WO2023136500A1 - 멀티 사이클릭 쉬프트 분리 기법을 이용한 채널 추정 장치 및 방법 - Google Patents

멀티 사이클릭 쉬프트 분리 기법을 이용한 채널 추정 장치 및 방법 Download PDF

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WO2023136500A1
WO2023136500A1 PCT/KR2022/021065 KR2022021065W WO2023136500A1 WO 2023136500 A1 WO2023136500 A1 WO 2023136500A1 KR 2022021065 W KR2022021065 W KR 2022021065W WO 2023136500 A1 WO2023136500 A1 WO 2023136500A1
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signal
channel
channel estimation
matrix
transformation matrix
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PCT/KR2022/021065
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배영택
양하영
이주현
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삼성전자주식회사
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes

Definitions

  • the following embodiments relate to an apparatus and method for estimating a channel in which interference of multi-cyclic shift is removed by reflecting time offset information.
  • a reference signal used in an uplink of long term evolution (LTE)/new radio (NR) is a cyclic shift (CS) between several user elements (UEs) using the same time and frequency resources. separated by and used simultaneously. In this case, the user's channel can be estimated only when interference between these cyclic shifts is removed.
  • LTE long term evolution
  • NR new radio
  • it relates to an apparatus and method for estimating a channel using a multi-cyclic shift separation technique reflecting time offset information, which is well known by utilizing the characteristics of a cyclic shift signal. It is transformed so that the inverse matrix of the Vandermonde matrix can be used, and through this, a channel estimation device having a closed-form solution can be proposed.
  • An apparatus for estimating a channel includes: a fast Fourier transform unit converting a received pilot signal into a signal in a frequency domain through fast Fourier transform; a reference signal generator for generating a reference signal; a decorrelation unit that obtains a decorrelated signal by performing decorrelation by multiplying the signal in the frequency domain by the reference signal; a phase rotation estimation unit estimating a phase rotation value through inverse discrete Fourier transform of the decorrelated signal; and a channel transformation matrix processing unit for determining a channel transformation matrix using the phase rotation value and estimating a channel from a first subcarrier by multiplying the decorrelated signal by the channel transformation matrix.
  • An apparatus for estimating a channel includes: a fast Fourier transform unit converting a received pilot signal into a signal in a frequency domain through fast Fourier transform; a reference signal generator for generating a reference signal; a decorrelation unit that obtains a decorrelated signal by performing decorrelation by multiplying the signal in the frequency domain by the reference signal; a phase rotation estimation unit estimating a phase rotation value through inverse discrete Fourier transform of the decorrelated signal; a channel transformation matrix processing unit that checks a channel transformation matrix using the phase rotation value and outputs a value obtained by multiplying the decorrelated signal by the channel transformation matrix; A phase shift matrix is identified using the phase rotation value, and a value obtained by multiplying the decorrelated signal output from the channel transformation matrix processing unit by the channel estimation transformation matrix is multiplied by the phase shift matrix to determine the phase shift matrix.
  • a phase shifter unit for estimating a channel from sequential subcarriers; and an edge subcarrier processing unit copying a channel estimation value of a subcarrier adjacent to a
  • a channel estimation method includes converting a received pilot signal into a signal in a frequency domain through fast Fourier transform; generating a reference signal; obtaining a decorrelation signal by performing decorrelation of multiplying the signal in the frequency domain by the reference signal; obtaining a phase rotation value through inverse discrete Fourier transform of the decorrelated signal; and determining a channel transformation matrix using the phase rotation value, and estimating a channel from a first subcarrier by multiplying the decorrelated signal by the channel transformation matrix.
  • interference between cyclic shifts can be effectively removed in a multi-cyclic shift interference environment where time offsets exist, and channel estimation values of subcarriers can be easily calculated while distributing the edge area, which is an area where channel estimation values of subcarriers cannot be calculated. Suggest possible techniques.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a channel estimation apparatus according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of a channel estimation apparatus according to another embodiment.
  • FIG. 3 is a flowchart illustrating a process of estimating a channel in a channel estimation apparatus according to an embodiment.
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating a process of estimating a channel in a channel estimation apparatus according to another embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of estimating a channel by multiplying 24 subcarriers by a channel transformation matrix in a channel estimation apparatus according to an embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of estimating a channel by multiplying 24 subcarriers by a channel transformation matrix and a phase shift matrix in a channel estimation apparatus according to another embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating another example of estimating a channel by multiplying 24 subcarriers by a channel transformation matrix and a phase shift matrix in a channel estimation apparatus according to another embodiment.
  • first, second, A, B, (a), and (b) may be used in describing the components of the embodiment. These terms are only used to distinguish the component from other components, and the nature, order, or order of the corresponding component is not limited by the term.
  • an element is described as being “connected,” “coupled to,” or “connected” to another element, that element may be directly connected or connected to the other element, but there may be another element between the elements. It should be understood that may be “connected”, “coupled” or “connected”.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a channel estimation apparatus according to an embodiment.
  • the channel estimation apparatus 100 includes a fast Fourier transform unit 110, a signal extraction unit 120, a reference signal generator 130, a decorrelation unit 140, a phase rotation estimation unit 150, It may include a channel transformation matrix processing unit 160 and an edge subcarrier processing unit 180.
  • the fast Fourier transform unit 110 may transform the received pilot signal into a signal in the frequency domain through Fast Fourier Transform (FFT).
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the signal extractor 120 may extract only the frequency domain of the receiving device from the signal in the frequency domain transformed by the fast Fourier transform unit 110 and provide the extracted signal to the decorrelator 140 . At this time, the signal extractor 120 may be omitted in some cases.
  • the reference signal generating unit 130 may generate a reference signal corresponding to the receiving device and transmit it to the decorrelation unit 140 .
  • the decorrelator 140 performs decorrelation by multiplying the signal in the frequency domain received from the signal extractor 120 by a reference signal to obtain a decorrelated signal, and converts the decorrelated signal to a phase rotation estimator ( 150) and the channel transformation matrix processor 160.
  • the phase rotation estimator 150 estimates a phase rotation value through an inverse discrete Fourier transform (IDFT) of the decorrelated signal received from the decorrelation unit 140, and converts the phase rotation value into a channel transformation matrix processing unit. (160).
  • IDFT inverse discrete Fourier transform
  • the phase rotation estimator 150 converts the decorrelated signal into a time domain signal by inverse discrete Fourier transform, obtains a time offset corresponding to a position having a peak power in the time domain signal, and transforms the time offset into a frequency domain. By converting, a phase rotation value (Phase Rotation) can be obtained.
  • the channel transformation matrix processing unit 160 may determine the channel transformation matrix using the phase rotation value and estimate the channel from the first subcarrier by multiplying the decorrelated signal by the channel transformation matrix.
  • the channel transformation matrix is an inverse matrix of the frequency transformation matrix.
  • the frequency transformation matrix is a Vandermonde matrix formed by sampling subcarriers of a decorrelated signal, which is a polynomial represented by a channel and a time offset, and can be expressed as in Equation 1 below.
  • y is a vector representing the decorrelated signal
  • A is a frequency transformation matrix
  • h is a vector having a channel estimation value.
  • the edge subcarrier processing unit 180 may copy a channel estimation value of a subcarrier adjacent to a subcarrier for which the channel transformation matrix processing unit 160 cannot calculate a channel estimation value, that is, for which a channel cannot be estimated.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of a channel estimation apparatus according to another embodiment.
  • the channel estimation apparatus 200 includes a fast Fourier transform unit 210, a signal extraction unit 220, a reference signal generator 230, a decorrelation unit 240, a phase rotation estimation unit 250, It may include a channel transformation matrix processing unit 260, a phase shifter unit 270, and an edge subcarrier processing unit 280.
  • the fast Fourier transform unit 210 may transform the received pilot signal into a signal in the frequency domain through Fast Fourier Transform (FFT).
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the signal extractor 220 may extract only the frequency domain of the receiving device from the signal in the frequency domain transformed by the fast Fourier transform unit 210 and provide the extracted signal to the decorrelator 240 . At this time, the signal extractor 220 may be omitted in some cases.
  • the reference signal generating unit 230 may generate a reference signal corresponding to the receiving device and transmit it to the decorrelation unit 240 .
  • the decorrelator 240 performs decorrelation by multiplying the signal in the frequency domain received from the signal extractor 220 by a reference signal to obtain a decorrelated signal, and converts the decorrelated signal to a phase rotation estimator ( 250) and the channel transformation matrix processor 260.
  • the phase rotation estimation unit 250 estimates a phase rotation value through an inverse discrete Fourier transform (IDFT) of the decorrelated signal received from the decorrelation unit 240, and calculates the phase rotation value. It can be transmitted to the channel transformation matrix processing unit 260 and the phase shifter unit 270.
  • IDFT inverse discrete Fourier transform
  • the phase rotation estimator 250 converts the decorrelated signal into a time domain signal by inverse discrete Fourier transform, obtains a time offset corresponding to a position having a peak power in the time domain signal, and converts the time offset into a frequency domain. By converting, a phase rotation value (Phase Rotation) can be obtained.
  • the channel transformation matrix processing unit 260 may check the channel transformation matrix using the phase rotation value and transmit a value obtained by multiplying the decorrelated signal by the channel transformation matrix to the phase shifter 270 .
  • the channel transformation matrix is an inverse matrix of the frequency transformation matrix.
  • the frequency transformation matrix may be a Vandermonde matrix formed by sampling subcarriers of a decorrelation signal, which is a polynomial expressed by a channel and a time offset.
  • the phase shifter 270 checks the phase shift matrix using the phase rotation value, and multiplies the value obtained by multiplying the decorrelated signal output from the channel transformation matrix processing unit 260 by the channel estimation transformation matrix by the phase shift matrix to obtain a phase shift.
  • a channel may be estimated from a subcarrier in an order determined through a matrix.
  • the phase shift matrix may be a diagonal matrix.
  • the edge subcarrier processing unit 280 may copy a channel estimation value of a subcarrier adjacent to a subcarrier for which the phase shifter unit 270 cannot calculate a channel estimation value, that is, for which a channel cannot be estimated.
  • FIGS. 5 to 7 For example of a process of deriving a frequency transformation matrix and a phase shift matrix for channel estimation described with reference to FIGS. 1 and 2 and estimating a channel using the frequency transformation matrix and the phase shift matrix, see FIGS. 5 to 7 below. to explain.
  • a channel estimation apparatus decorrelates a received signal with a reference signal of a specific cyclic shift to generate a decorrelated signal. And, it is assumed that the channel estimation device can obtain a time offset for each cyclic shift by performing an inverse discrete Fourier transform (IDFT) on the decorrelated signal in the frequency domain.
  • IDFT inverse discrete Fourier transform
  • Is A signal received on a th subcarrier Represents the amount of phase (Phase) that rotates for each subcarrier in frequency by a time offset, may represent a relative cyclic shift value assigned to each user terminal.
  • LTE long term evolution
  • NR New Radio
  • the signal received on the th subcarrier ( ) is the user terminal according to the cyclic shift ( ) of the channel ( ) and the time offset ( ), it can be expressed as in ⁇ Equation 3> below.
  • ⁇ Equation 3> is expressed in the form of a matrix-vector, as shown in ⁇ Equation 4> below.
  • y is the decorrelated signal
  • A is the frequency transformation matrix
  • h is the channel estimation value.
  • the subscript of means a subcarrier and and The subscript of means the index of the user terminal.
  • the channel estimation device is solved to obtain the channel of the first subcarrier of the 0th user terminal.
  • Calculate the channel estimation value for , and the channel value for the second subcarrier can be obtained as shown in Equation 5 below by applying a sliding window.
  • channel estimation values of each subcarrier can be obtained as shown in FIG. 5 below.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of estimating a channel by multiplying 24 subcarriers by a channel transformation matrix in a channel estimation apparatus according to an embodiment.
  • the channel estimation unit 100 since channel estimation values cannot be obtained for the last three subcarriers, the channel estimation unit 100 has no choice but to copy and use the channel estimation values of the fourth subcarrier from the last.
  • the channel estimation value can be calculated, but the signals received on subcarriers 21, 22, and 23 Since the channel estimation value cannot be calculated, the channel estimation value of the 20th subcarrier can be copied and applied as the channel estimation value of the 21st, 22nd, and 23rd subcarriers.
  • the channel estimation performance in the (edge) region can be slightly improved.
  • the edge area of a subcarrier is an area in which a channel estimation value cannot be calculated at the beginning or end of a received signal, and in the case of FIG. 5, subcarriers 21, 22, and 23 can be referred to as edge areas.
  • Equation 6> is solved to obtain the channel of the third subcarrier of the 0th user terminal Obtain an estimated value for , and the channel value for the fourth subcarrier can be obtained as shown in Equation 7 below by applying a sliding window similarly to the prior art.
  • the two subcarriers of the first subcarrier and the second subcarrier may copy the channel of the third subcarrier, and the last subcarrier may copy the channel of the second to last subcarrier.
  • Equation 4> has the advantage that the inverse matrix can be easily obtained because the A matrix is in the form of a Vandermonde matrix, but subcarriers for which the estimated channel value cannot be obtained tend to be concentrated at the last edge.
  • Equation 6 Although there is no general formula for the inverse matrix of the B matrix, it is characterized in that subcarriers for which an estimated channel value cannot be obtained can be distributed to both edges.
  • Equation 9 Is in the first term of It can be confirmed that it can be obtained by multiplying by .
  • channel estimation values of each subcarrier can be obtained as shown in FIG. 6 below.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of estimating a channel by multiplying 24 subcarriers by a channel transformation matrix and a phase shift matrix in a channel estimation apparatus according to another embodiment.
  • the channel estimation unit 200 since the channel estimation unit 200 cannot obtain channel estimation values for the first two subcarriers and the last one subcarrier, the channel estimation value of the third subcarrier is copied and used for the first two subcarriers. For the last one subcarrier, the channel estimation value of the second to last subcarrier is copied and used.
  • the channel of the second subcarrier which is the third subcarrier.
  • Signals received on subcarriers 0, 1, 2, and 3 in order to estimate ( ) can be used.
  • the example of FIG. 6 shows the signal received on the second subcarrier ( ), the signal received on the 22nd subcarrier ( ), the channel estimation value can be calculated, but the signals received on subcarriers 0, 1, and 23 ( ) cannot calculate the channel estimation value, so the channel estimation value of subcarrier 2 is copied to the channel estimation value of subcarriers 0 and 1, and the channel estimation value of subcarrier 22 is copied to the channel estimation value of subcarrier 23. that can be applied.
  • channel estimation values of each subcarrier can be obtained as shown in FIG. 7 below.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating another example of estimating a channel by multiplying 24 subcarriers by a channel transformation matrix and a phase shift matrix in a channel estimation apparatus according to another embodiment.
  • the channel estimation unit 200 since the channel estimation unit 200 cannot obtain channel estimation values for the first subcarrier and the last two subcarriers, the channel estimation value of the second subcarrier is copied and used for the first subcarrier. For the last two subcarriers, channel estimation values of subcarriers from the last to the third before are copied and used.
  • the channel of subcarrier No. 1, which is the second subcarrier Signals received on subcarriers 0, 1, 2, and 3 in order to estimate ( ) can be used.
  • the example of FIG. 7 shows a signal received on subcarrier No. 1 ( ), the signal received on the 21st subcarrier ( ), the channel estimation value can be calculated, but the signals received on subcarriers 0, 22, and 23 ( ) cannot calculate the channel estimation value, so the channel estimation value of subcarrier #1 is copied and applied as the channel estimation value of subcarrier #0, and the channel estimation value of subcarrier #21 is copied to the channel estimation value of subcarriers #22 and #23. that can be applied.
  • FIG. 3 is a flowchart illustrating a process of estimating a channel in a channel estimation apparatus according to an embodiment.
  • the channel estimation apparatus 100 transforms the received pilot signal into a signal in the frequency domain through fast Fourier transform (310).
  • the channel estimating apparatus 100 extracts only the frequency domain of the receiving device from the signal in the frequency domain (320).
  • the channel estimating device 100 generates a reference signal corresponding to the receiving device (330).
  • the reference signal may be a preset signal corresponding to the corresponding receiving field.
  • the channel estimating apparatus 100 obtains a decorrelation signal by performing decorrelation by multiplying a reference signal by a signal in the frequency domain from which only the frequency domain of the corresponding receiving device is extracted (340).
  • the channel estimation apparatus 100 obtains a phase rotation value through inverse discrete Fourier transform of the decorrelated signal (350).
  • the phase rotation value is converted into a time domain signal by performing inverse discrete Fourier transform on the decorrelated signal, obtaining a time offset corresponding to a position having peak power in the time domain signal, and converting the time offset into a frequency domain.
  • the channel estimating apparatus 100 may check the channel transformation matrix using the phase rotation value and estimate the channel from the first subcarrier by multiplying the decorrelated signal by the channel transformation matrix (360).
  • the channel transformation matrix is an inverse matrix of the frequency transformation matrix
  • the frequency transformation matrix may be a Vandermonde matrix constructed by sampling subcarriers of a decorrelated signal that is a polynomial expressed by a channel and a time offset.
  • the channel estimating apparatus 100 copies a channel estimation value of a subcarrier adjacent to a subcarrier for which a channel cannot be estimated (380).
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating a process of estimating a channel in a channel estimation apparatus according to another embodiment.
  • the channel estimation apparatus 100 transforms the received pilot signal into a signal in the frequency domain through fast Fourier transform (410).
  • the channel estimating apparatus 100 extracts only the frequency domain of the receiving device from the signal in the frequency domain (420).
  • the channel estimating device 100 generates a reference signal corresponding to the receiving device (430).
  • the reference signal may be a preset signal corresponding to the corresponding receiving field.
  • the channel estimating apparatus 100 obtains a decorrelated signal by performing decorrelation by multiplying a signal in the frequency domain from which only the frequency domain of the corresponding receiving device is extracted by a reference signal (440).
  • the channel estimation apparatus 100 obtains a phase rotation value through inverse discrete Fourier transform of the decorrelated signal (450).
  • the phase rotation value is converted into a time domain signal by performing inverse discrete Fourier transform on the decorrelated signal, obtaining a time offset corresponding to a position having peak power in the time domain signal, and converting the time offset into a frequency domain.
  • the channel estimation apparatus 100 checks the channel transformation matrix using the phase rotation value, and multiplies the decorrelated signal by the channel transformation matrix (460).
  • the channel transformation matrix is an inverse matrix of the frequency transformation matrix
  • the frequency transformation matrix may be a Vandermonde matrix constructed by sampling subcarriers of a decorrelated signal that is a polynomial expressed by a channel and a time offset.
  • the channel estimating apparatus 100 checks the phase shift matrix using the phase rotation value, and in operation 460 multiplies the value obtained by multiplying the decorrelated signal by the channel transformation matrix by the phase shift matrix to determine the order determined through the phase shift matrix.
  • a channel may be estimated from the subcarrier (470).
  • the phase shift matrix may be a diagonal matrix.
  • the channel estimating apparatus 100 copies a channel estimation value of a subcarrier adjacent to a subcarrier for which a channel cannot be estimated (480).
  • the method according to the embodiment may be implemented in the form of program instructions that can be executed through various computer means and recorded on a computer readable medium.
  • the computer readable medium may store program instructions, data files, data structures, etc. alone or in combination.
  • Program commands recorded on the medium may be specially designed and configured for the embodiment or may be known and usable to those skilled in computer software.
  • Examples of computer-readable recording media include magnetic media such as hard disks, floppy disks and magnetic tapes, optical media such as CD-ROMs and DVDs, and magnetic media such as floptical disks.
  • - includes hardware devices specially configured to store and execute program instructions, such as magneto-optical media, and ROM, RAM, flash memory, and the like.
  • program instructions include high-level language codes that can be executed by a computer using an interpreter or the like as well as machine language codes such as those produced by a compiler.
  • the hardware devices described above may be configured to operate as one or more software modules to perform the operations of the embodiments, and vice versa.
  • Software may include a computer program, code, instructions, or a combination of one or more of the foregoing, which configures a processing device to operate as desired or processes independently or collectively. You can command the device.
  • Software and/or data may be any tangible machine, component, physical device, virtual equipment, computer storage medium or device, intended to be interpreted by or provide instructions or data to a processing device. , or may be permanently or temporarily embodied in a transmitted signal wave.
  • Software may be distributed on networked computer systems and stored or executed in a distributed manner.
  • Software and data may be stored on one or more computer readable media.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Complex Calculations (AREA)

Abstract

본 문서는 멀티 사이클릭 쉬프트 분리 기법을 이용한 채널 추정 장치 및 방법에 관한 것으로, 수신된 파일럿 신호를 고속 푸리에 변환을 통해 주파수 영역의 신호로 변환하는 고속 푸리에 변환부, 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성부, 상기 주파수 영역의 신호에 상기 기준 신호를 곱하는 역상관을 수행하여 역상관된 신호를 획득하는 역상관부 상기 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환을 통해서 위상 회전 값을 추정하는 위상 회전 추정부 및 상기 위상 회전 값을 이용해서 채널 변환 행렬을 확인하고, 상기 역상관된 신호에 상기 채널 변환 행렬을 곱하여 첫번째 부반송파부터의 채널을 추정하는 채널 변환 행렬 처리부를 포함한다.

Description

멀티 사이클릭 쉬프트 분리 기법을 이용한 채널 추정 장치 및 방법
이하의 일 실시 예들은 타임 오프셋(Time Offset) 정보를 반영하여 멀티 사이클릭 쉬프트의 간섭을 제거한 채널 추정 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
LTE(long term evolution)/NR(New Radio)의 상향 링크에서 사용되는 기준 신호(Reference Signal)는 동일한 시간 및 주파수 자원을 여러 사용자 단말기(UE; user element)가 사이클릭 쉬프트(CS; Cyclic Shift)로 구분하여 동시에 사용한다. 이 경우 이들 사이클릭 쉬프트 간의 간섭을 제거하여야 해당 사용자의 채널을 추정할 수 있다.
여러 사이클릭 쉬프트가 중첩된 신호가 수신되면 사이클릭 쉬프트 간의 간섭이 발생하지만, 사이클릭 쉬프트들은 서로 직교(Orthogonal)하는 성질을 이용하면 단순 이동 평균(MA; Moving Average)을 통해서 사이클릭 쉬프트 간의 간섭을 제거할 수 있다.
하지만, 이동 평균을 이용한 사이클릭 쉬프트 간의 간섭을 제거는 타임 오프셋(Time Offset)이 없을 경우에 가능한 방법으로, 타임 오프셋이 존재하는 채널일 경우 단순 이동 평균 만으로는 사이클릭 쉬프트 간의 간섭을 제거하는데 어려움이 있다.
본 문서에 개시되는 다양한 실시예에 따르면, 타임 오프셋(Time Offset) 정보를 반영한 멀티 사이클릭 쉬프트 분리 기법을 이용한 채널 추정 장치 및 방법에 관한 것으로서, 사이클릭 쉬프트 신호의 특징을 잘 활용하여 이미 알려진 방데르몽드(Vandermonde) 행렬의 역행렬을 이용할 수 있도록 변형하고, 이를 통해 클로즈드폼(Closed-Form)의 풀이를 가지는 채널 추정 장치를 제안할 수 있다.
일 실시예에 따른 채널 추정 장치는, 수신된 파일럿 신호를 고속 푸리에 변환을 통해 주파수 영역의 신호로 변환하는 고속 푸리에 변환부; 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성부; 상기 주파수 영역의 신호에 상기 기준 신호를 곱하는 역상관을 수행하여 역상관된 신호를 획득하는 역상관부; 상기 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환을 통해서 위상 회전 값을 추정하는 위상 회전 추정부; 및 상기 위상 회전 값을 이용해서 채널 변환 행렬을 확인하고, 상기 역상관된 신호에 상기 채널 변환 행렬을 곱하여 첫번째 부반송파부터의 채널을 추정하는 채널 변환 행렬 처리부를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따른 채널 추정 장치는, 수신된 파일럿 신호를 고속 푸리에 변환을 통해 주파수 영역의 신호로 변환하는 고속 푸리에 변환부; 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성부; 상기 주파수 영역의 신호에 상기 기준 신호를 곱하는 역상관을 수행하여 역상관된 신호를 획득하는 역상관부; 상기 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환을 통해서 위상 회전 값을 추정하는 위상 회전 추정부; 상기 위상 회전 값을 이용해서 채널 변환 행렬을 확인하고, 상기 역상관된 신호에 상기 채널 변환 행렬을 곱한 값을 출력하는 채널 변환 행렬 처리부; 상기 위상 회전 값을 이용해서 위상 변이 행렬을 확인하고, 상기 채널 변환 행렬 처리부에서 출력되는 상기 역상관된 신호에 상기 채널 추정 변환 행렬을 곱한 값에 상기 위상 변이 행렬을 곱하여 상기 위상 변이 행렬을 통해서 결정된 순번의 부반송파부터 채널을 추정하는 위상 쉬프터부; 및 채널을 추정할 수 없는 부반송파에 인접한 부반송파의 채널 추정값을 복사하는 엣지 부반송파 처리부를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따른 채널 추정 방법은, 수신된 파일럿 신호를 고속 푸리에 변환을 통해 주파수 영역의 신호로 변환하는 동작; 기준 신호를 생성하는 동작; 상기 주파수 영역의 신호에 상기 기준 신호를 곱하는 역상관을 수행하여 역상관된 신호를 획득하는 동작; 상기 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환을 통해서 위상 회전 값을 획득하는 동작; 및 상기 위상 회전 값을 이용해서 채널 변환 행렬을 확인하고, 상기 역상관된 신호에 상기 채널 변환 행렬을 곱하여 첫번째 부반송파부터의 채널을 추정하는 동작을 포함할 수 있다.
본 문서는 타임 오프셋이 존재하는 멀티 사이클릭 쉬프트 간섭환경에서 사이클릭 쉬프트 간의 간섭을 효과적으로 제거할 수 있고, 부반송파의 채널 추정 값을 계산할 수 없는 영역인 엣지 영역을 분산하면서도 부반송파의 채널 추정 값을 쉽게 구할 수 있는 기법을 제안한다.
도 1은 일 실시 예에 따른 채널 추정 장치의 구성을 도시한 도면이다.
도 2는 다른 실시 예에 따른 채널 추정 장치의 구성을 도시한 도면이다.
도 3은 일 실시 예에 따른 채널 추정 장치에서 채널 추정하는 과정을 도시한 흐름도이다.
도 4는 다른 실시 예에 따른 채널 추정 장치에서 채널 추정하는 과정을 도시한 흐름도이다.
도 5는 일 실시 예에 따른 채널 추정 장치에서 24개의 부반송파에 채널 변환 행렬을 곱하여 채널을 추정하는 일 예를 도시한 도면이다.
도 6는 다른 실시 예에 따른 채널 추정 장치에서 24개의 부반송파에 채널 변환 행렬과 위상 변이 행렬을 곱하여 채널을 추정하는 일 예를 도시한 도면이다.
도 7은 다른 실시 예에 따른 채널 추정 장치에서 24개의 부반송파에 채널 변환 행렬과 위상 변이 행렬을 곱하여 채널을 추정하는 다른 예를 도시한 도면이다.
이하에서, 첨부된 도면을 참조하여 실시예들을 상세하게 설명한다. 그러나, 실시예들에는 다양한 변경이 가해질 수 있어서 특허출원의 권리 범위가 이러한 실시예들에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 실시예들에 대한 모든 변경, 균등물 내지 대체물이 권리 범위에 포함되는 것으로 이해되어야 한다.
실시예에서 사용한 용어는 단지 설명을 목적으로 사용된 것으로, 한정하려는 의도로 해석되어서는 안된다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서 상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 실시예가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
또한, 첨부 도면을 참조하여 설명함에 있어, 도면 부호에 관계없이 동일한 구성 요소는 동일한 참조부호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 실시예를 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 실시예의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
또한, 실시 예의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제1, 제2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 어떤 구성 요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 그 구성 요소는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되거나 접속될 수 있지만, 각 구성 요소 사이에 또 다른 구성 요소가 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.
어느 하나의 실시 예에 포함된 구성요소와, 공통적인 기능을 포함하는 구성요소는, 다른 실시 예에서 동일한 명칭을 사용하여 설명하기로 한다. 반대되는 기재가 없는 이상, 어느 하나의 실시 예에 기재한 설명은 다른 실시 예에도 적용될 수 있으며, 중복되는 범위에서 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
이하에서는, 본 발명의 일 실시 예에 따른 멀티 사이클릭 쉬프트 분리 기법을 이용한 채널 추정 장치 및 방법을 첨부된 도 1 내지 도 7을 참조하여 상세히 설명한다.
도 1은 일 실시 예에 따른 채널 추정 장치의 구성을 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 채널 추정 장치(100)는 고속 푸리에 변환부(110), 신호 추출부(120), 기준 신호 생성부(130), 역상관부(140), 위상 회전 추정부(150), 채널 변환 행렬 처리부(160) 및 엣지 부반송파 처리부(180)를 포함하여 구성될 수 있다.
고속 푸리에 변환부(110)는 수신된 파일럿 신호를 고속 푸리에 변환(FFT; Fast Fourier Transform)을 통해 주파수 영역의 신호로 변환할 수 있다.
신호 추출부(120)는 고속 푸리에 변환부(110)에서 변환한 주파수 영역의 신호에서 해당 수신 장치의 주파수 영역만을 추출하여 역상관부(140)로 제공할 수 있다. 이때, 신호 추출부(120)는 경우에 따라서 생략도 가능하다.
기준 신호 생성부(130)는 해당 수신 장치에 대응하는 기준 신호(Reference Signal)를 생성하고, 역상관부(140)로 송신할 수 있다.
역상관부(decorrelator)(140)는 신호 추출부(120)로부터 수신한 주파수 영역의 신호에 기준 신호를 곱하는 역상관을 수행하여 역상관된 신호를 획득하고, 역상관된 신호를 위상 회전 추정부(150)와 채널 변환 행렬 처리부(160)로 송신할 수 있다.
위상 회전 추정부(150)는 역상관부(140)로부터 수신한 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환(IDFT; Inverse Discrete Fourier Transform)을 통해서 위상 회전 값을 추정하고, 위상 회전 값을 채널 변환 행렬 처리부(160)로 송신할 수 있다.
위상 회전 추정부(150)는 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환하여 시간 영역의 신호로 변환하고, 시간 영역 신호에서 피크 파워를 가지는 위치에 해당하는 타임 오프셋을 획득하고, 타임 오프셋을 주파수 영역으로 변환하여 위상 회전 값(Phase Rotation)을 획득할 수 있다.
채널 변환 행렬 처리부(160)는 위상 회전 값을 이용해서 채널 변환 행렬을 확인하고, 역상관된 신호에 채널 변환 행렬을 곱하여 첫번째 부반송파(Subcarrier)부터의 채널을 추정할 수 있다.
이때, 채널 변환 행렬은 주파수 변환 행렬의 역행렬이다.
그리고, 주파수 변환 행렬은 채널과 타임 오프셋으로 표현되는 다항식인 역상관된 신호의 부반송파들을 샘플링해서 구성된 방데르몽드(Vandermonde) 행렬로 아래 <수학식 1>과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 1]
y = Ah
여기서, y는 역상관된 신호를 나타내는 벡터이고, A는 주파수 변환 행렬이고, h는 채널 추정값을 가지는 벡터이다.
엣지 부반송파 처리부(180)는 채널 변환 행렬 처리부(160)에서 채널 추정값을 계산할 수 없는, 즉, 채널을 추정할 수 없는 부반송파에 인접한 부반송파의 채널 추정값을 복사할 수 있다.
도 2는 다른 실시 예에 따른 채널 추정 장치의 구성을 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 채널 추정 장치(200)는 고속 푸리에 변환부(210), 신호 추출부(220), 기준 신호 생성부(230), 역상관부(240), 위상 회전 추정부(250), 채널 변환 행렬 처리부(260) 위상 쉬프터부(270) 및 엣지 부반송파 처리부(280)를 포함하여 구성될 수 있다.
고속 푸리에 변환부(210)는 수신된 파일럿 신호를 고속 푸리에 변환(FFT; Fast Fourier Transform)을 통해 주파수 영역의 신호로 변환할 수 있다.
신호 추출부(220)는 고속 푸리에 변환부(210)에서 변환한 주파수 영역의 신호에서 해당 수신 장치의 주파수 영역만을 추출하여 역상관부(240)로 제공할 수 있다. 이때, 신호 추출부(220)는 경우에 따라서 생략도 가능하다.
기준 신호 생성부(230)는 해당 수신 장치에 대응하는 기준 신호(Reference Signal)를 생성하고, 역상관부(240)로 송신할 수 있다.
역상관부(decorrelator)(240)는 신호 추출부(220)로부터 수신한 주파수 영역의 신호에 기준 신호를 곱하는 역상관을 수행하여 역상관된 신호를 획득하고, 역상관된 신호를 위상 회전 추정부(250)와 채널 변환 행렬 처리부(260)로 송신할 수 있다.
위상 회전 추정부(250)는 역상관부(240)로부터 수신한 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환(IDFT; Inverse Discrete Fourier Transform)을 통해서 위상 회전(Phase Rotation) 값을 추정하고, 위상 회전 값을 채널 변환 행렬 처리부(260)와 위상 쉬프터부(270)로 송신할 수 있다.
위상 회전 추정부(250)는 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환하여 시간 영역의 신호로 변환하고, 시간 영역 신호에서 피크 파워를 가지는 위치에 해당하는 타임 오프셋을 획득하고, 타임 오프셋을 주파수 영역으로 변환하여 위상 회전 값(Phase Rotation)을 획득할 수 있다.
채널 변환 행렬 처리부(260)는 위상 회전 값을 이용해서 채널 변환 행렬을 확인하고, 역상관된 신호에 채널 변환 행렬을 곱한 값을 위상 쉬프터부(270)로 송신할 수 있다.
이때, 채널 변환 행렬은 주파수 변환 행렬의 역행렬이다. 그리고, 주파수 변환 행렬은 채널과 타임 오프셋으로 표현되는 다항식인 역상관된 신호의 부반송파들을 샘플링해서 구성된 방데르몽드(Vandermonde) 행렬일 수 있다.
위상 쉬프터부(270)는 위상 회전 값을 이용해서 위상 변이 행렬을 확인하고, 채널 변환 행렬 처리부(260)에서 출력되는 역상관된 신호에 채널 추정 변환 행렬을 곱한 값에 위상 변이 행렬을 곱하여 위상 변이 행렬을 통해서 결정된 순번의 부반송파부터 채널을 추정할 수 있다. 이때, 위상 변이 행렬은 대각 행렬일 수 있다.
엣지 부반송파 처리부(280)는 위상 쉬프터부(270)에서 채널 추정값을 계산할 수 없는, 즉, 채널을 추정할 수 없는 부반송파에 인접한 부반송파의 채널 추정값을 복사할 수 있다.
도 1과 도 2를 통해서 설명한 채널 추정을 위해 주파수 변환 행렬과 위상 변이 행렬을 유도하고, 주파수 변환 행렬과 위상 변이 행렬을 이용해서 채널을 추정하는 과정의 예를 다음의 도 5에서 도 7을 참조하여 설명한다.
본 문서에서 채널 추정 장치는 수신 신호를 특정 사이클릭 쉬프트의 기준 신호로 역상관하여 역상관된 신호를 생성한다. 그리고, 채널 추정 장치는 주파수 영역에서 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환(IDFT)을 하여 사이클릭 쉬프트 별로 타임 오프셋(Time Offset)을 구할 수 있다고 가정한다.
이때, 역이산 푸리에 변환과 사이클릭 쉬프트 사이의 특수한 성질로 인해 사이클릭 쉬프트에 따라 역이산 푸리에 변환의 출력에서 피크(Peak) 파워를 가지는 위치가 사이클릭(Cyclic) 하게 돌아가게 되는데, 이것이 사이클릭 쉬프트라는 용어를 쓰는 이유이기도 하다. 역이산 푸리에 변환의 출력에서 피크 파워에 해당하는 타임 오프셋을 찾고, 이 타임 오프셋이 주파수 영역에서 부반송파(Subcarrier) 별로 위상 회전(Phase Rotation)이 얼마나 일어나는지는 푸리에 변환(Fourier Transform)의 기본 성질
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000001
을 이용할 수 있다. 여기서, 위상 회전 값은
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000002
로 표현 될 수 있다.
타임 오프셋(Time Offset)을 가지는 채널을
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000003
명의 사용자 단말기(UE)가 서로 다른 사이클릭 쉬프트(CS; Cyclic Shift)를 사용하여 전송했을 경우, 특정 사용자 단말기의 기준 신호(Reference Signal)로 역상관(Decorrelation)을 하고 난 이후의 신호는 아래 <수학식 2>와 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000004
여기서,
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000005
는
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000006
번째 부반송파(Subcarrier)에서 수신된 신호이고,
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000007
는 타임 오프셋에 의해 주파수에서 부반송파 별로 돌아가는 위상(Phase)의 양을 나타내고,
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000008
는 사용자 단말기 별로 할당된 상대적인 사이클릭 쉬프트 값을 나타낼 수 있다.
LTE(long term evolution)와 NR(New Radio)규격에 따르면
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000009
또는
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000010
의 형태를 가질 수 있다.
발명의 동작을 보다 쉽게 설명하기 위해서 예를 들어서 설명하고자 한다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000011
일 경우에는
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000012
에 해당하고,
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000013
일 경우에는
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000014
에 해당하는 4명의 사용자 단말기, 즉 4개의 사이클릭 쉬프트가 전송된 경우를 예를 들어서 설명한다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000015
번째 부반송파에서 수신된 신호(
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000016
)는 사이클릭 쉬프트에 따른 사용자 단말기(
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000017
)의 채널(
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000018
)와 타임 오프셋(
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000019
)에 따라 아래와 <수학식 3>과 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000020
위의 <수학식 3>을 행렬-벡터의 형태로 표현하면 아래 <수학식 4>와 같이
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000021
로 표현 할 수 있다. 여기서, y는 역상관된 신호이고, A는 주파수 변환 행렬이고, h는 채널 추정 값이다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000022
여기서,
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000023
의 아래 첨자는 부반송파를 의미하고
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000024
와
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000025
의 아래 첨자는 사용자 단말기의 인덱스(Index)를 의미한다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000026
는 근접한 부반송파에서 동일하다고 가정하면, 채널 추정 장치는
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000027
를 풀어서 0번째 사용자 단말기의 첫 번째 부반송파의 채널인
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000028
에 대한 채널 추정 값을 구하고, 두 번째 부반송파에 대한 채널 값
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000029
은 슬라이딩 윈도우(Sliding Window)를 적용하여 아래 <수학식 5>와 같이 구할 수 있다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000030
<수학식 5>와 같이 적용할 경우, 아래 도 5와 같이 부반송파 각각의 채널 추정 값을 구할 수 있다.
도 5는 일 실시 예에 따른 채널 추정 장치에서 24개의 부반송파에 채널 변환 행렬을 곱하여 채널을 추정하는 일 예를 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면, 채널 추정부(100)는 마지막 3개의 부반송파에 대해서는 채널 추정 값을 구할 수 없기 때문에 마지막에서 4번째 전의 부반송파의 채널 추정 값을 복사해서 사용할 수밖에 없다.
이러한 이유는 특정 부반송파의 채널을 추정하기 위해서 자신을 포함하여 인접한 3개의 부반송파에 수신된 신호를 이용했기 때문이다. 도 5의 예에서는 첫번째 부반송파인 0번의 부반송파의 채널
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000031
을 추정하기 위해서 0, 1, 2, 3번의 부반송파에 수신되는 신호
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000032
를 이용한 셈이다.
결과적으로, 도 5에서는 20번의 부반송파에 수신되는 신호(
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000033
)까지는 채널 추정 값을 계산할 수 있으나, 21, 22, 23번의 부반송파에 수신되는 신호
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000034
는 채널 추정 값을 계산할 수 없어서, 20번의 부반송파의 채널 추정 값을 21, 22, 23번의 부반송파의 채널 추정 값으로 복사해서 적용할 수 있다.
하지만 특정 부반송파의 채널 추정을 위해서 도 5의 예와 같이 뒤쪽 방향에 있는 부반송파 만을 이용하는 것보다, 해당 부반송파를 중심으로 앞 뒤에 있는 부반송파에 수신되는 신호를 이용하는 것이 보다 바람직하고, 이 방식이 부반송파의 엣지(Edge)영역에서 채널 추정 성능을 약간이지만 개선할 수 있다. 부반송파의 엣지 영역이란 수신 신호의 처음 또는 끝에서 채널 추정 값을 계산할 수 없는 영역으로 도 5의 경우 21, 22, 23번의 부반송파가 엣지 영역이라 할 수 있겠다.
또한, 콤 타입(Comb-type)으로 떨어진 주파수 자원을 이용하는 기준 신호(Reference Signal)의 경우, 복사해서 사용되는 엣지 영역을 수신 신호의 처음과 끝으로 가급적 균등하게 배분하는 것이 유리하다. 그러기 위해서는, 위 4개의 사이클릭 쉬프트의 예제의 <수학식 3>을 3번째 부반송파를 기준으로 아래 <수학식 6>과 같이 변경할 수 있다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000035
<수학식 6>의
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000036
를 풀어서 0번째 사용자 단말기의 세 번째 부반송파의 채널인
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000037
에 대한 추정 값을 구하고, 네 번째 부반송파에 대한 채널 값
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000038
은 기존과 유사하게 슬라이딩 윈도우를 적용하여 아래 <수학식 7>과 같이 구할 수 있다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000039
<수학식 6>의 경우, 앞쪽의 첫번째 부반송파와 두번째 부반송파의 두 부반송파는 세번째 부반송파의 채널을 복사하고 마지막 부반송파는 마지막에서 두번째 부반송파의 채널로 복사해서 적용할 수 있다.
<수학식 4>의
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000040
는 A행렬이 방데르몽드(Vandermonde) 행렬 형태여서 역행렬을 쉽게 구할 수 있다는 장점이 있지만, 마지막 엣지에서 추정 채널 값을 구할 수 없는 부반송파가 몰리는 경향이 있다.
<수학식 6>의
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000041
는 B행렬의 역행렬에 대한 일반식은 없지만, 추정 채널 값을 구할 수 없는 부반송파들이 양쪽 엣지로 분배할 수 있다는 특징을 가진다.
이때, <수학식 6>의 B행렬과 <수학식 4>의 A행렬의 관계 및 A행렬의 특수한 형태는 아래 <수학식 8>로 유도될 수 있다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000042
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000043
여기서,
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000044
는 위상 변이 행렬이다.
<수학식 8>을 <수학식 6>에 적용하면 아래 <수학식 9>와 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000045
즉, <수학식 9>에 따라
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000046
는
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000047
의 첫 번째 항에
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000048
를 곱하면 구할 수 있다는 것을 확인 할 수 있다.
<수학식 6>과 같이 적용할 경우, 아래 도 6과 같이 부반송파 각각의 채널 추정 값을 구할 수 있다.
도 6는 다른 실시 예에 따른 채널 추정 장치에서 24개의 부반송파에 채널 변환 행렬과 위상 변이 행렬을 곱하여 채널을 추정하는 일 예를 도시한 도면이다.
도 6을 참조하면, 채널 추정부(200)는 처음 2개의 부반송파와 마지막 1개의 부반송파에 대해서는 채널 추정 값을 구할 수 없기 때문에 처음 2개의 부반송파는 3번째 부반송파의 채널 추정 값을 복사해서 사용하고, 마지막 1개의 부반송파는 마지막에서 2번째 전의 부반송파의 채널 추정 값을 복사해서 사용한다.
도 6의 예에서 3번째 부반송파인 2번의 부반송파의 채널
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000049
을 추정하기 위해서 0, 1, 2, 3번의 부반송파에 수신되는 신호 (
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000050
)를 이용할 수 있다.
결과적으로, 도 6의 예는 2번의 부반송파에 수신되는 신호(
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000051
)에서 22번의 부반송파에 수신되는 신호(
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000052
)까지는 채널 추정 값을 계산할 수 있으나, 0, 1, 23번의 부반송파에 수신되는 신호(
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000053
)는 채널 추정 값을 계산할 수 없어서, 2번의 부반송파의 채널 추정 값을 0, 1번의 부반송파의 채널 추정 값으로 복사해서 적용하고, 22번의 부반송파의 채널 추정 값을 23번의 부반송파의 채널 추정 값으로 복사해서 적용할 수 있다.
위 4개의 사이클릭 쉬프트의 예제의 <수학식 3>을 2번째 부반송파를 기준으로 아래 <수학식 10>과 같이 변경할 수 있다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000054
이때, <수학식 10>의 C행렬과 <수학식 4>의 A행렬의 관계 및 A행렬의 특수한 형태는 아래 <수학식 11>로 유도될 수 있다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000055
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000056
<수학식 11>을 <수학식 10>에 적용하면 아래 <수학식 12>와 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000057
<수학식 10>과 같이 적용할 경우, 아래 도 7과 같이 부반송파 각각의 채널 추정 값을 구할 수 있다.
도 7은 다른 실시 예에 따른 채널 추정 장치에서 24개의 부반송파에 채널 변환 행렬과 위상 변이 행렬을 곱하여 채널을 추정하는 다른 예를 도시한 도면이다.
도 7을 참조하면, 채널 추정부(200)는 처음 1개의 부반송파와 마지막 2개의 부반송파에 대해서는 채널 추정 값을 구할 수 없기 때문에 처음 1개의 부반송파는 2번째 부반송파의 채널 추정 값을 복사해서 사용하고, 마지막 2개의 부반송파는 마지막에서 3번째 전의 부반송파의 채널 추정 값을 복사해서 사용한다.
도 6의 예에서 2번째 부반송파인 1번의 부반송파의 채널
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000058
을 추정하기 위해서 0, 1, 2, 3번의 부반송파에 수신되는 신호 (
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000059
)를 이용할 수 있다.
결과적으로, 도 7의 예는 1번의 부반송파에 수신되는 신호(
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000060
)에서 21번의 부반송파에 수신되는 신호(
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000061
)까지는 채널 추정 값을 계산할 수 있으나, 0, 22, 23번의 부반송파에 수신되는 신호(
Figure PCTKR2022021065-appb-img-000062
)는 채널 추정 값을 계산할 수 없어서, 1번의 부반송파의 채널 추정 값을 0번의 부반송파의 채널 추정 값으로 복사해서 적용하고, 21번의 부반송파의 채널 추정 값을 22, 23번의 부반송파의 채널 추정 값으로 복사해서 적용할 수 있다.
이하, 상기와 같이 구성된 본 발명에 따른 방법을 아래에서 도면을 참조하여 설명한다.
도 3은 일 실시 예에 따른 채널 추정 장치에서 채널 추정하는 과정을 도시한 흐름도이다.
도 3을 참조하면, 채널 추정 장치(100)는 수신된 파일럿 신호를 고속 푸리에 변환을 통해 주파수 영역의 신호로 변환한다(310).
그리고, 채널 추정 장치(100)는 주파수 영역의 신호에서 해당 수신 장치의 주파수 영역만을 추출한다(320).
그리고, 채널 추정 장치(100)는 해당 수신 장치에 대응하는 기준 신호를 생성한다(330). 이때 기준 신호는 해당 수신 장에 대응하는 기설정된 신호 일 수 있다.
그리고, 채널 추정 장치(100)는 해당 수신 장치의 주파수 영역만 추출된 주파수 영역의 신호에 기준 신호를 곱하는 역상관을 수행하여 역상관된 신호를 획득한다(340).
그리고, 채널 추정 장치(100)는 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환을 통해서 위상 회전 값을 획득한다(350).
이때, 위상 회전 값은 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환하여 시간 영역의 신호로 변환하고, 시간 영역 신호에서 피크 파워를 가지는 위치에 해당하는 타임 오프셋을 획득하고, 타임 오프셋을 주파수 영역으로 변환하여서 획득할 수 있다.
그리고, 채널 추정 장치(100)는 위상 회전 값을 이용해서 채널 변환 행렬을 확인하고, 역상관된 신호에 채널 변환 행렬을 곱하여 첫번째 부반송파부터의 채널을 추정할 수 있다(360).
이때, 채널 변환 행렬은 주파수 변환 행렬의 역행렬이고, 주파수 변환 행렬은 채널과 타임 오프셋으로 표현되는 다항식인 역상관된 신호의 부반송파들을 샘플링해서 구성된 방데르몽드 행렬일 수 있다.
그리고, 채널 추정 장치(100)는 채널을 추정할 수 없는 부반송파에 인접한 부반송파의 채널 추정값을 복사한다(380).
도 4는 다른 실시 예에 따른 채널 추정 장치에서 채널 추정하는 과정을 도시한 흐름도이다.
도 4를 참조하면, 채널 추정 장치(100)는 수신된 파일럿 신호를 고속 푸리에 변환을 통해 주파수 영역의 신호로 변환한다(410).
그리고, 채널 추정 장치(100)는 주파수 영역의 신호에서 해당 수신 장치의 주파수 영역만을 추출한다(420).
그리고, 채널 추정 장치(100)는 해당 수신 장치에 대응하는 기준 신호를 생성한다(430). 이때 기준 신호는 해당 수신 장에 대응하는 기설정된 신호 일 수 있다.
그리고, 채널 추정 장치(100)는 해당 수신 장치의 주파수 영역만 추출된 주파수 영역의 신호에 기준 신호를 곱하는 역상관을 수행하여 역상관된 신호를 획득한다(440).
그리고, 채널 추정 장치(100)는 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환을 통해서 위상 회전 값을 획득한다(450).
이때, 위상 회전 값은 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환하여 시간 영역의 신호로 변환하고, 시간 영역 신호에서 피크 파워를 가지는 위치에 해당하는 타임 오프셋을 획득하고, 타임 오프셋을 주파수 영역으로 변환하여서 획득할 수 있다.
그리고, 채널 추정 장치(100)는 위상 회전 값을 이용해서 채널 변환 행렬을 확인하고, 역상관된 신호에 채널 변환 행렬을 곱한다(460).
이때, 채널 변환 행렬은 주파수 변환 행렬의 역행렬이고, 주파수 변환 행렬은 채널과 타임 오프셋으로 표현되는 다항식인 역상관된 신호의 부반송파들을 샘플링해서 구성된 방데르몽드 행렬일 수 있다.
그리고, 채널 추정 장치(100)는 위상 회전 값을 이용해서 위상 변이 행렬을 확인하고, 460 동작에서 역상관된 신호에 채널 변환 행렬을 곱한 값에 위상 변이 행렬을 곱하여 위상 변이 행렬을 통해서 결정된 순번의 부반송파부터 채널을 추정할 수 있다(470). 이때, 위상 변이 행렬은 대각 행렬일 수 있다.
그리고, 채널 추정 장치(100)는 채널을 추정할 수 없는 부반송파에 인접한 부반송파의 채널 추정값을 복사한다(480).
실시예에 따른 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 저장할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 실시예를 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코다 뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 실시예의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
소프트웨어는 컴퓨터 프로그램(computer program), 코드(code), 명령(instruction), 또는 이들 중 하나 이상의 조합을 포함할 수 있으며, 원하는 대로 동작하도록 처리 장치를 구성하거나 독립적으로 또는 결합적으로(collectively) 처리 장치를 명령할 수 있다. 소프트웨어 및/또는 데이터는, 처리 장치에 의하여 해석되거나 처리 장치에 명령 또는 데이터를 제공하기 위하여, 어떤 유형의 기계, 구성요소(component), 물리적 장치, 가상 장치(virtual equipment), 컴퓨터 저장 매체 또는 장치, 또는 전송되는 신호 파(signal wave)에 영구적으로, 또는 일시적으로 구체화(embody)될 수 있다. 소프트웨어는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템 상에 분산되어서, 분산된 방법으로 저장되거나 실행될 수도 있다. 소프트웨어 및 데이터는 하나 이상의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체에 저장될 수 있다.
이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기를 기초로 다양한 기술적 수정 및 변형을 적용할 수 있다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다.
그러므로, 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 청구범위의 범위에 속한다.

Claims (15)

  1. 수신된 파일럿 신호를 고속 푸리에 변환을 통해 주파수 영역의 신호로 변환하는 고속 푸리에 변환부;
    기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성부;
    상기 주파수 영역의 신호에 상기 기준 신호를 곱하는 역상관을 수행하여 역상관된 신호를 획득하는 역상관부;
    상기 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환을 통해서 위상 회전 값을 추정하는 위상 회전 추정부; 및
    상기 위상 회전 값을 이용해서 채널 변환 행렬을 확인하고, 상기 역상관된 신호에 상기 채널 변환 행렬을 곱하여 첫번째 부반송파부터의 채널을 추정하는 채널 변환 행렬 처리부
    를 포함하는 채널 추정 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    채널을 추정할 수 없는 부반송파에 인접한 부반송파의 채널 추정값을 복사하는 엣지 부반송파 처리부
    를 더 포함하는 채널 추정 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 위상 회전 값을 이용해서 위상 변이 행렬을 확인하고, 상기 채널 변환 행렬 처리부에서 출력되는 상기 역상관된 신호에 상기 채널 추정 변환 행렬을 곱한 값에 상기 위상 변이 행렬을 곱하여 상기 위상 변이 행렬을 통해서 결정된 순번의 부반송파부터의 채널을 추정하는 위상 쉬프터부
    를 더 포함하는 채널 추정 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 위상 회전 추정부는,
    상기 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환하여 시간 영역의 신호로 변환하고,
    상기 시간 영역 신호에서 피크 파워를 가지는 위치에 해당하는 타임 오프셋을 획득하고,
    상기 타임 오프셋을 주파수 영역으로 변환하여 상기 위상 회전 값을 획득하는
    채널 추정 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환부에서 변환한 상기 주파수 영역의 신호에서 해당 수신 장치의 주파수 영역만을 추출하여 상기 역상관부로 제공하는 신호 추출부
    를 더 포함하는 채널 추정 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 채널 변환 행렬은,
    주파수 변환 행렬의 역행렬이고,
    상기 주파수 변환 행렬은,
    채널과 타임 오프셋으로 표현되는 다항식인 상기 역상관된 신호의 부반송파들을 샘플링해서 구성된 방데르몽드 행렬로 아래 <수학식 1>과 같이 표현되는
    채널 추정 장치.
    [수학식 1]
    y = Ah
    여기서, y는 상기 역상관된 신호를 나타내는 벡터이고, A는 상기 주파수 변환 행렬이고, h는 채널 추정값을 가지는 벡터이다.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 위상 변이 행렬은,
    대각 행렬인
    채널 추정 장치.
  8. 수신된 파일럿 신호를 고속 푸리에 변환을 통해 주파수 영역의 신호로 변환하는 고속 푸리에 변환부;
    기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성부;
    상기 주파수 영역의 신호에 상기 기준 신호를 곱하는 역상관을 수행하여 역상관된 신호를 획득하는 역상관부;
    상기 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환을 통해서 위상 회전 값을 추정하는 위상 회전 추정부;
    상기 위상 회전 값을 이용해서 채널 변환 행렬을 확인하고, 상기 역상관된 신호에 상기 채널 변환 행렬을 곱한 값을 출력하는 채널 변환 행렬 처리부;
    상기 위상 회전 값을 이용해서 위상 변이 행렬을 확인하고, 상기 채널 변환 행렬 처리부에서 출력되는 상기 역상관된 신호에 상기 채널 추정 변환 행렬을 곱한 값에 상기 위상 변이 행렬을 곱하여 상기 위상 변이 행렬을 통해서 결정된 순번의 부반송파부터 채널을 추정하는 위상 쉬프터부; 및
    채널을 추정할 수 없는 부반송파에 인접한 부반송파의 채널 추정값을 복사하는 엣지 부반송파 처리부
    를 포함하는 채널 추정 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 위상 회전 추정부는,
    상기 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환하여 시간 영역의 신호로 변환하고,
    상기 시간 영역 신호에서 피크 파워를 가지는 위치에 해당하는 타임 오프셋을 획득하고,
    상기 타임 오프셋을 주파수 영역으로 변환하여 상기 위상 회전 값을 획득하는
    채널 추정 장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환부에서 변환한 상기 주파수 영역의 신호에서 해당 수신 장치의 주파수 영역만을 추출하여 상기 역상관부로 제공하는 신호 추출부
    를 더 포함하는 채널 추정 장치.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 채널 변환 행렬은,
    주파수 변환 행렬의 역행렬이고,
    상기 주파수 변환 행렬은,
    채널과 타임 오프셋으로 표현되는 다항식인 상기 역상관된 신호의 부반송파들을 샘플링해서 구성된 방데르몽드 행렬로 아래 <수학식 1>과 같이 표현되는
    채널 추정 장치.
    [수학식 1]
    y = Ah
    여기서, y는 상기 역상관된 신호를 나타내는 벡터이고, A는 상기 주파수 변환 행렬이고, h는 채널 추정값을 가지는 벡터이다.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 위상 변이 행렬은,
    대각 행렬인
    채널 추정 장치.
  13. 수신된 파일럿 신호를 고속 푸리에 변환을 통해 주파수 영역의 신호로 변환하는 동작;
    기준 신호를 생성하는 동작;
    상기 주파수 영역의 신호에 상기 기준 신호를 곱하는 역상관을 수행하여 역상관된 신호를 획득하는 동작;
    상기 역상관된 신호를 역이산 푸리에 변환을 통해서 위상 회전 값을 획득하는 동작; 및
    상기 위상 회전 값을 이용해서 채널 변환 행렬을 확인하고, 상기 역상관된 신호에 상기 채널 변환 행렬을 곱하여 첫번째 부반송파부터의 채널을 추정하는 동작
    을 포함하는 채널 추정 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    채널을 추정할 수 없는 부반송파에 인접한 부반송파의 채널 추정값을 복사하는 동작
    을 더 포함하는 채널 추정 방법.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 채널을 추정하는 동작은,
    상기 위상 회전 값을 이용해서 채널 추정 변환 행렬을 확인하고,
    상기 위상 회전 값을 이용해서 위상 변이 행렬을 확인하고,
    상기 역상관된 신호에 상기 채널 추정 변환 행렬과 상기 위상 변이 행렬을 곱하여 상기 위상 변이 행렬을 통해서 결정된 순번의 부반송파부터의 채널을 추정하는
    채널 추정 방법.
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