JP3453696B2 - 復調器 - Google Patents
復調器Info
- Publication number
- JP3453696B2 JP3453696B2 JP30990996A JP30990996A JP3453696B2 JP 3453696 B2 JP3453696 B2 JP 3453696B2 JP 30990996 A JP30990996 A JP 30990996A JP 30990996 A JP30990996 A JP 30990996A JP 3453696 B2 JP3453696 B2 JP 3453696B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- demodulator
- impulse response
- signal
- obtaining
- response signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2662—Symbol synchronisation
- H04L27/2665—Fine synchronisation, e.g. by positioning the FFT window
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタルオーディ
オ放送などの直交周波数分割多重変調方式を用いた受信
機の復調器に関する。
オ放送などの直交周波数分割多重変調方式を用いた受信
機の復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の復調器は、欧州放送連合
のデジタルオーディオ放送を受信する受信機の場合を例
に示せば、図４のように構成されている。
のデジタルオーディオ放送を受信する受信機の場合を例
に示せば、図４のように構成されている。
【０００３】図４に示すように、直交周波数分割多重変
調（以下、ＯＦＤＭ変調とも記す）された受信中間周波
信号が入力端子に供給されてＡ／Ｄ変換器１によりＡ／
Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変換された受信信号はシリアル／
パラレル変換器２においてパラレルデータに変換され、
その出力パラレルデータは高速フーリエ変換回路（以
下、ＦＦＴ回路と記す）３に供給してフーリエ変換す
る。ＦＦＴ回路３においては入力されたデータがフーリ
エ変換されて、入力された時間領域の信号が周波数領域
の信号に変換されて出力される。ＦＦＴ回路３からの出
力は遅延検波回路４で遅延検波され、復調信号として出
力される。
調（以下、ＯＦＤＭ変調とも記す）された受信中間周波
信号が入力端子に供給されてＡ／Ｄ変換器１によりＡ／
Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変換された受信信号はシリアル／
パラレル変換器２においてパラレルデータに変換され、
その出力パラレルデータは高速フーリエ変換回路（以
下、ＦＦＴ回路と記す）３に供給してフーリエ変換す
る。ＦＦＴ回路３においては入力されたデータがフーリ
エ変換されて、入力された時間領域の信号が周波数領域
の信号に変換されて出力される。ＦＦＴ回路３からの出
力は遅延検波回路４で遅延検波され、復調信号として出
力される。
【０００４】またＦＦＴ回路３からの出力はタイミング
ジェネレータ１７から出力されるゲート信号により開閉
が制御されるスイッチ回路５に入力されて、既知で、一
定の固定シンボルでもあり、かつ復調側での周波数・タ
イミング検出用の参照シンボルである位相参照シンボル
｛ＰＲＳ（Phase Reference Symbol)、以下、ＰＲＳシ
ンボルとも記す｝だけを、スイッチ回路５を通して通過
させる。
ジェネレータ１７から出力されるゲート信号により開閉
が制御されるスイッチ回路５に入力されて、既知で、一
定の固定シンボルでもあり、かつ復調側での周波数・タ
イミング検出用の参照シンボルである位相参照シンボル
｛ＰＲＳ（Phase Reference Symbol)、以下、ＰＲＳシ
ンボルとも記す｝だけを、スイッチ回路５を通して通過
させる。
【０００５】パターンジェネレータ６ではＰＲＳシンボ
ルの周波数領域での信号の共役複素数信号に基づくキャ
リアを発生し、パターンジェネレータ６から出力される
共役複素数信号に基づくキャリアと受信したＰＲＳシン
ボルに基づくキャリアとをクロスパワー演算器７内で乗
算してクロスパワーを計算する。受信周波数が同調して
いる状態ではクロスパワー演算器７における演算結果の
キャリアが存在する周波数ポイントは、その周波数にお
ける伝送路の周波数伝達関数を表すことになる。クロス
パワー演算器７からの出力信号は、逆高速フーリエ変換
回路（以下、ＩＦＦＴ回路と記す）８で逆フーリエ変換
する。この逆フーリエ変換の結果、ＩＦＦＴ回路８から
疑似的に伝送路の複素インパルス応答信号が得られる。
ルの周波数領域での信号の共役複素数信号に基づくキャ
リアを発生し、パターンジェネレータ６から出力される
共役複素数信号に基づくキャリアと受信したＰＲＳシン
ボルに基づくキャリアとをクロスパワー演算器７内で乗
算してクロスパワーを計算する。受信周波数が同調して
いる状態ではクロスパワー演算器７における演算結果の
キャリアが存在する周波数ポイントは、その周波数にお
ける伝送路の周波数伝達関数を表すことになる。クロス
パワー演算器７からの出力信号は、逆高速フーリエ変換
回路（以下、ＩＦＦＴ回路と記す）８で逆フーリエ変換
する。この逆フーリエ変換の結果、ＩＦＦＴ回路８から
疑似的に伝送路の複素インパルス応答信号が得られる。
【０００６】ＩＦＦＴ回路８から出力される複素インパ
ルス応答信号はパワー計算回路９に供給し、入力された
複素インパルス応答信号の二乗演算を行って電力信号に
変換する。パワー計算回路９から出力される電力信号は
ピーク位置検出器１３に供給し、入力される電力信号、
すなわちインパルス応答信号レベルがピークとなるピー
ク位置が求められて、タイミングコントロール回路１４
へ出力される。
ルス応答信号はパワー計算回路９に供給し、入力された
複素インパルス応答信号の二乗演算を行って電力信号に
変換する。パワー計算回路９から出力される電力信号は
ピーク位置検出器１３に供給し、入力される電力信号、
すなわちインパルス応答信号レベルがピークとなるピー
ク位置が求められて、タイミングコントロール回路１４
へ出力される。
【０００７】ピーク位置検出器１３からの出力を受けた
タイミングコントロール回路１４では、電力信号、すな
わちインパルス応答信号レベルが最大となる位置が目標
位置に収束するようにＤ／Ａ変換器１５を通して電圧制
御水晶発振器（ＶＣＸＯ）１６の発振周波数を制御し、
タイミングジェネレータ１７から出力されるＡ／Ｄ変換
器１のサンプリングクロック信号やスイッチ回路５の開
閉を制御するゲート信号の発生タイミングを変化させ
る。
タイミングコントロール回路１４では、電力信号、すな
わちインパルス応答信号レベルが最大となる位置が目標
位置に収束するようにＤ／Ａ変換器１５を通して電圧制
御水晶発振器（ＶＣＸＯ）１６の発振周波数を制御し、
タイミングジェネレータ１７から出力されるＡ／Ｄ変換
器１のサンプリングクロック信号やスイッチ回路５の開
閉を制御するゲート信号の発生タイミングを変化させ
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記した従来
の復調器では、単一周波数ネットワーク（以下、ＳＦＮ
とも記す）環境で複数の電波を１つのアンテナで受信す
る場合やマルチパス環境で受信する場合に、インパルス
応答信号レベルに複数のピークが出現するため、ピーク
位置の検出だけでは最適な受信タイミングに収束させる
ことは困難であり、ＯＦＤＭシンボル間の干渉を起こし
やすいという問題点がある。
の復調器では、単一周波数ネットワーク（以下、ＳＦＮ
とも記す）環境で複数の電波を１つのアンテナで受信す
る場合やマルチパス環境で受信する場合に、インパルス
応答信号レベルに複数のピークが出現するため、ピーク
位置の検出だけでは最適な受信タイミングに収束させる
ことは困難であり、ＯＦＤＭシンボル間の干渉を起こし
やすいという問題点がある。
【０００９】本発明は、ＳＦＮ環境で複数の電波を１つ
のアンテナで受信する場合やマルチパス環境で受信する
場合に、シンボル間干渉を起こしにくい復調器を提供す
ることを目的とする。
のアンテナで受信する場合やマルチパス環境で受信する
場合に、シンボル間干渉を起こしにくい復調器を提供す
ることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１の復調
器は、直交周波数分割多重変調信号を受信する受信機の
復調器において、キャリアが存在する周波数ポイントに
おける伝送路の伝達関数を求める第１演算手段と、第１
演算手段によって求めた伝達関数からインパルス応答信
号を求める第２演算手段と、第２演算手段によって求め
たインパルス応答信号に基づいて受信シンボルのシンボ
ル間干渉を求めるシンボル間干渉計算手段と、シンボル
間干渉計算手段によって求めたシンボル間干渉が最小に
なるように受信タイミングを制御する制御手段とを備え
たことを特徴とする。
器は、直交周波数分割多重変調信号を受信する受信機の
復調器において、キャリアが存在する周波数ポイントに
おける伝送路の伝達関数を求める第１演算手段と、第１
演算手段によって求めた伝達関数からインパルス応答信
号を求める第２演算手段と、第２演算手段によって求め
たインパルス応答信号に基づいて受信シンボルのシンボ
ル間干渉を求めるシンボル間干渉計算手段と、シンボル
間干渉計算手段によって求めたシンボル間干渉が最小に
なるように受信タイミングを制御する制御手段とを備え
たことを特徴とする。
【００１１】本発明の請求項１の復調器によれば、イン
パルス応答信号に基づいて受信シンボルのシンボル間干
渉が求められて、シンボル間干渉が最小になるように受
信タイミングが制御されるために、受信された全ての伝
送路を介した電波に基づく信号がガードインターバル期
間長以内に入っていないときにおいても、常に受信シン
ボル間干渉が最小となる。
パルス応答信号に基づいて受信シンボルのシンボル間干
渉が求められて、シンボル間干渉が最小になるように受
信タイミングが制御されるために、受信された全ての伝
送路を介した電波に基づく信号がガードインターバル期
間長以内に入っていないときにおいても、常に受信シン
ボル間干渉が最小となる。
【００１２】本発明の請求項２の復調器は、直交周波数
分割多重変調信号を受信する受信機の復調器において、
キャリアが存在する周波数ポイントにおける伝送路の伝
達関数を求める第１演算手段と、第１演算手段によって
求めた伝達関数からインパルス応答信号を求める第２演
算手段と、第２演算手段によって求めたインパルス応答
信号に基づいて受信シンボルのシンボル間干渉を求める
シンボル間干渉計算手段と、シンボル間干渉計算手段に
よって求めたシンボル間干渉が最小になるように受信タ
イミングを制御する制御手段と、シンボル間干渉を起こ
すタイミングのインパルス応答信号レベルが所定値を超
えていることを検出して受信タイミング制御の応答特性
を変化させる応答特性制御手段とを備えたことを特徴と
する。本発明の請求項３の復調器は、直交周波数分割多
重変調信号を受信する受信機の復調器において、キャリ
アが存在する周波数ポイントにおける伝送路の伝達関数
を求める第１演算手段と、第１演算手段によって求めた
伝達関数からインパルス応答信号を求める第２演算手段
と、実質的に順次ずらせたガードインターバル期間長に
ほぼ等しい時間長の期間窓内におけるインパルス応答信
号レベルの合計を求めその最大値が発生する位置を検出
する検出手段と、検出手段によって求めた最大値の位置
が目標位置に収束するように最大値の位置に基づいて受
信タイミングを制御する制御手段と、シンボル間干渉を
起こすタイミングのインパルス応答信号レベルが所定値
を超えていることを検出して受信タイミング制御の応答
特性を変化させる応答特性制御手段とを備えたことを特
徴とする。
分割多重変調信号を受信する受信機の復調器において、
キャリアが存在する周波数ポイントにおける伝送路の伝
達関数を求める第１演算手段と、第１演算手段によって
求めた伝達関数からインパルス応答信号を求める第２演
算手段と、第２演算手段によって求めたインパルス応答
信号に基づいて受信シンボルのシンボル間干渉を求める
シンボル間干渉計算手段と、シンボル間干渉計算手段に
よって求めたシンボル間干渉が最小になるように受信タ
イミングを制御する制御手段と、シンボル間干渉を起こ
すタイミングのインパルス応答信号レベルが所定値を超
えていることを検出して受信タイミング制御の応答特性
を変化させる応答特性制御手段とを備えたことを特徴と
する。本発明の請求項３の復調器は、直交周波数分割多
重変調信号を受信する受信機の復調器において、キャリ
アが存在する周波数ポイントにおける伝送路の伝達関数
を求める第１演算手段と、第１演算手段によって求めた
伝達関数からインパルス応答信号を求める第２演算手段
と、実質的に順次ずらせたガードインターバル期間長に
ほぼ等しい時間長の期間窓内におけるインパルス応答信
号レベルの合計を求めその最大値が発生する位置を検出
する検出手段と、検出手段によって求めた最大値の位置
が目標位置に収束するように最大値の位置に基づいて受
信タイミングを制御する制御手段と、シンボル間干渉を
起こすタイミングのインパルス応答信号レベルが所定値
を超えていることを検出して受信タイミング制御の応答
特性を変化させる応答特性制御手段とを備えたことを特
徴とする。
【００１３】本発明の請求項２の復調器によれば、請求
項１の復調器に加えるに、シンボル間干渉を起こすタイ
ミングのインパルス応答信号レベルが所定値を超えてい
ることが検出されたとき受信タイミング制御の応答特性
が変化させられる。本発明の請求項３の復調器では、イ
ンパルス応答信号レベルの合計が実質的に順次ずらせた
ガードインターバル期間長にほぼ等しい時間長の期間窓
内において求められ、求められたインパルス応答信号レ
ベルの合計の最大値が発生する位置が目標位置に収束す
るように受信タイミングが制御される。さらに、シンボ
ル間干渉を起こすタイミングのインパルス応答信号レベ
ルが所定値を超えていることが検出されたとき受信タイ
ミング制御の応答特性が変化させられる。そこで、受信
された全ての伝送路を介した電波に基づく信号が、ほぼ
ガードインターバル期間長以内に入っているときは、常
に受信シンボル間干渉を起こしていない最適な受信タイ
ミングであって、この制御によって受信シンボル間干渉
がなくなる。
項１の復調器に加えるに、シンボル間干渉を起こすタイ
ミングのインパルス応答信号レベルが所定値を超えてい
ることが検出されたとき受信タイミング制御の応答特性
が変化させられる。本発明の請求項３の復調器では、イ
ンパルス応答信号レベルの合計が実質的に順次ずらせた
ガードインターバル期間長にほぼ等しい時間長の期間窓
内において求められ、求められたインパルス応答信号レ
ベルの合計の最大値が発生する位置が目標位置に収束す
るように受信タイミングが制御される。さらに、シンボ
ル間干渉を起こすタイミングのインパルス応答信号レベ
ルが所定値を超えていることが検出されたとき受信タイ
ミング制御の応答特性が変化させられる。そこで、受信
された全ての伝送路を介した電波に基づく信号が、ほぼ
ガードインターバル期間長以内に入っているときは、常
に受信シンボル間干渉を起こしていない最適な受信タイ
ミングであって、この制御によって受信シンボル間干渉
がなくなる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明にかかる復調器を実
施の形態によって説明する。
施の形態によって説明する。
【００１５】図１および図２は本発明の実施の一形態に
かかる復調器の構成を示すブロック図およびその作用の
説明図である。本発明の実施の一形態にかかる復調器
も、欧州放送連合のデジタルオーディオ放送を受信する
受信機の復調器の場合を例に説明する。
かかる復調器の構成を示すブロック図およびその作用の
説明図である。本発明の実施の一形態にかかる復調器
も、欧州放送連合のデジタルオーディオ放送を受信する
受信機の復調器の場合を例に説明する。
【００１６】ＯＦＤＭされた受信中間周波信号が入力端
子に供給されてＡ／Ｄ変換器１によりＡ／Ｄ変換され
る。Ａ／Ｄ変換された受信信号はシリアル／パラレル変
換器２においてパラレルデータに変換され、その出力パ
ラレルデータはＦＦＴ回路３に供給してフーリエ変換す
る。ＦＦＴ回路３においては入力されたデータがフーリ
エ変換されて、入力された時間領域の信号が周波数領域
の信号に変換されて出力される。ＦＦＴ回路３からの出
力は遅延検波回路４で遅延検波され、復調信号として出
力される。
子に供給されてＡ／Ｄ変換器１によりＡ／Ｄ変換され
る。Ａ／Ｄ変換された受信信号はシリアル／パラレル変
換器２においてパラレルデータに変換され、その出力パ
ラレルデータはＦＦＴ回路３に供給してフーリエ変換す
る。ＦＦＴ回路３においては入力されたデータがフーリ
エ変換されて、入力された時間領域の信号が周波数領域
の信号に変換されて出力される。ＦＦＴ回路３からの出
力は遅延検波回路４で遅延検波され、復調信号として出
力される。
【００１７】また、ＦＦＴ回路３からの出力はタイミン
グジェネレータ１７から出力されるゲート信号により開
閉が制御されるスイッチ回路５に入力されて、スイッチ
回路５を介してＰＲＳシンボルだけを通過させる。
グジェネレータ１７から出力されるゲート信号により開
閉が制御されるスイッチ回路５に入力されて、スイッチ
回路５を介してＰＲＳシンボルだけを通過させる。
【００１８】パターンジェネレータ６ではＰＲＳシンボ
ルの周波数領域での信号の共役複素数信号に基づくキャ
リアを発生し、パターンジェネレータ６から出力される
共役複素数信号に基づくキャリアと受信したＰＲＳシン
ボルに基づくキャリアとをクロスパワー演算器７内で乗
算してクロスパワーを計算する。クロスパワー演算器７
における演算結果はキャリアが存在する周波数ポイント
では、その周波数における伝送路の周波数伝達関数を表
すことになる。
ルの周波数領域での信号の共役複素数信号に基づくキャ
リアを発生し、パターンジェネレータ６から出力される
共役複素数信号に基づくキャリアと受信したＰＲＳシン
ボルに基づくキャリアとをクロスパワー演算器７内で乗
算してクロスパワーを計算する。クロスパワー演算器７
における演算結果はキャリアが存在する周波数ポイント
では、その周波数における伝送路の周波数伝達関数を表
すことになる。
【００１９】ＰＲＳシンボルは既知の固定パターンであ
り、それぞれのキャリアの振幅は一定（ＱＰＳＫ変調で
あるため）であり、ｋ番目のキャリアの位相をφｋとす
れば、ＰＲＳシンボルは下記の式（１）に示すごとくに
なる。ここで、１シンボル当たりのキャリア数は１５３
６である。
り、それぞれのキャリアの振幅は一定（ＱＰＳＫ変調で
あるため）であり、ｋ番目のキャリアの位相をφｋとす
れば、ＰＲＳシンボルは下記の式（１）に示すごとくに
なる。ここで、１シンボル当たりのキャリア数は１５３
６である。
【００２０】
【数１】
ここで、ｋ≠０である。
【００２１】変調されてから復調されるまでの伝送路の
周波数伝達関数をＣｋとすると、受信されたＰＲＳシン
ボルは下記の式（２）に示すごとくになる。
周波数伝達関数をＣｋとすると、受信されたＰＲＳシン
ボルは下記の式（２）に示すごとくになる。
【００２２】
【数２】
【００２３】受信されたＰＲＳシンボルがＦＦＴ回路３
においてフーリエ変換されることによって、それぞれの
キャリアが下記の式（３）から得られる。
においてフーリエ変換されることによって、それぞれの
キャリアが下記の式（３）から得られる。
【００２４】
【数３】
【００２５】一方、ＰＲＳシンボルの下記の式（４）に
示す共役複素信号中の、下記の式（５）に示すそれぞれ
のキャリアをパターンジェネレータ６において発生させ
る。
示す共役複素信号中の、下記の式（５）に示すそれぞれ
のキャリアをパターンジェネレータ６において発生させ
る。
【００２６】
【数４】
【００２７】
【数５】
【００２８】そこで、クロスパワー演算器７において、
上記した式（３）の受信ＰＲＳシンボルに基づくキャリ
アと上記した式（５）のキャリアとのクロスパワーが演
算される。したがって、クロスパワー演算器７からの出
力信号、Ｃｋ（−７６８≦ｋ≦７６８、ｋ≠０）が得ら
れ、キャリアが存在する部分の周波数伝達関数が判るこ
とになる。
上記した式（３）の受信ＰＲＳシンボルに基づくキャリ
アと上記した式（５）のキャリアとのクロスパワーが演
算される。したがって、クロスパワー演算器７からの出
力信号、Ｃｋ（−７６８≦ｋ≦７６８、ｋ≠０）が得ら
れ、キャリアが存在する部分の周波数伝達関数が判るこ
とになる。
【００２９】クロスパワー演算器７から出力される出力
信号をＩＦＦＴ回路８で逆フーリエ変換する。ここで、
インパルス応答信号をＦＦＴしたものが周波数伝達関数
であり、周波数伝達関数をＩＦＦＴすることによって複
素インパルス応答信号が得られる。したがってＩＦＦＴ
回路８における逆フーリエ変換の結果、ＩＦＦＴ回路８
から疑似的に伝送路の複素インパルス応答信号が得られ
ることになる。
信号をＩＦＦＴ回路８で逆フーリエ変換する。ここで、
インパルス応答信号をＦＦＴしたものが周波数伝達関数
であり、周波数伝達関数をＩＦＦＴすることによって複
素インパルス応答信号が得られる。したがってＩＦＦＴ
回路８における逆フーリエ変換の結果、ＩＦＦＴ回路８
から疑似的に伝送路の複素インパルス応答信号が得られ
ることになる。
【００３０】ＩＦＦＴ回路８から出力される複素インパ
ルス応答信号はパワー計算回路９に供給し、パワー計算
回路９において入力された複素インパルス応答信号の二
乗演算が行われて電力信号、すなわちインパルス応答信
号に変換される。パワー計算回路９から出力される電力
信号、すなわちインパルス応答信号はデータシフト回路
１０およびウインドウ回路１８に供給する。
ルス応答信号はパワー計算回路９に供給し、パワー計算
回路９において入力された複素インパルス応答信号の二
乗演算が行われて電力信号、すなわちインパルス応答信
号に変換される。パワー計算回路９から出力される電力
信号、すなわちインパルス応答信号はデータシフト回路
１０およびウインドウ回路１８に供給する。
【００３１】電力信号、すなわちインパルス応答信号を
受けたデータシフト回路１０では、後記するピーク位置
検出器１３からのコントロール信号に基づいて、インパ
ルス応答信号の並びがシフトされ、シフトされたインパ
ルス応答信号をデータシフト回路１０から時間幅がガー
ドインターバル期間とほぼ等しい期間幅のウィンドウ回
路１１に供給する。
受けたデータシフト回路１０では、後記するピーク位置
検出器１３からのコントロール信号に基づいて、インパ
ルス応答信号の並びがシフトされ、シフトされたインパ
ルス応答信号をデータシフト回路１０から時間幅がガー
ドインターバル期間とほぼ等しい期間幅のウィンドウ回
路１１に供給する。
【００３２】データの並びが順次シフトされたインパル
ス応答信号は、ウィンドウ回路１１でガードインターパ
ルの時間幅とほぼ等しい時間幅（以下、ガードインター
バル時間窓とも記す）で取り出し、加算器１２に供給し
て、入力されたインパルス応答信号レベルの和、すなわ
ちトータルパワーを加算器１２で求めピーク位置検出器
１３へ送出する。
ス応答信号は、ウィンドウ回路１１でガードインターパ
ルの時間幅とほぼ等しい時間幅（以下、ガードインター
バル時間窓とも記す）で取り出し、加算器１２に供給し
て、入力されたインパルス応答信号レベルの和、すなわ
ちトータルパワーを加算器１２で求めピーク位置検出器
１３へ送出する。
【００３３】ピーク位置検出器１３では１つの受信ＰＲ
Ｓシンボルに対し、ＩＦＦＴのボイント数に応じてデー
タシフト回路１０におけるシフトを繰り返し、トータル
パワーがピーク値が生ずる位置、すなわちピーク位置を
検出し、ピーク位置検出器１３にて検出したピーク位置
出力をタイミングコントロール回路１４に送出して、タ
イミングコントロール回路１４を介し、Ｄ／Ａ変換器１
５を通してＶＣＸＯ１６の発振周波数を制御し、タイミ
ングジェネレータ１７から出力されるＡ／Ｄ変換器１の
サンプリングクロック信号やスイッチ回路５の開閉を制
御するゲート信号のタイミングを変化させる。
Ｓシンボルに対し、ＩＦＦＴのボイント数に応じてデー
タシフト回路１０におけるシフトを繰り返し、トータル
パワーがピーク値が生ずる位置、すなわちピーク位置を
検出し、ピーク位置検出器１３にて検出したピーク位置
出力をタイミングコントロール回路１４に送出して、タ
イミングコントロール回路１４を介し、Ｄ／Ａ変換器１
５を通してＶＣＸＯ１６の発振周波数を制御し、タイミ
ングジェネレータ１７から出力されるＡ／Ｄ変換器１の
サンプリングクロック信号やスイッチ回路５の開閉を制
御するゲート信号のタイミングを変化させる。
【００３４】また、ウィンドウ回路１８ではシンボル間
干渉を起す時間領域部分の信号だけを取り出しレベル検
出器１９へ送出する。レベル検出器１９においては入力
されたデータの中に一定レベル以上のデータが存在する
場合にタイミングコントロール回路１４のゲインを大き
くするように、タイミングコントロール回路１４を制御
する。
干渉を起す時間領域部分の信号だけを取り出しレベル検
出器１９へ送出する。レベル検出器１９においては入力
されたデータの中に一定レベル以上のデータが存在する
場合にタイミングコントロール回路１４のゲインを大き
くするように、タイミングコントロール回路１４を制御
する。
【００３５】上記の本発明の実施の一形態にかかる復調
器において、図２（ａ）および（ｂ）に示したように異
なる伝送路ａ、ｂを通過した２波が受信された場合、ウ
ィンドウ回路１１によって図２（ｄ）に示すようにイン
パルス応答信号がほぼガードインターバルの時間幅に等
しい時間長のガードインターバル時間窓で抜き出され、
加算器１２でそのトータルパワーが演算される。
器において、図２（ａ）および（ｂ）に示したように異
なる伝送路ａ、ｂを通過した２波が受信された場合、ウ
ィンドウ回路１１によって図２（ｄ）に示すようにイン
パルス応答信号がほぼガードインターバルの時間幅に等
しい時間長のガードインターバル時間窓で抜き出され、
加算器１２でそのトータルパワーが演算される。
【００３６】したがって、データシフト回路１０ではイ
ンパレルス応答信号のデータがずらされながら、加算器
１２では加算演算が繰り返されて、図２（ｅ）に示すよ
うにガードインターバル時間窓内のトータルパワーのデ
ータが求められる。なお、図２（ｃ）はＦＦＴ回路３に
おけるフーリエ変換のためのＦＦＴ窓の区間を示してい
る。
ンパレルス応答信号のデータがずらされながら、加算器
１２では加算演算が繰り返されて、図２（ｅ）に示すよ
うにガードインターバル時間窓内のトータルパワーのデ
ータが求められる。なお、図２（ｃ）はＦＦＴ回路３に
おけるフーリエ変換のためのＦＦＴ窓の区間を示してい
る。
【００３７】加算器１２からの加算結果、すなわちトー
タルパワーを受けて、ピーク位置検出器１３ではトータ
ルパワーのピークが生ずるピーク位置が求められ、タイ
ミングコントロール回路１４によって、ピーク位置が目
標位置に収束する受信タイミングになるように、ＶＣＸ
Ｏ１６の発振周波数がＤ／Ａ変換器１５を介して制御さ
れ、タイミングジェネレータ１７から出力されるＡ／Ｄ
変換器１のサンプリングクロック信号の位相がずらされ
て、目標位置、すなわち最適な受信タイミングに制御さ
れる。
タルパワーを受けて、ピーク位置検出器１３ではトータ
ルパワーのピークが生ずるピーク位置が求められ、タイ
ミングコントロール回路１４によって、ピーク位置が目
標位置に収束する受信タイミングになるように、ＶＣＸ
Ｏ１６の発振周波数がＤ／Ａ変換器１５を介して制御さ
れ、タイミングジェネレータ１７から出力されるＡ／Ｄ
変換器１のサンプリングクロック信号の位相がずらされ
て、目標位置、すなわち最適な受信タイミングに制御さ
れる。
【００３８】また、同様にＶＣＸＯ１６の発振周波数が
制御されることによって、タイミングジェネレータ１７
から出力されるゲート信号によってスイッチ回路５の開
閉が制御されて、ＰＲＳシンボルが取り出されることに
なる。
制御されることによって、タイミングジェネレータ１７
から出力されるゲート信号によってスイッチ回路５の開
閉が制御されて、ＰＲＳシンボルが取り出されることに
なる。
【００３９】以上の作用によって、すべての伝送路、す
なわち受信パスを介して受信された受信信号がガードイ
ンターバルの時間幅以内に入っている場合は、常にシン
ボル間干渉を起こさない最適な受信タイミングになるよ
うに制御されることになる。
なわち受信パスを介して受信された受信信号がガードイ
ンターバルの時間幅以内に入っている場合は、常にシン
ボル間干渉を起こさない最適な受信タイミングになるよ
うに制御されることになる。
【００４０】また、ウィンドウ回路１８により、インパ
ルス応答信号の波形からシンボル間干渉を起こしている
タイミングの伝送路からの受信信号に対応する電力信号
が取り出され、それが一定レベル以上の場合にレベル検
出器１９によって検出され、レベル検出器１９からの出
力信号に基づいてタイミングコントロール回路１４のゲ
インが増加させられて、受信タイミング制御の応答性が
向上される。この結果、急激な伝送路、すなわち受信パ
スの変化に対する追従特性が向上し、定常状態では安定
性が確保できることになる。
ルス応答信号の波形からシンボル間干渉を起こしている
タイミングの伝送路からの受信信号に対応する電力信号
が取り出され、それが一定レベル以上の場合にレベル検
出器１９によって検出され、レベル検出器１９からの出
力信号に基づいてタイミングコントロール回路１４のゲ
インが増加させられて、受信タイミング制御の応答性が
向上される。この結果、急激な伝送路、すなわち受信パ
スの変化に対する追従特性が向上し、定常状態では安定
性が確保できることになる。
【００４１】ここで、ガードインターバル時間窓の時間
長をガードインターバルの時間幅にほぼ等しい時間長と
したのは、再生音声のマルチパスなどによる影響を供す
る範囲に基づいて定めればよいためである。また、受信
タイミング制御の応答特性や、伝送路すなわち受信パス
の変化に対するマージンとして、ウィンドウ回路１１の
ガードインターバル時間窓の時間長を変えてもよい。
長をガードインターバルの時間幅にほぼ等しい時間長と
したのは、再生音声のマルチパスなどによる影響を供す
る範囲に基づいて定めればよいためである。また、受信
タイミング制御の応答特性や、伝送路すなわち受信パス
の変化に対するマージンとして、ウィンドウ回路１１の
ガードインターバル時間窓の時間長を変えてもよい。
【００４２】次に本発明の実施の一形態にかかる復調器
の変形例について説明する。図３は本発明の実施の一形
態にかかる復調器の変形例の構成を示すブロック図であ
る。
の変形例について説明する。図３は本発明の実施の一形
態にかかる復調器の変形例の構成を示すブロック図であ
る。
【００４３】図３に示した変形例では、本発明の実施の
一形態にかかる復調器において、ウインドウ回路１１お
よび１８と加算器１２とピーク位置検出器１３とレベル
検出器１９とに代わって、データシフト回路１０によっ
てインパルス応答信号のデータをシフトしながら、シフ
トされた出力信号をシンボル間干渉計算回路２０に供給
し、シンボル間干渉計算回路２０においてシンボル間干
渉を演算する。
一形態にかかる復調器において、ウインドウ回路１１お
よび１８と加算器１２とピーク位置検出器１３とレベル
検出器１９とに代わって、データシフト回路１０によっ
てインパルス応答信号のデータをシフトしながら、シフ
トされた出力信号をシンボル間干渉計算回路２０に供給
し、シンボル間干渉計算回路２０においてシンボル間干
渉を演算する。
【００４４】シンボル間干渉計算回路２０においては、
シンボル間干渉を起こす全ての伝送路を介した受信信号
中の電力信号から、すなわちＯＦＤＭシンボルのレベル
とタイミングのずれとから、トータルの干渉レベルが計
算される。この計算がデータシフト回路１０でインパル
ス応答のデータをずらしながら繰り返して行われ、干渉
レベルが最も低くなるようにタイミングコントロール回
路１４を介して、ＶＣＸＯ１６の発振周波数が制御され
る。
シンボル間干渉を起こす全ての伝送路を介した受信信号
中の電力信号から、すなわちＯＦＤＭシンボルのレベル
とタイミングのずれとから、トータルの干渉レベルが計
算される。この計算がデータシフト回路１０でインパル
ス応答のデータをずらしながら繰り返して行われ、干渉
レベルが最も低くなるようにタイミングコントロール回
路１４を介して、ＶＣＸＯ１６の発振周波数が制御され
る。
【００４５】これによって、ＶＣＸＯ１６の発振周波数
によって制御されるタイミングジェネレータ１７から出
力されるＡ／Ｄ変換器１のサンプリングクロック信号の
位相が制御されて、受信パスを介して受信された受信信
号がガードインターバルの時間幅以内に入っていないよ
うな場合を含む、あらゆる受信環境においてシンボル間
干渉が最も低くなるように、受信タイミングが制御され
ることになる。
によって制御されるタイミングジェネレータ１７から出
力されるＡ／Ｄ変換器１のサンプリングクロック信号の
位相が制御されて、受信パスを介して受信された受信信
号がガードインターバルの時間幅以内に入っていないよ
うな場合を含む、あらゆる受信環境においてシンボル間
干渉が最も低くなるように、受信タイミングが制御され
ることになる。
【００４６】なお、図３において示した変形例において
も図１に示した実施の形態にかかる復調器におけるウィ
ンドウ回路１８、レベル検出器１９を用いてシンボル間
干渉を起している場合にタイミングコントロール回路１
４のゲインを増加させるようにしてもよい。
も図１に示した実施の形態にかかる復調器におけるウィ
ンドウ回路１８、レベル検出器１９を用いてシンボル間
干渉を起している場合にタイミングコントロール回路１
４のゲインを増加させるようにしてもよい。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように本発明の復調器によ
れば、ＳＦＮ環境で複数の電波を１つのアンテナで受信
する場合やマルチパス環境で受信する場合において、シ
ンボル間干渉が少ないタイミングで受信することが可能
となる。
れば、ＳＦＮ環境で複数の電波を１つのアンテナで受信
する場合やマルチパス環境で受信する場合において、シ
ンボル間干渉が少ないタイミングで受信することが可能
となる。
【図１】本発明の実施の一形態にかかる復調器の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかる復調器の作用の
説明図である。
説明図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかる復調器の変形の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図４】従来の復調器の構成を示すブロック図である。
１ Ａ／Ｄ変換器
２ シリアル／パラレル変換器
３ ＦＦＴ回路
４ 遅延検波回路
５ スイッチ回路
６ パターンジェネレータ
７ クロスパワー演算器
８ ＩＦＦＴ回路
９ パワー計算回路
１０ データシフト回路
１１、１８ ウィンドウ回路
１２ 加算器
１３ ピーク位置検出器
１４ タイミングコントロール回路
１５ Ｄ／Ａ変換器
１６ ＶＣＸＯ
１７ タイミングジェネレータ
１９ レベル検出器
２０ シンボル間干渉計算回路
Claims (3)
- 【請求項１】直交周波数分割多重変調信号を受信する受
信機の復調器において、キャリアが存在する周波数ポイ
ントにおける伝送路の伝達関数を求める第１演算手段
と、第１演算手段によって求めた伝達関数からインパル
ス応答信号を求める第２演算手段と、第２演算手段によ
って求めたインパルス応答信号に基づいて受信シンボル
のシンボル間干渉を求めるシンボル間干渉計算手段と、
シンボル間干渉計算手段によって求めたシンボル間干渉
が最小になるように受信タイミングを制御する制御手段
とを備えたことを特徴とする復調器。 - 【請求項２】直交周波数分割多重変調信号を受信する受
信機の復調器において、キャリアが存在する周波数ポイ
ントにおける伝送路の伝達関数を求める第１演算手段
と、第１演算手段によって求めた伝達関数からインパル
ス応答信号を求める第２演算手段と、第２演算手段によ
って求めたインパルス応答信号に基づいて受信シンボル
のシンボル間干渉を求めるシンボル間干渉計算手段と、
シンボル間干渉計算手段によって求めたシンボル間干渉
が最小になるように受信タイミングを制御する制御手段
と、シンボル間干渉を起こすタイミングのインパルス応
答信号レベルが所定値を超えていることを検出して受信
タイミング制御の応答特性を変化させる応答特性制御手
段とを備えたことを特徴とする復調器。 - 【請求項３】直交周波数分割多重変調信号を受信する受
信機の復調器において、キャリアが存在する周波数ポイ
ントにおける伝送路の伝達関数を求める第１演算手段
と、第１演算手段によって求めた伝達関数からインパル
ス応答信号を求める第２演算手段と、実質的に順次ずら
せたガードインターバル期間長にほぼ等しい時間長の期
間窓内におけるインパルス応答信号レベルの合計を求め
その最大値が発生する位置を検出する検出手段と、検出
手段によって求めた最大値の位置が目標位置に収束する
ように最大値の位置に基づいて受信タイミングを制御す
る制御手段と、シンボル間干渉を起こすタイミングのイ
ンパルス応答信号レベルが所定値を超えていることを検
出して受信タイミング制御の応答特性を変化させる応答
特性制御手段とを備えたことを特徴とする復調器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30990996A JP3453696B2 (ja) | 1996-11-07 | 1996-11-07 | 復調器 |
| DE1997118177 DE841787T1 (de) | 1996-11-07 | 1997-10-20 | Synchronisierung in einem Mehrträgerempfänger |
| EP97118177A EP0841787A3 (en) | 1996-11-07 | 1997-10-20 | Synchronisation in a multicarrier receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30990996A JP3453696B2 (ja) | 1996-11-07 | 1996-11-07 | 復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10145323A JPH10145323A (ja) | 1998-05-29 |
| JP3453696B2 true JP3453696B2 (ja) | 2003-10-06 |
Family
ID=17998804
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30990996A Expired - Lifetime JP3453696B2 (ja) | 1996-11-07 | 1996-11-07 | 復調器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0841787A3 (ja) |
| JP (1) | JP3453696B2 (ja) |
| DE (1) | DE841787T1 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11346206A (ja) | 1998-06-02 | 1999-12-14 | Mitsubishi Electric Corp | デジタル放送受信機 |
| GB2365714A (en) * | 2000-03-15 | 2002-02-20 | Conexant Digital Infotainment | Minimising effects of inter-symbol interference in receiver |
| JP4563620B2 (ja) * | 2001-07-18 | 2010-10-13 | 日本無線株式会社 | 伝送路特性測定装置 |
| GB2395094A (en) * | 2002-10-28 | 2004-05-12 | Sony Uk Ltd | Determining a symbol synch time in an OFDM receiver |
| US8144824B2 (en) * | 2005-03-10 | 2012-03-27 | Qualcomm Incorporated | Trend influenced time tracking |
| JP5307797B2 (ja) * | 2008-03-31 | 2013-10-02 | パナソニック株式会社 | 受信装置、受信方法、受信プログラム、集積回路及びデジタルテレビ |
| GB2525459B (en) | 2014-10-22 | 2017-01-11 | Imagination Tech Ltd | Symbol boundary detection |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3485117B2 (ja) * | 1993-09-10 | 2004-01-13 | ドイチェ トムソン−ブラント ゲーエムベーハー | Ｏｆｄｍ方式の基準信号の伝送方法 |
| FR2743967B1 (fr) * | 1996-01-18 | 1998-03-27 | France Telecom | Procede et dispositif de synchronisation temporelle d'un recepteur d'un signal multiporteuse |
-
1996
- 1996-11-07 JP JP30990996A patent/JP3453696B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-10-20 EP EP97118177A patent/EP0841787A3/en not_active Withdrawn
- 1997-10-20 DE DE1997118177 patent/DE841787T1/de active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10145323A (ja) | 1998-05-29 |
| EP0841787A2 (en) | 1998-05-13 |
| DE841787T1 (de) | 1998-09-24 |
| EP0841787A3 (en) | 2001-06-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6584164B1 (en) | Method for forming a training sequence | |
| US7844006B2 (en) | Method of non-uniform doppler compensation for wideband orthogonal frequency division multiplexed signals | |
| JP3649326B2 (ja) | Ｏｆｄｍ方式のガードインターバル長制御方法及びｏｆｄｍ送受信装置 | |
| US7602852B2 (en) | Initial parameter estimation in OFDM systems | |
| JP4043335B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP3079950B2 (ja) | 直交周波数分割多重変調信号の受信装置及び伝送方法 | |
| EP0955754B1 (en) | Method and apparatus for achieving and maintaining symbol synchronization in an OFDM transmission system | |
| KR100601939B1 (ko) | Ｏｆｄｍ 시스템에서의 초기 주파수 동기 방법 및 장치 | |
| US7257165B2 (en) | Method and apparatus for preamble detection and time synchronization estimation in OFDM communication systems | |
| US6711123B1 (en) | Receiving apparatus for OFDM communication system | |
| WO2006087856A1 (ja) | 伝送路推定機能付ディジタル放送受信装置 | |
| US7551692B2 (en) | Frequency recovery apparatus and method for use in digital broadcast receiver | |
| WO2001020831A1 (fr) | Dispositif de communication ofdm et procede de detection | |
| US6496144B2 (en) | Adaptive receiver having adaptive array unit and equalizer unit | |
| JP3453696B2 (ja) | 復調器 | |
| KR20010042707A (ko) | 멀티캐리어 시스템내 조주파수 동기화 | |
| KR100213100B1 (ko) | Ofdm 전송 신호의 주파수 오류 정정기와 그 방법 | |
| JP4309537B2 (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| JP3335933B2 (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置 | |
| JP3768108B2 (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| JP2002171238A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| KR100429837B1 (ko) | 직교주파수 분할 다중화 신호의 동기화 방법 및 그 장치 | |
| JP2006345428A (ja) | デジタル通信・放送に関する受信装置、受信方法、受信回路、およびプログラム | |
| EP1958409A1 (en) | Apparatus for estimating time and frequency offset using antenna diversity in ofdm communication system and method thereof | |
| KR100871870B1 (ko) | Ｏｆｄｍ 시스템을 위한 ｏｌａ 장치 및 기법 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070725 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080725 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080725 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090725 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090725 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100725 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100725 Year of fee payment: 7 |
|
| S202 | Request for registration of non-exclusive licence |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R315201 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100725 Year of fee payment: 7 |
|
| R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R360 |
|
| R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R360 |
|
| R371 | Transfer withdrawn |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100725 Year of fee payment: 7 |
|
| S202 | Request for registration of non-exclusive licence |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R315201 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100725 Year of fee payment: 7 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20170725 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20170725 Year of fee payment: 14 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20170725 Year of fee payment: 14 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |