DE112012004755B4

DE112012004755B4 - OFDM-Empfänger mit Zeitbereichskanalschätzung

Info

Publication number: DE112012004755B4
Application number: DE112012004755.9T
Authority: DE
Inventors: c/o Acorn Technologies Inc. Thompson Steven C.; c/o Acorn Technologies Inc. Lopez de Victoria Fernado
Original assignee: Acorn Technologies Inc
Current assignee: Acorn Technologies Inc
Priority date: 2011-11-15
Filing date: 2012-10-26
Publication date: 2020-12-24
Anticipated expiration: 2032-10-27
Also published as: WO2013074271A1; TWI502932B; JP2014533470A; GB2509276B; KR20160134866A; JP5863985B2; US20140334530A1; US8824527B2; DE112012004755T5; CN103931150B; KR101760228B1; US20130121392A1; KR20140082807A; TW201338471A; CN103931150A; GB2509276A; GB201405639D0; US9497046B2

Abstract

Verfahren zur Verarbeitung von OFDM-Signalen, welches Folgendes umfasst:
Bestimmen von einem oder mehreren Referenzsignalen basierend auf durch einen Standard vorgeschriebenen Pilotpositionen und auf virtuellen Pilotpositionen, wobei die virtuellen Pilotpositionen zusätzlich zu den und als Reaktion auf die durch einen Standard vorgeschriebenen Pilotpositionen bestimmt werden;
Durchführen von Zeitbereichskanalschätzung als Reaktion auf das Referenzsignal; und
Entzerren eines empfangenen Symbols als Reaktion auf die Zeitbereichskanalschätzung,
welches ferner das Bestimmen eines Trainingssymbolfaksimiles als Reaktion auf ein empfangenes gemischtes Symbol aus Pilot- und Dateninformation und das Korrelieren des Referenzsignals mit dem Trainingssymbolfaksimile umfasst.
wobei das Bestimmen eines Trainingssymbolfaksimiles das Verringern der Amplituden von Dateninformationen relativ zu Amplituden von Pilotinformationen beinhaltet.

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein System und ein Verfahren zur Verarbeitung von Kommunikationssignalen zum effizienteren Erreichen einer Kanalschätzung, insbesondere für die Bereitstellung von Kanalschätzung bei einem OFDM (orthogonales Frequenzmultiplexverfahren) -Empfänger, der Frequenzbereichsverarbeitung durchführt.
Beschreibung des Standes der Technik
Um die Datenraten zu erhöhen und die Mehrwegübertragung einzudämmen, haben fortschrittliche Netzwerke, einschließlich sogenannter drahtloser 4G-Netze, wie WiMAX und LTE, Variationen der OFDM-Wellenform für ihre PHY-Schicht übernommen. Die PHY-Schicht ist das physische, elektromagnetische Mittel, durch welches Bits von Informationen drahtlos oder drahtgebunden gesendet und empfangen werden. OFDM bietet eine sehr gefragte Bandbreiteneffizienz, mit einer eingebauten Eindämmung für die Mehrwegübertragung der drahtlosen Kanäle im städtischen Umfeld. Die Sensibilitäten der OFDM-Übertragung sind hinreichend bekannt. Das „Bit-Pump“-Schema für die PHY-Schicht hat sich bei DSL (digitaler Teilnehmeranschluss, drahtgebunden) -OFDM-Anwendungen als erfolgreich erwiesen. Andererseits stehen mobile drahtlose OFDM-Anwendungen noch immer vor Herausforderungen, um die Designkapazität des OFDM zu erreichen.
Im Mittelpunkt der praktischen und theoretischen Vorteile des OFDM steht die Verwendung einer schnellen Fouriertransformation (FFT - fast Fourier transform). Die FFT implementiert im OFDM kann als analog zu einer Tunergruppe für N_c-simultane Funkstationen gesehen werden, weil jeder der Töne, der durch die FFT erzeugt wird, unabhängig Teilnehmern zugewiesen werden kann. Die OFDM-PHY liefert oder empfängt eine sehr große Anzahl simultaner Bits, über einen kurzen Zeitraum, auf jeder Zwischenträgerfrequenz (Ton) mit einer vollständigen oder teilweisen Zuordnung von Zwischenträgern zu einem gegebenen Teilnehmer. Das Vornehmen einer teilweisen Zuordnung von Zwischenträgern unter unterschiedlichen Teilnehmern und das Aggregieren vieler Teilnehmer innerhalb eines Zeitraumes ist ein Mehrfachzugangsschema für OFDM. Im Falle von Kanälen mit 10 MHz Bandbreite kann ein Teilnehmer bis zu N_c = 840 (WiMAX) oder 600 (LTE) simultane Töne über eine sehr kurze Dauer, wie z.B. 0,1 Millisekunden, hinweg, empfangen. Diese N_c-Töne pro Zeitraum machen ein OFDM-Symbol aus. Die Zuordnung vieler Teilnehmer in einem Symbol wird OFDMA genannt.
Mobilfunkstandards bestehen üblicherweise aus drei wichtigen Zeitsegmenten, definiert durch die verfügbare Bandbreite und die Zeitsensibilität der Informationen. Eine Reihe von Symbolen wird verknüpft, um einen Rahmen zu definieren, bei welchem es sich um die längste relevante Zeiteinheit handelt und der zum Beispiel zehn Millisekunden betragen kann. Wenn die Standards einem Rahmen zwanzig Symbole zuweisen, dann beträgt die Symboldauer 0,5 Millisekunden. Schließlich definieren die FFT-Größe und die Zykluspräfix (CP - cycle prefix) -Dauer den Zeitabstand zwischen Samples, also definieren ein 1024-Punkt-FFT und ein 128-Punkt-CP eine Abtastzeit von 43 Nanosekunden. Obwohl FFT-Berechnungen vergleichsweise effizient sein können, ist die FFT-Größe für ein beispielhaftes OFDM-System ausreichend groß (z.B. 1024 Samples im Falle einer 10 MHz Bandbreite), dass die Berechnungsanforderungen recht hoch bleiben und der Energieverbrauch eine wichtige Einschränkung beim Design von Empfängern für Teilnehmer-Mobilteile bleibt.
OFDM-Systeme sind sensibler und weisen eine weniger robuste Signalerfassung auf als 3G-Systeme basierend auf dem Codemultiplexverfahren (CDMA - code division multiple access). Die Sensibilität von OFDM-Systemen resultiert aus ihrer Verwendung der schnellen Fouriertransformation (FFT) zur Umwandlung eingehender Signale aus dem Zeit- in den Frequenzbereich. Die FFT in OFDM-Systemen kann unter weit verbreiteten realen Bedingungen und Empfängerimplementierungen von idealen Annahmen abweichen. Wenn die Annahmen, die dem FFT-Algorithmus zugrunde liegen, fehlschlagen, entwickelt sich Übersprechen zwischen sämtlichen übermittelten N_c-Kanälen (auf N_c-Zwischenträgern). Übersprechen zwischen Zwischenträgern setzt die Leistung herab, was wiederum ein Ansteigen der Bitfehlerraten (BER - bit error rate) verursacht.
Ein OFDM-Mobiltelefon kann aufgrund von Reflektionen von Bauwerken oder großen Wasseroberflächen multiple Pfade (Kopien mit unterschiedlichen Verzögerungen) des gleichen Signals von einem Übertragungsturm („Basisstation“) empfangen. Dieser Empfang ohne direkte Sichtverbindung oder über Mehrwegübertragung verursacht, dass das Signal aus der flachen Frequenzbereichs-„Form“, die durch den Sender ausgegeben wird, verzerrt wird. Ein Empfänger muss einen Filter berechnen, um das Signal wieder in seiner ursprünglichen flachen spektralen Form herzustellen; dieser Filter soll das Signal entzerren. OFDM-Empfänger führen eine kritische Entzerrungsberechnung für jedes übermittelte OFDM-Symbol durch.
OFDM kann im Gegensatz zu den meisten anderen Modulationsstrategien, die häufig in Kommunikationssystemen zum Einsatz kommen, zwei Equalizer zur Verbesserung der Signalqualität beinhalten: einen Zeitequalizer (TEQ - time equalizer) und einen Frequenzequalizer (FEQ - frequency equalizer). Einige OFDM-Anwendungen, wie z.B. DSL, beinhalten einen Zeitequalizer, während andere, wie z.B. Systeme, die aktuelle Mobilfunkstandards implementieren, keinen Zeitequalizer erfordern. Alle praktischen OFDM-Empfänger weisen einen Frequenzequalizer auf. Egal, ob ein Empfänger einen Zeitequalizer oder nur einen Frequenzequalizer beinhaltet, muss der Empfänger Kanalschätzung durchführen, um zumindest Anfangswerte der Equalizerkoeffizienten zu bestimmen, bevor der Equalizer verwendet werden kann, um die Signalqualität zu verbessern. Das Bestimmen der Koeffizienten für Frequenzequalizer erfolgt üblicherweise im Frequenzbereich.
1 veranschaulicht schematisch ein OFDM-Kommunikationssystem, welches einen OFDM-Sender 10 beinhaltet, der ein Funksignal moduliert mit Informationen, wie Daten erzeugt durch ein Computernetzwerk oder Sprachdaten, erzeugt. Das Funksignal wird über den Kanal 12 an einen Empfänger 14 übertragen. Der Kanal 12 verzerrt das Funksignal auf verschiedene Weise, einschließlich durch Übertragung über multiple Pfade unterschiedlicher Länge, wobei multiple Kopien des Funksignals mit unterschiedlichem/n Versatz und Amplituden in den als Mehrwegübertragung bekannten Mechanismus eingefügt werden. Eine konventionelle OFDM-Empfängerschaltung 14 konvertiert das empfangene Signal auf das Basisband herunter und wandelt dann dieses Signal analog zu digital um, um das Informationssignal zu erzeugen, das in die in 1 gezeigte OFDM-Verarbeitungsschaltung eingegeben wird. Das Funksignal wird in ein Abgleichelement 16 eingegeben, welches das Signal zeitlich abgleicht, sodass es gemäß Übertragungsstandards verarbeitet werden kann. Im Anschluss an das Abgleichelement 16 wird das Signal an ein Verarbeitungselement 18 weitergegeben, welches das Zykluspräfix (CP) aus dem Signal entfernt. Ein konventioneller OFDM-Sender 10 fügt ein CP der Länge N_CP, welches aus den letzten N_CP-Samples besteht, zu einer einmaligen Signalwellenform der Länge N hinzu, sodass das digitale Signal, das der Sender in ein analoges Signal umwandelt und sendet, eine Länge N + N_CP aufweist. Ein Anfangsschritt des Umkehrumwandlungsprozesses des Empfängers ist dann das Entfernen und Verwerfen der hinzugefügten N_CP-Zykluspräfix-Samples. Im Anschluss an diesen Schritt organisiert und konvertiert ein Seriell-zu-Parallel-Umwandlungselement das serielle Signal in ein paralleles Signal zur weiteren Verarbeitung. Das Zykluspräfix kann entweder vor oder nach der Seriell-zu-Parallel-Umwandlung entfernt werden.
Nach der CP-Entfernung 18 werden die parallelen Daten an einen FFT-Prozessor 20 bereitgestellt, der die Zeitbereichssamples s(n) in einen Satz Frequenzbereichssamples R_i(k) zur Verarbeitung umwandelt. Es wird angenommen, dass das empfangene OFDM-Symbol durch den Kanal beschädigt wurde, wodurch für das OFDM angenommen wird, dass es eine Amplituden- und Phasenverzerrung in die Samples von jeder der in dem OFDM-System verwendeten Zwischenträgerfrequenzen einfügt. Der FEQ 22 wendet eine Amplituden- und Phasenkorrektur, die spezifisch für jede der Frequenzen ist, die in dem OFDM-System verwendet wird, auf die verschiedenen Samples an, die auf den unterschiedlichen Frequenzen übertragen wurden. Um die durch den FEQ 22 anzuwendende Korrektur zu bestimmen, benötigt der FEQ 22 eine Schätzung der Amplituden- und Phasenvariationen des Kanals vom Ideal bei jeder Frequenz.
Ein in 1 verwendeter konventioneller OFDM-Kanalschätzer 24 empfängt und schätzt einen Kanal üblicherweise basierend auf einem Satz von Pilottonpositionen 26 oder einem anderen Signal, das vorhersehbare Eigenschaften aufweist, wie z.B. bekannte Bits und Zwischenträgerpositionen. Dies wird als Frequenzbereichskanalschätzung oder FDCE (frequency domain channel estimation) bezeichnet. Die Pilottöne werden im Allgemeinen durch die relevanten Standards diktiert. Es kann notwendig sein, aus den empfangenen Informationen zu interpolieren, um Kanalschätzungsinformationen für jeden Zwischenträger oder Ton bereitzustellen. Alle FDCE-Implementierungen reagieren auf das durch die FFT ausgegebene OFDM-Symbol zum Extrahieren der Piloten. Die Kanalschätzung bei jedem Piloten kann als die Amplituden- und Phasenrotation von dem idealerweise erwarteten Nach-Demodulationswert von „+1“ für jeden Piloten bestimmt werden. D.h., jede Abweichung von diesem „+1“-Wert stellt die Verzerrung aus dem Kanal bei der Bandbreite dieser Frequenz dar. Der Wert des Kanals bei den Datenzwischenträgerfrequenzen kann durch Interpolieren der Werte, die bei den Pilotzwischenträgerfrequenzen erhalten werden, geschätzt werden. Verschiedene Verbesserungen an einfachen Kanalschätzungsschemata sind bekannt und werden konventionell im Frequenzbereich implementiert. Der Frequenzequalizer 22 empfängt die Signale vom FFT-Prozessor 20, und der Kanal schätzt aus dem Schätzer 24 und entzerrt das Signal. Die Ausgabe des Equalizers 22 wird üblicherweise an ein Parallel-zu-Seriell-Element bereitgestellt, welches die parallelen Ausgaben des Equalizers in ein serielles Ausgabeteilnehmersignal umwandelt.
Ein OFDM-Symbol wird konstruiert, indem aktive Datenzwischenträgerwerte aus einem vorgeschriebenen Satz von Werten gemäß der Anzahl an Bits, die in dieses OFDM-Symbol „geladen“ werden sollen, auf Nicht-Null-Werte eingestellt werden. Diese Werte werden dann einer inversen schnellen Fouriertransformation (IFFT - inverse fast Fourier transform) unterzogen, um die Zeitbereichssamples zu erhalten. Dann wird ein Zykluspräfix an den Beginn des Symbols angehängt, indem eine definierte Zahl von Samples vom Ende der Zeitbereichssamples des Symbols übernommen wird. Wenn die IFFT 1024 Samples erzeugt, dann ist die Zahl der Zeitsamples 1024. Bestimmte Standards wählen das CP so aus, dass es eine Länge von 128 aufweist. Das bedeutet, der Sender wählt die letzten 128 Samples aus der Sequenz von 1024 Samples und stellt diese Samples voran, sodass sie zu den ersten 128 Samples in dem gesendeten OFDM-Symbol werden, welches insgesamt 1152 Samples aufweist. Aufgrund dieser Konstruktion erzeugt die Auswahl beliebiger 1024 Samples aus den 1152 Samples des OFDM-Symbols eine zirkuläre Verschiebung in den ursprünglichen 1024 OFDM-Zeitsamples.
Im Falle des WiMAX-Standards kann das OFDM-Symbol auf 60 Unterkanälen mit 14 aktiven Zwischenträgern pro Unterkanal, für insgesamt 840 aktive Zwischenträger, mit 4 Piloten pro Unterkanal gesendet werden. Die Position der Piloten in jedem gegebenen Symbol, und somit Unterkanal, ist durch den Standard vorgeschrieben.
Ein theoretischer Vorteil des OFDM ist, dass eine Entzerrung nach der FFT für jeden empfangenen Ton einzeln und durch einen recht einfachen Algorithmus durchgeführt werden kann. Ein weiterer Vorteil, der OFDM-Empfänger befähigt, ist, dass Equalizerkoeffizienten nur für jeden Zwischenträger geschätzt werden müssen, der relevant für den Teilnehmer ist, eine Menge, die kleiner als die FFT-Größe ist. Die Werte für jeden Equalizerkoeffizienten, die jedem Ton entsprechen, sind abhängig von der Schätzung des Kanalkoeffizienten - als Kanalschätzung bezeichnet. Wie viele Operationen in OFDM-Empfängern, führen typische OFDM-Empfänger die Kanalschätzung nach der FFT durch, weil die Kanalschätzung an diesem Punkt einfach und effizient basierend auf der Tonzuordnung eines Teilnehmers durchgeführt wird. Weil die Kanalschätzung nach der FFT erfolgt, werden die Töne durch FFT- und Nach-FFT-Verzerrungen beeinträchtigt, bekannt als Inter-Carrier-Interferenz (ICI). ICI manifestiert sich im Allgemeinen durch drei Bedingungen: 1) Fehler bei der Frequenzabstimmung; 2) Doppler aus Mobilität; und 3) Interferenz aus anderen Zellpositionen. OFDM-Systeme tragen Inter-Symbol-Interferenz durch die Bereitstellung eines Zeitspaltes zwischen Symbolen Rechnung, sodass die Inter-Symbol-Interferenz im Allgemeinen bei OFDM im Vergleich zu anderen drahtlosen Schemata von weniger Belang ist.
Jeder gegebene Kanal weist eine gut bekannte Grenze seiner Kapazität auf. Bei aktuellen OFDM-Implementierungen kommt es zu zusätzlichen Verlusten bei der Kapazität unter die erwarteten Raten. Dabei sind Kanalschätzungsfehler ein Hauptgrund. Da bei typischen Implementierungen die ICI die Kanalschätzungsalgorithmen nach der FFT beeinträchtigt, führt eine schlechte Kanalschätzung zu ungenauen Equalizerkoeffizienten. Einer erhöhten Bitfehlerrate (BER) aufgrund unzähliger Bedingungen, wie z.B. anspruchsvolle Kanäle und schlechte Kanalschätzung, kann durch Verringerung der einem Teilnehmer angebotenen übermittelten Bitrate Rechnung getragen werden. In der Tat gestattet eine Verringerung der übermittelten Bitrate Robustheit gegen Interferenz. Jedoch ist dies eine nichtlineare Korrektur, da das OFDM-Schema die Übertragung von zwei, vier oder sechs Bits pro Ton gestattet und dementsprechend, unter gewissen Umständen, das Mindern der Verzerrung das Übertragen von weniger als 2 Bits/Ton erfordert, was bedeutet, dass das System dem Teilnehmer überhaupt keine Daten zur Verfügung stellt.
KURZE DARSTELLUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung sieht ein Verfahren zur Verarbeitung von OFDM-Signalen vor, welches das Bestimmen eines Referenzsignals basierend auf durch den Standard vorgeschriebenen Pilotpositionen und virtuellen Pilotpositionen umfasst. Die virtuellen Pilotpositionen werden zusätzlich zu den und als Reaktion auf die durch den Standard vorgeschriebenen Pilotpositionen bestimmt. Das Verfahren führt Zeitbereichskanalschätzung als Reaktion auf das Referenzsignal durch und entzerrt ein empfangenes Symbol als Reaktion auf die Zeitbereichskanalschätzung.
Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung sieht ein Verfahren zur Verarbeitung von OFDM-Signalen vor, welches das Empfangen eines gemischten Symbols aus Pilot- und Dateninformationen umfasst. Ein Satz virtueller Pilotinformationen wird als Reaktion auf tatsächliche Pilotinformationen bereitgestellt. Ein Referenzsignal wird basierend auf zumindest virtuellen Pilotpositionen bestimmt. Die virtuellen Pilotpositionen werden zusätzlich zu tatsächlichen Pilotpositionen bereitgestellt und reagieren auf diese. Die Zeitbereichskanalschätzung erfolgt als Reaktion auf das Referenzsignal, und ein empfangenes Symbol wird als Reaktion auf die Zeitbereichskanalschätzung entzerrt.
Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung sieht ein Verfahren zur Verarbeitung von OFDM-Signalen vor, welches das Erzeugen einer Zeitbereichskanalimpulsantwort als Reaktion auf ein oder mehrere empfangene OFDM-Symbole umfasst. Diese Zeitbereichskanalimpulsantwort weist einen ersten Satz Samples auf. Der erste Satz Samples wird evaluiert, um einen zweiten Satz Samples zu identifizieren, welcher eine geschätzte Zeitbereichskanalimpulsantwort umfasst. Die geschätzte Zeitbereichskanalimpulsantwort wird weiter verbessert, um eine verbesserte Zeitbereichskanalschätzung zu erzeugen. Ein empfangenes Symbol wird in einer Art und Weise als Reaktion auf die verbesserte Zeitbereichskanalschätzung entzerrt.
Noch ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung sieht ein Verfahren zur Verarbeitung von OFDM-Signalen vor, welches das Erzeugen einer Zeitbereichskanalimpulsantwort als Reaktion auf ein oder mehrere empfangene OFDM-Symbole umfasst. Diese Zeitbereichskanalimpulsantwort weist einen ersten Satz Samples auf. Der erste Satz Samples wird evaluiert, um eine erste Sampleposition basierend auf Amplituden des ersten Satzes von Samples zu identifizieren, und es wird, als Reaktion auf die erste Sampleposition, ein zweiter Satz Samples als eine verkürzte Zeitbereichskanalimpulsantwort ausgewählt. Das Verfahren verbessert die verkürzte Zeitbereichskanalimpulsantwort weiter, um eine verbesserte Zeitbereichskanalschätzung zu erzeugen, und entzerrt ein empfangenes Symbol als Reaktion auf die verbesserte Zeitbereichskanalschätzung.
Figurenliste

1 veranschaulicht schematisch ein OFDM-Kommunikationssystem, welches einen OFDM-Sender und einen Frequenzbereichskanalschätzungs-OFDM-Empfänger beinhaltet.
2 veranschaulicht schematisch ein OFDM-Kommunikationssystem, welches einen Zeitbereichskanalschätzungs-OFDM-Empfänger beinhaltet.
3 veranschaulicht schematisch eine Implementierung eines Mittelungsstrategieelementes, welches Wiener-Filterung für die Interpolation von Kanalschätzungen unter Verwendung von Informationen abgeleitet aus einer Zeitbereichskanalschätzung implementiert. Die Mittelungsstrategien von 3 können innerhalb eines OFDM-Empfängers verwendet werden, der Zeitbereichskanalschätzung implementiert.
4 zeigt Simulationsergebnisse für OFDM-Empfänger mit unterschiedlichen Kanalschätzungsimplementierungen.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Systeme mit einem orthogonalen Frequenzmultiplexverfahren (OFDM - orthogonal frequency division multiplexing), welche Zeitbereichskanalschätzung (TDCE - time-domain channel estimation) implementieren, können eine bessere Leistung, z.B. eine robustere Leistung, im Vergleich zu OFDM-Systemen, welche Ansätze der Frequenzbereichskanalschätzung (FDCE - frequency-domain channel estimation) implementieren, bereitstellen. In diesem Zusammenhang wird Robustheit als die Fähigkeit des Kommunikationssystems angesehen, in Gegenwart von Doppler-, Interferenz- oder Trägerversatzbedingungen oder Kombinationen dieser Bedingungen zu arbeiten. OFDM-Systeme, welche TDCE implementieren, können robuster sein, weil sie, in bevorzugten Implementierungen, den Kanal unter Verwendung statistischer Verfahren oder anderer Strategien, welche die Korruption aus Interferenz minimieren, messen. Im Gegensatz dazu messen OFDM-Systeme, die Frequenzbereichskanalschätzung verwenden, den Kanal üblicherweise durch Analyse des empfangenen Signals nach Durchführung einer schnellen Fouriertransformation (FFT - fast Fourier transform) am empfangenen Signal. Die schnelle Fouriertransformation ist ein zentrales Element von OFDM-Systemen, jedoch „zementiert“ die FFT auch Interferenz in das Signal, und zwar in einer Art und Weise, welche die Frequenzbereichskanalschätzung herabsetzen kann.
Bevorzugte Implementierungen eines TDCE-OFDM-Empfängers können einen geringeren Energieverbrauch für ein gegebenes Level an Funktionalität bereitstellen. Vorzugsweise wird ein System mit geringerem Energieverbrauch durch eines oder mehrere aus der Verwendung eines vergleichsweise weniger komplexen Systems, einmaliger Durchführung von Kanalschätzung pro OFDM-Symbol oder Erreichen einer höheren Genauigkeit zur Vereinfachung der implementierungsbedingten Kapazitätsspaltverringerung bereitgestellt. TDCE-OFDM-Empfänger, wie hier beschrieben, können sich an jede dieser Strategien zur Bereitstellung eines geringeren Energieverbrauchs richten.
Eine Variation eines bevorzugten OFDM-Kommunikationssystems führt Zeitbereichskanalschätzung als Reaktion auf empfangene Symbole aus, bevor die Symbole durch eine schnelle Fouriertransformation verarbeitet werden. Das Kommunikationssystem erzeugt vorzugsweise virtuelle Piloten aus tatsächlichen Piloten zur Verbesserung der Stabilität und Qualität der Kanalschätzung. Diese Variationen bevorzugter Systeme erzeugen ein Referenzsignal aus den tatsächlichen und virtuellen Piloten und korrelieren das resultierende Referenzsignal mit einem Signal als Reaktion auf das empfangene Symbol zum Erzeugen einer Anfangskanalimpulsantwort (CIR - channel impulse response) und zum Bestimmen von Statistiken über den Kanal. Unter gewissen Umständen wird das resultierende Referenzsignal mit einem modifizierten Symbol korreliert, in welchem die tatsächlichen und virtuellen Pilotpositionen betont werden und die Datenpositionen weniger betont werden. Bei einigen Implementierungen reagiert die Zeitbereichskanalschätzung vorzugsweise auf die CIR und Metrik, welche den Kanal charakterisiert, wie z.B. Kanalstatistiken, um die Anfangs-CIR iterativ weiter zu verbessern. Bevorzugte Aspekte des Systems bestimmen Kanalschätzungen für Nur-Daten-Symbole durch Mittelung, wobei die Mittelung vorzugsweise durch Interpolation oder Interpolation und Extrapolation und vorzugsweise im Frequenzbereich durchgeführt wird.
Eine weitere Variation eines bevorzugten OFDM-Kommunikationssystems führt die Zeitbereichskanalschätzung beginnend mit einer Frequenzbereichskorrelation eines Datensatzes durch, welcher Pilottöne und ein mit schneller Fouriertransformation verarbeitetes Symbol beinhaltet. Die resultierende Korrelation wird in den Zeitbereich umgewandelt, zum Beispiel durch eine IFFT, um eine Anfangskanalimpulsantwort (CIR) bereitzustellen und, wie zuvor, Statistiken über den Kanal zu bestimmen. Der Satz von Pilottönen, der für die Korrelation verwendet wird, kann zum Beispiel ein Satz tatsächlicher Piloten vorgeschrieben durch den entsprechenden Standard sein. Wenn höhere Robustheit oder Stabilität gewünscht werden, ist es bevorzugt, dass der Satz von Pilottönen, der für die Korrelation verwendet wird, sowohl tatsächliche Piloten vorgeschrieben durch den Standard als auch virtuelle Piloten, wie unten diskutiert bestimmt, beinhaltet. Die weitere Verarbeitung der Zeitbereichs-CIR zum Erzeugen einer verbesserten Zeitbereichskanalschätzung und zum, unter anderen Prozessen, Synchronisieren der Zeitbereichskanalschätzung, verläuft wie oben und unten diskutiert.
2 ist eine Prinzipdarstellung eines OFDM-Empfängers mit Zeitbereichskanalschätzung (TDCE) innerhalb eines OFDM-Gesamtsystems. Das OFDM-Kommunikationssystem beinhaltet einen OFDM-Sender 100, der Funksignale moduliert mit Informationen, wie Daten, die durch ein Computernetzwerk erzeugt werden, oder Sprachdaten, erzeugt. Das Funksignal wird über den Kanal 102 zu einer bevorzugten Implementierung eines TDCE-OFDM-Empfängers übertragen. Der Kanal 102 verzerrt das Funksignal auf verschiedene Weise, einschließlich durch Übertragung über multiple Pfade unterschiedlicher Länge, wodurch multiple Kopien des Funksignals mit unterschiedlichem/n Versatz und Amplituden in den als Mehrwegübertragung bekannten Mechanismus eingefügt werden. Das Funksignal wird herunterkonvertiert und in ein Abgleichelement 104 eingegeben, welches das Signal zeitlich abgleicht, sodass es gemäß der Übertragungsstandards verarbeitet werden kann. Im Anschluss an den Abgleich werden die Daten an ein Verarbeitungselement 106 weitergegeben, welches das Zykluspräfix (CP - cycle prefix) aus dem Signal entfernt. Im Anschluss an diesen Schritt, organisiert und konvertiert ein Seriell-zu-Parallel-Umwandlungselement das serielle Signal in ein paralleles Signal für die weitere Verarbeitung. Das Zykluspräfix kann entweder vor oder nach der Seriell-zu-Parallel-Umwandlung entfernt werden.
Nach der CP-Entfernung 106 werden die parallelen Daten an einen FFT-Prozessor 108 bereitgestellt, der die Zeitbereichssamples s(n) in einen Satz Frequenzbereichssamples R_i(k) zur Verarbeitung umwandelt. Es wird angenommen, dass das empfangene OFDM-Symbol durch den Kanal beschädigt wurde, wodurch für das OFDM angenommen wird, dass es eine Amplituden- und Phasenverzerrung in die Werte bei jeder der in dem OFDM-System verwendeten Zwischenträgerfrequenzen einfügt. Ein Frequenzequalizer 110 kann Amplituden- und Phasenkorrektur, die spezifisch für jede der Zwischenträgerfrequenzen ist, die in dem OFDM-System verwendet wird, für die verschiedenen Samples anwenden, die auf den unterschiedlichen Frequenzen übertragen wurden. Die durch den FEQ 110 angewandte Korrektur verwendet vorzugsweise eine Kanalschätzung der Amplituden- und Phasenvariationen des Kanals vom Ideal, wobei die Kanalschätzung vorzugsweise im Zeitbereich bereitgestellt wird. Bestimmte bevorzugte Implementierungen des TDCE-Empfängers von 2 bestimmen eine Kanalschätzung für jedes empfangene OFDM-Symbol. Andere bevorzugte Implementierungen verwenden statistische Maßnahmen zur Bereitstellung robuster Funktionalität gegen bekannte Behinderungen. Das entzerrte Symbol, das durch den Frequenzequalizer 110 ausgebeben wird, wird an den Decoder 380 bereitgestellt, welcher das Symbol verarbeitet, um die übertragenen Daten zu extrahieren. Geeignete Decoder sind in der Technik bekannt.
Die vorliegenden Erfinder haben beobachtet, dass ein Mechanismus, der die OFDM-Verbindungsleistung begrenzt, die Zuweisung fehlerhafter Zwischenträger (Ton) - Gewichte innerhalb des OFDM-FEQ ist, was größtenteils aufgrund von Fehlern in der Kanalschätzung geschieht. Aus diesem Grund schlagen die vorliegenden Erfinder die Implementierung einer robusteren Kanalschätzung in einigen bevorzugten Ausführungsformen im Vergleich zur konventionell implementierten Interpolation im Frequenzbereich zwischen Piloten vor.
Abschnitte des Empfängers von 2 werden vorzugsweise ausgewählt, um das Erzeugen einer Zeitbereichskanalschätzung zu vereinfachen. Das Pilotpositionselement 390 speichert einen Satz Pilotsignalpositionen und gibt diese aus. Das Pilotpositionselement 390 kann Pilotsignalpositionen ausgeben, welche den Symbolen und Zwischenträgern entsprechen, die der zutreffende Kommunikationsstandard als Pilotsignale aufweisend vorschreibt. Falls gewünscht, gibt das Pilotpositionselement 390 auch virtuelle Pilotpositionen zusätzlich zu und vorzugsweise erzeugt aus den durch die Standards vorgeschriebenen Pilotsignalpositionen aus. Die zusätzlichen virtuellen Pilotsignale stellen einen erhöhten Pilotsignalstimulus zur Verfügung, der durch Reaktionselemente verwendet werden kann, um genauere Ausgaben zu erzeugen, welche eine höhere und gewünschte Stabilität, insbesondere unter bestimmten Bedingungen, bereitstellen können. Das Referenzsignalelement 310 reagiert vorzugsweise auf Pilotpositionsinformationen ausgegeben durch das Pilotpositionselement 390, und reagiert bevorzugter auf die tatsächlichen und virtuellen Pilotpositionen zum Erzeugen eines Referenzsignals mit erhöhter Pilotsignalpositionsstimulation. Bei einigen Implementierungen gibt das Pilotpositionselement 390 für jede tatsächliche und virtuelle Pilotposition Phasen- und Amplitudeninformationen im Zusammenhang mit diesen tatsächlichen und virtuellen Piloten des Frequenzbereichs aus. Eine andere Schaltung, wie z.B. das Referenzsignalelement 310, könnte einen oder mehrere dieser Datensätze bereitstellen, in Abhängigkeit davon, wie die Schaltung implementiert ist und in Abhängigkeit vom Entwicklungsstand der Implementierung, oder einer oder mehrere dieser Datensätze wird/werden möglicherweise in bestimmten Implementierungen nicht benötigt. Das durch das Element 310 erzeugte Referenzsignal kann ein Zeitbereichssignal sein oder kann ein Frequenzbereichssignal sein, wie gewünscht, einschließlich wie für die Zeit- oder Frequenzauswahl des Schalters 305 bevorzugt. Das durch das Element 310 ausgegebene Referenzsignal gestattet Korrelationen zwischen dem Referenzsignal und entweder einem im Zeitbereich oder Frequenzbereich empfangenen Signal.
In bestimmten bevorzugten Ausführungsformen eines OFDM-Empfängers wählt der Empfänger vorzugsweise eine maximale Kanalimpulsantwort (CIR) -Länge für die Schätzung aus, die vorzugsweise kürzer als die OFDM-Symbollänge ist. Die Symbollänge ist im Allgemeinen für ein bestimmtes System fixiert. Das System kann in einigen bevorzugten Ausführungsformen einen Abschnitt der Anfangs-CIR für die weitere Verarbeitung auswählen, um eine Kanalschätzung zu entwickeln, oder es kann ansonsten eine Kanalschätzung mit einer Länge erreichen, die kürzer als die Symbollänge oder die Länge der Anfangs-CIR ist. Derartige bevorzugte Ausführungsformen können zum Beispiel Metriken ausnutzen, welche den Kanal kennzeichnen, um vorteilhafterweise eine Verkürzung der Anfangssymbollängen-CIR zu bestimmen, die vorteilhaft für die Zeitbereichskanalschätzung im Hinblick auf Komplexität, Robustheit und Genauigkeit ist. Eine geeignete Metrik könnte zum Beispiel durch den Iterationscontroller 350 erzeugt werden oder könnte durch ein anderes Element des Empfängers von 2 erzeugt werden, welches auf den Kanal reagiert. Eine Verbesserung der Pilotinformationen, zum Beispiel durch das Einfügen virtueller Pilotpositionen geschätzt durch das Pilotpositionselement 390, wird vorzugsweise in der Qualität des statistischen Maßes 320 reflektiert. Das statistische Maßelement 320 in bestimmten bevorzugten Empfängerimplementierungen kann verwendet werden, um ein Signal höherer Qualität über eine längere Zeitspanne bereitzustellen, sodass ein CIR-Auswahlmodul 330 vorzugsweise derart ausgelegt werden kann, dass es eine CIR durch ein energieoptimierendes Verfahren verkürzt. Ausführungsformen des Empfängers von 2, die zwei oder mehr dieser separat vorteilhaften Strategien kombinieren, können weitere Vorteile aufweisen. Zum Beispiel kann die serielle Verarbeitung der veranschaulichten Anordnung der Elemente 310, 320 und 330 vorzugsweise implementiert sein, um die Informationen und deren Qualität zu erhöhen, aus welchen das Kanalschätzungselement 340 seine Ergebnisse erzeugt. Wie unten detaillierter diskutiert, stellt dies einen Ausgleich zwischen dem Rauschen und anderen Variationen im Signal, die durch eine längere Kanallänge, die zur Schätzung verwendet wird, und die verbesserten Energielevel, die bei der Schätzung verwendet werden, in das System gekoppelt werden, dar.
Das Kanalschätzungselement 340 ist vorzugsweise zumindest in der Lage, die Zeitbereichskanalschätzung durchzuführen. Das Kanalschätzungselement 340 kann eine Zeitbereichsdarstellung der Anfangs-CIR empfangen (egal, ob diese Anfangs-CIR im Zeitbereich entwickelt wird oder im Frequenzbereich entwickelt und das Ergebnis in den Zeitbereich umgewandelt wird), und es verarbeitet vorzugsweise die Anfangs-CIR, um eine Zeitbereichskanalschätzung zu entwickeln. Wie in 2 veranschaulicht, koppelt der bevorzugte Schalter 305 selektiv ein Zeitbereichssignal (vor der FFT-Verarbeitung im FFT 108) oder ein Frequenzbereichssignal (nach der FFT-Verarbeitung im FFT 108) an verschiedene Elemente des Empfängers, einschließlich des statistischen Maßelementes 320. Dementsprechend ist in besonders bevorzugten Empfängerimplementierungen das statistische Maßelement 320 in der Lage, selektiv Zeitbereichs- oder Frequenzbereichskanalschätzung durchzuführen, um die Anfangszeitbereichs-CIR zu entwickeln. Die meisten der hier diskutierten Vorteile betreffen die Verwendung einer abschließenden Zeitbereichskanalschätzung innerhalb eines Empfängers, und somit ist es bevorzugt, dass das Kanalschätzungselement 340 zumindest eine Zeitbereichskanalschätzungsfähigkeit basierend auf einer Anfangszeitbereichs-CIR beinhaltet, wo der Empfänger die Anfangszeitbereichs-CIR zum Teil im Frequenzbereich bestimmen kann. Bestimmte Ausführungsformen implementieren vorzugsweise das Schätzungsmodul 340, sodass es auf Metrik reagiert, die im Iterationscontroller 350 berechnet wird, welcher wiederum auf eines oder mehrere oder alle der Module 310, 320, 330 reagieren kann. In noch anderen Ausführungsformen kann der Iterationscontroller 350 vorzugsweise diese Metrik als Reaktion auf Fehlerrateninformationen weiter verbessern, welche vorzugsweise durch das Decodermodul 380 erzeugt und als Feedback an den Iterationscontroller 350 bereitgestellt werden. Zusätzliche Elemente oder Schaltungen des Empfängers von 2, wie z.B. das Phasenabgleichelement 360, das Füllelement, die FFT und das Mittelungsstrategieelement 370 sind für weitere Verbesserungen, unterschiedliche Aspekte oder unterschiedliche Betriebsmodi des Empfängers bereitgestellt. Zum Beispiel sind bestimmte Elemente oder Schaltungen von Nutzen, damit die Kanalschätzung für die geeignete weitere Verarbeitung gemäß dessen vorbereitet werden kann, ob eine Zeitbereichs- oder eine Frequenzbereichsschätzung an diesem Punkt im Empfänger vorliegt. Bevorzugte Implementierungen des Empfängers von 2 können zusätzliche Nachschätzungselemente oder -schaltungen implementieren, um Berechnungs- oder Betriebseffizienzen zu erreichen. Zum Beispiel ist das Phasenabgleichelement 360 vorzugsweise, wie durch 2 veranschaulicht, im Zeitbereich implementiert, aber das Phasenabgleichelement kann auch im Frequenzbereich implementiert sein, selbst wenn eine derartige Implementierung Komplexwertmultiplikatoren beinhaltet.
Der Empfängerabschnitt von 2 demonstriert eine verbesserte Leistung mit verbesserter Qualität der Ausgaben aus bevorzugten Implementierungen der Elemente 310, 320 und 330 und eine verbesserte Effizienz aus dem Iterationscontroller 350. Einige oder alle dieser Elemente können in Implementierungen der vorliegenden Erfindung enthalten sein, in Abhängigkeit von den Eigenschaften des Gesamtkommunikationssystems. Der Empfängerabschnitt von 2 beinhaltet häufig zwei zusätzliche Verarbeitungsmodule. Unter gewissen Umständen stellt das Schätzungsmodul 340 keine CIR bereit, die ordnungsgemäß für die Entzerrung abgeglichen ist. Dann reagiert das Phasenabgleichmodul 360 vorzugsweise auf Metriken aus dem Iterationscontrollermodul 350, um die CIR ordnungsgemäß anzupassen, damit sie mit der Frequenzbereichsphase des entsprechenden OFDM-Symbols, das durch den TDCE-Empfänger verarbeitet wird, übereinstimmt. Eine weitere Schaltung der veranschaulichten Ausführungsform eines TDCE-Empfängers ist das Mittelungsstrategieelement 370. Das Mittelungsstrategieelement 370 kann auch auf Metrik reagieren, die durch das Iterationscontrollermodul 350 berechnet wird, welches wiederum auf Informationen aus den Elementen 310, 320, 330 reagieren kann. Das Mittelungsstrategiemodul 370 stellt vorzugsweise eine genauere Schätzung der Kanalfrequenzantwort (CFR - channel frequency response) oder der Kanalimpulsantwort (CIR) bereit, die mit äquivalenter Komplexität in einem FDCE-Empfänger erhalten werden kann.
Pilot- und virtuelle Pilotsignalpositionsinformationen
Ein einfacher Frequenzbereichskanalschätzer für ein OFDM-System kann zwischen Pilotsignalen über den Frequenzbereich hinweg und innerhalb eines einzelnen Symbols interpolieren, um die Kanalkoeffizienten an den Datenzwischenträgern zu erhalten. Drahtlose Kommunikationsstandards, wie z.B. WiFi oder WiMAX, diktieren die Positionen von Pilotzwischenträgern unter allen möglichen OFDM-Zwischenträgern in einem Symbol, sodass ein Empfänger diese a priori bekannten Informationen bei der Entwicklung einer Kanalschätzung einschließen und verwenden kann. Bei einigen Standards können Pilottöne oder Zwischenträger die Positionen von Symbol zu Symbol verändern. Bei diesen Standards kann es vorteilhaft sein, einmalige pilottragende Symbole zu mitteln, um ein „zeitgemitteltes Frequenzbereichssymbol“ zu konstruieren. Zum Beispiel werden bei WiMAX die Pilotpositionen von Symbol zu Symbol mit einer Periodizität von vier Symbolen verändert. Somit erzeugt, wenn ein Symbol 60 Piloten aufweist, die Mittelung über alle Symbole hinweg ein zusammengesetztes Spektrum von 4 × 60 = 240 Piloten. Eine Schlüsselannahme bei der Mittelung und Verwendung der gemittelten Symbole ist, dass sich der Kanal während der Zeitspanne der vier Symbole nicht (signifikant) ändert. Dieser letztgenannte Ansatz kann ein FDCE mit Zeitbereichspilotmittelung genannt werden. Diese Zeitbereichsmittelung von Frequenzbereichs-OFDM-Symbolen darf nicht mit einer Zweitbereichsverarbeitung zum Schätzen des Kanals verwechselt werden, wie unten vollständiger beschrieben.
Bei anderen Standards, wie z.B. Long Term Evolution oder LTE, können die pilottragenden Symbole in nichtzusammenhängenden Symbolen auftreten. Zum Beispiel kann ein Subframe mit einer Dauer von 0,5 ms aus 14 OFDM-Symbolen bestehen. Die Piloten in einem bestimmten Betriebsmodus können sich in den Symbolen 0, 4, 7 und 11 befinden. Es kann eine Mittelung über vier Symbole durchgeführt werden, wie zuvor beschrieben, oder es können andere Techniken formuliert und verwendet werden, um den Kanal für nicht-pilottragende Symbole zu schätzen. Zum Beispiel könnte das Bestimmen derartiger Kanalkoeffizienten für Nur-Daten-Symbole unter Verwendung einer einfachen Interpolationsberechnung erreicht werden. Diese Techniken stehen für die Zeitbereichsmittelung von Piloten zur Verfügung und erzielen keine Zeitbereichskanalschätzung, im Gegensatz zum Kanalschätzungselement 340, welches eine Zeitbereichskanalschätzung durchführt.
Bei der FDCE-OFDM-Diskussion oben, wo die Symbolmittelung über die Zeit hinweg mit Frequenzbereichsschätzungen durchgeführt wird, findet die Zeitbereichsmittelung an den modulierten Zwischenträgern statt, nachdem das Signal einer FFT unterzogen wurde (d.h. Nach-FFT). Für einen TDCE-Empfänger kann es vorteilhaft sein, eine derartige Zeitbereichspilotmittelung zu übernehmen, wobei die Pilotinformationen unter gewissen Umständen zur Verwendung in relevanten Berechnungen weiter manipuliert und in den Zeitbereich umgewandelt werden.
Einige besonders bevorzugte Implementierungen eines TDCE-OFDM-Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung erweitern die Zahl der Piloten in jedem pilottragenden Symbol durch die Erzeugung oder Bestimmung virtueller Piloten. In bevorzugten Implementierungen dient das Verfahren virtueller Piloten dem lokalen, am Empfänger, Bestimmen oder Erzeugen zusätzlicher (virtueller) Piloten, welche, mindestens, an anderen Positionen als vorhandene Piloten platziert werden. Häufig werden zumindest einige der virtuellen Pilotpositionen auf Frequenzen (oder Zwischenträgerpositionen) zwischen vorhandenen Pilotpositionen definiert. Es kann auch vorteilhaft sein, virtuelle Piloten über die Subkanäle, die zugeordnet wurden, hinaus zu berechnen. Vorzugsweise speichert das Pilotpositionsmodul 390 die Informationen für tatsächliche Pilotpositionen und gibt diese aus, wie im Standard definiert, was wie im Standard spezifiziert variieren kann. Ferner speichert oder bestimmt das Pilotpositionsmodul 390 vorzugsweise auch bevorzugte oder besonders vorteilhafte virtuelle Pilotpositionen und gibt diese aus. Die virtuellen Piloten können sich zwischen vorhandenen Pilotpositionen befinden, oder erweitert auf Zwischenträgerpositionen außerhalb eines jeden gegebenen definierten OFDM-Symbolsubkanals. Vorzugsweise weist das Element 390 drei Sätze Indizes zum Definieren von drei Klassen von Zwischenträgern auf {Piloten, Daten, virtuell}.
Festlegungen der virtuellen Piloten können zum Beispiel durch verschiedene Techniken bewirkt werden, die interpolierte Werte einer abgetasteten Funktion bestimmen. Tatsächlich ist die Erzeugung virtueller Piloten ähnlich dem Problem des Up-Samplings einer Zeitwellenform, welches durch lineare Interpolation oder durch anspruchsvollere Berechnungen unter Einbeziehung von B-Spline-Funktionen erfolgen kann. Der Fachmann auf dem Gebiet kann das Interpolationsverfahren bestimmen, das am besten für die Komplexitätseinschränkungen in seinem TDCE-Empfängerdesign geeignet ist und/oder das die maximal realisierbare Leistung in Bezug auf Fehlerratenmaße im empfangenen Symbol erreicht. Das Pilotpositionselement 390 kann die virtuellen Pilotpositionen bestimmen, zum Beispiel durch B-Spline-Interpolation basierend auf den durch den Standard vorgeschriebenen Pilotpositionen, oder das Pilotpositionselement 390 kann die Ergebnisse einer früheren Bestimmung der virtuellen Pilotpositionen speichern. Wie oben diskutiert, könnten die virtuellen Pilotpositionen auch einfacher gemäß der tatsächlichen Pilotpositionen bestimmt werden, und das Pilotpositionselement 390 kann geeignete Phasen- und Amplitudeninformationen für die virtuellen Piloten basierend auf den bestimmten virtuellen Pilotpositionen bestimmen.
Ephemere Daten über den Netzwerkzustand, die Empfängerkonfiguration und Schätzungsparameter werden im gesamten veranschaulichten Kommunikationssystem als „globale Variable“ verwendet. Zu diesen zählen, jedoch nicht darauf beschränkt, die FFT-Größe und die Kanalschätzungslänge. Jedes Element in 2 spezifiziert die anwendbaren Parameter innerhalb der Beschreibung für die entsprechende bevorzugte Ausführungsform.
Ein TDCE-Empfänger ist vorzugsweise derart ausgelegt, dass er numerische Stabilität unter den meisten Betriebsbedingungen liefert, und er ist vorzugsweise in der Lage, den Kanal über eine gegeben Zahl von Samples zu schätzen. Diese wünschenswerten Bedingungen können Herausforderungen bei der Implementierung eines TDCE-Empfängers darstellen, weil die vorhandenen Standards, welche sich auf FDCE konzentrieren, nicht garantieren, dass eine der Bedingungen für TDCE bei OFDM-Empfängern möglich ist. Numerische Stabilität ist besonders bevorzugt, wenn die Signalverarbeitung Matrixvektormultiplikation beinhaltet, wie sie bei vielen bevorzugten Implementierungen der vorliegenden Erfindung zu finden ist. Schlecht konditionierte Matrizen können eine Erhöhung in den Bitbreiten aufgrund unzureichender Unterstützung für die Größe der Matrix verursachen. Diese Sensibilität wird in Bezug auf die Eigenwertverbreitung gemessen, und eine hohe Verbreitung kann auf Probleme beim Invertieren einer Matrix hinweisen. Bei jeder Matrix, die aus den Pilotzwischenträgern eines Symbols gebildet wird, ist, falls eine unzureichende Anzahl an Piloten relativ zu der Matrixdimension vorliegt, die Matrix schlecht konditioniert, was potentiell numerische Instabilität oder unhaltbares Bitbreitenwachstum verursachen kann.
Eine weitere Sorge mit zu wenigen Piloten in einem Symbol ist die Periodizität der Zeitsequenz, welche auf die Zahl der Piloten im Symbol bezogen wird. Wenn zum Beispiel 64 Piloten in einem gegebenen Symbol vorliegen, kann das Schätzen eines Kanals für 256 Zeitabstände aufgrund der Periodizität oder Oberschwingungen in Bezug auf die Zahl der Piloten in dem gegebenen Symbol ungenau werden. Zur Verbesserung der numerischen Eigenschaften von Matrizen und zum Erreichen einer CIR-Schätzung mit einer Länge von mehr als der Anzahl übermittelter Piloten in einem Symbol, verwenden bevorzugte Empfängerimplementierungen virtuelle Piloten und, vorzugsweise, tatsächliche Piloten beim Erzeugen eines Referenzsignals. Die Zahl virtueller Piloten ist vorzugsweise derart, dass Np + Nvp > Schätzungslänge, wobei Np die Zahl der durch den Standard vorgeschriebenen Piloten ist, Nvp die Zahl der virtuellen Piloten ist und die Schätzungslänge die Zahl der Samples ist, die für die Kanalschätzung verwendet werden, und der Empfänger erzeugt vorzugsweise ein Referenzsymbol mit quasi-gleich beabstandeten Piloten über die Bandbreite des Symbols hinweg. Die Schätzungslänge ist vorzugsweise eine Variable bei der Implementierung des Empfängers von 2. Die virtuellen Pilotpositionen werden dann vorzugsweise durch eine Prozedur, wie z.B. Pilot_Positionen einstellen { virtuell } als Nvp-äquidistante Positionen zwischen vorhandenen Pilotpositionen, oder eine funktionell ähnliche Prozedur definiert. Das Pilotpositionselement 390 erzeugt vorzugsweise die Phase und Amplitude für diese Nvp-Positionen, zum Beispiel unter Verwendung einer B-Spline-Strategie.
Referenzsignalerzeugung
Vorzugsweise erzeugt das Referenzsignalmodul 310 ein Ausgabereferenzsignal, das in einer rechnerisch effizienten Korrelation mit dem tatsächlichen empfangenen Signal im statistischen Maßmodul 320 resultiert. Die Wahl für die Ausgabe hängt ab von der Wahl am Schalter 305. Wenn der Schalter 305 auf „t“ eingestellt ist, wird die Korrelationsberechnung im statistischen Maßmodul 320 als eine Zeitbereichssumme berechnet. Wenn der Schalter 305 auf „f“ eingestellt ist, wird die Berechnung einer langen Korrelation bevorzugter im Frequenzbereich berechnet. Der Fachmann auf dem Gebiet kann angesichts eines Ausgleichs bei der Komplexität zwischen einer Direktberechnungs- (Zeitbereichs-) Bestimmung oder einer FFT-Bestimmung das rechnerisch effizienteste Verfahren für eine Korrelation bestimmen. Längere Korrelationen werden effizienter im Frequenzbereich bestimmt. In der veranschaulichten bevorzugten Ausführungsform reagiert das Referenzsignalmodul 310 auf die Schalterauswahlrichtung, um das entsprechende Zeitbereichs- oder Frequenzbereichsreferenzsignal auszugeben.
Vorzugsweise wird das Referenzsignal ausgewählt (oder ausgelegt), um das modifizierte Eingangssymbol nachzuahmen, auf welches das statistische Maßelement 320 reagiert. Das macht es zum Teil bevorzugt, dass das Referenzsignal als ein Zeitbereichs- oder ein Frequenzbereichssignal ausgewählt wird, wie es für die Form des zu korrelierenden OFDM-Signals erforderlich ist. Außerdem stellt das Referenzsignal vorzugsweise Pilotpositionen an denjenigen Positionen bereit, die bei der Durchführung der Korrelationen des statistischen Maßelementes 320 von Nutzen sind. Die Pilotpositionen, auf welche das Referenzsignalelement 310 reagiert, werden vorzugsweise derart verbessert, dass sie die virtuellen Pilotpositionen beinhalten, die innerhalb des statistischen Maßelementes 320 zu verwenden sind. Das Pilotpositionselement 390 definiert vorzugsweise die Positionen für die vorhandenen Piloten am Eingang zu den Elementen 310 und 320 und stellt vorzugsweise auch die Positionen aller virtuellen Piloten ein, egal ob sie sich zwischen vorhandenen Piloten oder außerhalb gut definierter Subkanalträger befinden.
Daher implementiert das Referenzsignalmodul 310 vorzugsweise die folgende Prozedur oder eine ähnliche Prozedur:

        Prozedur: Referenz_Signal
        1 Eingabe: Schalter_Zustand { t, f};
        2 Eingabe: Pilot_Positionen {Standard, virtuell};
        3 Array: Piloten (Größe_FFT) = 0;
        4 Piloten einstellen (Pilot_Positionen ) = +1;
        5 IF Schalter Zustand = t THEN 





        6 Referenz_Signal = Umkehr-FFT(Piloten );
        7 ELSE
        8 Referenz_Signal = Piloten;
        9 END
        10 Ausgabe: Referenz_Signal;

Dementsprechend stellt, wenn ein Zeitbereichsreferenzsignal für die Korrelation mit einem Zeitbereichssymbol erzeugt werden soll, das Referenzsignalelement 310 vorzugsweise ein Symbol mit Nichtnullwerten an den tatsächlichen und virtuellen Pilotpositionen zusammen und führt eine umgekehrte schnelle Fouriertransformation durch, um ein geeignetes Referenzsignal zu erzeugen. Vorzugsweise weist das Referenzsignalelement 310 Nullwerte zu den Datenzwischenträgern zu, die sich von den virtuellen Pilotzwischenträgern unterscheiden. Der Wert von Größe_FFT, der in dem umzuwandelnden Datensatz als die Zahl von Samples eingestellt wird, ist ein feststehender globaler Wert, der a priori zum Beispiel aus einem anzuwendenden Standard bekannt ist.

Die Übersetzung von Pseudocode, wie dem oben und an anderer Stelle in diesem Dokument, in eine Schaltung liegt innerhalb der Fähigkeiten eines Durchschnittsfachmanns auf diesem Gebiet. Es wird verstanden werden, dass diese Prozedur durch Software in einen Prozessor implementiert werden könnte, oder sie könnte in eine Schaltung in Kombination mit einem Speicher implementiert werden. Wenn es wünschenswert oder vorteilhaft ist, können die in diesem Patentdokument diskutierten Prozeduren als Hardware zum Beispiel durch eine Hardware-Designsprache implementiert werden. Alternativ dazu lassen sich die obige Prozedur sowie die anderen hier beschriebenen Prozeduren und Verfahren leicht in einen digitalen Signalprozessor oder einen Prozessor, der Kommunikationssignale innerhalb eines Kommunikationssystems verarbeitet, implementieren. Der Durchschnittsfachmann wird verstehen, dass der hier beschriebene Empfänger in einer Mischung aus Hardware- und Softwareelementen implementiert werden kann, wie ausgewählt, um unterschiedliche Ziele zu erreichen, wie z.B. Berechnungseffizienz und Leistungseffizienz.

Bevorzugte Implementierungen des Referenzsignalelementes 310 können die Prozedur Referenz_Signal einschließen, welche ein Verfahren veranschaulicht, das auf den Zustand des Schalters 305 und die Ausgabe des Pilotpositionselementes 390 reagiert. Der Schalter 305 zeigt an, ob die Korrelationen im Zeitbereich oder im Frequenzbereich erfolgen, und wird somit durch das Referenzsignalelement 310 verwendet, um zu bestimmen, ob das Element 310 ein Zeitbereichs- oder Frequenzbereichsreferenzsignal ausgibt. Die CIR-Auswahl 330 kann vorteilhafterweise auf Eingaben reagieren, die im Frequenzbereich erzeugt werden, selbst wenn ihr Betrieb und ihre Ausgabe eine CIR für die Zeitbereichskanalschätzung ist. Die Ausgaben des Pilotpositionselementes 390 können die Pilotpositionen, die im ausgewählten oder anzuwendenden Standard spezifiziert sind, und die Position virtueller Piloten, die durch das Pilotpositionselement 390 bestimmt oder gespeichert werden, beinhalten. Im Falle eines Zeitbereichsreferenzsignals wird dann das Pilotpositionsarray in eine Umkehr-FFT-Berechnung eingegeben. Ansonsten ist die Referenzsignalausgabe einfach das Frequenzbereichssymbol mit den Pilotzwischenträgern aktiv und den Datenzwischenträgern auf null eingestellt.

Der Fachmann auf dem Gebiet kann die Abbildung spezifizieren, die möglicherweise vom Standard auf die Pilotpositionen auferlegt wird, damit die richtigen Pilotzwischenträgers auf „+1“ eingestellt werden. Der Fachmann auf dem Gebiet kann auch bestimmen, ob der Wert „+1“ der korrekte Pilotwert ist, und zwar in Abhängigkeit von der spezifizierten Modulation und wie der Empfänger die FFT-Ausgabe modifiziert.

Korrelationen und statistische Maße

Das statistische Maßelement 320 bestimmt vorzugsweise die statistischen Metriken und Messungen, die an das Schätzungselement 340 bereitgestellt werden, um die Kanalschätzung zu berechnen. Wie in 2 zeigt, wird das statistische Maßelement 320 an den Schalter 305 gekoppelt, der identifiziert, ob das statistische Maßelement 320 ein Zeitbereich- oder ein Frequenzbereich-OFDM-Signal korrelieren soll.

Vorzugsweise werden zwei Signale zur Berechnung statistischer Maße und Metriken verwendet. Das statistische Maßelement 320 reagiert vorzugsweise auf ein Referenzsignal, wie z.B. das vom Referenzsignalmodul 310, und das Eingabe-OFDM-Symbol empfangen vom Kanal. Wie in 2 gezeigt, ist das statistische Maßelement 320 vorzugsweise an das Pilotpositionselement 390 gekoppelt, welches identifiziert, welche virtuellen und durch den Standard vorgeschriebenen Pilotpositionen durch das Element 320 verwendet werden sollen, es ist vorzugsweise an das Referenzsignalelement 310 gekoppelt, welches das Referenzsignal bereitstellt, das für die Korrelation zu verwenden ist, und es ist vorzugsweise an den Schalter 305 gekoppelt, der die geeignete Zeitbereichs- oder Frequenzbereichsform des zu korrelierenden OFDM-Signals bereitstellt. Es ist möglich, ein Referenzsignal nur für die bekannten Piloten zu erzeugen und es zu korrelieren, wenn ein Trainingssymbol am Eingang zum statistischen Maßmodul 320 vorliegt. Bevorzugtere Implementierungen des statistischen Maßmoduls 320 nutzen ein modifiziertes Referenzsignal, das tatsächliche Piloten an durch den Standard vorgeschriebenen Positionen und virtuelle Piloten an Positionen, die sich von den durch den Standard vorgeschriebenen Piloten unterscheiden, jedoch vorzugsweise von diesen abgeleitet sind, einschließt.

Für jedes gegebene Eingabe-OFDM-Symbol verringert das statistische Maßelement 320 vorzugsweise die Leistung sämtlicher Datenzwischenträger, bestimmt die gewünschten Referenzsignaleigenschaften für die virtuellen Pilotpositionen und korreliert das modifizierte OFDM-Symbol mit dem Referenzsignal, das vorzugsweise durch das Element 310 bereitgestellt wird. In einer besonders bevorzugten Implementierung stellt das statistische Maßelement 320 den Wert der Datenzwischenträger auf null ein, indem ein Gewichtungswert für diese Zwischenträger auf null eingestellt wird. Die Amplituden, die den virtuellen Pilotpositionen zugewiesen werden, werden vorzugsweise aus Amplituden der durch den Standard definierten Pilotpositionen zum Beispiel durch Interpolation bestimmt. Das Element 320 berechnet vorzugsweise die Korrelation für eine vordefinierte Zahl von „Zeitabständen“, wobei die Zahl der Zeitabstände vorteilhafterweise so gewählt wird, dass sie mehr Koeffizienten als die erwartete Kanallänge beinhaltet. Zum Minimieren der Berechnungskomplexität kann das statistische Maßelement 320 die Korrelation durch eine direkte Berechnung im Zeitbereich bewirken, oder über gut bekannte Techniken, an denen FFT-Berechnungen beteiligt sind. Der Fachmann auf dem Gebiet kann den entsprechenden Ausgleich vornehmen, um mit Berechnungseffizienzen fortzufahren.

Vorzugsweise reagiert das statistische Maßelement 320 auf ein Referenzsignal und eine Kopie des vorliegenden OFDM-Symbols und wandelt das OFDM-Symbol in ein Faksimile eines Nur-Pilot-Symbols um. Dieses umgewandelte Nur-Pilot-Symbol wird hier als das Trainingssymbolfaksimile (TSF - training symbol facsimile) bezeichnet. D.h., das statistische Maßelement 320 wandelt vorzugsweise das gemischte Symbol aus Piloten und Datenzwischenträgern in ein Trainingssymbolfaksimile mit mehreren tatsächlichen und virtuellen Piloten um und berechnet effizient eine Korrelation des Trainingssymbolfaksimiles gegen das Referenzsignal. Die Umwandlung aus dem gemischten Pilot- und Daten-OFDM-Symbol in ein Pilot- und virtuelles Pilottrainingssymbolfaksimile erfolgt vorzugsweise im Frequenzbereich, und das Element 320 wandelt anschließend das Trainingssymbolfaksimile in den Zeitbereich um (über eine Umkehr-FFT) oder stellt das Trainingssymbolfaksimile direkt im Frequenzbereich für die Frequenzbereichskorrelation bereit, in Abhängigkeit von der rechnerisch effizientesten Wahl.

Das statistische Maßmodul 320 implementiert vorzugsweise die folgende Prozedur oder eine ähnliche Prozedur:

Prozedur: Statistisches_Maß
        1 Eingabe: Schalter_Zustand { t, f};
        2 Eingabe: Pilot_Positionen { Standard, virtuell, Daten };
        3 Eingabe: OFDM_Symbol;
        4 Eingabe: Referenz_Signal;
        5 Array: Training_Symbol_Faksimile (Größe_FFT) = 0;
        6 Daten_Gewichtung einstellen = 0;
        7 Anzahl_Korrelation_Zeitabstände einstellen =
          Schätzung_Kanal_Länge + Schätzung_Kanal_Überwachung;
        8 an Pilot_Positionen { Standard }:
             Training_Symbol_Faksimile einstellen =
             OFDM_Symbolwerte;
        9 an Pilot_Positionen { virtuell }:
             Training_Symbol_Faksimile einstellen =
             Interpolation (Training_Symbol_Faksimile { Standard });
        10 an Pilot_Positionen { Daten }:
             Training_Symbol_Faksimile einstellen =
             OFDM_Symbolwerte × Daten_Gewichtung;
        11 IF Schalter_Zustand = f THEN
        12 Anfangs_Lang_Kanal_Schätzung = Korrelation des 





             Referenz_Signal mit Training_Symbol_Faksimile über FFT
             für eine Anzahl_Korrelation_Zeitabstände;
        13 ELSE
        14 Anfangs_Lang_Kanal_Schätzung = Korrelation über direkte
             Berechnung des Referenz_Signal mit
             Training_Symbol_Faksimile für eine Anzahl_Korrelation_Zeitabstände;
        15 END
        16 Ausgabe: Anfangs_Lang_Kanal_Schätzung;
        17 Ausgabe: Anzahl_von_Korrelation_Zeitabstände;

Die Werte Schätzung_Kanal_Länge, Schätzung_Kanal_Überwachung und Größe_FFT sind a priori bekannte feststehende globale Werte. Die statistische Maßprozedur kann in Software in einem Kommunikationsprozessor implementiert werden oder sie kann in Hardware implementiert werden, die Logik und Speicher beinhaltet.

Die Prozedur Statistisches_Maß bestimmt vorzugsweise eine Anfangskanalschätzung basierend auf der Korrelation des Referenzsignals und des Trainingssymbolfaksimiles, welches aus dem relevanten OFDM-Symbol abgeleitet ist. Die Anfangskanalschätzung ist die Kanalimpulsantwort oder CIR, und für viele Anwendungen ist sie nicht ausreichend genau zum Entzerren des relevanten OFDM-Symbols. Das statistische Maßelement 320 gibt vorzugsweise auch die Anzahl der Korrelationszeitabstände aus, um einen Spitzenkorrelationswert bestimmt durch die statistische Maßprozedur zu erreichen. In bevorzugten Implementierungen des Empfängers von 2 wird die Anfangs-CIR vorzugsweise durch das Schätzungsmodul 340 zur Bestimmung einer abschließenden CIR verbessert oder genutzt. Vorzugsweise wird, bevor das Schätzungsmodul 340 die Anfangs-CIR verwendet, die CIR vorzugsweise verkürzt, um den Wert für Schätzung_Kanal_Länge einzustellen, indem Schätzung_Kanal_Überwachung-Samples verworfen werden. Dies geschieht, weil die Korrelationsberechnung, die zur Anfangskanalschätzung (Anfangs-CIR) führt, länger als die spezifizierte Länge für die CIR-Schätzung ist.

CIR-Verkürzung

Das CIR-Auswahlmodul 330 stellt vorzugsweise ein Verfahren zum Auswählen eines CIR-Sample-Satzes mit einer geringeren Anzahl an Samples als die Anfangs-CIR-Schätzung bereit. Zum Beispiel könnte das ausgewählte Sample derart aus der Anfangs-CIR ausgewählt sein, dass es einen ersten Pfad mit einer Amplitude oberhalb eines Schwellenlevels, eine Reihe von Samples vor diesem ersten Pfad und eine Reihe anschließender Samples beinhaltet, die vorzugsweise die Pfade mit Amplituden oberhalb einer gewünschten Schwelle beinhalten, einschließlich dem, was als der letzte Pfad bezeichnet werden kann. Der ausgewählte CIR-Sample-Satz weist vorzugsweise eine Anzahl an Samples unterhalb der Anzahl an Samples in einem Symbol auf, was besonders vorteilhaft für die CIR-Schätzung unter Verwendung statistischer Verfahren, die eine Anfangsschätzung weiter verbessern, die im Schätzungsmodul 340 durchgeführt wird, sowie für die Verringerung der Komplexität ist. Somit reagiert das CIR-Auswahlmodul 330 auf eine Anfangskanalschätzung, welche die spezifizierte Schätzungslänge übersteigt und häufig aus einer Korrelation, wie z.B. die, die durch das statistische Maßelement 320 durchgeführt wird, und Spezifikationen für das Verkürzungsverfahren bestimmt wird. Vorzugsweise evaluiert das CIR-Auswahlelement 320 eine CIR zum Identifizieren eines wünschenswerten Abschnittes, zum Beispiel durch Identifikation eines Satzes von n aufeinanderfolgenden Werten, welcher eine maximalle summierte Leistung für jeden Satz von n aufeinanderfolgenden Werten enthält. Aus diesem ausgewählten Fenster von n aufeinanderfolgenden Werten könnte das CIR-Auswahlelement 320 zum Beispiel einen Spitzenleistungswert identifizieren und dann eine Reihe von Werten auswählen, die davor zu halten sind, und im Allgemeinen eine unterschiedliche Reihe von Werten, die nach dem Spitzenwert zu halten sind, wodurch vorzugsweise ein Satz von Werten um den Spitzenwert herum und einschließlich des Spitzenwertes definiert wird, welcher zur verkürzten CIR werden soll.

Die CIR-Verkürzung wird vorzugsweise durch ein Kriterium bestimmt, welches die Energie, die auf Schätzung_Kanal_Länge-Samples beschränkt ist, maximiert. Das CIR-Auswahlmodul 330 bestimmt vorzugsweise einen gewünschten signifikanten Samplesatz durch Ausnutzung einer Eigenschaft drahtloser Kanäle, nämlich der Darstellung einer kleinen Vorschau von Pfaden, bevor der erste signifikante Pfad identifiziert wird, und eines sich exponentiell verschlechternden Leistungsprofils für Verzögerungen nach dem ersten Pfad. Diese Prozedur maximiert vorzugsweise die Genauigkeit und Konvergenzgeschwindigkeit der bevorzugten Strategien des Schätzungsmoduls 340. Vorzugsweise definiert das CIR-Auswahlmodul 330 ein gleitendes Fenster von Schätzung_Kanal_Länge-Samples zum Berechnen einer Norm über das Fenster. Vorzugsweise ist diese Norm die Quadratsumme von Samples in dem Fenster, obwohl der Fachmann auf dem Gebiet geeignete Annäherungen an diese Norm oder andere gut definierte Normen und ihre entsprechenden Annäherungen finden kann, um geeignete Ergebnisse zu liefern.

Da das CIR-Auswahlmodul 330 auf eine CIR aus dem statistischen Maßmodul 320 (Anfangs_Lang_Kanal_Schätzung) mit Anzahl_von_Korrelation_Zeitabstand-Samples reagiert, gibt es ein Zwischenergebnis von Schätzung_Kanal_Überwachung-Samples genormten Messungen. Das CIR-Auswahlverfahren sucht diese genormten Messungen, um den Beginn der CIR mit Schätzung_Kanal_Länge-Samples zu signalisieren. Diese Suche identifiziert vorzugsweise den Start einer CIR über ein Leistungsschwellenidentifikationsverfahren. Diese Schwelle ist vorzugsweise als ein Wert oberhalb des Mittels der maximalen Leistung gemessen über alle möglichen Fenster von Schätzung_Kanal_Länge-Samples ausgewählt aus der Anfangs_Lang_Kanal_Schätzung eingestellt. Weil die empfangene Leistung relativ sein kann, ist die Leistungsschwelle vorzugsweise als ein Skalierungsfaktor eingestellt anstatt als ein absoluter Wert. Der Fachmann auf dem Gebiet kann einen geeigneten Skalierungsfaktor zum Erzeugen einer zuverlässigen Identifikation des Anfangspfades identifizieren.

Zum Berücksichtigen von Synchronisierungs- und anderen Abgleichfehlern beinhaltet das Verfahren zur CIR-Auswahl auch eine systematische Messabweichung von der Position der maximalen Energie, um eine Vorschau auf den Anfangspfad einzuschließen. Der Fachmann auf dem Gebiet kann eine systematische Messabweichung identifizieren, die vorteilhaft für die bestimmten Eigenschaften, wie z.B. ein Kanalleistungsprofil, für den vorliegenden Kanal ist. Mit anderen Worten identifiziert das Auswahlelement vorzugsweise eine Spitzenposition und wählt eine Anzahl an Bits vor und nach dieser Position aus, um die ausgewählte oder verkürzte CIR-Eingabe zu bilden. Vorzugsweise führt das CIR-Auswahlelement 340 eine Prozedur wie die unten oder eine ähnliche Prozedur durch.

Hier kann der ausgegebene CIR_Versatz verwendet werden, um den CIR-Wert, der durch das Kanalschätzungselement 340 ausgegeben wird, mit dem vorliegenden OFDM-Symbol zu synchronisieren. In der veranschaulichten Ausführungsform von 2 wird dies in dem Phasenabgleichelement 360 erreicht. Die Werte von Schätzung_Kanal_Länge, CIR_Schwelle_Skala, CIR_Start_Messabweichung sind a priori bekannte feststehende globale Werte. Die CIR-Auswahlprozedur kann in Software in einem Kommunikationsprozessor implementiert werden, oder sie kann in Hardware implementiert werden, welche Logik und Speicher beinhaltet.

Phasenabgleich der Kanalschätzung

Der Prozess des Auswählens der CIR mit dem höchsten Energie- oder Leistungslevel vereinfacht vorzugsweise den Betrieb des Kanalschätzungselementes 340. Diese CIR-Auswahl berücksichtigt jedoch nicht die bereits etablierte Zeitsynchronisierung des relevanten OFDM-Symbols, wie durch andere funktionelle Elemente im Empfänger von 2 bestimmt. Daher beinhalten bevorzugte Implementierungen des Empfängers von 2 vorzugsweise ein Phasenabgleichelement 360, welches die CIR relativ zum relevanten OFDM-Symbol ordnungsgemäß einrichtet, welches bereits durch externe Elemente im TDCE-Empfänger synchronisiert wurde. Das Phasenabgleichmodul 360 passt vorzugsweise die CIR an, um die Zeitbereichskanalschätzung erneut mit dem Äquivalent zu synchronisieren, das im Frequenzbereich berechnet werden würde, wie z.B. durch eine FDCE, die zwischen Pilotpositionen interpoliert. Diese Äquivalenz fügt funktionell eine Phasenverschiebung an jedem Zwischenträger ein. Das Phasenabgleichelement 360 reagiert auf die CIR, im Signal Abschluss_Kanal_Schätzung aus dem Schätzungsmodul 340, welches Schätzung_Kanal_Länge-Samples aufweist, und dem Wert des Versatzes aus dem ersten Pfad in der Fensterauswahl der Anfangs_Kanal_Schätzung aus dem CIR-Auswahlmodul 330 - verzeichnet durch das Signal CIR_Versatz - und vorzugsweise bestimmt durch eine Schaltung oder einen Prozessor, welche/r die oben diskutierte CIR-Auswahlprozedur implementiert.

Der CIR-Phasenabgleich führt vorzugsweise eine zirkuläre Verschiebung an der Ausgabe des Schätzungsmoduls 340 (Abschluss_Kanal_Schätzung) durch. Diese Operation ist eine linkszirkuläre Verschiebung durch CIR_Versatz-Samples, und das Phasenabgleichelement 360 erreicht den Abgleich vorzugsweise durch die folgende Prozedur oder eine ähnliche Prozedur.

        Prozedur: Phasenabgleich
        1 Eingabe: Abschluss_Kanal_Schätzung;
        2 Eingabe: CIR_Versatz;
        3 Array: Abgeglichene_CIR (Größe_FFT) = 0; 





        5 Abgeglichene_CIR = linkszirkuläre Verschiebung der
          Abschluss_Kanal_Schätzung durch CIR_Versatz-Samples;
        6 Ausgabe: Abgeglichene_CIR;

Der Wert von Größe_FFT ist ein a priori bekannter feststehender globaler Wert. Die Phasenabgleichprozedur kann in Software in einem Kommunikationsprozessor implementiert werden, oder sie kann in der bekannten Art und Weise in Hardware implementiert werden.

Nach dem Phasenabgleich wird die Kanalschätzung derart erweitert oder gefüllt, dass sie eine ordnungsgemäße Länge für die weitere Verarbeitung aufweist. Zum Beispiel kann das Füllelement 362 nachgestellte Nullen einfügen, damit die Kanalschätzung die ordnungsgemäße Länge aufweist. Als nächstes wandelt das FFT-Element 364 die Kanalschätzung in den Frequenzbereich um, zur Verwendung durch den Frequenzequalizer 110.

Iterationssteuerung

Bevorzugte Ausführungsformen des Empfängers von 2 schließen einen Iterationscontroller zum Steuern der Anzahl an Iterationen des Kanalschätzungselementes 340 ein. Vorzugsweise empfängt und berücksichtigt das Iterationscontrollerelement 350 Informationen aus einem oder mehreren aus dem Decoderelement 380, welches vorzugsweise Nach-Equalizer-Qualitätsmessungen ausgibt, dem CIR-Auswahlelement 330, welches eine Anfangskanalschätzung ausgibt, dem statistischen Maßelement 320 und dem Kanalschätzungselement 340. Das Iterationscontrollerelement 350 und das Schätzungselement 340 arbeiten vorzugsweise zusammen, um eine gewünschte Kanalschätzungsleistung unter variierenden Pilotkonfigurationen in Trainings- und/oder Pilot/Daten-Mischsymbolen zu erzielen. Das Iterationscontrollerelement 350 ist vorteilhaft für Berechnungsverfahren, die Momentmaße zweiter Ordnung ausnutzen, wie z.B. Korrelationen und Autokovarianzmatrizen für die Kanalschätzung im Kanalschätzungselement 340. Bei direkten Berechnungen dieser Formulierungen ist es vergleichsweise weniger wahrscheinlich, dass sie numerisch stabil sind, und somit werden vorzugsweise Iterationsverfahren eingesetzt. Aus diesem Grund werden Metriken und andere Qualitätsmaßnahmen vorzugsweise verarbeitet, um eine ausreichende Anzahl an Iterationen oder zum Beispiel eine maximale Anzahl derartiger Iterationen zu bestimmen.

Die sequenzielle Verarbeitung aus dem Referenzsignalelement 310, statistischen Maßelement 320 und CIR-Auswahlelement 330 erzeugt eine Anfangskanalschätzung mit der Zielzahl an Koeffizienten und maximiert vorzugsweise ein Auswahlkriterium. Das statistische Maß ist vorzugsweise eine Kreuzkorrelation zwischen dem Eingabesymbol und dem Referenzsignal und erzeugt vorzugsweise statistische Messungen zweiter Ordnung aus dieser Korrelation. Die Anfangskanalschätzung und die statistischen Messungen zweiter Ordnung werden vorzugsweise in das Kanalschätzungselement 340 eingegeben und vorzugsweise in den Iterationscontroller 350 eingegeben.

Das Kanalschätzungselement 340 kann zum Beispiel die Kanalschätzungsverbesserungsstrategien, die in der US-Patentanmeldung US 2010/195774 A1 , „Least Square Channel Identification for OFDM Systems“, beschrieben sind, implementieren, welche durch Verweis in ihrer Gesamtheit für ihre Lehren in Bezug auf Kanalschätzung und OFDM-Signalverarbeitung eingefügt ist. Das Kanalschätzungselement 340 implementiert vorzugsweise eine statistische Schätzungsstrategie für die weitere Verbesserung der Anfangskanalschätzung, die durch das statistische Maßelement 320 bereitgestellt wird. Eine bekannte Strategie für die Durchführung einer statistischen Schätzung verwendet eine optimale lineare Schätzerformulierung der Wiener-Hopf-Gleichung, welche eine beste unverzerrte Schätzung eines unbekannten Parameters basierend auf Statistiken zweiter Ordnung aus statistischen Kreuzkorrelations- und Autokorrelationsmaßen berechnen kann. Andere Strategien sind für die Verwendung statistischer Maße zum Schätzen eines unbekannten Parameters bekannt, einschließlich verschiedener rechnerischer linearer und nichtlinearer Schätzungsstrategien.

Durch die Bezeichnung der Ausgabe des CIR-Auswahlelementes 330 durch den Vektor h₀ verbessert das Kanalschätzungselement 340 vorzugsweise diese Anfangsschätzung weiter, unter Verwendung von Informationen aus Statistiken zweiter Ordnung, vorzugsweise durch eine iterative Prozedur. In einer bevorzugten Implementierung von 2 berechnet die iterative Schätzung in 340 einen Korrekturvektor c zum Erzeugen einer verbesserten Schätzungsausgabe h = h₀ - c und subtrahiert diesen von der Anfangsschätzung. Diese Prozedur kann eine „additive Inverse“ genannt werden. Eine alternative iterative Prozedur wird als „konjugierte Gradienten“ bezeichnet. Sowohl die Strategie der additiven Inverse als auch der konjugierten Gradienten bietet eine Annäherung an den optimalen linearen Schätzer für den unbekannten Parameter h, wobei eine Anfangsschätzung h₀ und zusätzliche Parameter, wie statistische Maße zweiter Ordnung, gegeben sind.

Eine nichtlineare Schätzungsstrategie, die mit ähnlichen Eingaben wie die additive Inverse- und konjugierte Gradienten-Strategie funktioniert und für die Eigenschaften drahtloser Kanalschätzung geeignet ist, ist die kompressive Abtastung (Sampling) -Strategie, wie z.B. durch eine der iterativen Prozeduren der Matching-Pursuit-Klasse bestimmt. Formulierungen der kompressive Abtastung/Matching-Pursuit-Klasse von Kanalschätzern sind in der Literatur beschrieben und arbeiten unter idealisierten Annahmen über die Eingaben. 2 stellt eine Schnittstelle und Formatierung bereit, welche die Implementierung dieser kompressive Abtastung/Matching-Pursuit-Strategien in einem praktischen OFDM-Empfänger vereinfachen, welcher mit den Unzulänglichkeiten und Variationen arbeitet, die aus Symbol-zu-Symbol bei drahtlosen Kanälen auftreten.

Iterative Kanalschätzungsstrategien werden im Allgemeinen implementiert, um die Ausgabe des CIR-Auswahlelementes 330 zu verwenden, um konventionell übernommenen, idealisierten Annahmen für diese Strategien zu entsprechen. Die Elemente 310, 320 und 330, wie oben diskutiert, stellen einen bevorzugten Satz von Eingaben an den Kanalschätzer 340 bereit, sodass dieser ein gewünschtes Level an Schätzungsgenauigkeit bereitstellen kann. Zusätzlich zur Anfangskanalschätzung gibt das CIR-Auswahlelement 330 andere statistische Messungen zweiter Ordnung - wie die Autokovarianzmatrix - und Iterationssteuerungsvariable, die vorzugsweise in verschiedenen Schätzungsverbesserungsstrategien, die innerhalb des Kanalschätzungselementes 340 implementiert sind, verwendet werden, weiter.

Der Iterationscontroller 350 bestimmt vorzugsweise die zusätzlichen Signale und Werte, bei welchen es sich um Eingaben handelt, die bei der Bestimmung der Kanalschätzung im Schätzer 340 verwendet werden. Wenn das Kanalschätzungselement 340 eine zusätzliche inverse Strategie implementiert, führt der Iterationscontroller 350 vorzugsweise eine vorbestimmte (über Simulationen) feststehende Anzahl an Iterationen durch, die vor der Berechnung des Vektors c durchzuführen sind, und diese feststehende Anzahl an Iterationen wird als ein Stoppkriterium verwendet. In Abhängigkeit von der Anwendung können unterschiedliche Stoppkriterien implementiert werden, wie in der Technik bekannt ist. Grundlegend für die additive Inverse-Prozedur sowie die iterativen konjugierte Gradienten- und kompressive Abtastung/Matching-Pursuit-Prozeduren ist, dass der Iterationscontroller 350 die Autokovarianzmatrix zur Eingabe in das Kanalschätzungselement 340 berechnet. Im Falle von konjugierten Gradienten, wie auch bei der iterativen additive Inverse-Prozedur, gibt es geeignete Stoppkriterienformulierungen, die auf dem Gebiet Beschäftigten bekannt sind.

Das Kanalschätzungselement 340 arbeitet vorzugsweise mit dem Iterationscontroller 350 zum Implementieren einer iterativen Prozedur zum Bestimmen einer verbesserten Kanalschätzung. Das Kanalschätzungselement 340 implementiert vorzugsweise mindestens einen Abschnitt einer iterativen Prozedur, welche die Folgenden als Eingaben verwendet: eine CIR-Anfangsschätzung, bereitgestellt durch die Operationen der Elemente 310, 320 und 330; zusätzliche Statistiken zweiter Ordnung, vorzugsweise einschließlich einer Autokovarianzmatrix; und einen Iterationsstoppwert basierend auf einem Kriterium berechnet, bestimmt oder gespeichert innerhalb des Iterationscontrollers 350. Die hier diskutierte und in 2 veranschaulichte funktionelle Trennung dient Veranschaulichungszwecken zur Unterstützung des Verständnisses der TDCE, jedoch kann das physische Design die Prozeduren unter den Elementen verteilen und/oder segmentieren, wie es am vorteilhaftesten für die Hardware- oder Softwareimplementierung ist.

Der Iterationscontroller 350 bestimmt auch Werte in Abhängigkeit von der Wahl des iterativen Algorithmus im Kanalschätzungselement 340 zum dynamischen Bestimmen des Stoppkriteriums. Ein Beispiel dafür ist durch die additive Inverse-Prozedur veranschaulicht, welche vorzugsweise konfiguriert ist, nach einer vorbestimmten Anzahl an Iterationen zu stoppen, während kompressive Abtastung/Matching-Pursuit-Prozeduren eine kompliziertere Formulierung ihres Stoppkriteriums aufweisen können. So reagiert der Iterationscontroller 350 auf die entsprechenden Signale aus dem Kanalschätzungselement 340, welches vorteilhafterweise den Iterationscontroller 350 mit den internen Werten der Iterationsberechnungen versorgt, um die Stoppkriteriumswerte zu bestimmen. Das Kanalschätzungselement 340 versorgt vorzugsweise den Iterationscontroller 350 mit dem abschließenden Kanalschätzungsvektor.

Eine veranschaulichende Implementierung der kompressive Abtastung/Matching-Pursuit-Prozedur, die innerhalb des Kanalschätzungselementes 340 durchgeführt wird, ist in dem unten dargelegten Pseudocode zusammengefasst. Wie bei dem anderen Pseudocode in diesem Dokument kann der Pseudocode unten in Software innerhalb eines Kommunikationsprozessors oder in Hardware oder in einer Kombination aus Software und Hardware implementiert werden.

Prozedur Schätzung (kompressive Abtastung/Matching-Pursuit) 0. Eingabe: Stopp_Kriterium_Logisch, Verzeichnis_Matrix, Pilot_Werte_Vektor; 1. Initialisierung: Stopp_Kriterium_Logisch = 1; h=0; t_Vektor = Pilot_Werte_Vektor; 2. WHILE Stopp_Kriterium_Logisch DO 3. Kriterium_Vektor = Verzeichnis_Matrix*t_Vektor; 4. Max_Kriterium_Position_Skalar = Argmax[i] über alle |Kriterium_Vektor[i]|²; 5. Kanalschätzung_Vektor[ Max_Kriterium_Position_Skalar]= Kanalschätzung_Vektor[ Max_Kriterium_Position_Skalar ]+ Kriterium_Vektor[ Max_Kriterium_Position_Skalar]; 6. t_Vektor = t_Vektor - Kriterium_Vektor[ Max_Kriterium_Position_Skalar ]* Vereichnis_Matrix[alle Reihen, Max_Kriterium_Position_Skalar Spalte]; 7. Ausgabe: Kriterium_Vektor; 8. Eingabe: Stopp_Kriterium_Logisch; 9. ENDWHILE 10. Ausgabe: Kanalschätzung Vektor

In Schritt 7 und 8 gibt das Kanalschätzungselement 340 vorzugsweise den Kriterium_Vektor an den Iterationscontroller 350 aus, sodass der Iterationscontroller bestimmen kann, ob die Iterationen zu stoppen sind. Verzeichnis_Matrix wird gemäß der spezifischen Implementierung bestimmt, wie in der Technik bekannt ist.

Eine veranschaulichende Implementierung der kompressive Abtastung/Matching-Pursuit-Prozedur, die innerhalb des Iterationscontrollerelementes 350 durchgeführt wird, ist in dem unten dargelegten Pseudocode zusammengefasst. Wie bei dem anderen Pseudocode in diesem Dokument kann der Pseudocode unten in Software innerhalb eines Kommunikationsprozessors oder in Hardware oder in einer Kombination aus Software und Hardware implementiert werden.

Prozedur Iterationscontroller (kompressive Abtastung/Matching-Pursuit) 0. Eingabe: Kriterium_Vektor; Pilot_Werte_Vektor; Kriterium_Auswahl, Iteration_Zählung, Iteration_Max, Kriterium_Wert_Schwelle, Anfangs_Kanalschätzung; 1. IF (Iteration_Zählung > Iteration_Max ) THEN 2. Stopp_Kriterium_Falsch = 0; 3. ELSE 4. Metrik_auf_Kriterium_Wert=Funktion_Kriterium(Kriterium_Vektor, Anfangs_Kanalschätzung); 5. IF (Metrik_auf_Kriterium_Vektor < Kriterium_Wert_Schwelle) THEN 6. Stopp_Kriterium_Logisch = 0; 7. ELSE 8. Stopp_Kriterium_Logisch = 1; 9. ENDIF 10. ENDIF 11. Ausgabe: Stopp_Kriterium_Logisch;

Pilot_Werte_Vektor wird vorzugsweise durch das statistische Maßelement 320 basierend auf einer bevorzugten Implementierung, welche virtuelle Piloten beinhaltet, bereitgestellt. Das Funktion_Kriterium berechnet den vorbestimmten Wert einer Metrik basierend auf dem Kriterium_Vektor. Vorzugsweise bezieht sich diese Metrik auf das Ausmaß ihres maximalen Elementes oder eine Teilsumme des aus ihren Elementen quadrierten Ausmaßes oder eine komplette Summe des aus ihren Elementen quadrierten Ausmaßes. Eine ähnliche Metrikbestimmung kann basierend auf erwartetem Kanalverhalten implementiert und über Simulationen getestet werden. Andere Metriken reagieren möglicherweise auf die Zählung signifikanter Pfade in der Anfangs_Kanalschätzung zum Anpassen der Werte der Metrik.

Vorzugsweise verwendet der Iterationscontroller 350 vorteilhafterweise die abschließende CIR-Schätzung (aus Element 340) zum Berechnen von Metriken, die an das Phasenabgleichelement 360 und Mittelungsstrategieelement 370 bereitgestellt werden, welche die Metriken verwendet, um ihre Berechnungsgenauigkeit weiter zu erhöhen. Das Mittelungsstrategieelement 370 kann zum Beispiel Metriken, die im Zeitbereich gemessen werden, für eine verbesserte Datensymbolkanalinterpolation verwenden. Das Mittelungsstrategieelement 370 kann auf Ausgaben aus dem Iterationscontroller 350 reagieren, und zwar basierend auf Schätzungen der Doppler-Frequenz im empfangenen Symbol und/oder des Signal/Rausch-Verhältnisses (SRV) des empfangenen Symbols abgeleitet aus der Zeitbereichs-CIR, und kann diese Schätzung oder Schätzungen für eine verbesserte Daten-Symbolkanalinterpolation verwenden. Diese Metriken, die aus der CIR abgeleitet sind, bieten eine erhöhte Genauigkeit gegenüber gut bekannten Berechnungen im Frequenzbereich berechnet aus einem OFDM-Symbol. Einige Implementierungen des Iterationscontrollers 350 reagieren auf Festlegungen der CIR-Ausgabe durch das Element 330, sodass der Iterationscontroller 350 gemessene Werte an das Mittelungsstrategieelement 370 ausgibt oder, im Falle unzuverlässiger Bedingungen im Kanal, vorbestimmte feststehende Werte ausgibt.

Kanalschätzungsmittelung oder Interpolations- und Extrapolationsstrategien

Empfänger, die fortschrittliche drahtlose Kommunikationsstandards implementieren, sammeln eine Anzahl an Symbolen in Frames und Subframes. Die Teilnehmerinformationen, die von einer Basisstation übermittelt werden, werden über eine Anzahl an Symbolen verteilt, die zumindest einen Subframe darstellen. Im Falle von LTE wird der Downlink während des Übertragungszeitraumes in eine Sammlung aus Frames segmentiert, und der Teilnehmer kann Informationsbits über eine Anzahl an Frames oder innerhalb eines Subframes, wenn der Frame in zwei Subframes von jeweils fünf Millisekunden geteilt wird, verteilen lassen. Diese Subframes sind die kleinste Einheit der Kanalschätzung für diese Veranschaulichung eines derzeit bevorzugten LTE-Kommunikationssystems. Innerhalb eines Subframes von vierzehn Symbolen weisen nur vier Symbole Piloten auf. Die Kanalschätzung, egal ob durch FDCE oder TDCE, erfordert Piloten zur Berechnung einer entsprechenden Kanalschätzung. Somit wird an den zehn Nur-Daten-Symbolen in einem Subframe keine Kanalschätzung durchgeführt. Ein Betrieb gemäß Standards, welche diese Definitionen, oder Definitionen wie diese enthalten, zwingen einen Empfänger, Schätzungen basierend auf den spärlichen pilottragenden Symbolzwischenträgern zur Schätzung des Kanals für Symbole zu verwenden, die aus Nur-Daten-Zwischenträgern bestehen. Es existieren verschiedene Strategien zum Interpolieren von Werten zwischen zwei bekannten Werten, im Allgemeinen bekannt als Interpolationsfilter. Zu gut bekannten Techniken für die Interpolation in Kommunikationssystemen zählen die Verwendung von linearer Interpolation und Splines mit variierenden Genauigkeits- und Komplexitätsgraden in Abhängigkeit von der Natur der Signaleigenschaften.

Bevorzugte Empfängerimplementierungen der vorliegenden Erfindung können Interpolation und, in einigen Fällen, Extrapolation als eine Mittelungsstrategie zum Berechnen von Kanalkoeffizienten an Nur-Daten-Zwischenträgersymbolen im Frequenzbereich verwenden, was eine Kanalschätzung für Nur-Daten-Symbole gestattet, die niedrige Komplexität und hohe Genauigkeit erreicht. Beim Empfänger von 2 kann das Mittelungsstrategieelement 370 in einigen Ausführungsformen vorzugsweise Interpolations- und Extrapolationsfunktionen zum Schätzen des Kanals für Nur-DatenZwischenträger basierend auf Kanalschätzungen implementieren, die im Zeitbereich aus pilottragenden Symbolen abgeleitet werden. Während der veranschaulichte Empfänger die Fähigkeit bietet, eine hochgenaue Kanalschätzung im Zeitbereich zu erreichen, interpolieren bevorzugte Ausführungsformen vorzugsweise die Kanalschätzung für Nur-Daten-Zwischenträger im Frequenzbereich. Die Leistungsvariationen der Kanalkoeffizienten von einem Symbol zum anderen können einen geringeren dynamischen Wertebereich in der Frequenzbereichsdarstellung des Kanals aufweisen, was die Verarbeitung einfacher macht. Ferner wird einem gegebenen Teilnehmer eine Anzahl an Zwischenträgern im gesamten OFDM-Symbol zugewiesen, somit kann die Interpolation der Frequenzbereichskanalschätzung über eine geringe Anzahl von Zwischenträgern hinweg und, im Fall von LTE, über vierzehn Symbole hinweg, angewandt werden, wodurch das zweidimensionale Raster für die Interpolation enorm verkleinert wird.

In einigen bevorzugten Ausführungsformen mittelt das Mittelungsstrategieelement 370 die Kanalschätzungen zur Verbesserung ihrer Genauigkeit und Zuverlässigkeit. Wie in 2 gezeigt, ist das Mittelungsstrategieelement 370 vorzugsweise gekoppelt, um abgeglichene, gefüllte und umgewandelte (d.h. Frequenzbereich) -Versionen der Kanalschätzungen, zum Beispiel bestimmt durch das Kanalschätzungselement 340 zu empfangen. Das Mitteln von Kanalschätzungen in pilottragenden Symbolen zum Erhalt von Kanalschätzungen für Nur-Daten-Symbole verwendet vorzugsweise sowohl Interpolation als auch Extrapolation. Die Extrapolation bietet verbesserte Leistung für Subframes am Ende oder am Beginn eines Frames, oder wenn dem Empfänger aus Implementierungsgründen keine vorherigen oder anschließenden Subframes zur Verfügung stehen.

In einem Beispiel für den LTE-Standard befinden sich die pilottragenden Symbole an Symbolen mit dem Index {0, 4, 7, 11} von 14, welche in der Gesamtheit als {0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13} indexiert sind. In diesem Beispiel interpoliert eine bevorzugte Empfängerausführungsform der vorliegenden Erfindung die Werte für Frequenzbereichskanalkoeffizienten für Symbole mit dem Index {1, 2, 3, 5, 6, 8, 9, 10} und implementiert ein Extrapolationsschema für Symbole indexiert mit {12, 13}. Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zum Bewirken dieser Berechnung von Kanalschätzungen für die Nur-Daten-Symbole ist in dem folgenden Pseudocode gegeben.

Die veranschaulichte Interpolation basiert auf den beiden nahegelegensten Zeitbereichskanalschätzungen, eine in der Vergangenheit und die andere in der Zukunft. Die Gewichtung wird im Allgemeinen so gewählt, dass sie gemäß der Distanz zur nahegelegensten Kanalschätzung symmetrisch ist. Für eine endliche Wortpräzisionsimplementierung müssen die irrationalen Werte (z.B. 1/3, 2/3) basierend auf der Designlogik und tragbarer Komplexität genähert werden. Weil vorzugsweise zukünftige Schätzungen verwendet werden, wie im Falle von Symb_Index = 2, beinhaltet der Empfänger vorzugsweise ein Puffersystem zum Gestatten von Interpolationen basierend auf vier Zeitbereichskanalschätzungen, deren Transformation in den Frequenzbereich und deren Zuweisung gemäß der bevorzugten Implementierung, die in der vorhergehenden Prozedur im Detail beschrieben ist. Der Fachmann auf dem Gebiet kann Strategien entwickeln, um die Nutzung von verfügbarem Speicher zum Puffern und Speichern der Informationen zuzuweisen, wie in der obigen Prozedur vorgeschrieben.

Ein Fachmann der Empfängerdesigntechnik für LTE kann ein bevorzugtes Steuerungsschema für das Mittelungsstrategieelement basierend auf der Verfügbarkeit vorheriger und nachfolgender Subframes bestimmen, in Abhängigkeit von der Position des aktuellen Subframes in der Übertragung, und falls die Implementierung dazu ausgelegt wurde, diese benachbarten Subframes durch ordnungsgemäße Pufferungs- und Indexierungsfähigkeiten auszunutzen.

Eine bevorzugte Implementierung, in welcher die Extrapolation vorzugsweise für das erste Symbol implementiert ist, ist im folgenden Pseudocode gezeigt. In diesem Beispiel sind die pilottragenden Symbole nur als {1, 8} indexiert, mit einer kompletten Indexierung der 14 Symbole wie zuvor.

2 zeigt, dass das Mittelungsstrategieelement 370 auf den Iterationscontroller 350 und spezifisch auf Maße oder Metriken ausgegeben aus dem Iterationscontroller 350 reagiert. Das Mittelungsstrategieelement 370 kann vorteilhafterweise Maße verwenden, die der Iterationscontroller 350 aus der Zeitbereich-CIR oder aus dem Kanalschätzungselement 340 bestimmt. Vorzugsweise verwendet das Mittelungsstrategieelement 370 die Maße zur Verbesserung der Interpolation von Kanalschätzungen für Nur-Daten-Symbole. Insbesondere beinhalten diese Informationen vorzugsweise Festlegungen des Signal/Rausch-Verhältnisses (SRV) und des Dopplers des Eingabesymbols, vorzugsweise abgeleitet aus der Zeitbereichskanalimpulsantwort ausgegeben durch das Schätzungselement 340. Das Mittelungsstrategieelement 370 kann zum Beispiel Metriken, die im Zeitbereich gemessen wurden, für eine verbesserte Datensymbolkanalinterpolation verwenden. Metriken, die aus der CIR abgeleitet sind, bieten eine erhöhte Genauigkeit gegenüber gut bekannten Berechnungen im Frequenzbereich berechnet aus einem OFDM-Symbol.

Eine weitere bevorzugte Ausführungsform des Mittelungsstrategieelementes 370 reagiert vorzugsweise auf die SRV- und/oder Doppler-Messungen, vorzugsweise wie durch den Iterationscontroller 350 aus der Zeitbereich-CIR bestimmt durch den Schätzer 340 abgeleitet. Die SRV- und/oder Doppler-Messungen werden durch das Mittelungsstrategieelement 370 als eine Eingabe verwendet, um basierend auf einer Designgranularität und einem erwarteten Bereich für die SRV- und/oder Doppler-Maße in Tabellen von Interpolationsgewichten nachzuschlagen. Eine bevorzugte Art und Weise der Bestimmung der Werte für die Interpolationsgewichte, aus welchen die Tabelle besteht, ist die Verwendung einer Wiener-Filterformulierung als eine Funktion der SRV- und Doppler-Rate.

3 zeigt Aspekte einer weiteren Ausführungsform eines Zeitbereichskanalschätzung-OFDM-Empfängers. Aspekte des Empfängers von 3 leiten Eingaben wie die beim Empfänger von 2 gezeigten ab oder verwenden Funktionalität wie die beim Empfänger von 2 gezeigte. Zum Beispiel kann das OFDM-Symbol 520 durch die FFT 108 ausgegeben werden, der Equalizer 510 kann die Funktionalität des Equalizers 110 beinhalten und ferner die unten beschriebene Funktionalität beinhalten, und das Kanalschätzungselement 540 und der Iterationscontroller 550 können die Funktionalität der entsprechenden in 2 gezeigten Elemente 340 und 350 mit der zusätzlichen oben beschriebenen Funktionalität beinhalten. Das Phasenabgleich-, Füll- und FFT-Element von 3 sind vorzugsweise die gleichen wie die in 2 gezeigten. Auch die in 2 gezeigte Nach-Equalizer-Verarbeitung wird vorzugsweise beim Empfänger von 3 bereitgestellt. 3 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform eines Mittelungsstrategieelementes, das Wiener-Filterinterpolation basierend auf CIR-Messungen bereitgestellt durch das Kanalschätzungselement 540 und umgewandelt in den Frequenzbereich über die bevorzugte Ausführungsform, die vorzugsweise einen Phasenabgleich 360 (in 2) vor der FFT durchführt, eingefügt. Das Mittelungsstrategieelement von 3 ist eine Alternative zu dem und, in gewisser Hinsicht, eine derzeit bevorzugte Implementierung des in 2 gezeigten Mittelungsstrategieelementes 370. Wie zuvor beschrieben, gibt es zum Beispiel bei LTE 14 Symbole in einem Subframe, wobei nur wenige Symbol Piloten enthalten, um eine Kanalschätzung entweder im Zeit- oder Frequenzbereich zu gestatten. Dementsprechend interpoliert ein TDCE-Empfänger vorzugsweise seine gemessenen Kanalschätzungen zur Bereitstellung gewünschter Kanalschätzungen für Nur-Daten-Symbole für eine Pro-Symbol-Entzerrung 110 (2) oder 510 (3).

Der Wiener-Filter stellt eine besonders bevorzugte Interpolationsstrategie zum Erzeugen von Kanalschätzungen für Nur-Daten-Symbole aus Pilotsymbol-abgeleiteten Kanalschätzungen bereit, besonders wenn sie für die meisten Informationsdurchsatzbedingungen erforderlich ist. Die Wiener-Hopf-Gleichung kann eine beste unverzerrte Schätzung eines unbekannten Parameters basierend auf Statistiken zweiter Ordnung aus statistischen Kreuzkorrelations- und Autokorrelationsmaßen bestimmen.

Die Wiener-Hopf-Gleichung weist folgende Form auf,

w = R^{- 1} p

wobei R die Autokovarianzmatrix ist und p der Kreuzkorrelationsvektor ist. Die Gewichte im Vektor w werden verwendet, um die gemessenen Kanalschätzungen zu filtern oder, in diesem Fall, zu interpolieren, um die gewünschten Datensymbolkanalschätzungen zu erzeugen. Die Werte von R und p für eine derartige Interpolation können lediglich basierend auf drei Parametern geschätzt werden. Zwei dieser drei Parameter, SRV und maximale Dopplerfrequenz (f_Dmax), können aus der CIR-Schätzung gemessen werden, die durch das Kanalschätzungselement 540 ausgegeben wird. Vorzugsweise reagiert der Iterationscontroller 550 auf das Kanalschätzungselement 540, um die gewünschte SRV und maximale Dopplerfrequenz (f_Dmax) -Ausgabe zu erzeugen. Der dritte Parameter wird durch die Position der pilottragenden Symbole innerhalb des Subframes, bei diesem LTE-Beispiel bestehend aus 14 Symbolen, bestimmt. Dieser dritte Parameter wird in der Literatur als Δt bezeichnet. Dieser Parameter ist keine berechnete Variable, sondern einer von vielen Werten, die Teil der Empfängerkonfiguration basierend auf den aktuellen Empfangseinstellungen in Übereinstimmung mit dem Betrieb in jedem gegebenen Moment in einem drahtlosen Netzwerk sind. D.h., Δt ist ein statischer Wert für jede gegebene durch ein Netzwerk auferlegte Konfiguration des Empfängers.

Das Mittelungsstrategieelement von 3 verringert vorzugsweise die Komplexität durch das Speichern von Werten für R und p in einem entsprechenden Speicher, zum Beispiel innerhalb einer Nachschlagetabelle. Die verringerte Komplexität entsteht durch das Vermeiden des „spontanen“ Bestimmens von R und p für jedes Symbol und jeden Zwischenträger und stattdessen das Einschränken der Werte von SRV und f_Dmax, die das Mittelungsstrategieelement verwendet. Somit ist der erste Schritt in der bevorzugten Ausführungsform das Granulieren dieser beiden gemessenen Werte R und p aus dem Iterationscontroller 550. Zum Beispiel kann durch Simulationen sichergestellt werden, dass für Variationen im SRV von 11 dB ≤ SRV < 17 dB, die Gewichte w nicht signifikant variieren, um die Leistung innerhalb einer bestimmten Toleranz zu beeinträchtigen. Ebenso resultieren Variationen im Doppler von 93 Hz ≤ f_Dmax < 137 Hz in keiner signifikanten Auswirkung auf die Leistung des Empfängers. Das Auswählen und Zuweisen einzelner SRV- und f_Dmax-Werte zu diesen Bereichen gestattet eine Vereinfachung der Interpolation basierend auf den SRV- und f_Dmax-Werten. Dann gibt das Granulierungselement 505 für diese etablierten Granulierungen vorzugsweise einen Mittelwert für jeden Wert von SRV und f_Dmax als snr_val und doppler_val aus. Das Adresserzeugungselement 525 wandelt diese snr_val- und doppler_val-Werte in Adressen um, welche Positionen innerhalb von Tabellen in entsprechenden Speichern identifizieren, welche die Werte für R im Autokorrelationselement 555 und p im Kreuzkorrelationselement 545 speichern, die bei der Wiener-Filter-Interpolation verwendet werden. Insbesondere vermeiden die im Autokorrelationselement 555 gespeicherten Werte Echtzeit-Autokorrelationsfestlegungen durch das Speichern der R^-1-Werte, die p in Gleichung (1) multiplizieren. Ähnlich speichert das Kreuzkorrelationselement 545 Werte und vermeidet Echtzeit-Kreuzkorrelationsfestlegungen. Das Element 565 führt die Wiener-Filtergewichtsmultiplikation durch, wie in Gleichung (1) verzeichnet.

Wie zuvor vermerkt, bestimmt die Netzwerkkonfiguration für den Empfänger die Werte von Δt, die relevant für die Berechnung der Wiener-Gewichte sind, die im Element 565 gespeichert sind. Diese global eingestellte Variable kann lokal kopiert werden, zum Beispiel in Element 515, um den Pilotsymbolpositionswert als den Indexsatz im pilot_symb_locs-Signal bereitzustellen, bei dem es sich um eine Eingabe in das Adresserzeugungselement 525 handelt. D.h., pilot_symb_locs ist eine Variable, welche die Indexe bereitstellt, welche die pilottragenden Symbole bezeichnen. Im Fall von LTE können diese pilot_sym_locs={0, 4, 7, 11}. Vorzugsweise verwendet das Adresserzeugungselement 525 diese Informationen dann zum Bestimmen der Speicheradressen für das Kreuzkorrelationselement 545 und das Autokorrelationselement 555.

Bei einigen Konfigurationen von LTE kann jedes Symbol 600 aktive Zwischenträger aufweisen. Das FIFO (First-in/First-out) -Element 535 speichert vorzugsweise die Kanalschätzungen, dargestellt im Frequenzbereich, für Symbole mit 600 Zwischenträgern pro Symbol. Die Zahl pilottragender Symbole im FIFO wird auf der Grundlage der Leistung bestimmt und kann mehr als einen Subframe überspannen. Ferner stellt das FIFO 535 vorzugsweise eine bestimmte Verzögerung bereit, um ordnungsgemäße Anpassungen im Empfänger zu gestatten, vorzugsweise einschließlich durch Einfügung zusätzlicher Verzögerungen in die betroffenen Signalpfade.

Das OFDM-Symbol 520 kann ein pilottragendes Symbol oder nur ein Nur-Daten-Symbol sein. In jedem Fall stellen die interp_chan_est_freqTrans-Variablen Kanalschätzungen für das Symbol bereit, um eine ordnungsgemäße Entzerrung im Equalizer 510 zu vereinfachen. Tatsächlich wiederholt das Mittelungsstrategieelement (370 in 2 oder wie in 3 gezeigt) vorzugsweise die oben beschriebenen Berechnungen für jedes Eingabesymbol, während das FIFO 535 nur aktualisiert wird, wenn eine neue Zeitbereichskanalschätzung gemäß der Empfängerkonfiguration durch das drahtlose Netzwerk bestimmt wurde. D.h., das Kanalschätzungselement 540 und der Iterationscontroller 550 stellen eine Eingabe an das Mittelungsstrategieelement bereit, wenn ein pilottragendes Symbol vorliegt. Daher gibt das Mittelungsstrategieelement vorzugsweise eine interpolierte Kanalschätzung für jedes empfangene Symbol aus, während es auf SRV, f_Dmax und td_chan_est_freqTrans reagiert, wenn ein pilottragendes Symbol empfangen wird. Die Veränderungen an pilot_symb_locs finden zu Zeiten statt, die vorzugsweise durch die Netzwerkkonfigurationskommunikation als ordnungsgemäß bestimmt werden, welche für jeden Empfänger extern ist.

4 stellt eine Reihe von Simulationen bereit, welche die Steigerungen durch TDCE im Vergleich zu FDCE für eine OFDM-Kommunikationsverbindung von einer Basisstation an einen stationären LTE-Empfänger veranschaulichen. Die Designbeschränkungen sind diejenigen eines typischen Mobiltelefons in Bezug auf Komplexität und Energieverbrauch. Vier Leistungskurven zeigen den erreichbaren Durchsatz als eine Funktion des Signal/Rausch-Verhältnisses (SRV). Jeder OFDM-Zwischenträger wird moduliert, um einen gegebene Anzahl an Bits zu senden. Der Empfang aller Bits ohne Fehler bedeutet 100 % Durchsatz.

Die durchgezogene Linie zeigt, was ein perfekter Kanalschätzer erreichen würde. D.h., die Simulation dieses Equalizers verwendet den tatsächlichen Kanal - dies wird als „perfekte Kenntnis“ bezeichnet - und dient als ein Maß der bestmöglichen Leistung. Typische OFDM-Empfänger schätzen den Kanal als eine Interpolation der Piloten im Frequenzbereich, was üblicherweise als Frequenzbereichskanalschätzung (FDCE) bezeichnet wird. 4 zeigt zwei gut bekannte Variationen dieser Art von Schätzung. Die einfachere Variation interpoliert ohne jegliche Kenntnis der Schlüsselkanalmetriken - vor allem die Doppler-Veränderungsrate aufgrund einer Empfängerbewegung. Diese Leistung ist in 4 als die Linie mit den Dreiecken an den simulierten Leistungspunkten verzeichnet. Eine zweite Variation stellt eine obere Grenze für das bereit, was eine simulierte FDCE erreichen kann, wenn der FDCE perfekte Kenntnis der Schlüsselkanalmetriken bereitgestellt wird, wie die tatsächliche (perfekte) Doppler-Bewegungsrate. Diese Leistung ist als die Linie mit den Kreisen gezeigt, welche die simulierten Messpositionen verzeichnen. Praktische FDCE-basierte Empfänger weisen einigen Verlust von dieser Kurve auf und erreichen die ideale durchgezogene Linie nicht, die auf perfekter Kenntnis aller Kanalparameter basiert.

Obwohl das Design eines OFDM-Symbols und seine Verknüpfung in einen Rahmen im Allgemeinen nicht sicherstellt, dass eine TDCE numerische Stabilität aufweist, können Aspekte des hier beschriebenen implementiert werden, um die Unterstützung bereitzustellen, die zum Erreichen einer praktischen TDCE-Implementierung mit damit im Zusammenhang stehenden Leistungsvorteilen benötigt wird. Dies ist in der Kurve von 4 mit den Simulationswerten angezeigt mit Quadraten gezeigt. Üblicherweise werden 90 % Durchsatz als ein guter Betriebspunkt für einen Empfänger verzeichnet. In diesem Fall würde der ideale Empfänger eine derartige 90 % Durchsatzleistung bei rund 8,5 dB SRV erreichen, während für einen veranschaulichenden Empfänger, der eine TDCE wie oben beschrieben implementiert, dieser 90 % Durchsatz mit einem 1 dB Verlust beobachtet wird - was ein Signal erfordert, das ein 9,5 dB SRV aufweist. Im Vergleich weist ein Empfänger, der eine praktische FDCE implementiert, einen 3 dB Verlust vom Ideal auf, während diese Lücke bestenfalls um 1 dB verringert werden kann, wenn die Kanalmetriken genau gemessen werden können, um bei den Piloteninterpolationsberechnungen zu helfen.

Die vorliegende Erfindung wurde in Bezug auf bestimmte bevorzugte Ausführungsformen beschrieben. Der Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet wird erkennen, dass verschiedene Modifikationen und Veränderungen an den hier beschriebenen spezifischen bevorzugten Ausführungsformen vorgenommen werden könnten, ohne sich von den Lehren der vorliegenden Erfindung zu entfernen. Dementsprechend soll die vorliegende Erfindung nicht auf die hier beschriebenen spezifischen bevorzugten Ausführungsformen beschränkt sein, sondern stattdessen soll die vorliegende Erfindung durch die beigefügten Ansprüche definiert werden.

Claims

Verfahren zur Verarbeitung von OFDM-Signalen, welches Folgendes umfasst: Bestimmen von einem oder mehreren Referenzsignalen basierend auf durch einen Standard vorgeschriebenen Pilotpositionen und auf virtuellen Pilotpositionen, wobei die virtuellen Pilotpositionen zusätzlich zu den und als Reaktion auf die durch einen Standard vorgeschriebenen Pilotpositionen bestimmt werden; Durchführen von Zeitbereichskanalschätzung als Reaktion auf das Referenzsignal; und Entzerren eines empfangenen Symbols als Reaktion auf die Zeitbereichskanalschätzung, welches ferner das Bestimmen eines Trainingssymbolfaksimiles als Reaktion auf ein empfangenes gemischtes Symbol aus Pilot- und Dateninformation und das Korrelieren des Referenzsignals mit dem Trainingssymbolfaksimile umfasst. wobei das Bestimmen eines Trainingssymbolfaksimiles das Verringern der Amplituden von Dateninformationen relativ zu Amplituden von Pilotinformationen beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Zeitbereichskanalschätzung das Bestimmen einer Anfangskanalimpulsantwort beinhaltet und ferner das Bestimmen eines Trainingssymbolfaksimiles als Reaktion auf ein empfangenes gemischtes Symbol aus Pilot- und Dateninformationen und das Korrelieren des Referenzsignals mit dem Trainingssymbolfaksimiles umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, welches ferner das Bereitstellen eines Satzes virtueller Pilotinformationen durch Interpolation basierend auf durch einen Standard vorgeschriebenen Pilotinformationen über ein oder mehrere Symbole umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Zeitbereichskanalschätzung das Bestimmen einer Anfangskanalimpulsantwort unter Verwendung eines Satzes von Piloten definiert in einem Frequenzbereich und Frequenzbereichsinformationen als Reaktion auf ein empfangenes OFDM-Symbol beinhaltet.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1-4, wobei das Durchführen der Zeitbereichskanalschätzung Folgendes umfasst: Bestimmen einer Anfangszeitbereichskanalimpulsantwort, welche eine Anzahl an Samples umfasst; Evaluieren der Anfangszeitbereichskanalimpulsantwort zum Identifizieren eines Subsets der Anzahl an Samples als Reaktion auf Werte von Samples innerhalb des Subsets; Auswählen von Samples aus dem Subset zum Definieren einer verkürzten Zeitbereichskanalimpulsantwort; Verbessern der verkürzten Zeitbereichskanalimpulsantwort zum Erzeugen einer verbesserten Zeitbereichskanalschätzung; und Entzerren eines empfangenen Symbols als Reaktion auf die verbesserte Zeitbereichskanalschätzung.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Auswählen von Samples aus dem Subset das Identifizieren eines Samples, welches eine Spitzenleistung aufweist, und das Identifizieren der verkürzten Zeitbereichskanalimpulsantwort als eine Anzahl an Samples, welche Positionen vor dem Sample aufweisen, das eine Spitzenleistung aufweist, des Samples, welches eine Spitzenleistung aufweist, und einer zweiten Anzahl an Samples, welche Positionen nach dem Sample aufweisen, das eine Spitzenleistung aufweist, umfasst.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Evaluieren des ersten Satzes von Samples das Identifizieren eines Subsets des ersten Satzes von Samples, welcher eine verkürzte Zeitbereichskanalimpulsantwort umfasst, wobei die verkürzte Zeitbereichskanalimpulsantwort basierend auf einer Norm von Samplewerten innerhalb des Subsets identifiziert wird, umfasst.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Evaluieren des ersten Satzes von Samples ferner das Identifizieren eines Sample, welches eine Spitzenleistung aufweist, und das Identifizieren des zweiten Satzes von Samples als eine Anzahl an Samples, welche Positionen vor dem Sample aufweisen, welches eine Spitzenleistung aufweist, des Samples, welches eine Spitzenleistung aufweist, und einer zweiten Anzahl an Samples, welche Positionen nach dem Sample aufweisen, welches eine Spitzenleistung aufweist, umfasst.
Verfahren nach Anspruch 5, welches ferner das Abgleichen der verbesserten Zeitbereichskanalschätzung mit einem Abgleich eines empfangenen Symbols umfasst.
Verfahren nach Anspruch 5, welches ferner das Bestimmen eines Versatzes zur ersten Sampleposition und das Abgleichen der verbesserten Zeitbereichskanalschätzung mit einem Abgleich eines empfangenen Symbols als Reaktion auf den Versatz umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1-4, welches ferner das Umwandeln mehrerer Zeitbereichskanalschätzungen in Frequenzbereichskanalschätzungen und das Bestimmen einer Nur-Daten-Symbol-Kanalschätzung aus den Frequenzbereichskanalschätzungen umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1-4, welches ferner das Bestimmen einer Nur-Daten-Symbol-Kanalschätzung als Reaktion auf Pilotsignale in einem oder mehreren anderen Symbolen umfasst.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Bestimmen einer Nur-Daten-Symbol-Kanalschätzung eine Interpolation zwischen zwei oder mehr Frequenzbereichskanalschätzungen umfasst.