eine sin/cos-Tabelle 43 eingegeben. Der komplexwertige Ausgang der sin/cos-Tabelle 43 wird dem zweiten Eingang des Multiplizierers 42 zugeführt. Der Multiplizierer 42 ist mit einem Begrenzer 42.1 zur Begrenzung der Wortbreite verbunden. Am Ausgang des Begrenzers 42.1 erhält man die phasenkorrigierten Unterträger-Datenwerte.

Claims

Verfahren zum Nachführen eines Empfängers eines Mehrträgersystems als Reaktion auf das Frequenzverhalten eines zum Herabmischen des Empfangssignals verwendeten lokalen Oszillators, bei welchem a) ein gemeinsamer Phasenwert (Ψ_n, φ ^_n) von Unterträgern (z_1,n ... z_4,n) eines empfangenen Datensymbols (n) geschätzt und zur Phasenkorrektur aller Unterträger (z_1,n ... z_48,n) des Datensymbols (n) verwendet wird, wobei b) bei zeitlich veränderlicher Frequenz des lokalen Oszillators ein erstes Verfahren zur Phasenschätzung und Gewinnung eines für die Phasenkorrektur zu verwendenden Phasenwerts angewandt wird, und c) bei zeitlich konstanter Frequenz des lokalen Oszillators ein zweites Verfahren zur Phasenschätzung und Gewinnung eines für die Phasenkorrektur zu verwendenden Phasenwerts angewandt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass – im Verfahrensschritt a) der gemeinsame Phasenwert der Pilot-Unterträger geschätzt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass – im Verfahrensschritt b) der geschätzte Phasenwert (Ψ_n) des aktuellen Datensymbols für die Phasenkorrektur verwendet wird, und – im Verfahrensschritt c) aus den geschätzten Phasenwerten des aktuellen Datensymbols (Ψ_n) und früherer Datensymbole (Ψ_m) ein korrigierter Phasenwert (φ ^_n) ermittelt und für die Phasenkorrektur verwendet wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass – eine Fouriertransformation des empfangenen Datensymbols zur Ermittlung der Unterträger des Datensymbols durchgeführt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass – bei der Phasenkorrektur die, insbesondere bei der Fouriertransformation, ermittelten Unterträger (z_k,n) gemäß
korrigiert werden, wobei k der Index der Unterträger und n der Index der Datensymbole ist.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass – die Phasenwertschätzung nach der Fouriertransformation durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass – nach Durchführung des Verfahrensschritts b) auf der Basis des geschätzten Phasenwerts eine Frequenzkorrektur des nächstfolgenden Datensymbols vor der Fouriertransformation durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass – durch Vergleich zweier aufeinander folgender Phasenwerte ein Frequenzversatz ermittelt wird, die Frequenz eines numerisch gesteuerten Oszillators um den Frequenzversatz verstellt wird und die I/Q-Abtastwerte des Datensymbols mit den sin/cos-Werten des numerisch gesteuerten Oszillators multipliziert werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass – während einer ersten Phase nach einer Ein- oder Umschaltung des lokalen Oszillators der Verfahrensschritt b) durchgeführt wird und anschließend in einer zweiten Phase der Verfahrensschritt c) durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass – die Dauer der ersten Phase vorgegeben wird, insbesondere als eine Anzahl (M) von Datensymbolen vorgegeben wird, wobei der vorzugebende Wert programmierbar ist.
Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass – die erste Phase selbsttätig beendet wird, wenn festgestellt wird, dass die geschätzten Phasenwerte mit vorgegebener Approximation einen linearen Verlauf annehmen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass – im Verfahrensschritt a) der Phasenwert (Ψ_n) wie folgt geschätzt wird: υk,n = a*k,n ·zk,n
Ψn = arg (pn)wobei z_k,n die, insbesondere nach der Fouriertransformation erhaltenen, Pilot-Unterträger eines Datensymbols, a_k,n die Pilotsymbole, υ_k,n die demodulierten Pilot-Unterträger, c_k,n die Kanalkoeffizienten sind, wobei k der Index der Unterträger und n der Index der Datensymbole ist, und wobei insbesondere Ψ_n nach dem CORDIC-Algorithmus berechnet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass – im Verfahrensschritt c) der korrigierte Phasenwert (φ ^_n) durch
berechnet wird, wobei
und mit M das erste der früheren Datensymbole bezeichnet ist.
Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit – einem lokalen Oszillator zum Herabmischen des Empfangssignals, – einem Phasenschätzer (1) mit einem Eingang zur Eingabe von Unterträger-Datenwerten und einem ersten Ausgang zur Ausgabe von geschätzten Phasenwerten (Ψ_n; φ ^_n), und – einem Phasenkorrektor (4) mit einem ersten Eingang zur Eingabe der Unterträger-Datenwerte und einem mit dem ersten Ausgang des Phasenschätzers (1) verbundenen zweiten Eingang zur Eingabe der geschätzten Phasenwerte.
Vorrichtung nach Anspruch 14 zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch – einen Fouriertransformer (3) mit einem Eingang für die Zuführung des herabgemischten Empfangssignals und einem mit dem Eingang des Phasenschätzers (1) und dem ersten Eingang des Phasenkorrektors (4) verbundenen Ausgang für die Übermittlung der Unterträger-Datenwerte.
Vorrichtung nach Anspruch 14 oder 15 zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass – ein zweiter Ausgang des Phasenschätzers (1) mit einem Eingang eines Frequenzkorrektors (5) verbunden ist, dessen Ausgang mit einem Eingang eines numerisch gesteuerten Oszillators (6) verbunden ist, dessen Ausgang mit einem Eingang eines Multiplizierers (2) verbunden ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 16 zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass – der Phasenschätzer (1) für eine Phasenschätzung auf der Basis der Pilot-Unterträger ausgelegt ist, und aufweist: – einen ersten Multiplizierer (12) für die Multiplikation der Pilot-Unterträger (z_k,n) mit den konjugiert-komplexen Pilotsymbolen (a_k,n), welcher an seinem Ausgang demodulierte Pilot-Unterträger (υ_k,n) liefert, – einen zweiten Multiplizierer (13) für die Multiplikation der demodulierten Pilot-Unterträger (υ_k,n) mit den konjugiert-komplexen Kanalkoeffizienten (c_k,n), – einen mit dem zweiten Multiplizierer (13) verbundenen Akkumulator (15), welcher die von dem zweiten Multiplizierer (13) gelieferten Ausgangswerte akkumuliert, – eine CORDIC-Einheit (16), welche aus dem von dem Akkumulator (15) gelieferten Wert (p_n) mittels des CORDIC-Algorithmus den Phasenwert (Ψ_n) ermittelt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 17 zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch – eine FIR-Filteranordnung (17 – 20) mit einem Schieberegister (17), dessen Registerstellen im Wechsel mit einem Ausgang des Schieberegisters (17) verbindbar sind, einem Multiplizierer (19) dessen erster Eingang mit dem Ausgang des Schieberegisters (17) verbunden ist, einer FIR-Koeffiziententabelle (18), deren Ausgang mit dem zweiten Eingang des Multiplizierers (19) verbunden ist, und einem Akkumulator (20), dessen Eingang mit dem Ausgang des Multiplizierers (19) verbunden ist, wobei – die FIR-Filteranordnung (17 – 20) im Wechsel zwischen dem Ausgang der CORDIC-Einheit (16) und dem Ausgang des Phasenschätzers (1) schaltbar ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 18 zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch – eine sin/cos-Tabelle (43), der an ihrem Eingang der geschätzte Phasenwert (Ψ_n, φ^φ^_n) zugeführt wird und die an ihrem Ausgang die komplexe Größe
ausgibt, und – einen Multiplizierer (42), dem an seinem ersten Eingang die Unterträger-Datenwerte und an seinem zweiten Eingang die komplexe Größe
zugeführt wird, und der an seinem Ausgang die phasenkorrigierten Unterträger-Datenwerte ausgibt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 19 zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass – der Frequenzkorrektor (5) ein Addierglied (52) aufweist, dessen erster Eingang mit dem Eingang des Frequenzkorrektors (5) verbunden ist und dessen zweiter Eingang über ein Verzögerungsglied (51) mit dem Eingang des Frequenzkorrektors (5) verbunden ist und der einen Vorzeichenwechsler (52.2) aufweist, und dessen Ausgang eine Phasendifferenz bereitstellt, wobei – die Phasendifferenz dem numerisch gesteuerten Oszillator (6) als Phasen-Inkrement zugeführt wird.