JP2014533470A

JP2014533470A - 時間領域チャネル推定を伴うｏｆｄｍ受信機

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Publication number: JP2014533470A
Application number: JP2014541093A
Authority: JP
Inventors: スティーブンシートンプソン; デヴィクトリアフェルナンドロペス
Original assignee: エイコーンテクノロジーズインク
Priority date: 2011-11-15
Filing date: 2012-10-26
Publication date: 2014-12-11
Anticipated expiration: 2032-10-26
Also published as: JP5863985B2; US20140334530A1; US8824527B2; KR20160134866A; US20130121392A1; DE112012004755T5; WO2013074271A1; CN103931150B; KR20140082807A; DE112012004755B4; GB2509276A; US9497046B2; TW201338471A; GB201405639D0; CN103931150A; KR101760228B1; GB2509276B; TWI502932B

Abstract

ＯＦＤＭ通信システムが、受信した符号に応答して、その符号が高速フーリエ変換によって処理される前に時間領域チャネル推定を実行する。この通信システムは、実際のパイロットから仮想パイロットを生成し、チャネル推定の安定性及び質を改良する。このシステムは、実際の及び仮想のパイロットから参照信号を生成し、結果として得られた参照信号を受信した符号に応答した信号と相関させて、初期チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）を生成し、且つチャネルについての統計値を生成する。ある状況下では、結果として得られる参照信号は改変された符号と相関されており、実際の及び仮想のパイロットの位置が強調され、データ位置が強調されない。時間領域チャネル推定は、初期ＣＩＲを反復的に改良する。このシステムは、そのような補間の平均を通して、データのみ符号に対するチャネル推定を決定する。

Description

本特許文書の開示の一部は、著作権保護の対象となる内容を含む。著作権の所有者は、特許商標庁の特許ファイル又は記録に現れる特許文書又は特許開示の任意の人物による複製再生には異議を申し立てないが、その他の場合に関しては、何であっても著作権を遵守する。この通知は、以下に及び図面に記載されるソフトウエア及びデータに適用される。
本願は、２０１１年１１月１５日付けで出願された「時間領域チャネル推定を伴うＯＦＤＭ受信機」という名称の米国予備特許出願第６１／５５９，７９３号に基づく優先権を主張する。この予備特許出願は、全体として参照によって援用される。
本発明は、通信信号を処理してより効率的にチャネル推定を達成するシステム及び方法に関しており、より具体的には、周波数領域処理を実行する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機におけるチャネル推定の提供に関する。

データレートを増し且つマルチパスを緩和するために、ＷｉＭＡＸ又はＬＴＥのようないわゆる４Ｇワイヤレスネットワークを含む先進のネットワークは、それらのＰＨＹ層に対して適合された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）のバリエーションを有している。ＰＨＹ層は物理的な電磁的手段であり、それによって、情報のビットが空中又はワイヤを通して送信及び受信される。ＯＦＤＭは、需要の多い帯域で多くの効率を提供し、都会環境におけるワイヤレスチャネルのマルチパスに対して、ビルトインの緩和策を有している。ＯＦＤＭ送信の感度は、よく理解されている。ＰＨＹ層に対する「ビット・ポンプ」スキームは、デジタル加入者回線（ＤＳＬ、有線）ＯＦＤＭアプリケーションにおいて上手くいくということが、明らかにされている。一方、モバイルワイヤレスＯＦＤＭアプリケーションは、ＯＦＤＭの設計された容量を達成するというチャレンジに、依然として直面している。

ＯＦＤＭの実用上及び理論上の利点のコアにあるものは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の使用である。ＯＦＤＭにおいて実行されるＦＦＴは、Ｎ_Ｃ個の同時無線局に対する一群のチューナに相似なものと見なされることができる。なぜなら、ＦＦＴによって生成されるトーンの各々が独立してユーザに割り当てられるからである。ＯＦＤＭＰＨＹは、所与のユーザに対して副搬送波が完全に又は部分的に配置されている各々の副搬送波周波数（トーン）上に、ビットの同時ブラストを短い時間期間で提供するか又は受領する。異なるユーザ間で副搬送波の部分的な配置を行って、多くのユーザを一つの周期内に集めることは、ＯＦＤＭに対する一つの複数アクセススキームである。１０ＭＨｚ帯域のチャネルの場合、ユーザはＮ_Ｃ＝８４０（ＷｉＭＡＸ）又は６００（ＬＴＥ）までの同時トーンを、０．１ミリ秒のような非常に短い期間に受領することができる。時間期間あたりのこれらＮ_Ｃトーン数が、ＯＦＤＭ符号を形成する。多くのユーザを一つの符号に配置することは、ＯＦＤＭＡと呼ばれる。

ワイヤレス規格は、通常は、利用可能な帯域幅及び情報の時間感度によって規定される３つの重要な時間セグメントから成る。多くの符号が連鎖されてフレームを規定し、これが時間の最長の相関単位であり、例えば１０ミリ秒であり得る。規格が２０個の符号をフレームに割り当てるなら、このときには符号の期間は０．５ミリ秒である。最後に、ＦＦＴサイズ及びサイクルのあらかじめ決められた期間がサンプル間の時間間隔を規定し、これより、１０２４ポイントのＦＦＴ及び１２８ポイントのＣＰは４３ミリ秒のサンプリング時間を規定する。ＦＦＴ計算は比較的に効率的であるが、例示的なＯＦＤＭシステムに対するＦＦＴサイズは大きいので（例えば１０ＭＨｚ帯域の場合には１０２４個のサンプル）、計算上の需要はかなり高い状態のままであり、消費パワーがユーザのハンドセットに対する受信機を設計する際の重要な制約となる。

ＯＦＤＭシステムは、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）に基づく３Ｇシステムに比べて、より感度が良く且つロバスト性がより低い信号獲得性能を有する。ＯＦＤＭシステムの感度は、入ってくる信号を時間領域から周波数領域に返還する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の使用に由来する。ＯＦＤＭシステムにおけるＦＦＴは、非常に普通の実世界条件及び受信機の実現例の下における理想的な推定から外れることができる。ＦＦＴアルゴリズムの下地にある推定が失敗したら、送信されているＮ_Ｃ個の（Ｎ_Ｃ個の副搬送波の上の）チャネルのすべての間で、クロストークが発生する。副搬送波の間のクロストークは性能を劣化させ、これが今度はビット誤り率（ＢＥＲ）の増加をもたらす。

ワイヤレスＯＦＤＭハンドセットは、構造物又は大きな水面からの反射により、送信タワー（「基地局」）からの同じ信号を複数の経路で（異なる遅延を有するコピーを）受信し得る。この非視線受信又はマルチパスは、送信機から発せられたフラットな周波数領域の「形状」から、信号を歪ませる。受信機は、フィルタを計算して、信号をそのオリジナルのフラットなスペクトル形状に復元しなければならない。このフィルタは、信号をイコライズすると言われる。ＯＦＤＭ受信機は、送信される各ＯＦＤＭ符号について、重要なイコライゼーション計算を実行する。

ＯＦＤＭは、通信システムで普通に使用されている大抵の他の変調戦略とは異なって、信号の品質を改良するために、時間イコライザ（ＴＥＱ）及び周波数イコライザ（ＦＥＱ）という２つのイコライザを含むことができる。ＤＳＬのようないくつかのＯＦＤＭアプリケーションが時間イコライザを含む一方で、現在のワイヤレス規格を実現するシステムのような他のものは、時間イコライザを要求しない。全ての実用的なＯＦＤＭ受信機は、周波数イコライザを有する。受信機が時間イコライザを含むか、あるいは周波数イコライザのみを含むかにより、受信機は、イコライザが信号の品質を改良するために使用されることができる前に、チャネル推定を実行してイコライザ係数の値を少なくとも最初に決定する必要がある。周波数イコライザに対する係数の決定は、典型的には周波数領域で実行される。

図１はＯＦＤＭ通信システムを模式的に描いており、これは、コンピュータネットワークによって生成されたデータ又は音声データのような、情報で変調された無線信号を生成するＯＦＤＭ送信機１０を含む。無線信号は、受信機１４までチャネル１２を伝搬する。チャネル１２は無線信号を様々な方法で歪ませるが、これには、マルチパスとして知られるメカニズムにおける、異なる長さの複数の経路を通る伝送、異なるオフセット及び振幅を有する無線信号の複数のコピーの導入を含む。従来のＯＦＤＭ受信機回路１４は、受信した信号をベースバンドにダウンコンバートし、それからその信号をアナログ・デジタル変換して、図１に示されるＯＦＤＭ処理回路に入力された情報信号を生成する。無線信号はアライメント要素１６に入力され、これがその信号を一時的にアライメントして、送信規格にしたがって処理されることができるようになる。アライメント要素１６に引き続いて、信号は処理要素１８に送られ、これが信号からサイクルプレフィクス（ＣＰ）を除去する。従来のＯＦＤＭ送信機は、最後のＮ_ＣＰ個のサンプルからなる長さＮ_ＣＰのＣＰを長さＮの特有の信号波形に付加し、送信機がアナログに変換して送信するデジタル信号を長さＮ＋Ｎ_ＣＰにする。それから、受信機の逆変換プロセスの最初のステップが、付加されたＮ_ＣＰサイクルのプレフィクスサンプルを除去して廃棄する。そのステップに引き続いて、シリアル・パラレル変換要素が組織化されて、更なる処理のためにシリアル信号をパラレルに変換する。サイクルプレフィクスは、シリアル・パラレル変換の前あるいは後のいずれでも除去されることができる。

ＣＰの除去１８の後に、パラレル信号は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プロセッサ２０に提供され、これが時間領域サンプルs(n)を処理のために周波数領域サンプルＲ_ｉ(k)のセットに変換する。受信されたＯＦＤＭ符号は、ＯＦＤＭに対して、ＯＦＤＭシステムで使用される周波数の各々からサンプルに振幅及び位相歪みを導入すると推測されるチャネルによって劣化されると仮定される。ＦＥＱ２２は、ＯＦＤＭシステムで使用される周波数の各々に特有の振幅及び位相補正を、異なる周波数で送信されるさまざまなサンプルに適用する。ＦＥＱ２２によって適用されるべき補正を決定するために、ＦＥＱ２２は、チャネルの振幅及び位相の各周波数における理想から変動を推定する必要がある。

図１で使用されている従来のＯＦＤＭチャネル推定器２４は、典型的には、既知のビット及び副搬送波位置のような予測可能な特性を有するパイロットトーン位置２６又はその他の信号に基づいて、チャネルを受信し且つ推定する。これは、周波数領域チャネル推定又はＦＤＣＥと称される。パイロットトーンは、一般的には、関連する規格によって規定される。受信された信号から補間して、各副搬送波又はトーンに対するチャネル推定情報を提供する必要があり得る。全てのＦＤＣＥの実行はＦＦＴ出力のＯＦＤＭ符号に反応して、パイロットを抽出する。各パイロットにおけるチャネル推定は、各パイロットに対して「＋１」の理想的に期待される変調後の値からの振幅及び位相回転として、決定され得る。すなわち、この「＋１」の値からのいかなるずれも、その周波数帯域におけるチャネルからの歪を構成する。そのデータ副搬送波周波数におけるチャネルの値は、パイロット副搬送波周波数にて得られた値を補間することによって、推定されることができる。単純なチャネル推定スキームに対する様々な改良が知られており、従来は周波数領域で実行されている。周波数イコライザ２２は、高速フーリエ変換プロセッサ２０から信号を、及び推定器２４からチャネル推定値を受け取り、信号をイコライズする。イコライザ２２の出力は、典型的にはパラレル・シリアル要素に提供されて、これがイコライザのパラレル出力をシリアル出力ユーザ信号に変換する。

ＯＦＤＭ符号は、アクティブデータ副搬送波値を、そのＯＦＤＭ符号に「ロード」されるべきビット数に従って所定のセットの値から非零値に設定することによって、構築される。これらの値はそれから逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の対象となり、時間領域サンプルを得る。それから、サイクルプレフィクスが、符号の時間領域サンプルの末尾から規定の数のサンプルを取ることによって、符号の冒頭に付加される。ＩＦＦＴが１０２４個のサンプルを生成するならば、そのときには時間サンプルの数は１０２４個である。ある規格により、ＣＰは長さ１２８を有することを選択する。このことは、送信機が１０２４個のサンプルのシーケンスから最後の１２８個のサンプルを選択し、それらが、合計１１５２個のサンプルを有する送信されたＯＦＤＭ符号の最初の１２８個のサンプルになるように、これらのサンプルをプリペンドすることを意味する。この構成のために、ＯＦＤＭ符号の１１５２個のサンプルから任意の１０２４個のサンプルを選び出すことで、オリジナルの１０２４個のＯＦＤＭ時間サンプル上に循環シフトを生成する。

ＷｉＭＡＸ規格の場合、ＯＦＤＭ符号は合計６０個の副チャネル上を送信されることができ、１個の副チャネルあたり１４個のアクティブな副搬送波があって、合計で８４０のアクティブな副搬送波があり、１個の副チャネルあたり４個のパイロットがある。任意の所与の符号におけるパイロット、及びしたがって副チャネルの位置は、規格によってあらかじめ記述されている。

ＯＦＤＭの一つの理論的な利点は、各々の受信されたトーンに対するＦＦＴの後に、イコライゼーションが個別に且つむしろ単純なアルゴリズムを通して実行されることができることである。ＯＦＤＭ受信機が可能にする他の利点は、イコライザ係数が、ユーザに関連する各副搬送波に対してのみ推定されればよく、ＦＦＴサイズよりも小さな量になることである。各トーンに対応する各イコライザ係数に対する値は、チャネル推定と称されるチャネル係数の推定に依存する。ＯＦＤＭ受信機における多くの操作のように、典型的なＯＦＤＭ受信機はチャネル推定をＦＦＴの後に実行する。なぜなら、その点におけるチャネル推定は、ユーザのトーンの配置に基づいて、単純に且つ効率的に実行されるからである。チャネル推定がＦＦＴの後に実行されるので、トーンは、ＦＦＴ、ならびに搬送波間干渉（ＩＣＩ）として知られるＦＦＴ後の歪による影響を受ける。ＩＣＩは一般的に、１）周波数チューニングにおける誤差、２）移動性からのドップラー、及び３）他のセルサイトからの干渉、という３つの条件を通して現れる。ＯＦＤＭシステムは、符号間の時間ギャップを提供することによって符号間干渉を収容し、符号間干渉は、他のワイヤレススキームに比べて、ＯＦＤＭについてはそれほど気にならなくなる。

任意の所与のチャネルは、その容量に対して既知の制限がある。現在のＯＦＤＭの実現例では、期待される率より低い容量で、付加的な損失がある。チャネル推定誤りが主要な元凶である。典型的な実現例では、ＩＣＩがＦＦＴ後のチャネル推定アルゴリズムに影響を与えるので、質の低いチャネル推定は、不正確なイコライザ係数をもたらす。需要の高いチャネル及び質の悪いチャネル推定のような無数の条件によるビット誤り率（ＢＥＲ）の増加は、ユーザに提供される送信ビット率を減らすことで、対応されることができる。実質的に、送信ビット率の減少は、干渉に対するロバスト性をもたらす。しかし、これは非線形の補正である。なぜなら、ＯＦＤＭスキームは、トーンあたり２ビット、４ビット、又は６ビットの送信を許容しており、したがって、ある状況下では、歪を低減することは２ビット／トーンよりも少ない送信が必要となり、このことは、システムがユーザにとって利用可能なデータをもはや全く生成しないことを意味する。

本発明の一つの局面はＯＦＤＭ信号を処理する方法を提供し、この方法は、規格指定パイロット位置及び仮想パイロット位置に基づいて参照信号を決定するステップを含む。仮想パイロット位置は、規格指定パイロット位置に追加され且つ応答したものである。この方法は、参照信号に応答して時間領域チャネル推定を実行し、且つ、時間領域チャネル推定に応答して受信した符号をイコライズする。

本発明の他の局面はＯＦＤＭ信号を処理する方法を提供し、この方法は、パイロット及びデータ情報の混合符号を受信するステップを含むＯＦＤＭ信号を処理するステップを含む。仮想パイロット情報のセットは、実際のパイロット情報に応答して提供される。参照信号が、少なくとも仮想パイロット位置に基づいて決定される。仮想パイロット位置は、規格指定パイロット位置に追加され且つ応答したものである。時間領域チャネル推定が参照信号に応答して実行され、受信した符号は、時間領域チャネル推定に応答してイコライズされる。

本発明の他の局面はＯＦＤＭ信号を処理する方法を提供し、この方法は、一つ又はそれ以上の受信したＯＦＤＭ符号に応答して時間領域チャネルインパルス応答を決定するステップを含む。この時間領域チャネルインパルス応答は、第１のセットのサンプルを有する。この第１のセットのサンプルは、推定された時間領域チャネルインパルス応答を備える第２のセットのサンプルを特定するために評価される。推定された時間領域チャネルインパルス応答は、改良された時間領域チャネル推定を生成するように改良され続ける。受信した符号は、改良された時間領域チャネル推定に応答した方法でイコライズされる。

本発明のさらに他の局面はＯＦＤＭ信号を処理する方法を提供し、この方法は、一つ又はそれ以上の受信したＯＦＤＭ符号に応答して時間領域チャネルインパルス応答を生成するステップを含む。この時間領域チャネルインパルス応答は、第１のセットのサンプルを有する。この第１のセットのサンプルは評価されて、第１のセットのサンプルの振幅に基づいて第１のサンプルの位置を特定し、且つ第１のサンプルの位置に応答して第２のセットのサンプルが選択され、省略された時間領域チャネル時間領域チャネルインパルス応答となる。この方法は、改良された時間領域チャネル推定を生成するように省略された時間領域チャネル時間領域チャネルインパルス応答を改良し続けて、且つ、受信した符号を、改良された時間領域チャネル推定に応答してイコライズする。

ＯＦＤＭ送信機及び周波数領域チャネル推定ＯＦＤＭ受信機を含むＯＦＤＭ通信システムを模式的に描いた図である。時間領域チャネル推定ＯＦＤＭ受信機を含むＯＦＤＭ通信システムを模式的に描いた図である。時間領域チャネル推定から導出された情報を使ってチャネル推定の補間のためのウイナーフィルタリングを実行する平均化戦略要素の実現例を描いた図であり、この平均化戦略は、時間領域チャネル推定を実行するＯＦＤＭ受信機の内部で使用され得る。異なるチャネル推定の実現例を有するＯＦＤＭ受信機に対するシミュレーション結果を示す図である。

時間領域チャネル推定（ＴＤＣＥ）を実行する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムは、周波数領域チャネル推定（ＦＤＣＥ）を実行するＯＦＤＭシステムに比べて、優越した性能、例えばよりロバストな性能を提供することができる。これに関して、ロバスト性は、ドップラー条件、干渉条件、又は搬送波オフセット条件、あるいはこれらの条件の組み合わせが存在する中で、通信システムが動作する能力とみなされる。ＴＤＣＥを実行するＯＦＤＭシステムは、好適な実現例において、干渉からの劣化を最小にするチャネルを統計的な方法又はその他の戦略を使って測定し得るので、さらにロバストになることができる。対照的に、周波数領域チャネル推定を使用するＯＦＤＭシステムは、典型的には、受信した信号に対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行した後に、受信した信号の分析を通してチャネルを測定する。高速フーリエ変換はＯＦＤＭシステムの中心であるが、ＦＦＴはまた、周波数領域チャネル推定を劣化し得る方法で、干渉を信号内に「固める」。

ＴＤＣＥＯＦＤＭの好適な実現例は、所与の機能性のレベルに対して、より低いパワー消費を提供することができる。好ましくは、より低いパワー消費システムが、比較的複雑ではないシステムの使用、ＯＦＤＭ符号あたりのチャネル推定の実行、又は実現例に関連した能力ギャップの低減を促進するためのより高い精度の達成のうちの一つ又はそれ以上によって、提供される。ここで記述されるＴＤＣＥＯＦＤＭ受信機は、より低いパワー消費を提供するためのこれらの戦略の各々を行うことができる。

好適なＯＦＤＭ通信システムの一つの変形は、受信した信号に応答して、信号が高速フーリエ変換を通して処理される前に、時間領域チャネル推定を実行する。この通信システムは好ましくは、チャネル推定の安定性及び質を改良するために、実際のパイロットから仮想パイロットを生成する。好適なシステムのこれらの変形は、実際の及び仮想のパイロットから参照信号を生成し、結果として得られた参照信号を受信した符号に応答した信号と相関させて、初期チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）を生成し、且つチャネルについての統計値を生成する。ある状況下では、結果として得られる参照信号は改変された符号と相関されており、実際の及び仮想のパイロットの位置が強調され、データ位置が強調されない。時間領域チャネル推定は、初期ＣＩＲを反復的に改良する。いくつかの実現例では、時間領域チャネル推定は、好ましくはＣＩＲ、ならびにチャネル統計値のようなチャネルを特徴付ける指標に応答して、初期ＣＩＲを反復的に改良し続ける。本システムの好適な局面は平均化を通してデータのみ符号に対するチャネル推定を決定するが、平均化は、好ましくは、補間、又は補間及び外挿を通して実行され、好ましくは周波数領域で実行される。

好適なＯＦＤＭ通信システムの他の変形は、時間領域チャネル推定を、パイロットトーンを含むデータセットと高速フーリエ変換処理された符号との周波数領域相関から始める。結果として得られる相関は、例えばＩＦＦＴを通して時間領域に変換され、初期チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）を提供し、以前のように、チャネルについての統計値を決定する。この相関に使用されるパイロットトーンのセットは、例えば、適当な規格によって指定された実際のパイロットのセットであり得る。より大きなロバスト性又は安定性が望まれるときには、相関のために使用されたパイロットトーンのセットが、規格によって指定された実際のパイロット及び以下で論じられるように決定される仮想パイロットの両方を含むことが望ましい。時間領域チャネル推定を生成し且つ他の処理の中でも時間領域チャネル推定を同期するための時間領域ＣＩＲのさらなる処理は、以上及び以下で記述されるように進む。

図２は、全体的なＯＦＤＭシステムの内部の時間領域チャネル推定（ＴＤＣＥ）直交周波数領域多重（ＯＦＤＭ）受信機の基本的な模式図である。ＯＦＤＭ通信システムはＯＦＤＭ送信機１００を含み、これが、コンピュータネットワークによって生成されたデータ又は音声データのような情報によって変調された無線信号を生成する。無線信号は、ＴＤＣＥＯＦＤＭ受信機の好適な実現例まで、チャネル１０２を伝搬する。チャネル１０２は無線信号を様々な方法で歪ませるが、これには、マルチパスとして知られるメカニズムにおける、異なる長さの複数の経路を通る伝送、異なるオフセット及び振幅を有する無線信号の複数のコピーの導入を含む。無線信号はダウンコンバートされ且つアライメント要素１０４に入力され、これがその信号を一時的にアライメントして、送信規格にしたがって処理されることができるようになる。アライメント要素１０４に引き続いて、データは処理要素１０６に送られ、これが信号からサイクルプレフィクス（ＣＰ）を除去する。このステップに続いてシリアル・パラレル変換要素が組織化されて、更なる処理のためにシリアル信号をパラレルに変換する。サイクルプレフィクスは、シリアル・パラレル変換の前あるいは後のいずれでも除去されることができる。

ＣＰの除去１０６の後に、パラレル信号は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プロセッサ１０８に提供され、これが時間領域サンプルs(n)を、処理のために周波数領域サンプルＲ_ｉ(k)のセットに変換する。受信されたＯＦＤＭ符号は、ＯＦＤＭに対して、ＯＦＤＭシステムで使用される周波数の各々からサンプルに振幅及び位相歪みを導入すると推測されるチャネルによって劣化されると仮定される。周波数イコライザ１１０は、ＯＦＤＭシステムで使用される周波数の各々に特有の振幅及び位相補正を、異なる周波数で送信されるさまざまなサンプルに適用する。ＦＥＱ１１０によって適用される補正は、好ましくはチャネルの振幅及び位相の理想からの変動のチャネル推定を使用し、このチャネル推定は好ましくは時間領域である。図２のＴＤＣＥ受信機のある好適な実現例は、すべての受信したＯＦＤＭ符号に対するチャネル推定を決定する。他の好適な実現例は統計的な測定値を使用して、既知の欠陥に対してロバストな機能性を提供する。周波数イコライザ１１０によるイコライザされた符号出力はデコーダ３８０に提供されて、これが符号を処理して、送信されたデータを抽出する。適切なデコーダは当該技術では既知である。

本願発明者は、ＯＦＤＭリンクの性能を制限しているメカニズムがＯＦＤＭＦＥＱ内部の誤った副搬送波（トーン）重みの割り当てであり、これは主にチャネル推定の誤りのために生じていると考えている。このため、本願発明者は、いくつかの実施形態において、従来から実行されているパイロット間の周波数領域での補間に比べてよりロバストなチャネル推定を実行することを提案する。

図２の受信機の一部は、好ましくは時間領域チャネル推定を生成するために選択される。パイロット位置要素３９０は、パイロット信号の位置のセットを記憶し且つ出力する。パイロット位置要素３９０は、適切な通信規格がパイロット信号を有していると指定した符号及び副搬送波に対応したパイロット信号の位置を出力し得る。所望であれば、パイロット位置要素３９０はまた、規格によって指定されたパイロット信号位置に加えて且つ好ましくはそれから生成された仮想のパイロット位置も出力し得る。付加的な仮想パイロット信号は、より正確な出力を生成するために応答性要素によって使用されることができる増強パイロット信号刺激を提供し、これは、特にある条件下では、より大きく且つ所望の安定性を提供することができる。参照信号要素３１０は、好ましくは、パイロット位置要素３９０によるパイロット位置情報出力に応答し、より好ましくは、実際の及び仮想のパイロット位置に応答して、増強パイロット信号位置刺激を有する参照信号を生成する。いくつかの実現例では、パイロット位置要素３９０は、各々の実際の及び仮想のパイロット位置に対して、これら周波数領域の実際の及び仮想のパイロットに関連した位相及び振幅情報を出力する。参照信号要素３１０のような他の回路要素は、回路要素がどのように実現例されるか、及び実現例の洗練度に依存して、これらのデータセットの一つ又はそれ以上を提供することができ、あるいは、一つ又はそれ以上のこれらのデータセットは、ある実現例では必要とされないかもしれない。要素３１０によって生成される参照信号は、時間領域信号であり得て、あるいは所望であれば周波数領域信号でもあり得て、好適にはスイッチ３０５の時間又は周波数の選択を含む。要素３１０による参照信号出力は、参照信号と時間領域又は周波数領域のいずれかの受信信号との間の相関を可能にする。

ＯＦＤＭ受信機のある好適な実施形態では、受信機は好ましくは、推定のために最大のチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）長を選択し、これはＯＦＤＭ符号長よりは短い。符号長は、一般的には特定のシステムに対して固定される。システムは、いくつかの好適な実施形態では、さらなる処理のために初期ＣＩＲの一部を選択してチャネル推定を構成し得るか、あるいは他の方法で、符号長又は初期ＣＩＲの長さよりも短い長さを有するチャネル推定を達成し得る。そのような好適な実施形態は、例えば、チャネルを特徴付ける指標を使用して初期符号長のＣＩＲの短縮を有益に決定し得て、これは複雑さ、ロバストさ、及び精度の点で、時間領域チャネル推定に対する利点である。適切な指標は、例えば反復コントローラ３５０によって生成され得て、あるいは、チャネルに応答する図２の受信機の他の要素によって生成され得る。例えばパイロット位置要素３９０によって推定された仮想パイロット位置を含むことによるパイロット情報の改良は、好ましくは、統計的測定値３２０の質に反映される。ある好適な受信機の実現例では、統計的測定要素３２０は、より高い品質の信号をより大きな時間スパンに渡って提供するために使用されることができて、ＣＩＲ選択モジュール３３０は好ましくは、エネルギー最適化法を通してＣＩＲを省略するように設計され得る。これらの別個に有益な戦略の２つ又はそれ以上を組み合わせた図２の受信機の実施形態は、さらなる効果を発揮し得る。例えば、要素３１０、３２０及び３３０の描写された配置のシリアル処理は、好ましくは情報を、及びその質を増すために実行され得て、そこから、シャネル推定要素３４０がその結果を生成する。以下にてさらに論じられるように、これは、推定に使用された長いチャネル長を通してシステムに結合された信号におけるノイズ及びその他の変動と、推定に使用されるエネルギーの改良されたレベルとの間で、トレードオフを提示する。

チャネル推定要素３４０は、好ましくは、時間領域チャネル推定を少なくとも実行することができる。チャネル推定要素３４０は、初期ＣＩＲの時間領域表現（その初期ＣＩＲが時間領域で展開されたか、あるいは、周波数領域で展開されて結果が時間領域に変換されたか）を受信し得て、好ましくはその初期ＣＩＲを処理して時間領域チャネル推定を展開する。図２に描かれているように、好適なスイッチ３０５が、（ＦＦＴ１０８におけるＦＦＴ処理に先立って）時間領域信号を又は（ＦＦＴ１０８におけるＦＦＴ処理の後に）周波数領域信号を、選択的に統計的測定要素３２０を含む受信機の様々な要素に結合する。引き続いて、特に好適な受信機の実現例では、統計的測定要素３２０は、時間領域又は周波数領域チャネル推定を選択的に実行して初期時間領域ＣＩＲを展開することができる。ここで議論される利点の多くは、受信機内での最後の時間領域チャネル推定の使用に関しており、そのため、チャネル推定要素３４０が少なくとも、初期時間領域ＣＩＲに基づく時間領域チャネル推定能力を含むことが望ましく、その場合、受信機は初期時間領域ＣＩＲを部分的に周波数領域で決定し得る。ある実施形態は、好ましくは推定モジュール３４０を、反復コントローラ３５０で計算された指標に応答するように実現し、これが今度はモジュール３１０、３２０、３３０の一つ又はそれ以上又はすべてに応答し得る。さらに他の実施形態では、反復コントローラ３５０は好ましくは、これらの指標を、好ましくはデコーダモジュール３８０によって生成されて反復コントローラ３５０にフィードバックとして提供された誤り率に応答して改良し得る。位相合わせ要素３６０、パッド要素、ＦＦＴ及び平均化戦略要素３７０のような図２の受信機の付加的な要素又は回路は、受信機のさらなる改良、異なる局面、又は異なる動作モードのために設けられている。例えば、ある要素又は回路は、時間領域又は周波数領域推定が受信機のその点に存在するかどうかにしたがった適切なさらなる処理のためにチャネル推定が準備されることができるようになる点で、有用である。図２の受信機の好適な実現例は、計算上の又は動作上の効率を達成するための付加的な推定後要素又は回路を実現し得る。例えば、位相合わせ要素３６０は、好ましくは図２に描かれているように時間領域で実現されるが、複素数乗算器を含むことにはなるものの位相合わせ要素が周波数領域で実現されることもできる。

図２の受信機部分は、要素３１０、３２０、及び３３０の好適な実現例からの出力の改良された品質、及び反復コントローラ３５０からの改良された効率により、改良された性能を提示する。これらの要素のいくつか又は全てが、通信システム全体の特性に応じて、本発明の実現例に含まれ得る。図２の受信機部分は、しばしば２つの付加的な処理モジュールを含む。多くの状況下では、推定モジュール３４０は、イコライゼーションのために適当にアライメントされたＣＩＲを提供しない。その場合、好ましくは、位相合わせモジュール３６０が反復コントローラモジュール３５０からの指標に応答して、ＴＤＣＥ受信機によって処理されている対応するＯＦＤＭ符号の周波数領域位相にマッチするように、ＣＩＲを適切に調整する。ＴＤＣＥ受信機の描かれた実施例の他の回路は、平均化戦略要素３７０である。平均化戦略要素３７０もまた、反復コントローラモジュール３５０によって計算された指標に応答し得て、これが今度は要素３１０、３２０、３３０からの情報に応答し得る。平均化戦略要素３７０は好ましくは、ＦＤＣＥ受信機の等価的な複雑さによって得られることができるよりも正確なチャネル周波数応答（ＣＦＲ）又はチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の推定を提供する。

パイロット及び仮想パイロット信号位置情報
ＯＦＤＭシステムのための単純な周波数領域チャネル推定器は、周波数領域に渡って且つ単一の符号内部で、パイロット信号の間を補間し得て、データ副搬送波におけるチャネル係数を得る。ＷｉＦｉ又はＷｉＭＡＸのようなワイヤレス通信規格は、符号内の全ての可能性のあるＯＦＤＭ副搬送波の間でパイロット副搬送波の位置を指定して、チャネル推定の展開において、これをアプリオリに既知の情報として使用する。パイロットトーン又は副搬送波は、いくつかの規格では符号毎に位置を変え得る。それらの規格に対しては、特有のパイロット担持符号を平均して「周波数領域時間平均符号」を構築することが有益であり得る。例えば、ＷｉＭＡＸでは、パイロット位置は４個の符号の周期性で符号毎に変わる。これより、一つの符号が６０個のパイロットを有していると、そのときには全ての符号の平均は４×６０＝２４個のパイロットの複合スペクトルを生成する。平均化及び平均された符号の使用におけるキーとなる仮定は、４個の符号の時間スパンの間にチャネルが（顕著には）変化しないということである。この後者のアプローチは、時間領域パイロット平均を伴うＦＤＣＥと呼ばれる。この周波数領域ＯＦＤＭ符号の時間領域平均は、以下にさらに十分に記述されるように、チャネルを推定するための時間領域処理と混同されるべきではない。

ロングタームエボルーション（ＬＴＥ）のような他の規格では、パイロット担持符号は不連続な符号に生じることができる。例えば、期間0.5ｍｓの副フレームは１４個のＯＦＤＭ符号から成り得る。特定の動作モードにおけるパイロットは、符号０、４、７、及び１１に位置し得る。４個の符号の平均が前述のように実行されることができ、あるいは、他の技法が定式化されて使用され、非パイロット担持符号に対するチャネルを推定する。例えば、データのみ符号に対するそのようなチャネル係数の決定は単純な補間計算を使用して達成されることができる。これらの技法は、パイロットの時間領域平均のためのものであり、時間領域チャネル推定を実行するチャネル推定要素３４０とは対照的に、時間領域チャネル推定は達成しない。

上記のＦＤＣＥＯＦＤＭの議論において、符号の平均化は周波数領域推定とともに時間方向に実行されるが、時間領域平均は、信号がＦＦＴの対象となった後に（すなわちＦＦＴ後に）、変調された副搬送波に生じる。ＴＤＣＥ受信機は、そのような時間領域パイロット平均化を採用することが有益であることを見出し得る。この場合、いくつかの状況下では、パイロット情報は、関連する計算における使用のためにさらに操作され且つ時間領域に変換される。

本発明に従ったＴＤＣＥＯＦＤＭ受信機のいくつかの特定の好適な具体例は、任意のパイロット担持符号におけるパイロットの数を、仮想パイロットの生成又は決定を通して拡張する。好適な具体例では、仮想パイロットの方法は、受信機においてローカルに、最低でも現存するパイロットとは異なる位置に配置される付加的な（仮想の）パイロットを決定又は生成することである。しばしば、仮想パイロット位置の少なくともいくらかは、現存しているパイロット位置の間の周波数（又は副搬送波位置）で規定される。仮想パイロットを、配置されている副チャンネルを超えて計算することもまた、有益であり得る。好ましくは、パイロット位置モジュール３９０が、規格にて規定されているような実際のパイロット位置の情報を記憶し且つ出力するが、これは規格に示されているように変動することができる。さらに、パイロット位置モジュール３９０は好ましくは、好ましいか又は特に有益な仮想パイロット位置を記憶又は決定して、出力する。仮想パイロットは、現存しているパイロット位置の間に位置し得て、あるいは、任意の所与の規定されたＯＦＤＭ符号副搬送波の外側の副搬送波位置まで拡張され得る。好ましくは、要素３９０は３セットのインデックスを有し、３つのクラスの副搬送波（パイロット、データ、仮想）を規定する。

仮想パイロットの決定は、例えば、サンプリングされた関数の補間値を決定する様々な技法を通して実行されることができる。実際、仮想パイロットの生成は時間波形のアップサンプリングの問題に類似しており、これは線形補間を通して又はＢスプライン関数が関与するより洗練された計算を通して、行われることができる。当業者は、自らのＴＤＣＥ受信機の設計における複雑な制約条件に最も適していて且つ／又は受信した符号の誤り率の測定値に関して最大の実現可能な性能を達成する補間方法を、決定することができる。パイロット位置要素３９０は、例えば規格指定パイロット位置に基づくＢスプライン補間を通して、仮想パイロット位置を決定することができ、あるいは、パイロット位置要素３９０は仮想パイロット位置の以前の決定結果を記憶することができる。上述のように、仮想パイロット位置はまた、実際のパイロット位置に従ってより単純化されて決定され得て、パイロット位置要素３９０は、決定された仮想パイロット位置に基づいて仮想パイロットに対する適切な位相及び振幅情報を決定し得る。

ネットワーク状態、受信機の構成、及び推定パラメータについての短命なデータは、描写された通信システム全体で「グローバル変数」として使用される。これらは、ＦＦＴサイズ及びチャネル推定長を含むが、これらに限定されるものではない。図２の各要素は、各々の好適な実施形態に対する記述内で、適用可能なパラメータを特定する。

ＴＤＣＥ受信機は好ましくは、最も操作的な条件の下での数多くの安定性を有するように設計され、且つ、好ましくは所与の数のサンプルに対するチャネルを推定することができる。これらの所望の条件は、ＴＤＣＥ受信機を実現するにあたっての挑戦を提示し得る。なぜなら、ＦＤＣＥにフォーカスしている現存の規格は、ＯＦＤＭ受信機におけるＴＤＣＥに関して可能になるいずれの条件も保証していないからである。数多くの安定性は、本発明の多くの好適な実現例にて見出されることができるように、信号処理が行列ベクトル積を含むときに特に好適である。条件の良くない行列は、行列のサイズに対する不十分なサポートのためにビット幅の増加を生じ得る。この感度は固有値スプレッドに関して測定され、高いスプレッドは逆行列を得る際に問題を生じ得る。符号のパイロット副搬送波から形成される任意の行列に対して、行列の次元に関して不十分な数のパイロットがあると、そのときには行列は条件がよくなく、潜在的に数多くの不安定性又は非持続的なビット幅の増加を生成することがある。

符号におけるパイロットが少なすぎることに関する他の問題点は時間シーケンスの周期性であり、これは符号内のパイロットの数に関係する。例えば、任意の所与の符号に６４個のパイロットがあるとき、２５６の遅延についてのチャネルの推定は、所与の符号におけるパイロットの数に対する周期性又は高調波のために不正確になり得る。行列の数的な特性を改良して符号内の送信されたパイロットの数より大きい長さのＣＩＲ推定を達成するためには、好適な受信機の具体例は、参照信号を生成する際に、仮想パイロットと、好ましくは実際のパイロットとを使用する。仮想パイロットの数は、好ましくは、Ｎｐを規格指定のパイロットの数、Ｎvpを仮想パイロットの数とし、推定長がチャネル推定に使用されるサンプルの数とするときに、Ｎｐ＋Ｎvp＞推定長であり、受信機は好ましくは、符号の帯域幅に渡って準均等に間隔を空けられたパイロットを有する参照符号を生成する。推定長は、好ましくは、図２の受信機の具体例における変数である。このとき好ましくは、仮想パイロット位置は、pilot_locations {virtual}が現存パイロット位置の間のＮvp個の等距離の位置に設定されるような手順、あるいは機能的に同様の手順によって、規定される。パイロット位置要素３９０は、好ましくは、例えばＢスプライン戦略を使用して、これらＮvp個の位置に対して位相及び振幅を生成する。

参照信号の生成
好ましくは、参照信号モジュール３１０が出力参照信号を生成し、これが、統計的測定モジュール３２０における実際の受信信号に対して計算上で効率的な相関をもたらす結果となる。出力に対する選択は、スイッチ３０５における選択に依存する。スイッチ３０５が「ｔ」に設定されると、そのときには、統計的測定モジュール３２０における相関計算は時間領域の合計として計算される。スイッチ３０５が「ｆ」に設定されると、そのときには、より好ましくは長相関の計算が周波数領域で計算される。当業者は、直接計算（時間領域）の決定又はＦＦＴ決定の間の複雑さにおけるトレードオフが与えられると、計算上で最も効率的な相関の方法を決定することができる。より長い相関は、周波数領域で、より効率的に決定される。描写された好適な実施形態では、参照信号モジュール３１０はスイッチ選択の感知結果に応答して、対応する時間領域又は周波数領域の参照信号を出力する。

好ましくは、参照信号は、統計的測定要素３２０が応答する改変された入力符号を模擬するように選択（又は設計）される。部分的には、これは、参照信号が、相関対象のＯＦＤＭ信号の形態に適切になるように時間領域又は周波数領域の信号として選択されることを好ましいものにする。加えて、参照信号は好ましくは、統計的測定要素３２０の相関の実行にあたって有用な位置に、パイロット位置を提供する。参照信号要素３１０が応答するパイロット位置は、好ましくは、統計的測定要素３２０の内部で使用される仮想パイロット位置を含むように拡張される。パイロット位置要素３９０は、現存するパイロットに対する位置を要素３１０及び３２０に対する入力に規定し、且つ好ましくは、全ての仮想パイロットの位置を、現存するパイロットの間か又は十分に規定された副チャネル搬送波の外側に設定する。

したがって、参照信号モジュール３１０は、好ましくは以下の手順又は同様の手順を実行する。
手順：Statistical_Measure:

引き続いて、時間領域参照信号が時間領域符号との相関のために生成されるとき、参照信号要素３１０は好ましくは、実際の及び仮想のパイロット位置において符号を非零値にアセンブルし、逆高速フーリエ変換を実行して適切な参照信号を生成する。好ましくは参照信号要素３１０は、仮想パイロット副搬送波とは異なるデータ副搬送波に零値を割り当てる。データセットにおける変換対象のサンプル数として設定されるsize_FFTの値は、例えば適用可能な規格からアプリオリに知られる固定されたグローバル値である。

上記及び本文書の他の場所におけるような疑似コードの回路への翻訳は、当業者の能力の範囲内である。この手順がプロセッサ内のソフトウエアを通して実現されることができ、あるいはメモリと組み合わされた回路にて実現されることができることを、理解されたい。所望であれば又は有益であれば、本特許文書で論じられた手順は、例えばハードウエア設計言語を通してハードウエアとして実現されることができる、あるいは、上記の手順、ならびにここで記述された他の手順及び方法は、通信システム内の通信信号を処理するデジタルシグナルプロセッサ又はプロセッサにて、容易に実現される。ここで記述された受信機がハードウエア及びソフトウエアの混合として実現されることができ、計算上の効率及びパワー消費のような異なる目的を達成するために選択される。

参照信号要素３１０の好適な具体例はReference_Signalという手順を組み込み得て、これは、スイッチ３０５の状態及びパイロット位置要素３９０の出力に応答する方法を描いている。スイッチ３０５は、相関が時間領域で行われたか又は周波数領域で行われたかを示し、これにより参照信号要素３１０によって、要素３１０が時間領域参照信号を出力するか又は周波数領域参照信号を出力するかを決定するために使用される。ＣＩＲ選択３３０は、その動作及び出力が時間領域チャネル推定のためのＣＩＲであるが、周波数領域で生成された入力に有益に応答し得る。パイロット位置要素３９０の出力は、選択された又は適用可能な規格に特定されたパイロット位置、ならびにパイロット位置要素３９０によって決定又は記憶された仮想パイロットの位置を含み得る。時間領域参照信号の場合には、そのときにはパイロット位置アレイが逆ＦＦＴ計算に入力される。そうでなければ、参照信号出力は単純に、パイロット副搬送波がアクティブな周波数領域符号であり、データ副搬送波は零に設定される。

当業者は、規格が、適切なパイロット副搬送波に対するパイロット位置が「＋１」に設定されるように課すようなマッピングを特定することができる。また、当業者は、特定された変調及び受信機がどのようにＦＦＴ出力を変調するかに応じて、値「＋１」が正しいパイロット値かどうかを決定することができる。

相関及び統計的測定
統計的測定要素３２０は、好ましくは、推定要素３４０に提供された統計的指標及び測定値を決定してチャネル推定を計算する。図２に示されているように、統計的測定要素３２０は、統計的測定要素３２０が時間領域又は周波数領域ＯＦＤＭ信号のいずれを相関すべきかを特定するスイッチ３０５に結合されている。

２つの信号が好ましくは使用されて、統計的測定値及び指標を計算する。統計的測定要素３２０は、好ましくは、参照信号モジュール３１０からのもののような参照信号、及びチャネルから受信した入力ＯＦＤＭ符号に応答する。図２に示されているように、統計的測定要素３２０は、好ましくはどの仮想の及び規格指定のパイロット位置が要素３２０によって使われるべきであるかを特定するパイロット位置要素３９０に結合され、好ましくは参照基準要素３１０に結合され、且つ、好ましくは相関されるべきＯＦＤＭ信号の適切な時間領域又は周波数領域形態を提供するスイッチ３０５に結合されている。統計的測定要素３２０への入力に連続符号があるときには、参照信号が既知のパイロットのみに対して生成されて相関することが可能である。統計的測定要素３２０のより好適な具体例は改変された参照信号を利用し、これは、規格指定の位置における実際のパイロット、及び規格指定のパイロットとは異なるが好ましくはそこから導出された仮想パイロットを組み込んでいる。

任意の所与の入力ＯＦＤＭ符号に対して、統計的測定要素３２０は好ましくは、全てのデータ副搬送波のパワーを低減し、仮想パイロット位置に対する所望の参照信号を決定し、改変されたＯＦＤＭ符号を好ましくは要素３１０によって提供された参照信号と相関させる。特に好適な実施例においては、統計的測定要素３２０はデータ副搬送波の値を、それらの副搬送波に対する重み値を零に設定することによって、零に設定する。仮想パイロット位置に割り当てられた振幅は、好ましくは、例えば補間を通して規格指定のパイロット位置の振幅から決定される。要素３２０は好ましくは、あらかじめ規定された数の「遅延」に対する相関を計算する。ここで、遅延の数は、効果的には、期待されるチャネル長よりも多くの係数を含むように選ばれる。計算の複雑さを最小化するために、統計的測定要素３２０は、時間領域においては直接計算を通して、あるいはＦＦＴ計算を伴うよく知られた技法を介して、相関を実効的なものにすることができる。当業者は、計算上の効率をもって進むためのトレードオフを可能にすることができる。

好ましくは統計的測定要素３２０は、考慮の対象になっている参照信号及びＯＦＤＭ符号のコピーに応答して、ＯＦＤＭ符号をパイロットのみ符号の複製に変換する。この変換されたパイロットのみ符号は、ここでは連続符号複製（ＴＳＦ）と称される。すなわち、想定的測定要素３２０は好ましくは、パイロット及びデータ副搬送波の混合符号を、複数の実際の及び仮想のパイロットを有する連続符号複製に変換し、参照信号に対する連続符号複製の相関を効率的に計算する。混合パイロット及びデータＯＦＤＭ符号からパイロット及び仮想パイロット連続符号複製への変換は、好ましくは周波数領域で行われ、要素３２０は引き続いて、最も計算上で効率的な選択に依存して、連続符号複製を（逆ＦＦＴを介して）時間領域に変換するか、あるいは、周波数領域相関のために連続符号複製を周波数領域に直接に提供する。

統計的測定要素３２０は、好ましくは以下の手順又は同様の手順を実行する。
手順：Statistical_Measure
Estimation_channel_len、estimation_channel_guard、及びsize_FFTの値は、アプリオリに知られた固定のグローバル値である。統計的測定手段は、通信プロセッサ内のソフトウエアに具体化されることができ、あるいは論理回路及びメモリを含むハードウエアに具体化されることができる。

手順Statistical_Measureは好ましくは、参照信号及び連続符号複製に基づいて、関連したＯＦＤＭ符号から導出される初期チャネル推定を決定する。初期チャネル推定はチャネルインパルス応答又はＣＩＲであり、多くのアプリケーションに対して、関連したＯＦＤＭ符号をイコライズできるほど十分に正確である。統計的測定要素３２０はまた、好ましくは相関遅延の数を出力して、統計的測定手段を通して決定されたピーク相関値に到達する。図２の受信機の好適な具体例においては、この初期ＣＩＲは好ましくは、推定モジュール３４０によって改良又は利用されて最終ＣＩＲを決定する。好ましくは、推定モジュール３４０が初期ＣＩＲを使用する前に、ＣＩＲは好ましくは、estimation_channel_guardサンプルを廃棄することによってestimation_channel_lenに対する設定値まで省略される。これは、初期チャネル推定（初期ＣＩＲ）に導く相関計算がＣＩＲ推定に対する特定の長さよりも長いからである。

ＣＩＲ省略
ＣＩＲ選択モジュール３３０は、好ましくは、初期ＣＩＲ推定よりも小さい数のサンプルを有するＣＩＲサンプルセットを選択する方法を提供する。例えば、初期ＣＩＲから選択されたサンプルは、閾値レベルより上の振幅を有する第１のパス、そのパスの前の多くのサンプル、好ましくは最後のパスと呼ばれ得るものを含む所望の閾値より上の振幅を有するパスを含む、引き続いた多くのサンプルを含むように、選択されることができる。好ましくいは、選択されたＣＩＲサンプルセットは、符号におけるサンプルの数以下の数のサンプルを有する。これは、推定モジュール３４０で実行される初期推定計算を改良し続ける統計的方法を使用したＣＩＲ推定のために、及び複雑さを低減するために、特に有益である。これより、ＣＩＲ選択モジュール３３０は初期チャネル推定に応答し、これは特定された推定長を超え且つしばしば統計的測定要素３２０によって実行されるもののような相関、ならびに省略方法に対する仕様から決定される。好ましくは、ＣＩＲ選択要素３２０はＣＩＲを評価して、例えばｎ個の連続した値の任意のセットに対する最大合計パワーを含むｎ個の連続した値をセットを特定することによって、所望の部分を特定する。ｎ個の連続した値のこの選択された窓の内部から、ＣＩＲ選択要素３２０は、例えばピークパワー値を特定し得て、それから、ピーク値の前にキープされる多くの値、ならびにピーク値の後にキープされる一般には異なる多くの数を選択し、好ましくは、ピーク値の周辺でピーク値を含むそのセットを省略されたＣＩＲと規定する。

ＣＩＲ省略は、好ましくは、estimation_channel_lenサンプルに制約されたエネルギーを最大化するという基準によって決定される。ＣＩＲ選択モジュール３３０は好ましくは、最初の顕著なパスが特定される前にパスの小さな前提部を示し、最初のパスの後の遅延に対しては指数関数的に減少するパワープロファイルを示すというワイヤレスチャネルの特性を利用することによって、所望の顕著なサンプルセットを決定する。この手順は、好ましくは、好適な推定モジュール３４０の戦略の精度及び収束速度を最大化する。好ましくは、ＣＩＲ選択モジュール３３０はestimation_channel_lenサンプルのスライド窓を規定して、その窓に対するノルムを計算する。好ましくは、このノルムは窓内のサンプルの平方和であるが、当業者は、このノルムに対する適切な近似、又はその他のよく規定されたノルム及びそれらに対応する近似を見出して適切な結果を提供し得る。

ＣＩＲ選択モジュール３３０が統計的測定モジュール３２０からのnumber_of_correlation_lagsサンプルを有するＣＩＲ（initial_long_channel_estimate）に応答するとき、estimation_channel_guardサンプルの基底ノルム測定値の中間的な結果がある。ＣＩＲ選択方法は、これらの基底ノルム測定値をサーチして、estimation_channel_lenサンプルを有するＣＩＲの開始をシグナルする。このサーチは、好ましくは、パワー閾値特定法を介してＣＩＲの開始を特定する。この閾値は、好ましくは、initial_long_channel_estimateから選択されたestimation_channel_lenサンプルの全ての可能な窓で測定された最大パワーの平均より大きな値として、定義される。受信パワーは相対的であり得るので、パワー閾値は好ましくは、絶対値よりも規格因子として設定される。当業者は、適切な規格因子を特定して初期パスの信頼できる特定を作り出し得る。

同期及びその他のアライメント誤差を考慮するために、ＣＩＲ選択の方法はまた、初期パスに対する前提部を含むように最大エネルギーの位置からのバイアスを含む。当業者は、考慮しているチャネルに対するチャネルパワープロファイルのような特定の特性に対して有益なバイアスを特定することができる。言い換えると、選択要素は、好ましくはピーク位置を特定し且つその位置の前後のビット数を選択して、選択された又は省略されたＣＩＲ入力を形成する。好ましくは、ＣＩＲ選択要素３４０は以下のような手順を実行する。
手順：CIR Selection
ここで、cir_offset出力は、チャネル推定要素３４０によって出力されるＣＩＲ値を関係しているＯＦＤＭ符号に同期させるために使用されることができる。図２の描写された実施形態では、これは位相合わせ要素３６０で達成される。estimation_channel_len、cir_threshold_scale、cir_start_biasは、アプリオリに知られた固定のグローバル値である。ＣＩＲ選択手順は、通信プロセッサ内のソフトウエアに具体化されることができ、あるいは論理回路及びメモリを含むハードウエアに具体化されることができる。

チャネル推定の位相合わせ
エネルギー又はパワーの最高レベルを有するＣＩＲを選択するプロセスは、好ましくはチャネル推定要素３４０の動作を促進する。しかし、このＣＩＲ選択は、図２の受信機における他の機能性要素によって決定される関連したＯＦＤＭ符号の既に確立された時間同期を考慮しない。したがって、図２の受信機の好適な具体例は、好ましくは位相合わせ要素３６０を含み、これが、ＴＤＣＥ受信機の外部要素によって既に同期されている関連したＯＦＤＭ符号に対して、ＣＩＲを適当に設定する。位相合わせ要素３６０は好ましくは、パイロット位置間を補間するＦＤＣＥによってのように、ＣＩＲを調整して時間領域チャネル推定を周波数領域で計算された等価なものに再同期させる。この等価性は、各副搬送波に機能的に位相シフトを導入する。位相合わせ要素３６０は、estimation_channel_lenサンプル、及びＣＩＲ選択モジュール３３０からのinitial_channel_estimateの窓選択における最初のパスからのオフセットの値―cir_offset信号によって示される―を有し、好ましくは以上で論じられたＣＩＲ選択手順を具体化する回路又はプロセッサによって決定された推定モジュール３４０からのfinal_channel_estimate信号において、ＣＩＲに応答する。

ＣＩＲ位相合わせは、好ましくは推定モジュール３４０の出力（final_channel_estimate）における循環性シフトを実行する。この動作は、cir_offsetサンプルによる左回りシフトであり、位相合わせ要素３６０は好ましくは、以下の手順又は同様の手順を通してアライメントを達成する。
手順：Phase Alignment
Size_FFTの値は、アプリオリに知られた固定のグローバル値である。位相合わせ手順は、通信プロセッサ内のソフトウエアに具体化されることができ、あるいは論理回路及びメモリを含むハードウエアに具体化されることができる。

位相合わせの後、チャネル推定は、さらなる処理のための適当な長さを有するように拡張又はパッドされる。例えば、パッド要素３６２は、チャネル推定が適切な長さを有するようにするために末尾の零を挿入し得る。次に、高速フーリエ変換要素３６４が、周波数イコライザ１１０による使用のためにチャネル推定を周波数領域に変換する。

反復制御
図２の受信機の好適な実施形態は反復コントローラを組み込み、チャネル推定要素３４０における反復回数を制御する。好ましくは反復コントローラ要素３５０は、好ましくはイコライザ後のの品質測定値を出力するデコーダ要素３８０、初期チャネル推定を出力するＣＩＲ選択要素３３０、統計的測定要素３２０、及びチャネル推定要素３４０のうちの一つ又はそれ以上からの情報を受け取って考慮する。反復コントローラ要素３５０及び推定要素３４０は、好ましくは協働して動作して、連続及び／又はパイロット／データ混合符号における様々なパイロット構成の下で、所望のチャネル推定性能を達成する。反復コントローラ要素３５０は、チャネル推定要素３４０におけるチャネル推定のための相関及び自動共分散行列のような２次モーメント測定値を利用する計算方法に対して、有益である。これらの定式化の直接計算は、数値的には比較的安定しておらず、これより反復方法が好ましくは使用される。この理由から、行列及びその他の品質の測定は、好ましくは、十分な数の反復、又は例えばそのような反復の最大数を決定するように処理される。

参照信号要素３１０、統計的測定要素３２０、及びＣＩＲ選択要素３３０からの一連の処理は、目標数の係数を有する初期チャネル推定を生成し、好ましくは選択基準を最大化する。統計的測定は、好ましくは入力符号と参照信号との間の相互相関であり、好ましくはその相関から２次の統計的測定値を生成する。初期チャネル推定及び２次の統計的測定値は、好ましくはチャネル推定要素３４０に入力されて、且つ好ましくは反復コントローラ３５０に入力される。

チャネル推定要素３４０は、例えば２００９年２月４日付けで出願された「ＯＦＤＭシステムのための最小二乗チャネル特定」という名称の米国特許出願第12/365,805号に記述されたチャネル推定の改良戦略を具体化する。この出願は、チャネル推定及びＯＦＤＭ信号処理に関する教示について、全体として参照によってここに援用される。チャネル推定要素３４０は、好ましくは、統計的測定要素３２０によって提供された初期チャネル推定を改良することによって、統計的推定戦略を具体化する。統計的推定を実行するための一つの既知の戦略は、ウイナー・ホプフ方程式の最適線形推定器定式化を使用するが、これは、自己相関及び自動相関統計的測定値からの２次統計量に基づく未知のパラメータの最も無バイアスの推定を計算することができる。統計的測定値を使用して未知のパラメータを推定する他の戦略が知られており、それには、様々な計算上の線形及び非線形の推定戦略が含まれる。

ＣＩＲ選択要素３３０の出力をベクトルｈ_０によって示すと、チャネル推定要素３４０は好ましくは、２次の統計量からの情報を使用して、好ましくは反復手順を通して、この初期推定を改良する。図２の好適な具体例では、３４０における反復推定は補正ベクトルｃを計算し、且つ初期推定から減算して、改良された推定出力ｈ＝ｈ_０−ｃを作り出す。この手順は「加法的逆元（additive inverse）」と呼ばれる。代替的な反復手順は「共役勾配（conjugate gradients）」と呼ばれる。加法的逆元及び共役勾配の両方が、初期推定ｈ_０及び２次の統計的測定値のような付加的なパラメータが与えられると、未知のパラメータｈに対する最適な線形推定器に対する近似を提供することができる。

加法的逆元及び共役勾配と同様の入力で動作し且つワイヤレスチャネル推定の特性に対して適している非線形推定戦略は、反復手順のマッチング追跡クラスの一つを通して決定されるような包括的センシング（サンプリング）戦略である。チャネル推定器の包括的センシング／サンプリング追跡クラスは文献に記述されており、入力についての理想化された仮定の下で動作する。図２は、ワイヤレスチャネルで符号対符号から遭遇する欠陥及び変形とともに動作する実用的なＯＦＤＭ受信機におけるこれらの包括的センシング／サンプリング追跡戦略の具体化を容易にするインターフェース及びフォーマットを提供する。

反復チャネル推定戦略は一般的に、これらの戦略についての従来の適合、理想化された仮定に合うように、ＣＩＲ選択要素３３０の出力を使用して具体化される。上述のように要素３１０、３２０、及び３３０はチャネル推定器３４０に対する入力の好適なセットを提供し、推定精度の所望のレベルを提供することができる。初期チャネル推定に加えて、ＣＩＲ選択要素３３０は、自動共分散行列のような他の２次の統計的測定量、及び好ましくはチャネル推定要素３４０の内部で具体化された様々な推定改良戦略にて使用される反復制御変数を通す。

反復コントローラ３５０は、好ましくは推定器３４０においてチャネル推定を決定する際に使用される付加的な信号及び値を決定する。チャネル推定要素３４０が加法的逆元戦略を具体化するときには、反復コントローラ３５０は好ましくは、ベクトルｃが計算される前に実行される（シミュレーションを介して）前もって規定された固定回数の反復を実行し、この固定回数の反復は停止基準として使用される。当該技術で既知のように、異なる停止基準がアプリケーションに応じて具体化され得る。加法的逆元手順、ならびに共役勾配及び包括的センシング／マッチング追跡反復手順に対する基本は、反復コントローラ３５０がチャネル推定要素３４０に対する入力のために自動共分散行列を計算することである。共役勾配の場合には、加法的逆元手順においてのように、当業者に既知の適当な停止基準が存在する。

チャネル推定要素３４０は、好ましくは反復コントローラ３５０とともに動作して、改良されたチャネル推定を決定するための反復手順を具体化する。チャネル推定要素３４０は好ましくは、要素３１０、３２０及び３３０の動作によって提供されたＣＩＲ初期推定、好ましくは自動共分散行列を含む付加的な２次の統計量、及び計算、決定、又は反復コントローラ３５０の内部に記憶された基準に基づく反復停止値を入力として使用する反復手順の、少なくとも一部を実行する。ここで議論され且つ図２に描かれた機能的な分離は、ＴＤＣＥの理解を助けるための描写目的のものであり、物理的な設計は、ハードウエア又はソフトウエアの具体例に対して最も有益であるように、要素の間の手順を分配及び／又はセグメント化し得る。

反復コントローラ３５０はまた、チャネル推定要素３４０における反復アルゴリズムの選択に依存して値を決定して、停止基準を動的に決定する。これの一例が加法的逆元手順によって描かれており、これは好ましくは、所定の数の反復の後に停止するように構成されている。その一方、包括的センシング／マッチング追跡手順は、その停止基準のより複雑な定式化を有し得る。これより、反復コントローラ３５０は、反復コントローラ３５０に反復計算の内部値を提供して停止基準値を決定するチャネル推定要素３４０からの適切な信号に応答する。チャネル推定要素３４０は好ましくは、反復コントローラ３５０に最終チャネル推定ベクトルを提供する。

チャネル推定要素３４０の内部で動作する包括的センシング／マッチング追跡手順は、以下の疑似コードセットに要約される、本文書の他の疑似コードと同様に、以下の疑似コードは、通信プロセッサ内のソフトウエアに具体化されることができ、あるいは論理回路及びメモリを含むハードウエアに具体化されることができる。
推定手順（包括的センシング／マッチング追跡）

ステップ７及び８にて、チャネル推定要素３４０は、好ましくはcriterion_vectorを反復コントローラ３５０に出力し、反復コントローラは反復が停止されるべきかどうかを決定することができる。Dictionary_matrixは、当該技術で既知の特定の具体例に従って決定される。

反復コントローラ３５０の内部で動作する包括的センシング／マッチング追跡手順は、以下の疑似コードセットに要約される、本文書の他の疑似コードと同様に、以下の疑似コードは、通信プロセッサ内のソフトウエアに具体化されることができ、あるいは論理回路及びメモリを含むハードウエアに具体化されることができる。
反復コントローラ手順（包括的センシング／マッチング追跡）

Pilot_values_vectorは、好ましくは仮想パイロットを含む好適な具体例に基づいて統計的測定要素３２０によって提供される。Function_criterionは、criterion_vectorに基づいて所定の指標の値を計算する。好ましくは、この指標は、その最大要素の大きさ、又はその要素の二乗された大きさの部分和、又はその要素の二乗された大きさの完全な和に関係する。同様の指標の決定は、期待されるチャネルの振舞いに基づいて、及びシミュレーションを介してテストされることで、具体化されることができる。他の指標は、initial_chanest内の顕著なパスのカウントに応答して、指標の値を調整し得る。

好ましくは、反復コントローラ３５０は、有益に（要素３４０からの）最終ＣＩＲ推定を使用して、位相合わせ要素３６０及び平均化戦略要素３７０に提供される指標を計算する。これらの要素は、この指標を、それらの計算精度をさらに向上するために使用する。平均化戦略要素３７０は、例えば、時間領域で測定された指標を、改良されたデータ符号チャネル補間のために使用する。平均化戦略要素３７０は、受信した符号におけるドップラー周波数の推定値、及び／又は時間領域ＣＩＲから導出された受信符号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）に基づいて、反復コントローラ３５０から出力するように応答し得る。ＣＩＲから導出されたこれらの指標は、ＯＦＤＭ符号から計算される周波数領域におけるよく知られた計算に対して、増加した制度を提供する。反復コントローラ３５０のいくつかの具体例は、要素３３０によるＣＩＲ出力の決定に応答して、反復コントローラ３５０は測定された値を平均化戦略要素３７０に出力するか、又は、チャネルの条件が信頼できない場合には、所定の固定値を出力する。

チャネル推定平均化又は補間及び外挿戦略
発展したワイヤレス数新規格を具体化する受信機は、多くの符号をフレーム及び副フレームに収集する。基地局から送信されたユーザの情報は、少なくとも副フレームを構成する多くの符号に展開される。ＬＴＥの場合には、送信機関の間にダウンリンクがフレームの集合にセグメント化され、ユーザは、フレームが各々５ミリ秒の２つの副フレームに分割されると、多くのフレーム又は副フレーム内に展開された情報ビットを有し得る。これらの副フレームは、現時点で好適なＬＴＥ通信システムのこの描写に対するチャネル推定の最小のユニットである。１４個の符号の副フレーム内で、４個の符号のみがパイロットを有する。チャネル推定は、ＦＤＣＥによってもＴＤＣＥによっても、対応するチャネル推定を計算するためにパイロットを必要とする。これより、副フレームにおける１０個のデータのみ符号は、それらに対して実行されたチャネル推定を有さない。これらの定義又はそれらのような定義を具現化する規格にしたがった動作は、受信機に、疎なパイロット担持符号副搬送波に基づいた推定を使用してデータのみ副搬送波からなる符号に対するチャネルを推定させる。２つの既知の値の間の値を補間するために様々な戦略が存在し、一般的には補間フィルタとして知られている。通信システムにおける補間のためのよく知られた技法は、線形補間、ならびに精度及び複雑さの程度が信号手順の性質に応じて可変するスプラインの使用を含む。

本発明の好適な受信機の具体例は補間、及びある場合には外挿を、周波数領域におけるデータのみ副搬送波符号のチャネル係数を計算するための平均化戦略として使用し得て、複雑さが低く高精度を達成するデータのみ符号に対するチャネル推定を可能にする。図２の受信機において、平均化戦略要素３７０は、ある実施形態では、好ましくは補間及び外挿機能を実施して、パイロット担持符号から時間領域において導出されるチャネル推定に基づいてデータのみ副搬送波に対するチャネルを推定する。描かれた受信機は時間領域で高精度なチャネル推定を達成する能力を提供するが、好適な実施形態は好ましくは、周波数領域でデータのみ副搬送波に対するチャネル推定を補間する。一つの符号から他のものへのチャネルの係数のパワー変動は、チャネルの周波数領域表現では、値のより低いダイナミックレンジを有し得て、処理を単純なものにする。さらに、ユーザがＯＦＤＭ符号全体で多くの副搬送波を割り当てられていると、これより、周波数領域チャネル推定の補間は、少数の副搬送波に対して、且つＬＴＥの場合には１４個の符号に対して、適用され得て、これより、補間に対する二次元グリッドを大きく低減する。

いくつかの好適な実施形態では、平均化戦略要素３７０がチャネル推定を平均して、精度及び信頼性を向上する。図２に示されているように、平均化戦略要素３７０は好ましくは結合され、例えばチャネル推定要素３４０によって決定されるチャネル推定がアライメントされ、パッドされ、且つ変換された（すなわち周波数領域）バージョンを受け取る。パイロット担持符号でチャネル推定を平均してデータのみ符号に対するチャネル推定を得ることは、好ましくは、補間及び外挿の両方を伴う。外挿は、フレームの終わり又は始まりで、あるいは以前の又は引き続く副フレームが実現上の理由から受信機で利用可能ではない時に、副フレームに対する性能を改善する。

ＬＴＥ規格の一つの例では、パイロット担持符号は、全体で｛０、１，２，３，４，５，６，７，８，９，１０、１１，１２，１３｝とインデックスされた１４個のうち、｛０、４、７、１１｝とインデックスされた符号に位置する。この例では、本発明の好適な受信機の実施形態は、｛１，２，３，５，６，８，９，１０｝とインデックスされた符号に対する周波数領域チャネル係数に対する値を補間し、｛１２，１３｝とインデックスされた符号に対する外挿スキームを実施する。データのみ符号に対するチャネル推定のこの計算を実施する本発明の好適な実施形態は、以下の疑似コードで与えられる。
手順：ＬＴＥ＿ＣＡＳＥ＿AntennaPort_0_1(normal CP)
１．各符号に対して、現在の時間領域チャネル推定(tdce_chan_est)、及び利用可能であれば次のフレームの時間領域チャネル推定(next_tdce_chan_est)に基づいて、以下の公式を使用して、(fd_chan_est)を割り当てる。
２．次の副フレームが存在すれば、そのときには、
３．あるいは、次の副フレームが存在しなければ、そのときには、

描かれている補間は、２つの最も近い時間領域チャネル推定に基づいており、その一つは過去、他の一つは未来のものである。重み付けは、一般には、最も近いチャネル推定への距離に従って対称的になるように選ばれる。有限な言語の正確さの具体例に対しては、無理数（例えば１／３、２／３）は、設計論理及び許容可能な複雑さに基づいて近似される。未来の推定が好ましくは使用されるので、symb_idx=2の場合のように、受信機は好ましくは、４個の時間領域チャネル推定、それらの周波数領域への変換、及び先の手順に詳細が示された好適な具体例にしたがったそれらの割り当てに基づいた補間を可能にするバッファシステムを含む。当業者は、利用可能なメモリの使用を割り当てて、上記の手順に示されたような情報をバッファ及び記憶する戦略を設計することができる。

ＬＴＥに対する受信機設計における当業者は、変換における現在の副フレームの位置、ならびに具体例が適当なバッファ及び番号付け能力を通してこれらの隣接する副フレームを利用するように設計されたているかどうかに依存して、以前の及び次の副フレームの利用可能性に基づいた平均化戦略要素に対する好適な制御スキームを決定し得る。

最初の符号に対して外挿が好ましくは実行される好適な具体例は、以下の疑似コードに示される。この例では、１４個の符号の完全な番号付けは依然と同じであるが、パイロット担持符号は｛１，８｝とのみインデックスされる。
手順：ＬＴＥ＿ＣＡＳＥ＿AntennaPort_2_3(normal CP)
１．各符号に対して、現在の時間領域チャネル推定(tdce_chan_est)、及び利用可能であれば次の副フレームの時間領域チャネル推定(next_tdce_chan_est)ならびに先の副フレームの時間領域チャネル推定(prev_tdce_chan_est)に基づいて、以下の公式を使用して、(fd_chan_est)を割り当てる。
２．次の副フレームが存在すれば、そのときには、
３．あるいは、次の副フレームが存在しなければ、そのときには、
４．先の副フレームが存在すれば、そのときには、
５．あるいは、次の副フレームが存在しなければ、そのときには、

図２は、平均化戦略要素３７０が反復コントローラ３５０に、及び特に反復コントローラ３５０からの測定値又は指標の出力に応答することを示している。平均化戦略要素３７０は、反復コントローラ３５０が時間領域ＣＩＲから又はチャネル推定要素３４０から決定する測定値を、有益に使用し得る。好ましくは、平均化戦略要素３７０は、これらの測定値を使用してデータのみ符号に対するチャネル推定の補間を改善する。特に、この情報は好ましくは、好ましくは推定要素３４０によって出力された時間領域チャネルインパルから導出される入力符号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）及びドップラーの決定を含む。平均化戦略要素３７０は、例えば、改良されたデータ符号チャネル補間のために時間領域で測定された指標を使用し得る。ＣＩＲから導出された指標は、ＯＦＤＭ符号から計算される周波数領域におけるよく知られた計算に対する改善された精度を提供する。

平均化戦略要素３７０の他の好適な実施形態は、好ましくは推定器３４０によって決定された時間領域ＣＩＲから反復コントローラ３５０によって導出されたＳＮＲ及び／又はドップラー測定値に、好ましくは応答する。ＳＮＲ及び／又はドップラー測定値は、平均化戦略要素３７０によって、ＳＮＲ及び／又はドップラー測定値に対して設計された粒度及び期待される範囲に基づく補間重みのルックアップテーブルへの入力として使用される。テーブルを形成する補間重みに対する値を決定する一つの好適な方法は、ＳＮＲ及びドップラー率の関数として定式化されるウイナーフィルタの使用である。

図３は、時間領域チャネル推定ＯＦＤＭ受信機の他の実施形態の局面を示す。図３の受信機の局面は、図２の受信機に示されたもののように、入力又は機能性の使用に由来する。例えば、ＯＦＤＭ符号５２０はＦＦＴ１０８によって出力され得て、イコライザ５１０はイコライザ１１０の機能を含み得て、さらに以下に述べる機能を含み、チャネル推定要素５４０及び反復コントローラ５５０は図２に示された対応する要素３４０及び３５０の機能と上記で記述された付加的な機能とを含み得る。図３の位相合わせ、パッド、及びＦＦＴ要素は、好ましくは図２に示されたものと同じである。また、図２に示されたイコライザ後の処理もまた、好ましくは図３の受信機に提供される。図３は、チャネル推定要素５４０によって提供され、ＦＦＴに先立って（図２の）位相合わせ３６０を好ましくは実行する好適な実施形態を介して周波数領域に変換されたＣＩＲ測定値に基づいたウイナーフィルタ補間を組み込んだ平均化戦略要素の好適な実施形態を示す。図３の平均化戦略要素は、いくつかの点で、図２に示された平均化戦略要素３７０の現時点で好適な実施形態の代替である。先に述べたように、例えばＬＴＥでは、副フレームに１４個の符号があり、そのうちパイロットを含むいくつかの符号のみが、時間又は周波数領域のいずれかでチャネル推定を行うことができる。したがって、ＴＤＣＥ受信機は好ましくはその測定されたチャネル推定を補間して、符号毎のイコライゼーション１１０（図２）又は５１０（図３）のためのデータのみ符号に対する所望のチャネル推定を提供する。

ウイナーフィルタは、チャネル推定から導出されたパイロット符号からデータのみ符号に対するチャネル推定を生成するために、特に大抵の情報スループット条件に対して必要とされるときに、特に好適な補間戦略を提供する。ウイナー・ホプフ方程式は、自己相関及び自動共分散統計的測定からの２次の統計値に基づいて、未知のパラメータに対する最も無バイアスな推定を決定することができる。

ウイナー・ホプフ方程式は、以下のかたちである。
ｗ＝Ｒ^−１ｐ（１）
ここで、Ｒは自動共分散行列であり、ｐは相互相関ベクトルである。ベクトルｗにおける重みはフィルタリングのために、あるいはこの場合には、測定されたチャネル推定を補間して所望のデータ符号チャネル推定を生成するために、使用される。そのような補間のためのＲ及びｐの値は、３つのパラメータのみに基づいて推定されることができる。これらのうちの２つは、ＳＮＲ及び最大ドップラー周波数（ｆ_Dmax）であり、チャネル推定要素５４０によって出力されるＣＩＲ推定から測定されることができる。好ましくは、反復コントローラ５５０はチャネル推定要素５４０に応答して、所望のＳＮＲ及び最大ドップラー周波数（ｆ_Dmax）出力を生成する。第３のパラメータは、ＬＴＥサンプルでは１４個の符号から成る副フレーム内部のパイロット担持符号の位置から決定される。この第３のパラメータは、文献ではΔｔと称される。このパラメータは計算された変数ではなく、ワイヤレスネットワーク内の任意の所与の瞬間における動作にしたがった現在の受信設定に基づいた受信機構成の一部となる多くの値の一つである。すなわち、Δｔは、受信機の任意の所与のネットワークが課す構成に対する静的な値である。

図３の平均化戦略要素は、好ましくは、対応するメモリ内、例えばルックアップテーブルに、Ｒ及びｐに対する値を記憶することによって、複雑さを低減する。複雑さの低減は、各符号及び副搬送波に対して「動作中に（オン・ザ・フライで）」Ｒ及びｐを決定することを避けて、その代わりに平均化戦略要素が使用するＳＮＲ及びｆ_Dmaxの値を制限することから、達成される。これより、好適な実施形態における最初のステップは、反復コントローラ５５０からのこれら２つの測定値Ｒ及びｐを粒状化することである。例えば、シミュレーションを通して、ＳＮＲの変動が１１ｄＢ≦ＳＮＲ＜１７ｄＢであることが確認されると、重みｗは顕著には変動されず、性能をある許容度内に収める。同様に、ドップラーの９３Ｈｚ≦ｆ_Dmax＜１３７Ｈｚの変動は、受信機の性能に顕著なインパクトはもたらさない。単一のＳＮＲ及びｆ_Dmaxの値の選択及びこれらの範囲への割り当ては、ＳＮＲ及びｆ_Dmaxの値に基づく補間の単純化を可能にする。これより、これらの確立された粒状化に対しては、粒状化要素５０５は好ましくは、ＳＮＲ及びｆ_Dmaxの各値の平均値をsnr_val及びdoppler_varとして出力する。アドレス生成要素５２５はこれらのsnr_val及びdoppler_var値を変換して、自動相関要素５５５でＲに対しての値を、及び相互相関要素５４５でｐに対しての値を記憶するそれぞれのメモリのテーブル内で位置を特定し、これらがウイナーフィルタ補間で使用される。特に、自動相関要素５５５に記憶された値は、式（１）でｐを乗算するＲ^−１の値を記憶することによって、実時間相互相関決定を避ける。同様に、相互相関要素５４５は値を記憶し、実時間相互相関決定を避ける。要素５６５は、式（１）に記されるようにウイナーフィルタ重み乗算を実行する。

先に述べたように、受信機に対するネットワーク構成が、要素５６５に記憶されたウイナー重みの計算に関連したΔｔの値を決定する。グローバルに設定される変数は、例えば要素５１５でローカルにコピーされ得て、アドレス生成要素５２５に対する入力であるpilot_symb_locs信号におけるインデックスのセットとしてパイロット符号位置値を提供する。すなわち、pilot_symb_locsは、パイロット担持符号を示すインデックスを提供する変数である。ＬＴＥの場合、これらはpilot_symb_locs＝｛０、４、７、１１｝であり得る。好ましくは、そのときには、アドレス生成要素５２５はこの情報を使用して、相互相関要素５４５及び自動相関要素５５５のためのメモリアドレスを決定する。

ＬＴＥのいくつかの構成では、各符号は６００個のアクティブな副搬送波を有し得る。ファースト・イン／ファースト・アウト（ＦＩＦＯ）要素５３５が好ましくは、符号あたり６００個の副搬送波を有する符号に対して、周波数領域で表現されたチャネル推定を記憶する。ＦＩＦＯにおけるパイロット担持符号の数は性能ベースで決定され、１個の副フレームより広く広がり得る。さらに、ＦＩＦＯ５３５は好ましくは特定の遅延を提供して、好ましくは影響された信号経路における付加的な遅延の挿入を通してを含めて、受信機の適当な調整を可能にする。

ＯＦＤＭ符号５２０は、パイロット担持符号、又は単にデータのみ符号であり得る。いずれの場合も、interp_chan_est_freqTrans変数が符号に対するチャネル推定を提供し、イコライザ５１０における適当なイコライゼーションを容易にする。実際、平均化戦略要素（図２の３７０又は図３に示されるようなもの）は、好ましくは各入力符号に対して上述の計算を繰り返し、ＦＩＦＯ５３５は、ワイヤレスネットワークによって受信機構成に従って新しい時間領域チャネル推定が決定されたときに更新されるのみである。すなわち、チャネル推定要素５４０及び反復コントローラ５５０は、パイロット担持符号があるときに、平均化戦略要素に入力を提供する。したがって、平均化戦略要素は好ましくは全ての受信符号に対して保管されたチャネル推定を出力し、パイロット担持符号が受け取られると、ＳＮＲ、ｆ_Dmax、及びtd_chan_est_freqTransに反応する。pilot_symb_locsへの変更は、好ましくはネットワーク構成通信によって適当であると決定されたときに生じる。

図４は、基地局から静止したＬＴＥ受信機へのＯＦＤＭ通信リンクに対して、ＦＤＣＥと比べたときのＴＤＣＥを通したゲインを描く多くのシミュレーションを提供する。設計上の制約条件は、複雑さ及びパワー消費に関して、典型的な携帯電話のものである。４つの性能曲線が、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の関数として、達成可能なスループットを示している。各ＯＦＤＭ副搬送波は、所与のビット数を送るように変調される。誤りなしに全ビットを受信すれば１００％のスループットとなる。

実線は、推定器が達成し得るパーフェクトなチャネル推定を示す。すなわち、このイコライザのシミュレーションは、実際のチャネル――「完全な知識」と称される――を使用して、可能な最高の性能の測定値としての役割を果たす。典型的なＯＦＤＭ受信機は、周波数領域におけるパイロットの補間としてチャネルを推定するが、これは通常は、周波数領域チャネル推定（ＦＤＣＥ）と称される。図４は、この種類の推定における２つのよく知られた変数である。単純な変動は、キーチャネル指標、最も注目されるものとしては受信機の動きのためのドップラー率の変化の知識無しに、補間される。この性能は図４に、シミュレーションされた性能点における三角形プロットを有する線として、示されている。第２の変動は、ＦＤＣＥが動きの実際の（完全な）ドップラー率のようなキーチャネル指標の知識を提供するときにシミュレーションされたＦＤＣＥが達成することができる上限の境界を提供する。この性能の性能は、シミュレーションされた位置を示す円にて示されている。実用上のＦＤＣＥベースの受信機は、この曲線からいくらかの損失を有しており、全てのチャネルパラメータの完全な知識に基づく理想的な実線は達成しない。

ＯＦＤＭ符号の設計及びフレームへのその連鎖は、一般にはＴＤＣＥが数値的な安定性を有することを保証するものではなく、ここで記述された局面は、関連した性能の利点とともに実用的なＴＤＣＥの具体例を達成するために必要とされるサポートを提供するために、具体化されることができる。これは、図４に、シミュレーション値が四角で示された曲線で示されている。典型的には、９０％のスループットは、受信機の良好な動作点とされる。この場合、理想的な受信機は、そのような９０％のスループットを約8.5ｄＢのＳＮＲで達成し、上述されたようなＴＤＣＥを実現する描写された受信機については、９０％のスループットは１ｄＢの損失で観察され、信号が9.5ｄＢのＳＮＲを有することが必要とされる。これに対して、部分的なＦＤＣＥを実現する受信機は理想から３ｄＢの損失を有し、このギャップは、パイロット補間計算を助けるようにチャネル指標が正確に測定されれば、最高で１ｄＢだけ少なくされることができる。

本発明がある好適な実施形態に関して記述されてきた。当業者は、本発明の教示から変わることなく、ここで記述された特定の好適な実施形態に対して様々な改変及び変更がなされることができることを理解するであろう。したがって、本発明は、ここに記述された特定の好適な実施形態に限定されることは意図されておらず、代わりに本発明は添付の請求項によって規定されるべきである。

Claims

ＯＦＤＭ信号を処理する方法であって、
規格指定パイロット位置、及び前記規格指定パイロット位置に追加され且つ対応したものである仮想パイロット位置に基づいて一つ又はそれ以上の参照信号を決定するステップと、
前記参照信号に応答して時間領域チャネル推定を実行するステップと、
前記時間領域チャネル推定に対応する受信符号をイコライズするステップと、
を包含する、方法。
前記時間領域チャネル推定が初期インパルス応答の決定を含み、
受信したパイロット及びデータ情報の混合符号に対応して連続符号複製を決定するステップと、
前記参照信号を前記連続符号複製と相関させるステップと、
をさらに包含する、請求項１に記載の方法。
一つ又はそれ以上の符号に対する規格指定パイロット情報に基づく補間によって仮想パイロット情報のセットを提供するステップ、
をさらに包含する、請求項１に記載の方法。
時間領域チャネル推定が、受信したＯＦＤＭ符号に対応して、周波数領域及び周波数領域情報にて規定されたパイロットのセットを使用して、初期チャネルインパルス応答を決定するステップ、
をさらに包含する、請求項１に記載の方法。
受信したパイロット及びデータ情報の混合符号に対応して連続符号複製を決定するステップと、
前記参照信号を前記連続符号複製と相関させるステップと、
をさらに包含する、請求項１に記載の方法。
前記連続符号複製の決定が、パイロット情報の振幅に対してデータ情報の振幅を低減するステップを含む、請求項５に記載の方法。
前記時間領域チャネル推定が、
多くのサンプルを備える初期時間領域チャネルインパルス応答を決定するステップと、
前記初期時間領域チャネルインパルス応答を評価して、サブセット内のサンプルの数に応答したサンプルの数のサブセットを特定するステップと、
前記サブセットからサンプルを選択して、省略された時間領域チャネルインパルス応答を規定するステップと、
前記省略された時間領域チャネルインパルス応答を改良して、改良された時間領域チャネルインパルス応答を生成するステップと、
前記改良された時間領域チャネルインパルス応答に応答して、受信した符号をイコライズするステップと、
を包含する、請求項１〜６のいずれか１項に記載の方法。
前記サブセットからのサンプルの選択が、ピークパワーを有するサンプルを特定するステップと、前記ピークパワーを有するサンプルの前の位置を有する多くのサンプル、前記ピークパワーを有するサンプル、及び前記ピークパワーを有するサンプルの後の位置を有する第２の多くのサンプルとして、前記省略された時間領域チャネルインパルス応答を特定するステップと、を包含する、請求項７に記載の方法。
第１のセットのサンプルの評価が、省略された時間領域チャネルインパルス応答を備える前記第１のセットのサンプルのサブセットを特定するステップを包含し、
前記省略された時間領域チャネルインパルス応答が、前記サブセット内のサンプルの値のノルムに基づいて特定される、請求項７に記載の方法。
前記第１のセットサンプルの評価が、ピークパワーを有するサンプルを特定するステップと、前記ピークパワーを有するサンプルの前に位置する多数サンプル、前記ピークパワーを有するサンプル、及び前記ピークパワーを有するサンプルの後に位置する第２の多数サンプルとして、第２のセットのサンプルを特定するステップと、を包含する、請求項９に記載の方法。
受信した符号のアライメントに前記改良された時間領域チャネル推定をアライメントするステップ、
をさらに包含する、請求項７に記載の方法。
第１のセットのサンプルに対するオフセットを決定するステップと、
前記オフセットに応答して、受信した符号のアライメントに前記改良された時間領域チャネル推定をアライメントするステップと、
をさらに包含する、請求項７に記載の方法。
複数の時間領域チャネル推定を周波数領域チャネル推定に変換するステップと、
前記周波数領域チャネル推定からデータのみ符号チャネル推定を決定するステップと、
をさらに包含する、請求項１〜６のいずれか１項に記載の方法。
一つ又はそれ以上の他の符号におけるパイロット信号に対応してデータのみ符号チャネル推定を決定するステップ、
をさらに包含する、請求項１〜６のいずれか１項に記載の方法。
前記データのみ符号チャネル推定の決定が、２つ又はそれ以上の周波数領域チャネル推定の間の補間を包含する、請求項１４に記載の方法。