KR102266595B1 - 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 개시의 일 실시 예는 무선 통신 시스템에서 제1사용자 단말(user equipment: UE) 및 제2UE 각각과 관련된 기준 신호에 대한 자원 할당 정보를 기반으로, 상기 제1UE 및 상기 제2UE 각각과 관련된 채널값들을 추정하기 위해 사용할 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나의 개수를 결정하고, 상기 결정된 개수의 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나를 기반으로 상기 제1UE에 대한 제1채널값들을 추정하고, 상기 추정된 제1채널값들을 합산하여 제1합산값을 생성하고, 상기 결정된 개수의 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나를 기반으로 상기 제2UE에 대한 제2채널값들을 추정하고, 상기 추정된 제2채널값들을 합산하여 제2합산값을 생성하고, 상기 제1합산값과 상기 제2합산값을 상관하여 상기 제1UE와 상기 제2UE 간 간섭을 제거하기 위한 필터값을 결정하고, 상기 결정된 필터값과 상기 추정된 제1채널값들을 사용하여 상기 제1UE에 대한 채널을 추정하고, 상기 결정된 필터값과 상기 추정된 제2채널값들을 사용하여 상기 제2UE에 대한 채널을 추정한다.

Description

무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR CHANNEL ESTIMATION IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 개시의 다양한 실시 예는 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치에 관한 것이다.
직교 주파수 분할 멀티플렉싱(orthogonal frequency division multiplexing: OFDM) 통신 시스템과 같은 무선 통신 시스템은 주파수 축과 시간 축 자원을 데이터 전송을 위해 할당하여 사용하는 물리적 레이어(physical layer) 구조를 기반으로 한다. 이러한 무선 통신 시스템에서 송신기는 채널 추정 성능이 높아지도록 자원 블록(resource block: RB) 내의 자원 엘리먼트(resource element: RE)들에 파일럿 심볼들과 같은 기준 신호(reference signal: RS) 심볼들을 2차원적으로 배치하여 송신한다. 그리고 수신기는 RE들에 배치된 RS 심볼들을 기반으로 채널 추정을 수행함으로써 채널 추정에 대한 정확도를 높이게 된다.
한편, 채널 추정을 위한 방법으로서 시간 도메인/주파수 도메인 필터링(time-domain/frequency-domain filtering) 방법, 보간(interpolation) 방법, 최소 자승(least square: LS) 방법, 최소 평균 제곱 오차(minimum mean square error: MMSE) 방법 및 2차원 위너 필터링(2-dimensional wiener filtering) 방법 등이 많이 사용되고 있다. 상기와 같은 채널 추정 방법들은 무선 채널 환경을 기반으로 선택되어 사용될 수 있다. 이는 해당 무선 채널 환경에서 사용되는 채널 추정 방법에 따라 채널 추정 성능이 달라지기 때문이다. 따라서 무선 채널 환경이 주파수 선택적 페이딩(fading) 환경인지, 평면(flat) 페이딩 환경인지 혹은 사용자 단말(user equipment: UE)이 고속이나 저속으로 이동하는 환경인지에 따라 적합한 채널 추정 방법이 선택되어 사용될 수 있다.
일반적으로 채널의 2차원적 통계적 특성(wide-sense stationary uncorrelated scattering: WSSUS)을 알 때 2차원 위너 필터링 방법이 채널 추정을 위해 가장 효과적이며 실제 구현에서도 많이 사용되고 있다. 하지만 2차원 위너 필터링 방법이 MIMO(multiple input multiple output) 통신 시스템에서 사용될 경우 간섭에 의해 채널 추정 성능이 저하된다는 문제가 발생한다. 즉, MIMO 통신 시스템에서는 각 UE의 신호를 구분하여 간섭 제거 동작을 수행하더라도 간섭이 완전히 제거되지 못해, 제거되지 못한 간섭으로 인해 채널 추정 성능에 영향을 받게 된다. 이는 기존의 2차원 위너 필터링 방법은 싱글 레이어(single layer) 신호에 위너 필터를 적용하여 채널 추정을 수행하는 방법으로서 다중 레이어(multiple layer) 신호에 대해서는 신호 구분 후 존재하는 간섭을 고려하지 않기 때문이다.
본 개시의 일 실시 예는 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치를 제안한다.
본 개시의 일 실시 예는 MIMO 통신 방식이 사용되는 무선 통신 시스템에서 채널 추정 성능의 저하를 방지할 수 있도록 하는 방법 및 장치를 제안한다.
본 개시의 일 실시 예는 수신기에서 정확한 채널 추정이 수행될 수 있도록 하여 전송 데이터 레이트(data rate)를 높이고 셀 처리량(cell throughput)을 향상시킬 수 있도록 하는 방법 및 장치를 제안한다.
본 개시의 일 실시 예에서 제안하는 방법은; 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법에 있어서, 제1사용자 단말(user equipment: UE) 및 제2UE 각각과 관련된 기준 신호에 대한 자원 할당 정보를 기반으로, 상기 제1UE 및 상기 제2UE 각각과 관련된 채널값들을 추정하기 위해 사용할 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나의 개수를 결정하는 과정과, 상기 결정된 개수의 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나를 기반으로 상기 제1UE에 대한 제1채널값들을 추정하고, 상기 추정된 제1채널값들을 합산하여 제1합산값을 생성하는 과정과, 상기 결정된 개수의 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나를 기반으로 상기 제2UE에 대한 제2채널값들을 추정하고, 상기 추정된 제2채널값들을 합산하여 제2합산값을 생성하는 과정과, 상기 제1합산값과 상기 제2합산값을 상관하여 상기 제1UE와 상기 제2UE 간 간섭을 제거하기 위한 필터값을 결정하는 과정과, 상기 결정된 필터값과 상기 추정된 제1채널값들을 사용하여 상기 제1UE에 대한 채널을 추정하고, 상기 결정된 필터값과 상기 추정된 제2채널값들을 사용하여 상기 제2UE에 대한 채널을 추정하는 과정을 포함한다.
본 개시의 일 실시 예에서 제안하는 장치는; 무선 통신 시스템에서 채널 추정 장치에 있어서, 제1사용자 단말(user equipment: UE) 및 제2UE 각각과 관련된 기준 신호를 수신하는 수신부와, 상기 제1UE 및 상기 제2UE 각각과 관련된 기준 신호에 대한 자원 할당 정보를 기반으로, 상기 제1UE 및 상기 제2UE 각각과 관련된 채널값들을 추정하기 위해 사용할 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나의 개수를 결정하고, 상기 결정된 개수의 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나를 기반으로 상기 제1UE에 대한 제1채널값을 추정하고, 상기 추정된 제1채널값들을 합산하여 제1합산값을 생성하고, 상기 결정된 개수의 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나를 기반으로 상기 제2UE에 대한 제2채널값들을 추정하고, 상기 추정된 제2채널값들을 합산하여 제2합산값을 생성하고, 상기 제1합산값과 상기 제2합산값을 상관하여 상기 제1UE와 상기 제2UE 간 간섭을 제거하기 위한 필터값을 결정하고, 상기 결정된 필터값과 상기 추정된 제1채널값들을 사용하여 상기 제1UE에 대한 채널을 추정하고, 상기 결정된 필터값과 상기 추정된 제2채널값들을 사용하여 상기 제2UE에 대한 채널을 추정하는 제어부를 포함한다.
본 개시의 일 실시 예는 MIMO 통신 방식이 사용될 경우 발생할 수 있는 채널 추정에 대한 성능 열화를 방지할 수 있다. 또한 본 개시의 일 실시 예는 다중 사용자 간섭(multiple user interference: MUI) 제거 동작이 수행된 후 존재할 수 있는 간섭을 고려하여 채널 추정을 수행할 수 있도록 한다. 따라서 본 개시의 일 실시 예에서는 채널 추정에 대한 정확도가 높아짐에 따라 전송 데이터 레이트가 높아지며 셀 처리량이 증가될 수 있는 이점이 있다.
도 1은 채널 추정 장치의 블록 구성도,
도 2는 MUI 제거 동작이 수행되는 다중 신호 분리기의 세부 구성을 나타낸 도면,
도 3은 본 개시의 일 실시 예에 따른 채널 추정 장치의 블록 구성도,
도 4는 본 개시의 일 실시 예에 따른 채널 추정을 수행하는 과정을 나타낸 순서도.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 개시의 일 실시 예의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 개시의 일 실시 예를 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 일 실시 예의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 개시의 일 실시 예에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
일반적으로 사용되는 채널 추정 방법들 중 가장 우수한 채널 추정 방법으로서 2차원 위너 필터링(2-dimensional wiener filtering) 방법이 있다. 2차원 위너 필터링 방법에서 사용되는 주파수 및 시간 축 기준 신호(reference signal: RS) 심볼에 대한 위너 필터는 일 예로 다음과 같이 구현될 수 있다.
직교 주파수 분할 멀티플렉싱(orthogonal frequency division multiplexing: OFDM) 통신 시스템과 같은 무선 통신 시스템에서 k번째 톤(tone)의 출력값은 다음 수학식 1을 사용하여 계산될 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00001
상기 수학식 1에서,
Figure 112014042172421-pat00002
는 k번째 톤의 출력값을 나타내고, H k 는 k번째 톤의 채널값을 나타내고, n k 는 k번째 톤의 잡음 성분을 나타낸다.
LTE(long term evolution) 상향링크(uplink) 시스템의 경우, 상향링크 데이터 채널(physical uplink shared channel: PUSCH)에는 자원 블록(resource block: RB)당 연속된 12개의 톤에 RS가 할당된다. 따라서 k번째 톤의 채널 추정값은 다음 수학식 2와 같이 나타날 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00003
상기 수학식 2에서,
Figure 112019045407408-pat00004
는 k번째 톤의 채널 추정값을 나타내고, i는 톤 인덱스를 나타내고, ci 는 i번째 톤의 위너 필터 계수를 나타내며,
Figure 112019045407408-pat00005
는 i번째 톤의 시간 오프셋 보상(time offset compensation)값을 나타내고, Hi 는 i번째 톤의 채널값을 나타내고, ni 는 i번째 주파수 톤에 대한 잡음 성분을 나타낸다. 단, 여기서 시간 오프셋 보상 처리는 수신기에서 시간 지연이 발생하거나 다중 경로 지연 성분의 유무에 따라 수행되거나 수행되지 않을 수 있다. 본 개시의 일 실시 예에서는 일반적인 이동 통신 시스템이 시간 오프셋이 존재하는 환경에 포함됨을 고려하여 시간 오프셋을 보상하는 구조를 포함하는 채널 추정 방식에 대하여 설명하기로 한다.
위너 필터 계수 c는 원하는(desired) 채널값(H k )과 위너 필터 출력값(채널 추정값
Figure 112014042172421-pat00006
) 간의 최소 평균 제곱 오차(minimum mean square error: MMSE)(즉,
Figure 112014042172421-pat00007
)를 최소화하는 값으로서 다음 수학식 3에 나타난 바와 같다.
Figure 112014042172421-pat00008
상기 수학식 3에서 R h 는 채널의 자기 상관 행렬(auto-correlation matrix)을 나타내며, r은 채널의 상호 상관 행렬(cross-correlation matrix)을 나타내며, σ는 잡음 전력을 나타내고 I는 항등(identity) 행렬을 나타낸다.
상기와 같이 위너 필터 계수 c가 결정되면, k번째 톤의 채널 추정값은 다음 수학식 4와 같이 나타날 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00009
이처럼 채널 상관 값으로부터 위너 필터의 계수가 결정되는데, SIMO(single input multi output)에 대한 2차원 상관 행렬은 다음과 같이 결정될 수 있다.
사용자 단말(user equipment: UE)에 대한 페이딩 채널 응답이 다음 수학식 5에 나타난 바와 같다면, 상기 페이딩 채널 응답을 고속 푸리에 변환(fast-fourier transform: FFT)하여 주파수 도메인의 채널 값으로 표현하면 (t 1 , f 1)(t 1 번째 심볼의 f 1 번째 서브캐리어)에서 하기 수학식 6과 같이 나타날 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00010
Figure 112014042172421-pat00011
상기 수학식 5에서 τ는 페이딩 채널이 존재하는 시간 변수를 나타내며, τ l 은 l번째 수신 경로의 지연 시간(delay profile)을 나타내며, l은 특정 UE로 부터 수신된 다중 경로의 인덱스를 나타내고, L은 전체 경로 수를 나타낸다. 그리고 상기 수학식 6에서
Figure 112014042172421-pat00012
이며,
Figure 112014042172421-pat00013
이다.
상기와 유사하게 (t 2 , f 2)에서의 채널 값은 다음 수학식 7과 같이 나타난다.
Figure 112014042172421-pat00014
그리고 (t 1 , f 1)과 (t 2 , f 2)(RS 시퀀스가 할당된 미리 설정된 자원들)의 채널 값을 기반으로 하기 수학식 8을 사용하여 2차원 상관 행렬이 결정될 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00015
채널은 다중 경로(multipath) 간 독립적임을 가정하므로(즉, 각 UE 별로 다른 경로를 통해 신호가 수신됨), 해당 채널이 동일한 경로(
Figure 112014042172421-pat00016
)인 경우에 대해서만 평균값이 존재한다. 이를 다시 표현하면,
Figure 112014042172421-pat00017
와 같이 나타낼 수 있으며, 이로부터 결정되는 2차원 상관 행렬은 다음 수학식 9에 나타난 바와 같다.
Figure 112014042172421-pat00018
이와 같이 채널 상관 행렬은 주파수 축과 시간 축의 2차원으로 표현될 수 있으며, 채널 프로파일(profile) 즉 다중 경로의 지연 시간차(τ l ) 및 이동 속도(v)를 추정하면 최적의 채널 추정값이 획득될 수 있다.
이하 상기와 같은 방법으로 채널 추정을 수행하는 무선 통신 시스템에 대해 도 1을 참조하여 설명하기로 한다.
도 1은 채널 추정 장치의 블록 구성도이다.
도 1을 참조하면, 채널 추정 장치는 RS 생성기(100), RS 역상관기(decorrelator)(102), FFT기(104), 다중 신호 분리기(106), 시간 오프셋 추정기(108), 시간 오프셋 보상기(compensator)(110), 위너 필터(112) 및 시간 오프셋 재보상기(recompensator)(114)를 포함한다.
RS 생성기(100)는 RS 시퀀스를 생성하고, FFT기(104)는 수신된 신호를 FFT하여 RS 역상관기(102)로 출력한다. 그러면 RS 역상관기(102)는 RS 시퀀스를 RS 심볼에 매핑시킨다.
RS 역상관기(102)는 무선 통신 시스템에서 MIMO 통신 방식이 사용되는지 SIMO 통신 방식이 사용되는지에 따라 출력 방향을 결정한다. 구체적으로, RS 역상관기(102)는 MIMO 통신 방식이 사용된 경우, RS 역상관기(102)의 출력이 각 UE 별 신호를 분리하는 다중 신호 분리기(106)로 입력되도록 출력 방향을 결정한다.
다중 신호 분리기(106)는 각 레이어(layer)에 할당된 RB가 동일한 경우, 순환 쉬프트(Cyclic Shift: CS)에 의해 구분되는 다수의 UE들 간의 간섭을 제거한다. 그리고 다중 신호 분리기(106)는 다중 레이어들에 대한 신호들이 각각 처리(싱글(single) 레이어 처리)될 수 있도록 다중 레이어들에 대한 신호들을 구분하여 출력한다.
다중 신호 분리기(106)는 각 레이어에 할당된 RB가 상이한 경우, 직교 커버 코드(Orthogonal Cover Codes)로 구분되는 다수의 UE들 간 간섭을 제거한다. 그리고 다중 신호 분리기(106)는 다중 레이어들에 대한 신호들이 각각 처리될 수 있도록 다중 레이어들에 대한 신호들을 구분하여 출력한다.
한편, RS 역상관기(102)는 SIMO 통신 방식이 사용된 경우에는 RS 역상관기(102)의 출력이 다중 신호 분리기(106)로 입력되지 않고 즉, 다중 신호 분리기(106)를 바이패스 하도록 하고) 바로 출력될 수 있도록 출력 방향을 결정한다.
시간 오프셋 추정기(108)는 시간 혹은 주파수 도메인에서 FFT된 수신 신호에 대한 시간 오프셋을 추정한다. 예를 들어 시간 오프셋 추정기(108)는 FFT된 수신 신호를 역이산 퓨리에 변환(inverse discrete fourier transform: IDFT)하여 피크(peak) 값을 갖는 샘플의 위치를 추정하는 방법이나 주파수 도메인에서 톤들 간 위상 차이(phase difference)를 누적 평균하는 등의 방법을 사용하여 시간 오프셋을 추정할 수 있다.
시간 오프셋 보상기(110)는 FFT된 수신 신호에 대해 서브캐리어 별로 위상을 보상하여 위너 필터(112)로 출력한다. 위너 필터(112)는 위상 보상된 수신 신호에 대한 채널 추정값을 검출하기 위해, 채널 상관값으로부터 구한 위너 필터 계수를 수신된 채널 값에 적용한다. 시간 오프셋 재보상기(114)는 채널 추정 값을 기반으로 위상 보상된 신호의 위상을 원래대로 복구한다.
상기와 같은 채널 추정 장치에서는 MIMO 통신 방식이 사용될 경우 다중 레이어의 신호들을 분리하기 위하여 다중 신호 분리기(106)가 사용된다. 그리고 다중 신호 분리기(106)에 의해 분리된 신호들은 각각 SIMO 통신 방식이 사용될 경우와 동일한 절차를 거쳐 해당 레이어에 대한 채널 추정을 위해 사용된다.
위너 필터(112)를 사용한 채널 추정 방법은 각 레이어와 관련하여 가장 우수한 채널 추정 성능을 제공한다. 하지만 이러한 채널 추정 방법은 MIMO 통신 방식이 사용되는 경우에는 최적의 채널 추정 방식이 될 수 없다. 이는 각 레이어에 따른 UE의 신호를 분리할 때 다중 사용자 간섭(multi user interference: MUI) 제거 동작이 수행되더라도 간섭이 여전히 존재하는 것을 고려하지 않고 위너 필터(112)를 적용하기 때문이다. 따라서 이 경우 MIMO 사용자에 대한 채널 추정 성능은 손실을 겪게 된다.
이와 관련하여 MUI 제거 동작에 대해 구체적으로 살펴보기로 한다. 본 개시의 일 실시 예에서는 각 레이어에 할당된 RB가 동일한 경우, CS에 의해 구분되는 다수의 UE들 간의 간섭을 제거하는 경우에 대해 대표적으로 설명하기로 한다.
채널 추정을 위해 사용되는 RS는 다음 수학식 10과 같이 나타날 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00019
상기 수학식 10에서 u는 그룹 호핑(group hopping)을 위해 사용되는 그룹 번호(group number)를 나타내며 u ∈ {0,1,...,29}가 될 수 있다. 그리고 v는 시퀀스 호핑(sequence hopping)을 위해 사용되는 기본 시퀀스 번호(base sequence number)를 나타내며, v ∈ {0,1}이고 5RB 이하에서 v = 0이 된다. α는 기본 시퀀스(base sequence)를 기반으로 RS 시퀀스를 생성하기 위한 위상 쉬프트(phase shift) 값을 나타내며
Figure 112014042172421-pat00020
로 설정될 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00021
는 할당된 RB 사이즈(size)에 따른 서브캐리어의 개수를 나타내며
Figure 112014042172421-pat00022
로 설정될 수 있다. 여기서
Figure 112014042172421-pat00023
는 RB 인덱스(I RB )에 해당하는 RB 사이즈를 나타낸다.
한편 기본 시퀀스는 다음 수학식 11을 사용하여 생성될 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00024
상기 수학식 11에서
Figure 112014042172421-pat00025
는 기본 시퀀스를 나타내며,
Figure 112014042172421-pat00026
이며,
Figure 112014042172421-pat00027
는 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스의 길이를 나타내며 다음 표 1에 나타난 바와 같이 RB 인덱스(I RB )와 관련된 값을 갖는다.
RB 인덱스
I RB
Figure 112014042172421-pat00028
 RB 인덱스
I RB
Figure 112014042172421-pat00029
 RB 인덱스
I RB
Figure 112014042172421-pat00030
0 11 12 211 24 647
1 23 13 239 25 719
2 31 14 283 26 761
3 47 15 293 27 863
4 59 16 317 28 887
5 71 17 359 29 953
6 89 18 383 30 971
7 107 19 431 31 1069
8 113 20 479 32 1151
9 139 21 523 33 1193
10 179 22 571 34 1291
11 191 23 599 35 1536
RS 생성기(100)는 각 UE에 할당된 u, v, n cs (순환 쉬프트 수(cyclic shift number: CS 수)가 상위 계층으로부터 입력되면, UE의 수가 2인 경우 2개의 UE 중 하나인 제1UE에 대해서 RS 시퀀스를 생성한다. 그리고 상기 RS 시퀀스는 RS 역상관기(102)에서 RS 심볼에 매핑되며, 모든 UE의 상향링크 시간 오프셋이 없다고 가정한 경우 IDFT 후에 샘플 0부터 채널 임펄스 응답(channel impulse response: CIR)을 갖게 된다. 또한 2개의 UE 중 다른 하나인 제2UE는 샘플
Figure 112014042172421-pat00031
부터 CIR을 갖게 된다. 상기 수학식에서
Figure 112014042172421-pat00032
는 제2UE의 CS 수를 나타내며,
Figure 112014042172421-pat00033
는 제1UE의 CS 수를 나타낸다. 참고적으로 동일 ZC 시퀀스에 UE를 구분하기 위해 부여할 수 있는 CS 수는 0~11까지 12개가 될 수 있으며, 이 경우 12개 중 하나를 UE 마다 지정하게 된다.
제1UE에 대해 생성된 RS 시퀀스는 FFT 후 출력된 주파수 신호의 심볼들 중 RS 심볼에 해당하는 서브캐리어에 곱해져 다음과 같이 역상관된 RS 서브캐리어로서 생성된다.
Figure 112014042172421-pat00034
상기 수학식 12에서
Figure 112014042172421-pat00035
는 역상관된 RS 서브캐리어를 나타내고,
Figure 112014042172421-pat00036
는 FFT 후 출력된 주파수 신호의 심볼들 중 RS 심볼이 포함된 서브캐리어를 나타내고,
Figure 112014042172421-pat00037
는 제1UE에 대해 생성된 RS 시퀀스를 나타낸다.
한편, 제1UE의 신호와 제2UE의 신호를 구분하는 방식을 설명하면 다음과 같다. 제1UE의 RS가
Figure 112014042172421-pat00038
이고, 제2UE의 RS가
Figure 112014042172421-pat00039
인 경우 수신 신호는 다음 수학식 13과 같이 나타날 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00040
그리고 수신 신호에서 제1UE의 신호를 구분해내기 위한 제1UE의 RS에 대한 역상관 결과는 다음 수학식 14와 같이 나타날 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00041
채널 추정 구간 마다 제1UE와 제2UE의 채널인 H 1 과 H 2 에서 주파수에 따라 변하지 않는 구간을 고려하여 간섭 성분을 제거하기 위해서는 다음 수학식 15가 만족되어야 한다.
Figure 112014042172421-pat00042
상기 수학식 15의
Figure 112014042172421-pat00043
가 NT(임의의 정수*주기)개의 톤만큼 더해지면 다음 수학식 16과 같이 간섭 채널 성분이 사라져 제1UE의 채널이 획득될 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00044
상기 수학식 16에서 H 1은 제1UE의 채널을 나타내고, H 2는 제2UE의 채널을 나타내며, T는 주기를 나타내는 것으로서 제1UE와 제2UE 간 CS 차이값인
Figure 112014042172421-pat00045
가 1,5,7이 아닌 경우에는
Figure 112014042172421-pat00046
(
Figure 112014042172421-pat00047
가 6보다 작거나 같은 경우) 나
Figure 112014042172421-pat00048
(
Figure 112014042172421-pat00049
가 6보다 큰 경우)로 설정되며,
Figure 112014042172421-pat00050
가 1,5,7인 경우에는 12로 설정된다.
시간 오프셋과 잡음이 없는 AWGN(additive white gaussian noise)과 같은 이상적인 채널에서는 제1UE의 채널은 완벽하게 획득될 수 있으나 채널의 주파수 선택적 특성이 높을수록, 잡음이 많을수록, 많은 톤을 더해야 할수록(
Figure 112014042172421-pat00051
가 1,5,7인 경우) UE들의 채널 구분시 잔여 간섭 성분이 많이 남게 된다.
따라서 멀티플렉싱(multiplexing)된 다른 UE의 간섭이 없는 제1UE의 채널 만이 순수하게 도출될 수 없으므로, 최적의 위너 필터링이 수행되더라도 최상의 채널 추정 성능이 보장될 수 없게 된다.
도 2는 MUI 제거 동작이 수행되는 다중 신호 분리기의 세부 구성을 나타낸 도면이다.
도 2를 참조하면, 다중 신호 분리기(106)는 상위 계층(일 예로, DSP 소프트웨어 등)으로부터 UE 간 CS 차이값인
Figure 112014042172421-pat00052
가 입력되면 주기 T를 결정한다. 그리고 다중 신호 분리기(106)는 제1UE의 RS에 대해 역상관된 신호
Figure 112014042172421-pat00053
가 입력되면, k번째 주파수 신호로부터 k+T-1번째 주파수 신호까지의 T개를 주파수 신호들을 모두 더해 평균을 산출하고, 산출된 평균 값을 간섭(MUI)이 제거된 k번째 신호로서
Figure 112014042172421-pat00054
를 출력한다. 또한 다중 신호 분리기(106)는 제2UE의 RS에 대해 역상관된 신호
Figure 112014042172421-pat00055
가 입력되면, k번째 주파수 신호로부터 k+T-1번째 주파수 신호까지의 T개의 주파수 신호들을 모두 더해 평균을 산출하고, 산출된 평균 값을 간섭(MUI)이 제거된 k번째 신호로서
Figure 112014042172421-pat00056
를 출력한다.
전술한 바와 같이, 평균 값을 산출하는 형태로 간섭이 제거된 신호를 출력하는 방식이 사용될 경우, 각 UE의 채널 상에 잔여 간섭 성분을 완전히 제거할 수 없어 최적의 채널 추정 성능을 기대할 수 없다.
따라서 본 개시의 일 실시 예에서는 MIMO 통신 방식이 사용될 경우 채널 추정에 대한 성능 열화를 방지하는 방법 및 장치를 제공한다. 구체적으로, 본 개시의 일 실시 예에서는 MUI 제거 동작 수행 후 존재하는 잔여 간섭 성분을 사용하여 최적의 위너 필터 계수를 획득할 수 있도록 하는 방법 및 장치를 제공한다.
이하 도 3을 참조하여, 본 개시의 일 실시 예에 따른 채널 추정 장치를 살펴보기로 한다.
도 3은 본 개시의 일 실시 예에 따른 채널 추정 장치의 블록 구성도이다. 도 3의 채널 추정 장치는 일 예로 LTE 통신 시스템의 상향링크 시스템 등에 포함될 수 있다.
도 3을 참조하면, 채널 추정 장치는 RS 생성기(300), RS 역상관기(302), FFT기(304), 시간 오프셋 추정기(308), 시간 오프셋 보상기(310), 위너 필터(312) 및 시간 오프셋 재보상기(314)를 포함한다.
RS 생성기(300)는 RS 시퀀스를 생성하고, FFT기(304)는 송신할 신호를 FFT하여 RS 역상관기(302)로 출력한다. 그러면 RS 역상관기(302)는 RS 시퀀스를 RS 심볼에 매핑시켜 출력한다.
시간 오프셋 추정기(308)는 시간 혹은 주파수 도메인에서 FFT된 수신 신호에 대한 시간 오프셋을 추정한다. 예를 들어 시간 오프셋 추정기(308)는 IDFT 후에 피크 값을 갖는 샘플의 위치를 추정하는 방법이나 주파수 도메인에서 톤들 간 위상 차이를 누적 평균하는 등의 방법을 사용하여 시간 오프셋을 추정할 수 있다.
시간 오프셋 보상기(310)는 FFT된 수신 신호에 대해 서브캐리어 별로 위상을 보상하여 위너 필터(312)로 출력한다. 위너 필터(312)는 위상 보상된 수신 신호에 대한 채널 추정값을 검출하기 위해, 채널 상관값으로부터 구한 위너 필터 계수를 수신된 채널 값에 적용한다. 시간 오프셋 재보상기(314)는 채널 추정 값을 기반으로 위상 보상된 신호의 위상을 다시 원래대로 복구한다.
위너 필터(312)는 SIMO 통신 방식이나 MIMO 통신 방식이 사용되는 경우 모두 사용될 수 있다. 또한 도 3에서는 시간 오프셋 추정기(308)와 시간 오프셋 보상기(310)가 각각 물리적으로 구분된 구성부로서 도시되어 있으나, 시간 오프셋 추정기(308)와 시간 오프셋 보상기(310)의 동작은 위너 필터(312)에서 통합적으로 수행될 수 있으며, 이 경우 시간 오프셋 추정기(308)와 시간 오프셋 보상기(310)는 채널 추정 장치에 포함되지 않을 수 있다.
한편, 일반적인 무선 통신 시스템에서는 SIMO 통신 방식을 위한 상관 행렬을 기반으로 위너 필터 계수를 결정하여 사용하는 2차원 위너 필터링 방법이 사용되고 있다. 따라서 일반적인 무선 통신 시스템에서는 MIMO 통신 방식이 사용될 경우, MUI에 대한 고려없이 채널 추정이 수행됨에 따라 채널 추정 성능이 열화되는 문제가 있다.
따라서 본 개시의 일 실시 예에서는 SIMO 통신 방식뿐만 아니라 MIMO 통신 방식이 사용될 경우에도 효과적으로 사용될 수 있는 위너 필터링 방법을 제안한다. 본 개시의 일 실시 예에서 제안하는 위너 필터링 방법은 MUI가 고려되므로 채널 추정 성능이 열화되는 것을 방지할 수 있다.
제1UE와 제2UE의 두 개의 UE가 협력적 공간 다중화(collaborative spatial multiplexing) 방식으로 할당된 경우 즉, MU(multiple user)-MIMO 통신 방식이 사용될 경우 2차원 상관 행렬이 산출될 수 있다.
제1UE의 페이딩 채널은 일 예로 다음 수학식 17에 나타난 바와 같다.
Figure 112014042172421-pat00057
상기 수학식 17에서 h 1(t 1, τ)는 제1UE의 페이딩 채널을 나타내며, δ는 임펄스 함수를 나타낸다.
그리고 제2UE의 페이딩 채널은 일 예로 다음 수학식 18에 나타난 바와 같다.
Figure 112014042172421-pat00058
상기 수학식 18에서 h2(t1, τ)는 제2UE의 페이딩 채널을 나타낸다.
MU-MIMO 통신 방식이 사용되는 경우, 제1UE와 제2UE의 채널이 한번에 수신되므로 실제 수신 채널은
Figure 112014042172421-pat00059
와 같이 나타낼 수 있다. 그리고 실제 수신 채널을 주파수 도메인에서 나타내면 (t1, f1)에서 다음 수학식 19와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00060
상기 수학식 19에서
Figure 112014042172421-pat00061
이며,
Figure 112014042172421-pat00062
이다.
한편 제1UE와 제2UE의 신호는 주파수 도메인에서 서브캐리어를 누적(summation)하는 방법을 통해 구분될 수 있다. 이는 앞서 수학식 16과 같이 나타낼 수 있으며, 앞서 설명한 MUI 제거 방법과 같이 수신 신호에서 제1UE와 제2UE의 신호를 구분하여 채널 값을 얻기 위해 해당 UE의 RS 시퀀스로 역상관한 후 주기 T의 배수만큼 서브캐리어를 누적하면 제1UE와 제2UE의 신호는 구분될 수 있다.
멀티플렉싱(multiplexing)되는 UE에 대해 동일한 ZC 시퀀스를 CS 만 달리하여 사용하는 경우, 두 UE 의 RS 신호는 CS 간 간격에 의해 서브캐리어 간 차이가 위상 회전(phase rotate)되는 형태로 나타난다. 수학식 14가 이를 나타내고 있고 따라서 주기 T 의 배수만큼 서브캐리어를 누적하면, 수학식 16에 나타난 바와 같이 해당 UE의 신호와 CS 간격만큼 차이 나는 CS를 가진 신호 성분은 사라지고 해당 UE의 신호(H1)만 남게 된다. 이러한 사항을 고려하여, 누적할 서브캐리어의 개수는 할당된 CS 간격에 따라 결정될 수 있다.
상기와 같이 서브캐리어의 개수가 결정되면 해당 개수만큼 서브캐리어의 수신 채널 응답값을 합산한다. 예를 들어, CS 간격이 6이 되어 2개의 서브캐리어가 누적되는 경우, 2개의 서브캐리어에 대해 합산된 채널 값은 다음과 같다.
f1 다음 서브캐리어에서의 채널(
Figure 112014042172421-pat00063
)은 다음 수학식 20과 같으며, 2개의 서브캐리어에 대한 채널 값을 합산하면 수학식 21과 같다.
Figure 112014042172421-pat00064
Figure 112014042172421-pat00065
이와 유사하게, (t2, f2)에서의 채널 값은 다음 수학식 22와 같이 나타날 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00066
상기와 같이 산출된 (t1, f1) 및 (t2, f2)의 채널 값을 기반으로 다음 수학식 23을 사용하여 2차원 상관 행렬을 결정할 수 있다.
Figure 112014042172421-pat00067
다중 경로에 할당된 채널은 서로 상이하며, 각 UE에 할당된 채널도 서로 상이하므로 특정 UE의 채널에서
Figure 112014042172421-pat00068
인 경우 평균값을 산출할 수 있다. 상기 수학식 23에서 첫 번째 더해지는 항인
Figure 112014042172421-pat00069
를 정리하면 다음 수학식 24와 같다.
Figure 112014042172421-pat00070
그리고 수학식 23에서 두 번째 더해지는 항도 수학식 24와 유사하게 정리될 수 있다. 수학식 23에서 세 번째와 네 번째 더해지는 항은 채널이 다름(즉,
Figure 112014042172421-pat00071
)에 따라 평균값이 0이 되므로 상관 행렬은 다음 수학식 25에 나타난 바와 같이 결정된다.
Figure 112014042172421-pat00072
상기 수학식 25를 참조하면 MUI 제거 동작 후 발생되는 잔여 간섭을 고려하여 상관 행렬이 결정됨을 알 수 있다. 결정된 상관 행렬이 위너 필터(312)에서 사용되는 위너 필터 계수로서 앞서 설명한 수학식 4에 적용될 경우 MIMO 신호에 대한 최적의 채널 추정이 수행될 수 있다.
한편, 상기에서는 CS 간격이 6인 경우를 설명하였지만 본 개시의 일 실시 예에 따른 방법은 CS 간격이 6 아닌 다른 경우에도 적용될 수 있다. 또한 OCC와 같이 서로 직교하는 RS 심볼을 가지는 MIMO 통신 시스템의 UE에서도 상기와 유사한 방법으로 본 개시의 일 실시 예에 따른 위너 필터링 방법이 사용될 수 있다.
도 4는 본 개시의 일 실시 예에 따른 채널 추정을 수행하는 과정을 나타낸 순서도이다.
도 4를 참조하면, 채널 추정 장치는 400 단계에서 CS 간격 및 OCC 중 적어도 하나를 기반으로 채널 값을 합산할 서브캐리어 개수 혹은 심볼 개수 N을 결정한다. 예를 들어, CS 간격이 6인 경우 N은 2가 될 수 있고, OCC 를 적용할 경우 N은 2가 될 수 있다.
채널 추정 장치는 402 단계에서 각 UE에 대한 N개의 서브캐리어 혹은 심볼 별 채널 값을 합산한다. 예를 들어 2 UE MIMO인 경우, N개의 서브캐리어 혹은 심볼에 대한 제1UE의 채널값(이하 '제1채널값'이라 칭함)과 제2UE의 채널값(이하 '제2채널값'이라 칭함)을 합산한다.
그리고 채널 추정 장치는 404 단계에서 각 UE에 대해 합산된 채널값을 상관(상기 예에서, 제1채널값과 제2채널값을 상관)하여 위너 필터 계수를 결정하고, 406 단계에서 위너 필터 계수를 사용하여 채널 추정을 수행한다.
한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (20)

  1. 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법에 있어서,
    제1사용자 단말(user equipment: UE) 및 제2UE 각각과 관련된 기준 신호에 대한 자원 할당 정보를 기반으로, 상기 제1UE 및 상기 제2UE 각각과 관련된 채널값들을 추정하기 위해 사용할 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나의 개수를 결정하는 과정과,
    상기 결정된 개수의 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나를 기반으로 상기 제1UE에 대한 제1채널값들을 추정하고, 상기 추정된 제1채널값들을 합산하여 제1합산값을 생성하는 과정과,
    상기 결정된 개수의 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나를 기반으로 상기 제2UE에 대한 제2채널값들을 추정하고, 상기 추정된 제2채널값들을 합산하여 제2합산값을 생성하는 과정과,
    상기 제1합산값과 상기 제2합산값을 상관하여 상기 제1UE와 상기 제2UE 간 간섭을 제거하기 위한 필터값을 결정하는 과정과,
    상기 결정된 필터값과 상기 추정된 제1채널값들을 사용하여 상기 제1UE에 대한 채널을 추정하고, 상기 결정된 필터값과 상기 추정된 제2채널값들을 사용하여 상기 제2UE에 대한 채널을 추정하는 과정을 포함하는 채널 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1UE 및 상기 제2UE 각각과 관련된 기준 신호는 주파수 도메인에서 하나의 기준 신호 시퀀스가 순환 쉬프트(cyclic shift)되어 생성됨을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 자원 할당 정보는 상기 주파수 도메인에서 상기 하나의 기준 신호 시퀀스가 순환 쉬프트 된 서브캐리어들 간의 간격 정보를 포함함을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나의 개수를 결정하는 과정은,
    상기 주파수 도메인에서 상기 하나의 기준 신호 시퀀스가 순환 쉬프트 된 서브캐리어들 간의 간격 정보를 기반으로 상기 서브캐리어들의 개수를 결정하는 과정을 포함하는 채널 추정 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1UE 및 상기 제2UE 각각과 관련된 기준 신호는 시간 도메인에서 하나의 기준 신호 시퀀스에 서로 직교하는 직교 코드들이 적용되어 생성됨을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 자원 할당 정보는 상기 직교 코드들에 대한 정보를 포함함을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나의 개수를 결정하는 과정은,
    상기 직교 코드들에 대한 정보를 기반으로 상기 심볼들의 개수를 결정하는 과정을 포함하는 채널 추정 방법.
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 제1항에 있어서,
    상기 제1UE와 관련된 기준 신호와 상기 제2UE와 관련된 기준 신호는 동일한 자원을 통해 동시에 수신됨을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  11. 무선 통신 시스템에서 채널 추정 장치에 있어서,
    제1사용자 단말(user equipment: UE) 및 제2UE 각각과 관련된 기준 신호를 수신하는 수신부와,
    상기 제1UE 및 상기 제2UE 각각과 관련된 기준 신호에 대한 자원 할당 정보를 기반으로, 상기 제1UE 및 상기 제2UE 각각과 관련된 채널값들을 추정하기 위해 사용할 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나의 개수를 결정하고,
    상기 결정된 개수의 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나를 기반으로 상기 제1UE에 대한 제1채널값을 추정하고, 상기 추정된 제1채널값들을 합산하여 제1합산값을 생성하고,
    상기 결정된 개수의 서브캐리어들 및 심볼들 중 하나를 기반으로 상기 제2UE에 대한 제2채널값들을 추정하고, 상기 추정된 제2채널값들을 합산하여 제2합산값을 생성하고,
    상기 제1합산값과 상기 제2합산값을 상관하여 상기 제1UE와 상기 제2UE 간 간섭을 제거하기 위한 필터값을 결정하고,
    상기 결정된 필터값과 상기 추정된 제1채널값들을 사용하여 상기 제1UE에 대한 채널을 추정하고, 상기 결정된 필터값과 상기 추정된 제2채널값들을 사용하여 상기 제2UE에 대한 채널을 추정하는 제어부를 포함하는 채널 추정 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제1UE 및 상기 제2UE 각각과 관련된 기준 신호는 주파수 도메인에서 하나의 기준 신호 시퀀스가 순환 쉬프트(cyclic shift)되어 생성됨을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 자원 할당 정보는 상기 주파수 도메인에서 상기 하나의 기준 신호 시퀀스가 순환 쉬프트 된 서브캐리어들 간의 간격 정보를 포함함을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제어부는 상기 주파수 도메인에서 상기 하나의 기준 신호 시퀀스가 순환 쉬프트 된 서브캐리어들 간의 간격 정보를 기반으로 상기 서브캐리어들의 개수를 결정함을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  15. 제11항에 있어서,
    상기 제1UE 및 상기 제2UE 각각과 관련된 기준 신호는 시간 도메인에서 하나의 기준 신호 시퀀스에 서로 직교하는 직교 코드들이 적용되어 생성됨을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 자원 할당 정보는 상기 직교 코드들에 대한 정보를 포함함을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제어부는 상기 직교 코드들에 대한 정보를 기반으로 상기 심볼들의 개수를 결정함을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. 제11항에 있어서,
    상기 제1UE와 관련된 기준 신호와 상기 제2UE와 관련된 기준 신호는 동일한 자원을 통해 동시에 수신됨을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
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