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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger, der
ein digitales Multiträger-Rundfunksignal
wie ein Orthogonalfrequenzteilungs-Multiplexsignal (OFDM)-Signal
empfängt,
insbesondere auf ein Verfahren der in dem Empfänger angewendeten Symbolsynchronisierung.
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OFDM-Rundfunksenden
ermöglicht,
dass digitale Daten zu mobilen Empfängern übertragen werden, trotz solcher
Probleme wie Multipfadempfang und Signalschwund. OFDM-Systeme werden
bereits angewendet, wobei ein markantes Beispiel das digitale Audiorundfunksystem
(DAB) ist, das in der Empfehlung BS.774 des Radiotelekommunikationssektors
der International Telecommunications Union (ITU-R) ist, unter dem
Titel "Service requirements
for digital sound broadcasting to vehicular, portable, and fixed
receivers using terrestrial transmitters in the VHF/UHF bands".
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Ein
DAB-Signal ist in Rahmen geteilt, wobei jeder ein Paar von Synchronisationssignalen
aufweist, die von einer Anzahl von Datensymbolen mit jeweiligen
Schutzintervallen gefolgt werden. Das erste Synchronisationssignal
ist ein Nullsymbol mit einer Nullamplitude. Das zweite Synchronisationssignal
ist ein Phasenbezugssymbol, in welchem bekannte Daten übertragen
werden.
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Ein
DAB-Empfänger
führt eine
Rahmensynchronisation und eine angenäherte Symbolsynchronisation
durch anhand der Verwendung eines Umhüllungsdetektors, um das Nullsymbol
zu erfassen. Ein herkömmlicher
DAB-Empfänger verfeinert
die Symbolsynchronisation durch Löschen der bekannten Daten aus
dem demodulierten Phasenbezugssymbol, wandelt die Ergebnisse in
die Zeitdomäne
um, um eine Kanalimpulsantwort-Wellenform zu erhalten, und erfasst
Spitzenwerte in der Kanalimpulsantwort-Wellenform. Wenn mehrere
Spitzen vorhanden sind, wählt
dieser herkömmliche
Empfänger einen
der Spitzenwerte aus und synchronisiert die Symboldemodulation gemäß der ausgewählten Spitze.
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Die
Empfangsbedingungen können
sich schnell ändern,
insbesondere in einer mobilen Umgebung. Neue Signalkomponenten können abrupt
erscheinen, so wie wenn ein mobiler Empfänger aus einem durch große Gebäude oder
topografische Hindernisse abgeschirmten Bereich heraustritt und
beginnt, ein starkes Signal von einem nahe gelegenen Sender zu empfangen.
Es ist daher für
den herkömmlichen
Empfänger
ratsam, einen Zeitabstand zu lassen, um das plötzliche Auftreten von neuen Spitzen
in der Kanalimpulsantwort-Wellenform zuzulassen. Ein herkömmlicher
Empfänger,
der einen derartigen Zeitabstand nicht zulässt, erfährt eine häufige Intersymbolinterferenz
mit nachteiligen Wirkungen auf das Leistungsvermögen des Empfängers.
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Das
Vorsehen eines Zeitabstands hat jedoch die Wirkung der Verengung
des Schutzabstands um jedes Symbol herum. Der verengte Schutzabstand kann
nicht in der Lage sein, große
Verzögerungen zwischen
verschiedenen Signalkomponenten aufzunehmen, was wiederum zu einer
Intersymbolinterferenz führt.
Wenn die großen
Verzögerungen
aufgrund fortdauernder Bedingungen erfolgen, wie des Eintreffens
von Signalen von verschiedenen Sendern in einem Einfrequenz-Netzwerk,
ist die Verschlechterung des Leistungsvermögens fortdauernd.
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Der
herkömmliche
digitale Rundfunkempfänger
steuert auch die Abtastfrequenz auf der Grundlage der ausgewählten Spitze
in der Kanalimpulsantwort-Wellenform. Dies führt zu dem Problem einer instabilen
Frequenzsteuerung unter Multipfad-Empfangsbedingungen, wenn die
Auswahl häufig
von einer Spitze zu einer anderen verschoben wird.
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Weitere
Einzelheiten werden in der detaillierten Beschreibung der Erfindung
gegeben.
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Ein
anderer herkömmlicher
digitaler Rundfunkempfänger,
der in der PCT-Veröffentlichung
Nr. WO 97 07620 A beschrieben ist, verwendet den Mittelpunkt der
Gravität
der Kanalimpulsantwort-Wellenform oder dem Mittelpunkt der Gravität einer
gewichteten Modifikation der Kanalimpulsantwort-Wellenform für die Symbolsynchronisation.
Die Europäische Patentanmeldung
Nr.
EP 0 836 304 A beschreibt noch
einen anderen herkömmlichen
digitalen Rundfunkempfänger,
der den Mittelpunkt der Gravität (Schwerpunkt)
der Kanalimpulsantwort-Wellenform verwendet,
um sowohl die Symbolsynchroni sation als auch die Abtastfrequenz
zu steuern. Noch ein anderer herkömmlicher digitaler Rundfunkempfänger, der
in
4 der Europäischen
Patentanmeldung Nr.
EP
0 841 787 A illustriert ist, steuert sowohl die Symbolsynchronisation
als auch die Abtastfrequenz gemäß der Position
der maximalen Spitze in der Kanalimpulsantwort-Wellenform.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen digitalen
Rundfunkempfänger vorzusehen,
der angemessene Zeitsteuerinformationen aus einer Kanalimpulsantwort-Wellenform
unter nachteiligen Empfangsbedingungen herauszieht, enthaltend einen
Multipfadempfang und die großen Verzögerungen,
die in Einfrequenz-Netzwerken angetroffen werden.
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Der
digitale Rundfunkempfänger
nach der Erfindung empfängt
ein Multiträgersignal,
das periodisch ein Synchronisationssignal enthält. Der Empfänger hat
einen Datendemodulator, der das Multiträgersignal durch Verwendung
eines Abtastfensters demoduliert, um demodulierte Daten zu erhalten,
und eine Steuereinheit, die die Zeiten des Abtastfensters steuert.
Die Steuereinheit enthält
einen Wellenformgenerator, der eine Kanalimpulsantwort-Wellenform aus
den demodulierten Daten des Synchronisationssignals erzeugt, sowie
eine Multiplikations-/Additionseinheit. Die Multiplikations-/Additionseinheit
multipliziert Werte in der Kanalimpulsantwort-Wellenform mit entsprechenden
Wichtungskoeffizienten in einer vorbestimmten Wichtungsfunktion,
wodurch Produktwerte erhalten werden, und addiert die Produktwerte, um
eine gewichtete Summe zu erhalten. Die Steuereinheit stellt die
Zeit des Abtastfensters gemäß der gewichteten
Summe ein.
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Die
Steuereinheit stellt auch die Frequenz eines spannungsgesteuerten
Oszillators ein, der die Abtastrate eines Analog/Digital-Wandlers
bestimmt, der Abtastwerte zu dem Datendemodulator liefert. Gemäß einem
Aspekt der Erfindung führt
die Steuereinheit diese Einstellung entsprechend der Differenz zwischen
der Zeit eines maximalen Spitzenwertes in der Kanalimpulsantwort-Wellenform
und einer eingestellten Spitzenzeit durch. Die eingestellte Spitzenzeit
ist die Zeit des maximalen Spitzenwertes in der Kanalimpulsantwort-Wellenform,
die aus einem vorhergehenden Synchronisationssignal erhalten wurde,
eingestellt zur Kompensation der Größe, um die die Zeit des Abtastfensters
eingestellt wurde, als das vorhergehende Synchronisationssignal
verarbeitet wurde.
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Durch
Steuern der Zeit des Abtastfensters gemäß einer gewichteten Summe aller
Werte in der Kanalimpulsantwort-Wellenform ist der digitale Rundfunkempfänger nach
der Erfindung in der Lage, die Intersymbolinterferenz trotz der
Anwesenheit von weit getrennten Signalkomponenten zu minimieren, während ein
Abstand gelassen wird, der so groß wie möglich ist, um neue Signalkomponenten
aufzunehmen.
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Durch
Steuern der Abtastfrequenz gemäß der Zeit
der maximalen Spitze vermeidet der digitale Rundfunkempfänger nach
der Erfindung eine instabile Frequenzsteuerung aufgrund der häufigen Auswahl
von verschiedenen Spitzen.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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In
den angefügten
Zeichnungen:
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1 illustriert
die Rahmenstruktur eines digitalen Audiorundfunksignals;
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2 ist
ein Blockschaltbild eines digitalen Audiorundfunkempfängers nach
einem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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3 ist
ein detaillierteres Blockschaltbild der Steuereinheit in 2;
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4 zeigt
Beispiele von Abtastfenstern und Kanalimpulsantwort-Wellenformen;
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5 illustriert
eine Wichtungsfunktion;
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6 illustriert
eine andere Wichtungsfunktion;
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7 illustriert
eine andere Wichtungsfunktion;
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8 ist
ein Blockschaltbild der Steuereinheit in einem herkömmlichen
digitalen Rundfunkempfänger;
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9 ist
ein Flussdiagramm, das die Arbeitsweise einer Zeiteinstellroutine
gemäß einem zweiten
Ausführungsbeispiel
der Erfindung illustriert; und
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10 zeigt
Beispiele von Regeln zur Berechnung von Wichtungskoeffizienten.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung werden mit Bezug auf die angefügten Zeichnungen beschriebenen,
in denen gleiche Teile durch gleiche Bezugszeichen gekenn zeichnet
sind. Die Ausführungsbeispiele
sind digitale Audiorundfunkempfänger
(DAB).
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1 illustriert
die Rahmenstruktur des DAB-Signals.
Wie vorstehend erläutert
ist, weist jeder Rahmen ein Nullsymbol und ein Phasenbezugssymbol
auf, die als Synchronisationssignale verwendet werden, gefolgt durch
N Datensymbole, wobei N eine positive ganze Zahl ist, die von dem
DAB-Übertragungsmodus
abhängt.
Jedes Datensymbol weist ein gültiges
Symbolintervall (ts) auf, dem ein Schutzintervall (Δ) vorangeht.
Die Trägerphasen
in dem Schutzintervall sind kontinuierlich mit den Phasen in dem
folgenden gültigen
Symbolintervall.
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Jedes
Symbol codiert eine große
Anzahl von Datenwerten als Phasenverschiebungen bei unterschiedlichen
Trägerfrequenzen.
Jeder Träger
ist moduliert durch quaternäre
Differenz-Phasenumtastung (QPSK). Das Phasenbezugssymbol liefert
einen Anfangsbezug für
die Phasenverschiebungen. Die Anzahl von Trägern und ihr Abstand hängen von
dem DAB-Übertragungsmodus
ab.
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Ein
Merkmal des digitalen Audiorundfunks besteht darin, dass er die
Operation von Einfrequenz-Netzwerken (SFNen) ermöglicht, in denen mehrere geografisch
verteilte Sender dasselbe Signal mit derselben Frequenz aussenden.
Im SFN-Betrieb kann ein einzelner Empfänger identische Signale von
verschiedenen Sendern zu geringfügig
unterschiedlichen Zeiten empfangen, aber die Senderleistung wird
so gesteuert, dass die Verzögerung
zwischen zwei beliebig stark empfangenen Signalen nicht die Länge des
Schutzintervalls überschreitet. Der
SFN-Betrieb bietet einen Weg zum Vergrößern eines Rundfunk-Bedienungsbereichs,
während
die Leistung und die Frequenzspektrumressourcen bei behalten werden.
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2 ist
ein Blockschaltbild eines DAB-Empfängers, der ein erstes Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung illustriert. Der Empfänger enthält eine Antenne 1,
einen Hochfrequenzverstärker
(RF AmP) 2, einen Mischer 3, einen lokalen Oszillator
(OSC) 4, ein Zwischenfrequenzfilter (IF) 5, einen
Zwischenfrequenzverstärker 6,
einen orthogonalen Demodulator (IQ DEMOD) 7, einen spannungsgesteuerten
Kristalloszillator (VCXO) 8, einen Analog/Digital-Wandler
(ADC) 9, einen Synchronisationssignaldetektor (SYNC DET) 10,
einen Datendemodulator 11, eine Steuereinheit 12,
einen fehlerkorrigierenden (EC) Decodierer 13, einen MPEG-Audiodecodierer 14,
einen Digital/Analog-Wandler (DAC) 15, einen Audioverstärker 16 und
einen Lautsprecher 17.
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Ein
an der Antenne 1 empfangenes digitales Audiorundfunksignal
wird durch den Hochfrequenzverstärker 2 verstärkt, in
dem Mischer 3 mit dem Ausgangssignal des lokalen Oszillators 4 gemischt
und hierdurch zu einem Zwischenfrequenzsignal herabgesetzt. Das
Zwischenfrequenzsignal wird durch das Zwischenfrequenzfilter 5 gefiltert,
um unerwünschte Komponenten
wie Interferenzen vom benachbarten Kanal zu entfernen, dann durch
den Zwischenfrequenzverstärker 6 verstärkt und
in dem orthogonalen Demodulator 7 erfasst, um ein komplexwertiges
Basisbandsignal zu erzeugen.
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Der
Analog/Digital-Wandler 9 tastet das Basisbandsignal mit
einer durch den VCXO 8 bestimmten Rate ab und liefert digitalisierte
Abtastwerte zu dem Datendemodulator 11. Der Datendemodulator 11 führt eine
diskrete Fouriertransformation (DFT) durch, um das abgetastete Basisbandsignal
von der Zeitdomäne
in die Frequenzdomäne
umzuwandeln, und vergleicht die Phasenwinkel der Frequenzdomänendaten
in aufeinander folgenden Symbolen, um demodulierte Datenwerte zu
erhalten. Diese Datenwerte werden zu dem fehlerkorrigierenden Decodierer 13 in
einer Folge ausgegeben, die der Folge angepasst ist, in der der
Sender Daten auf die OFDM-Träger
moduliert. Die durch die diskrete Fouriertransformation des Phasenbezugssymbols
in jedem Rahmen erhaltenen Werte werden zu der Steuereinheit 12 geliefert.
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Der
fehlerkorrigierende Decodierer 13 führt einen Entschachtelungsvorgang
durch, gefolgt durch einen konvolutionellen Decodiervorgang, der Übertragungskanalfehler
korrigiert. Die decodierten Daten enthalten verdichtete Audiodaten,
die zu dem MPEG-Audiodecodierer 14 geliefert
werden, und programmbezogene Informationen, die den Inhalt und des
Formats der Rundfunksendung beschreiben, welche zu der Steuereinheit 12 geliefert
werden. Der MPEG-Audiodecodierer 14 dehnt
die Audiodaten entsprechend den ISO/MPEG-Layer-Two-Verfahrensschritten.
Der Digital/Analog-Wandler 15 wandelt die gedehnten Audiodaten
in ein analoges Audiosignal um, das durch den Audioverstärker 16 verstärkt und
durch den Lautsprecher 17 wiedergegeben wird.
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ISO
bedeutet International Standards Organization und MPEG bedeutet
Motion Picture Experts Group.
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Der
Synchronisationssignaldetektor 10 zieht die Umhüllung des
analogen Basisbandsignals heraus, um das Nullsymbol zu erfassen,
das den Anfang jedes Rahmens markiert. Die Steuereinheit 12 verwendet
die von dem Synchronisationssignaldetektor 10 gelieferte
Zeitinformationen, um die Operation des Datendemodulators 11 und
des fehlerkorrigierenden Decodierers 13 zu synchronisieren,
so dass jedes Symbol korrekt demoduliert und decodiert wird. Insbesondere
setzt die Steuereinheit 12 ein Abtastfenster, das gleich
der Länge
des gültigen
Symbolintervalls ist, für
die durch den Datendemodulator 11 durchgeführte diskrete
Fouriertransformation. Die Steuereinheit 12 stellt die
Position des Abtastfensters auf der Grundlage der durch den Datendemodulator 11 gelieferten
Phasenbezugssymboldaten ein. Die Steuereinheit 12 liefert
auch ein Steuersignal, das die Frequenz des VCXO 8 steuert.
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Gemäß 3 weist
die Steuereinheit 12 einen Zeitsynchronisationsprozessor 20 auf,
der die empfangenen Phasenbezugssymboldaten verarbeitet, um eine
gewichtete Summe zu erhalten. Andere Komponenten in der Steuereinheit 12 (nicht
sichtbar) verwenden die gewichtete Summe, um die Symbolsynchronisation
einzustellen, d.h., die Zeit des Abtastfensters für die diskrete
Fouriertransformation in dem Datendemodulator 11 einzustellen.
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Der
Zeitsynchronisationsprozessor 20 enthält einen Kanalimpulsantwort(CIR)-Wellenformgenerator 21,
eine Multiplikations-/Additionseinheit 22 und einen Wichtungskoeffizientenspeicher 23.
Der CIR-Wellenformgenerator 21 wandelt
die empfangenen Phasenbezugssymboldaten aus der Frequenzdomäne in die
Zeitdomäne
um, mit zusätzlicher
Verarbeitung, die eine Kanalimpulsantwort-Wellenform erzeugt. Die
Multiplikations-/Additionseinheit 22 multipliziert die
von dem CIR-Wellenformgenerator 21 ausgegebenen Wellenformdaten
mit in dem Wichtungskoeffizientenspeicher 23 gespeicherten
Wichtungskoeffizienten und addiert die sich ergebenden Produkte,
um die gewichtete Summe zu erhalten.
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Der
CIR-Wellenformgenerator 21 enthält eine Phasenausrichtvorrichtung 101,
einen Phasenbgezugsdatenspeicher 102, einen Prozessor 103 für inverse
diskrete Fouriertransformation (IDFT) und eine Leistungsberechnungseinheit 104.
Der Phasenbezugsdatenspeicher 102 speichert die komplex konjugierten
Werte der bekannten Daten, die in dem Phasenbezugssymbol übertragen
wurden. Die Phasenausrichtvorrichtung 101 multipliziert
diese Werte mit den entsprechenden, von dem Datendemodulator 11 empfangenen
Werten. Der IDFT-Prozessor 103 führt eine
inverse diskrete Fouriertransformation bei den sich ergebenden Produkten
durch. Die Leistungsberechnungseinheit 104 berechnet die
Leistung der von dem IDFT-Prozessor 103 ausgegebenen Datenwerte
als die Summe der Quadrate des reellen und imaginären Teils
jedes Datenwertes.
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Der
Phasenbezugsdatenspeicher 102 und der Wichtungskoeffizientenspeicher 23 sind
beispielsweise Speicherbereiche in einem Festwertspeicher (ROM).
Die anderen in 3 gezeigten Elemente betreffen
arithmetische und logische Schaltungen, deren Beschreibung weggelassen
wird, um zu verhindern, dass die Erfindung durch unnötige Einzelheiten
unklar wird.
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Der
Zeitsynchronisationsprozessor 20 arbeitet wie folgt.
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Wenn
eine Intersymbolinterferenz und Rauschen ignoriert werden, ist der
in die Phasenausrichtvorrichtung 101 für den m-ten empfangenen Träger eingegebene
Wert durch die folgende Formel gegeben, in der m eine positive oder
negative ganze Zahl ist, j die Quadratwurzel von minus eins ist,
Am die Trägeramplitude ist, T die Symbolperiode
ist, θm der Trägerphasenwinkel
(0, π/2, π oder 3π/2 im Bogenmaß) ist,
und te der Zeitfehler ist. Der Zeitfehler
te ist die Differenz zwischen dem Beginn
des gültigen
Symbolintervalls und der Zeit der ersten Abtastung in dem Abtastfenster.
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Als
bekannte Daten speichert der Phasenbezugsdatenspeicher
102 den
folgenden Wert für
den m-ten Träger:
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Dies
ist der komplex konjugierte Wert des Wertes, der unter idealen Bedingungen
empfangen wurde, mit Einheitsamplitude und ohne Zeitfehler. Die
Multiplikation des tatsächlich
empfangenen Wertes mit diesem komplexkonjugierten Wert in der Phasenausrichtvorrichtung 101 hat
die Wirkung der Ausrichtung der Phasenwinkel aller Werte, die von
der Phasenausrichtvorrichtung 101 bei einem Phasenwinkel,
der proportional zu dem Zeitfehler te ist,
ausgegeben werden.
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Der
IDFT-Prozessor 103 wandelt das Ausgangssignal der Phasenausrichtvorrichtung 101 aus der
Frequenzdomäne
in die Zeitdomäne
um. Das Ausgangssignal des IDFT-Prozessors 103 stellt
die Impulsantwort des Kanals von dem Sender zu dem Empfänger dar.
Unter idealen Kanalbedingungen, ist, wenn der Multipfadempfang nicht
vorhanden ist, das Ausgangssignal des IDFT-Prozessors 103 ein einzelnes
komplexwertiges Impulssignal, wobei der Impuls zu der Zeit gleich
te auftritt, wenn die Phasen aller Träger ausgerichtet
sind. Diese Zeit liefert einen Bezugspunkt, aus dem der Anfang und
das Ende der gültigen
Symbolintervalle der Datensymbole bestimmt werden können. Der
Phasenwinkel des Impulses zeigt den Phasenwert an, bei dem die Ausrichtung
stattfindet. Die Größe des Impulses
zeigt die Stärke
des empfangenen Signals an, die von der Senderleistung und der Kanaldämpfung abhängt.
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Unter
Multipfadempfangsbedingungen zeigt das Ausgangssignal des IDFT-Prozessors 103 eine Impulsspitze
für jede
Multipfadkomponente. Im SFN-Betrieb gibt es zumindest eine Spitze
für jeden Sender
innerhalb des Empfangsbereichs des Senders.
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Die
Leistungsberechnungseinheit 104 wandelt das komplexwertige
Ausgangssignal des IDFT-Prozessors 103 in nichtnegative
reelle Werte, die nachfolgend als CIR-Daten oder kollektiv als eine CIR-Wellenform
bezeichnet werden, um. Spitzen in der CIR-Wellenform stellen die
relativen Stärken
und Verzögerungen
der empfangenen Signalkomponenten dar.
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4 illustriert
die Beziehung zwischen der Zeit des Abtastfensters und der CIR-Wellenform
in vier Fällen
dar. In jedem Fall gibt es nur eine empfangene Signalkomponente,
und die CIR-Wellenform ist als eine Impulswellenform gezeigt.
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Wenn
das Abtastfenster genau mit dem gültigen Symbolintervall (ts)
ausgerichtet ist, wie durch das Abtastfenster A illustriert ist,
tritt der Impuls am Beginn der CIR-Wellenform auf, wie durch die
Wellenform CIR(A) illustriert ist. Der Zeitfehler (te)
ist null, und es gibt keine Intersymbolinterferenz.
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Wenn
die Zeit des Abtastfensters voreilt, so dass die Abtastung in dem
Schutzintervall (Δ)
beginnt, ist der Zeitfehler (te) positiv
und der Impuls wird nach rechts verschoben. 4 illustriert
den extremen Fall eines Abtastfensters B, das am Anfang des Schutzintervalls
(Δ) beginnt.
Der Impuls in der CIR-Wellenform
CIR(B) wird um einen Betrag entsprechend der Länge des Schutzintervalls verzögert, die
ein Viertel der Länge
des gültigen
Symbolintervalls (ts/4) ist. Da die Trägerphase in dem Schutzintervall
kontinuierlich mit der Phase in dem folgenden gültigen Symbolintervall ist,
gibt es immer noch keine Intersymbolinterferenz.
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Wie
in 4 gezeigt ist, ist das Intervall mit der Länge ts/4
am Anfang der CIR-Wellenform der erlaubte Bereich für die Orte
von Spitzen. In dem erlaubten Bereich befindliche Spitzen entsprechen
Signalkomponenten, die zu der gegenwärtigen Zeit des Abtastfensters
keine Intersymbolinterferenz erzeugen.
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Wenn
die Zeit des Abtastfensters gegenüber dem Zustand A verzögert ist,
empfängt
der Datendemodulator 11 einige Abtastungen von dem Schutzintervall
des nächsten
Symbols, wie durch das Abtastintervall C illustriert ist. Der Zeitfehler
(te) ist jetzt negativ und der Impuls tritt
nahe dem Ende der CIR Daten außerhalb
des erlaubten Bereichs auf, an einem Punkt entsprechend dem Ende
des gültigen
Symbolintervalls, wie durch die Wellenform CIR(C) illustriert ist.
Eine Intersymbolinterferenz von dem folgenden Symbol tritt in diesem
Fall auf.
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Der
Impuls tritt auch außerhalb
des erlaubten Bereichs auf, wenn die Zeit gegenüber dem Zustand A um einen
Betrag voreilt, der die Länge
des Schutzintervalls überschreitet,
wie durch das Abtastfenster D und die Wellenform CIR(D) illustriert
ist. Eine Intersymbolinterferenz von dem vorhergehenden Symbol tritt
in diesem Fall auf.
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Wenn
nur eine empfangene Signalkomponente vorhanden ist, kann eine Intersymbolinterferenz
vermieden werden durch Einstellen der Zeit des Abtastfensters in
der Weise, dass die einzelne Spitze der CIR-Wellenform an irgendeinem Punkt in dem
erlaubten Bereich von 0 bis ts/4 in 4 auftritt.
Wenn mehrere Signalkomponenten und damit mehrere Spitzen vorhanden
sind, wie bei dem Multipfadempfang oder dem Empfang von einem SFN-Netzwerk, kann
eine Intersymbolinterferenz vermieden werden durch Einstellen der
Zeit des Abtastfensters in der Weise, dass alle Spitzen in den erlaubten
Bereich in der CIR-Wellenform fallen. Wenn die Signalkomponenten
zu weit auseinandergespreizt sind, damit dies möglich ist, kann die Zeit des
Abtastfensters optimiert werden durch Minimieren der Gesamtgröße der Spitzen,
die außerhalb
des erlaubten Bereichs auftreten.
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5 zeigt
ein bevorzugtes Beispiel für
die in dem Wichtungskoeffizientenspeicher 23 gespeicherte
Wichtungsfunktion. Die numerischen Werte der Wichtungskoeffizienten
sind auf der vertikalen Achse gezeigt. Nur die Wichtungskoeffizienten
für die erste
Hälfte
und das letzte Viertel des Abtastfensters sind gezeigt. Die Werte
von 0 bis ts/2 auf der horizontalen Achse entsprechen der ersten
Hälfte
des Abtastfensters. Die Werte von 0 bis ts/4 sind der erlaubte Bereich
entsprechend dem Schutzintervall. Die Werte von –ts/4 bis 0 entsprechen dem
letzten Viertel der CIR-Wellenform, wobei –ts/4 entsprechend 3ts/4 ist.
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Die
Wichtungsfunktion ist eine stückweise
Linearfunktion. Der Wichtungskoeffizient in der Mitte des erlaubten
Bereichs (ts/8) ist null. Wichtungskoeffi zienten rechts vom Mittelpunkt
sind positiv; Wichtungskoeffizienten links vom Mittelpunkt sind
negativ. Der absolute Wert der Wichtungskoeffizienten mit einer
ersten Rate von dem Mittelpunkt des erlaubten Bereichs zu den Kanten
(0, ts/4) des erlaubten Bereichs hin zu, und nimmt dann mit einer
zweiten, steileren Rate für
ein bestimmtes Intervall zu. Nach diesem steilen Intervall fährt der
Absolutwert der Wichtungskoeffizienten fort, mit der ersten Rate
zuzunehmen. Die Wichtungsfunktion ist symmetrisch mit Bezug auf
den Mittelpunkt des erlaubten Bereichs.
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Die
Steuereinheit 12 stellt die Zeit des Abtastfensters so
ein, dass die von dem Zeitsynchronisationsprozessor 20 ausgegebene
gewichtete Summe auf null reduziert wird. Insbesondere stellt die Steuereinheit 12 die
Zeit des Abtastfensters vor, wenn die gewichtete Summe negativ ist,
und verzögert
die Zeit, wenn die gewichtete Summe positiv ist, wobei die Größe der Voreilung
oder Verzögerung
von der Größe der gewichteten
Summe abhängt.
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Wenn
die CIR-Wellenform eine einzelne Spitze hat, wird die Zeit so eingestellt,
dass diese Spitze im Wesentlichen in der Mitte des erlaubten Bereichs
auftritt. Das Abtastfenster beginnt dann an dem Mittelpunkt des
Schutzintervalls. Wenn mehrere Spitzen vorhanden sind, stellt die
Steuereinheit 12 die Zeit so ein, dass die Spitzen gleichmäßig um den Mittelpunkt
des erlaubten Bereichs herum verteilt sind, wobei der Massenmittelpunkt
der Spitzen nahe dem Mittelpunkt des erlaubten Bereichs auftritt. Wenn
beispielsweise eine starke Spitze und mehrere geringere Spitzen
vorhanden sind, wird die starke Spitze gewöhnlich nahe dem Mittelpunkt
des erlaubten Bereichs angeordnet. Wenn mehrere starke Spitzen über ein
Intervall ver teilt sind, das die Länge des Schutzintervalls nicht überschreitet,
stellt die Steuereinheit 12 die Zeit so ein, dass alle
starken Spitzen innerhalb des erlaubten Bereichs angeordnet sind,
um die rasch ansteigenden Wichtungskoeffizienten außerhalb
des erlaubten Bereichs zu vermeiden. In den meisten Fällen ordnet
dieses Zeitsteuerschema die meisten der großen CIR-Datenwerte in einem
Intervall an, dessen Mitte in der Mitte des erlaubten Bereichs liegt,
wodurch die Intersymbolinterferenz minimiert und ein maximaler Zeitabstand
für das
zukünftige
Erscheinen neuer Signalkomponenten gelassen werden.
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6 illustriert
eine Variation der Wichtungsfunktion, bei der der Wichtungskoeffizientenspeicher 23 nur
einen positiven und einen negativen Wichtungskoeffizienten speichert.
Die horizontale und die vertikale Achse haben dieselbe Bedeutung
wie in 5. Auf dem illustrierten Teil der horizontalen
Achse werden CIR-Daten rechts von ts/8 mit dem positiven Wichtungskoeffizienten
multipliziert, während CIR-Daten links von ts/8
mit den negativen Wichtungskoeffizienten multipliziert werden. Die
Steuereinheit 12 stellt die Zeit so ein, dass die CIR-Daten rechts
und links des Mittelpunkts des erlaubten Bereichs gleichmäßig verteilt
werden. Wenn die CIR-Leistung in einem vergleichsweise kleinen Zeitintervall
konzentriert ist, liefern die in 6 gezeigten
Wichtungskoeffizienten ein ausreichendes Leistungsvermögen, während sie
einen minimalen Speicherbereich benötigen.
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7 illustriert
eine andere Variation, bei der der Wichtungskoeffizientenspeicher 23 zwei
positiven Wichtungskoeffizienten und zwei negative Wichtungskoeffizienten
speichert. D.h., die Wichtungsfunktion ist eine Stufenfunktion mit
vier Stufen. Der kleinere positive und negative Wichtungskoeffizient werden
innerhalb des erlaubten Bereichs verwendet. Der größere positive
und negative Wichtungskoeffizient werden außerhalb des erlaubten Bereichs
verwendet. Verglichen mit 6 liefert
die Wichtungsfunktion nach 7 eine verbesserte
Zeitsteuerung, während
sie immer noch nur einen kleinen Speicherbereich in dem Wichtungskoeffizientenspeicher 23 benötigt. Falls
erforderlich, kann die Anzahl von Stufen erhöht werden, um ein optimales
Gleichgewicht zwischen dem Leistungsvermögen der Zeitsteuerung und den
Speicheranforderungen zu erhalten.
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Zum
Vergleich mit dem ersten Ausführungsbeispiel
zeigt 8 eine Steuereinheit 12 mit einem herkömmlichen
Zeitsynchronisationsprozessor 100, bei dem der Wichtungskoeffizientenspeicher 23 und die
Multiplikations-/Additions-Einheit 22 des ersten Ausführungsbeispiels
ersetzt sind durch einen Spitzendetektor 105, der Spitzen
in der von der Leistungsberechnungseinheit 104 ausgegebenen CIR-Wellenform
erfasst, anstelle des Nehmens einer gewichteten Summe der CIR-Daten. Die Steuereinheit 12 stellt
die Zeit des Abtastfensters gemäß den Werten
und Positionen der erfassten Spitzen ein.
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Bei
einem herkömmlichen
Steuerschema findet die Steuereinheit 12 die größte Spitze,
setzt einen Schwellenwert in Beziehung zu dem Wert dieser Spitze
und stellt das Abtastfenster so ein, dass die erste Spitze, die
den Schwellenwert überschreitet,
zu der Vorderkante des erlaubten Bereichs bewegt wird. In einem
Sinn optimiert dieses Schema die Verwendung des Schutzintervalls;
gerade genug von dem Schutzintervall wird abgetastet, um das Abtastfenster innerhalb
des korrekten Symbolintervalls in allen größeren Sig nalkomponenten zu
positionieren, wie von dem Schwellenwert beurteilt ist. Jedoch lässt dieses Schema
keinen Zeitabstand für
das plötzliche
Erscheinen von früheren
Signalkomponenten. Als eine Folge tritt während typischer Empfangsbedingungen, die
von mobilen Empfängern
erfahren werden, eine Intersymbolinterferenz häufig auf, was das wiedergegebene
Signal mit hörbarer
Statik verschlechtert.
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Bei
einem anderen herkömmlichen
Steuerschema stellt die Steuereinheit 12 die Zeit des Abtastfensters
so ein, dass ein vorbestimmter Abstand zwischen der Vorderkante
des erlaubten Bereichs und der ersten Spitze, die den wie vorstehend
berechneten Schwellenwert überschreitet,
verbleibt. Das unerwünschte
Ergebnis in diesem Fall ist, dass, wenn zwei stark empfangene Signalkomponenten durch
eine Zeitverzögerung
getrennt sind, die die Länge
eines Schutzintervalls minus dem vorbestimmten Abstand überschreitet,
eine Situation, die im SFN-Betrieb gut möglich ist, die Spitze entsprechend
der stärker
verzögerten
Komponente aus dem erlaubten Bereich herausgezwungen wird, wodurch wiederum
eine Intersymbolinterferenz und hörbare Statik bewirkt werden.
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Wie
vorstehend beschrieben ist, löst
das erste Ausführungsbeispiel
diese Probleme, indem die Spitzen um den Mittelpunkt des erlaubten
Bereichs herum verteilt werden. Unter typischen Bedingungen ist
ein Zeitabstand für
das Erscheinen neuer Spitzen an beiden Kanten des erlaubten Bereichs
gelassen. Wenn zwei starke, weit getrennte Spitzen vorhanden sind,
werden sie beide in dem erlaubten Bereich angeordnet, wobei die
Zeitabstände
an den Kanten verringert werden, um sie aufzunehmen.
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Als
Nächstes
wird ein zweites Ausführungsbeispiel
beschrieben. Das zweite Ausführungsbeispiel
hat dieselbe Gesamtkonfiguration wie das in 2 gezeigte
erste Ausführungsbeispiel.
Die Steuereinheit 12 bei dem zweiten Ausführungsbeispiel
ist jedoch eine Rechenvorrichtung wie ein Mikroprozessor, der Software
verwendet, um die in dem ersten Ausführungsbeispiel beschriebenen
Berechnen durchführen.
Die Steuereinheit 12 bei dem zweiten Ausführungsbeispiel
verwendet auch die CIR-Wellenformdaten, um die Frequenz des VCXO 8 zu
steuern.
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Das
von der Steuereinheit 12 nach dem zweiten Ausführungsbeispiel
ausgeführte
Steuerprogramm enthält
eine Zeiteinstellroutine, die wie in 9 gezeigt
arbeitet. Diese Route wird aufgerufen (Schritt 300), nachdem
die Steuereinheit 12 bereits die Grobzeiteinstellung durch
Verwendung der von dem Synchronisationssignaldetektor 10 gelieferten Nullsymbol-Zeitinformationen
beendet hat.
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Wenn
sie aufgerufen ist, wartet die Zeiteinstellroutine auf den Datendemodulator 11,
um die diskrete Fouriertransformation des Phasenbezugssymbols zu
beenden (Schritt 301). Die empfangenen Phasenbezugsdatenwerte
werden dann mit den komplex konjugierten Werten ihrer bekannten
Werte multipliziert, um ihre Phasenwinkel auszurichten (Schritt 302),
und eine inverse diskrete Fouriertransformation wird bei den ausgerichteten
Daten durchgeführt
(Schritt 303), wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben
ist.
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Die
sich ergebenden Zeitdomänendaten werden
in der Schleife von Schritt 304 bis 308 verarbeitet.
Die Quadrate des reellen und des imaginären Teils eines Datenwertes
werden addiert, um einen Leistungswert zu erhalten (Schritt 304),
der mit einem Wichtungskoeffizienten multipliziert und zu einer
kumulativen Summe von gewichteten Leistungswerten, die von demselben
Phasenbezugssymbol erhalten wurden, addiert wird (Schritt 305).
Der Leistungswert wird auch mit dem Spitzenleistungswert verglichen, der
insoweit von diesem Phasenbezugssymbol erhalten wurde (Schritt 306).
Wenn der Leistungswert den Spitzenwert überschreitet, wird der Leistungswert
als ein neuer Spitzenwert gespeichert, und seine zeitliche Position
wird als neue Spitzenzeit gespeichert (Schritt 307). Diese
Schleife wird wiederholt, bis das Ende der von dem gegenwärtigen Phasenbezugssymbol
erhaltenen Daten erreicht ist (Schritt 308).
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Die
Steuereinheit 12 berechnet nun die erforderliche Einstellung
DT der Zeit des Abtastfensters gemäß der kumulativen
Summe der gewichteten Leistungswerte (Schritt 309), wie
bei dem ersten Ausführungsbeispiel
beschrieben ist. Als Nächstes
addiert die Steuereinheit 12 den Wert der berechneten Zeiteinstellung
DT zu der in der Schleife vom Schritt 304 bis
zum Schritt 308 erfassten Spitzenzeit, um eine neue eingestellte
Spitzenzeit zu erhalten. Die Steuereinheit 12 liest dann
eine alte eingestellte Spitzenzeit, die während der ähnlichen Verarbeitung des vorhergehenden
Phasenbezugssymbols berechnet und gespeichert wurde, und speichert
die neue eingestellte Spitzenzeit anstelle der alten eingestellten Spitzenzeit
(Schritt 310).
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Als
Nächstes
berechnet die Steuereinheit 12 die Differenz zwischen der
im Schritt 310 gelesenen alten eingestellten Spitzenzeit
und der neuen, nicht eingestellten Spitzenzeit, die in der Schleife
vom Schritt 304 bis zum Schritt 308 gefunden wurde. Wenn
die Ü bertragungskanalcharakteristik
ziemlich stabil sind und der VCXO 8 mit der korrekten Frequenz
arbeitet, sollte diese Differenz null sein. Wenn diese Differenz
nicht null ist, wodurch dann das plötzliche Erscheinen einer neuen
stärksten
Signalkomponente verhindert wird, ist der wahrscheinliche Grund,
dass die VCXO-Frequenz nicht korrekt ist. Anhand des Wertes der
Differenz berechnet die Steuereinheit 12 die Größe DVCXO, um die das zu dem VCXO 8 gelieferte
Steuersignal justiert werden muss (Schritt 311).
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Schließlich (Schritt 312)
stellt die Steuereinheit 12 die Zeit des Abtastfensters
um den im Schritt 309 berechneten Wert DT ein
und stellt die Frequenz des VCXO 8 ein durch Addieren der
im Schritt 311 berechneten Größe DVCXO zu
dem Wert des VCXO-Steuersignals. Die Routine endet dann (Schritt 313).
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Hinsichtlich
der Zeit des Abtastfensters liefert das zweite Ausführungsbeispiel
dieselbe Wirkung wie das erste Ausführungsbeispiel. Hinsichtlich der
Einstellung der VCXO-Frequenz ist das zweite Ausführungsbeispiel
durch Berechnen dieser Einstellung anhand der Position der höchsten Spitze
in der CIR-Wellenform in der Lage, eine stabile Frequenzsteuerung
aufrecht zu erhalten, selbst wenn sich ändernde Kanalbedingungen beträchtliche Änderungen in
dem Leistungspegel und der Gestalt der CIR-Wellenform erzeugen.
Dies ergibt sich daraus, dass, selbst wenn die relativen Höhen der
Spitzen in der CIR-Wellenform sich ändern, die stärkste Spitze
die Tendenz hat, mit derselben Signalkomponente assoziiert zu bleiben.
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Der
in 8 beschriebene herkömmliche Empfänger hat
auch die VCXO-Frequenz gemäß den CIR-Daten
gesteuert, aber dies auf andere Weise getan. Insbesondere wurde die
Zeit des Abtastfensters wie in Verbindung mit 8 beschrieben
in Einheiten gleich dem Abstand zwischen CIR-Datenpunkten eingestellt,
d.h., zu der Abtastperiode des Analog-/Digitalwandlers 9,
und die VCXO-Frequenz wurde eingestellt, um restliche Zeitfehler
zu korrigieren. Demgemäß wurden
die Zeit des Abtastfensters und die VCXO-Frequenz eingestellt auf
der Grundlage derselben ausgewählten
Spitzenposition. Unter typischen mobilen Empfangsbedingungen, bei
denen Spitzen einfach erscheinen, verschwinden und in der relativen
Größe variieren,
hat die ausgewählte
Spitze die Tendenz, sich häufig
zu ändern.
Wenn verschiedene Spitze ausgewählt
wurden für
die Verwendung bei der Einstellung der Zeit des Abtastfensters, änderte sich
der Zeitfehler in einer von dem tatsächlichen VCXO-Frequenzfehler
unabhängigen
Weise. Wenn dies geschieht, versagt das Konvergieren der VCXO-Frequenz zu einem
Wert, der für
die Symbolrate des Senders zweckmäßig ist, und kann um eine Größe oszillieren,
die groß genug
ist, um zu einer Intersymbolinterferenz zu führen.
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Wie
vorstehend beschrieben ist, ist durch Bestimmen der Zeit des Abtastfensters
aus einer gewichteten Summe aller CIR-Leistungswerte die vorliegende
Erfindung in der Lage, eine im Wesentlichen optimale Positionierung
des Abtastfensters unter diversen Empfangsbedingungen aufrecht zu
erhalten, enthaltend Multipfad- und SFN-Bedingungen.
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Eine
Wichtungsfunktion mit Wichtungen, die nahe den Kanten des erlaubten
Bereichs in der CIR-Wellenform stark ansteigen, ist in dieser Hinsicht besonders
wirksam.
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Wenn
eine Stufenfunktion als eine Wichtungsfunktion verwendet wird, werden
diese Wirkungen erzielt ohne die Notwendigkeit, große Mengen von
Wichtungskoeffizientendaten zu speichern. Stufenfunktionen, die
vergleichsweise große
Wichtungen außerhalb
des erlaubten Bereichs in der CIR-Wellenform zuweisen, sind besonders
wirksam.
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Durch
Einstellen der VCXO-Frequenz gemäß der Position
der höchsten
Spitze in den CIR-Daten hält
die vorliegende Erfindung eine stabile Frequenzsteuerung trotz sich ändernder
Kanalbedingungen aufrecht.
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Anstelle
der Speicherung von Wichtungskoeffizienten kann die Steuereinheit 12 die
Wichtungskoeffizienten berechnen, so wie sie erforderlich sind. Wichtungskoeffizienten
können
schnell berechnet werden durch Addieren von Inkrementen zu einem Anfangswert
entsprechend einer Regel wie der in 10 illustrierten.
Die CIR-Wellenform ist in fünf Abschnitte
geteilt, und der Wichtungskoeffizient wird um einen konstanten Betrag
in jedem Abschnitt inkrementiert. Für den DAB-Übertragungsmodus Eins beispielsweise,
bei dem die CIR-Daten eintausendfünfhundertsechsunddreißig (1536)
Datenpunkte pro Symbol aufweisen, haben der Abschnitt Längen von vierhundertachtundvierzig
(448) Datenpunkten, und die anderen zwei Abschnitte haben Längen von sechsundneunzig
(96) Datenpunkten. Ein anfänglicher
Wert von –32768
wird dem ersten Datenpunkt in dem ersten Abschnitt zugewiesen, entsprechend
der Zeit 5ts/8 in dem Abtastfenster, oder –3ts/8 auf der horizontalen
Achse in 5. Der Wichtungskoeffizient
wird bei jedem aufeinander folgenden Datenpunkt für die nächsten vierhundertachtundvierzig (448)
Datenpunkte um vierundzwanzig (ΔK
= 24) inkrementiert, dann um einhundertdreiundsiebzig (ΔK = 173)
pro Datenpunkt für
jeden der nächsten sechsundneunzig
(96) Datenpunkte, und so weiter wie angezeigt, von dem letzten Datenpunkt
in dem Abtastfenster zu dem ersten Datenpunkt herumwickelnd. Der
letzte auf diese Weise erzeugte Wichtungskoeffizient hat einen Wert
von +32704. Die sich ergebende Wichtungsfunktion ist eine stückweise
Linearfunktion, die im Wesentlichen gleich der in 5 ist.
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Die
Wichtungskoeffizienten können
auch auf reelle Zahlen normiert werden mit Absolutwerten von eins
oder weniger, durch Teilen der berechneten Werte durch den größten absoluten
Wert (32768).
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Der
Fachmann erkennt, dass weitere Veränderungen in den vorbeschriebenen
Ausführungsbeispielen
innerhalb des nachfolgend beanspruchten Bereichs möglich sind.
