WO2013022270A2 - Ｏｆｄｍ 통신 시스템의 수신 장치 및 그의 위상 잡음 완화 방법 - Google Patents

Ｏｆｄｍ 통신 시스템의 수신 장치 및 그의 위상 잡음 완화 방법 Download PDF

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WO2013022270A2
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이명규
양경철
임승찬
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포항공과대학교 산학협력단
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    • H04L27/2691—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation involving interference determination or cancellation

Definitions

  • the present invention relates to wireless communications, and more particularly, to a receiving apparatus and a mitigation method for mitigating phase noise in an orthogonal frequency division multiplexing (hereinafter referred to as 'OFDM') communication system.
  • 'OFDM' orthogonal frequency division multiplexing
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • the C-MMSPE algorithm effectively compensates for phase noise when the strength of phase noise is low or when using low order modulation.
  • the C-MMSPE algorithm performs severely when the strength of phase noise is high or when higher order modulation is used. It is showing deterioration.
  • the C-MMSPE algorithm estimates the transmitted symbol using the received symbol for which ICI is not alleviated at all, and estimates the phase noise with this symbol estimate.
  • An OFDM that can improve transmission efficiency and error rate performance of an OFDM system by estimating and compensating phase noise from received OFDM symbols.
  • a receiver for a communication system and a method for mitigating phase noise thereof are provided.
  • a receiving apparatus of an OFDM communication system comprising: a communication unit configured to receive an OFDM symbol from a transmitting apparatus of the OFDM communication system; ICI for estimating an average difference of phase noise for each partial block of the received symbol and using the estimated average difference to mitigate intercarrier interference generated in the symbol (hereinafter referred to as 'ICI') Relaxation unit; And a CPE compensator for estimating and compensating for common phase error (hereinafter, referred to as 'CPE') generated in the symbol after the ICI is relaxed by the ICI mitigator.
  • the ICI mitigation unit may estimate the average difference of phase noise for each partial block through a blind scheme.
  • the ICI mitigation unit may estimate an average difference of phase noise for each partial block using at least one of discrete Fourier coefficients for each partial block, a magnitude of a channel coefficient, and a magnitude of a transmission component.
  • the ICI mitigation unit applies a Least-squares algorithm to the discrete Fourier coefficient for each partial block, the magnitude of the channel coefficient, and the magnitude of the transmission component to determine an average difference of phase noise for each partial block. It can be estimated.
  • the ICI mitigation unit may mitigate the ICI by multiplying the partial blocks of the symbol by a value corresponding to the estimated average difference.
  • the ICI mitigation unit includes: a received symbol divider for dividing the received symbol into the partial blocks; An estimator for calculating an average of phase noise of the divided partial blocks and estimating an average difference of phase noise for each partial block based on the calculated respective phase noise averages; And an operator for easing the ICI by multiplying the partial blocks by a value corresponding to the average difference estimated by the estimator, respectively.
  • the present invention provides a phase noise mitigation method of an OFDM communication system receiving apparatus, comprising: receiving an OFDM symbol from a transmitting device of the OFDM communication system; Estimating an average difference of phase noise for each partial block of the received symbol; Mitigating intercarrier interference (hereinafter, referred to as “ICI”) generated in the symbol using the estimated average difference; Estimating and compensating for common phase noise (hereinafter, referred to as 'CPE') generated in the symbol after the ICI is relaxed in the symbol.
  • ICI intercarrier interference
  • 'CPE' common phase noise
  • the reception device and its phase noise mitigation method of the OFDM communication system according to the present invention can greatly improve the transmission efficiency of the system since no existing pilot symbols are used at all.
  • the present invention compensates for common phase noise (CPE) after first removing inter-carrier interference (ICI), the performance of the system may be greatly improved.
  • CPE common phase noise
  • ICI inter-carrier interference
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an OFDM communication system according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a receiving apparatus of an OFDM communication system according to the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an average example of phase noise occurring in an OFDM communication system according to the present invention and phase noise for each partial block in Equation 6.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an average example of phase noise occurring in an OFDM communication system according to the present invention and phase noise for each partial block in Equation 6.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an average example of phase noise occurring in an OFDM communication system according to the present invention and phase noise for each partial block in Equation 6.
  • 5 is a diagram illustrating residual phase noise generated after ICI is relaxed in a symbol.
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating a phase noise mitigation process of an OFDM communication system receiving apparatus according to the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an OFDM communication system according to the present invention.
  • an OFDM communication system includes a transmitter 100 for transmitting an OFDM symbol including information and a receiver 200 for receiving an OFDM symbol transmitted by the transmitter 100.
  • the reception device 200 may be a mobile terminal
  • the transmission device 100 may be a base station or a broadcasting station for transmitting an OFDM symbol to the mobile terminal.
  • the portable terminal may include a mobile phone, a smart phone, a laptop computer, a digital broadcasting terminal, a personal digital assistant (PDA), a portable multimedia player (PMP), navigation, and the like.
  • PDA personal digital assistant
  • PMP portable multimedia player
  • the receiving device 200 may be a fixed terminal such as a digital TV or a desktop computer.
  • the transmission device 100 is referred to as an Inverse Discrete Fourier Transform unit (hereinafter referred to as 'IDFT') 110 and a Cyclic Prefix Unit (hereinafter referred to as 'CP'). 120 and the communication unit 130 is made.
  • 'IDFT' Inverse Discrete Fourier Transform unit
  • 'CP' Cyclic Prefix Unit
  • the transmission device 100 does not transmit a pilot symbol for phase noise estimation.
  • the number of subcarriers included in one OFDM communication system is N.
  • the information word symbol vector X to be transmitted is represented by Equation 1 below.
  • IDFT 110 transforms the N-point discrete Fourier inverse so that the information word symbol vector X is normalized, and converts the information word symbol vector X by the inverse transform into a time domain information word symbol vector. Convert to
  • the IDFT 110 outputs the inverse transformed information word symbol vector x to the CP 120.
  • the CP 120 adds a CP to the information word symbol vector x input from the IDFT 110 and outputs the CP to the communication unit 130.
  • the communication unit 130 transmits the information word symbol vector x input from the CP 120 to the receiving device 200 through a transmission channel promised with the receiving device 200.
  • phase noise and / or additive white Gaussian noise are generated in the received symbol vector x. Can be.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a receiving apparatus of an OFDM communication system according to the present invention.
  • the receiving device 200 includes a communication unit 210, a cyclic prefix remover 220, first and second discrete Fourier transform units 230 and 250, and intercarrier interference;
  • the control unit 260 includes a relaxation unit 240, a common phase error (hereinafter, referred to as a CPE) compensation unit 260, and a single tap equalization unit 270. Is done.
  • the receiving device 200 may be configured to include other than the above-described components (for example, a display unit, an input unit, a speaker, etc.) if necessary.
  • other than the above-described components are not directly related to the present invention, for the sake of simplicity, a detailed description thereof will be omitted below.
  • the receiving device 200 generates the received symbols using the discrete Fourier coefficients of the symbols received from the transmitting device 100, the magnitude of the channel coefficients with the transmitting device 100, and the size of the transmitting component.
  • the average of the phase noise is estimated by the blind method for each partial block of the symbol, and the ICI generated by the phase noise is first relaxed by using the blind method.
  • the receiver 200 re-estimates and compensates for the CPE additionally generated from the symbol in which the ICI is first relaxed. By estimating and compensating, the transmission efficiency of the OFDM communication system can be improved.
  • the reception apparatus 200 may first reduce the ICI generated due to phase noise in the received symbol, thereby greatly reducing the error rate of the OFDM communication system.
  • the communication unit 210 receives a symbol transmitted from the transmission device 100 through a channel promised with the transmission device 100.
  • the cyclic prefix remover 220 deletes the CP in the received symbol. At this time, the vector of the symbol from which the CP is deleted by the cyclic prefix remover 220 If it is defined as, the i-th received component y i of the vector y of the symbol is expressed by Equation 2 below.
  • coefficient Is 0 and the variance is A white Gaussian noise (AWGN) is represented as a Gaussian random variable.
  • coefficient I an equivalent discrete time domain impulse response of length L.
  • the first discrete Fourier transform unit 230 is a frequency domain symbol vector of the symbol vector y from which the CP is deleted through a normalized N-point Discrete Fourier Transform (hereinafter, referred to as 'DFT').
  • Equation 3 the k-th component, that is, the component received from the k-th subcarrier, Y k is expressed by Equation 3 below.
  • H k is a frequency-domain channel coefficient experienced by the k th subcarrier, as shown in Equation 4 below.
  • Equation 5 Equation 5
  • W k is noise Is the k-th DFT coefficient of the noise component in the frequency domain.
  • the factor J 0 in the first term of Equation 3 corresponds to the CPE generated in the received symbol
  • the second term in Equation 3 corresponds to the ICI generated in the received symbol
  • the ICI mitigation unit 240 divides the received symbol into a plurality of partial blocks of size S. That is, the number of the divided partial blocks Can be defined as
  • the received symbol vector included in the q th subblock is Can be defined as
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an average example of phase noise occurring in an OFDM communication system according to the present invention and phase noise for each partial block in Equation 6.
  • the average of the phase noise generated in the qth partial block Average of phase noise from the 0th partial block The difference
  • the average difference vector d of the phase noise may be defined by Equation 7 below using the difference.
  • the ICI mitigation unit 240 adds 0 to the q th partial block vector y q (zero padding, ZP) and has a symbol vector of length N.
  • the ICI mitigation unit 240 is the symbol vector Is the normalized N-point DFT coefficient of Is calculated as in Equation 8 below.
  • the ICI mitigation unit 240 is the energy of the transmission component of the transmission device 100 It can be known by inferring in advance.
  • the reception apparatus 200 may immediately know the energy of the transmission component.
  • the energy of the transmission component may be estimated using an equalizer, an energy estimator, or the like.
  • DFT coefficients for the partial block symbol vector And channel coefficients in the frequency domain And energy of the transmission component And a difference expression d of the phase noise mean can be derived from the following equation (9).
  • I a vector of length N
  • kth component is expressed by the following expression (10).
  • Equation 9 is the size Is a real matrix that is the component of the m-th and nth columns Is given by Equation 12 below.
  • the ICI mitigation unit 240 is an estimate of the mean difference vector. To mitigate ICI caused by phase noise in the received symbol.
  • FIG. 4 is a view showing an ICI mitigation unit according to the present invention.
  • the ICI mitigation unit 240 includes a reception symbol divider 241 for dividing the received symbol into a plurality of partial blocks having a size S, and a phase for each divided partial block.
  • An estimator 242 that calculates an average of noise and estimates an average difference of phase noise for each partial block based on the calculated average of each phase noise, and corresponds to an average difference estimated by the estimator 242.
  • an operator 243 for mitigating the ICI by multiplying a value by a component of the partial blocks, respectively, and a parallel-to-serial converter 244 for converting the ICI-mitigated partial blocks from parallel to serial.
  • the operator 243 may be used in the first partial block as shown in Equation 14 to mitigate the ICI of the partial blocks.
  • z i represents a reception component in which ICI is relaxed.
  • FIG. 5 accurately estimates an average difference vector d of phase noise for each partial block in the symbol when phase noise is given to a symbol received by the receiving apparatus 200 as shown in FIG. When applied, it shows the residual phase noise which z i has as an example.
  • the intensity of the ICI is proportional to the degree of change of phase noise.
  • the estimator 242 of the ICI mitigation unit 240 accurately estimates an average difference vector d of phase noise for each partial block in the symbol, residual phase noise in the symbol. Conventional phase noise with mean of 0 in partial block Average of You can easily see this.
  • the symbols in which the ICI is relaxed by the above-described processes of Equations 1 to 14 and the ICI mitigation unit 240 are input to the second discrete Fourier transform unit 250 and are input to the second discrete Fourier transform unit 250.
  • the normalized N-point DFT is converted and output to the CPE compensator 260.
  • the symbol vector with the ICI relaxed Is a symbol vector in the frequency domain by normalized N-point DFT Is converted to.
  • the k-th component of the symbol vector Z Is expressed as in Equation 15 below.
  • Residual Phase Noise Distortion of ICI-mitigated Symbol Vector z It is expressed by the following Equation 16 as the CPE generated by.
  • ICI can be ignored if the change in residual phase noise is very small.
  • the CPE compensator 260 may determine the symbol vector Z in which the ICI is relaxed. Estimate and compensate.
  • the CPE compensator 260 is based on the following equation 17 in the symbol vector Z Estimate
  • CPE compensation unit 260 is N estimates from Are averaged through Equation 19 Finally estimate.
  • the CPE compensator 260 estimates the average of the phase noise. After calculating, the transmission components are estimated using Equation 20 below using the one-tap equalizer 270.
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating a phase noise mitigation process of an OFDM communication system receiving apparatus according to the present invention.
  • the reception apparatus 200 receives an OFDM symbol from the transmission apparatus 100 [S110].
  • the reception apparatus 200 estimates an average difference of phase noise for each partial block of the received symbol by using the processes of Equations 3 to 13 described above [S120].
  • the receiving apparatus 200 relaxes the ICI generated in the symbol by using the estimated average difference [S130].
  • the reception apparatus 200 estimates and compensates for a CPE additionally generated from a symbol in which the ICI is first relaxed using Equations 15 to 20 [S140].
  • the phase noise mitigation algorithm of the OFDM communication system receiving apparatus does not use the pilot symbol at all.
  • the OFDM communication system employing the phase noise mitigation algorithm according to the present invention has a higher transmission efficiency than the conventional OFDM communication system using pilot symbols.
  • phase noise mitigation algorithm of the OFDM communication system receiver first alleviates the ICI caused by the phase noise, and thus has a superior performance for a wider range of phase noise strength than the conventional scheme.

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Abstract

본 발명은 위상 잡음을 완화하기 위해 파일럿 심볼을 이용하는 기존의 수신기와는 달리, 수신되는 OFDM 심볼로부터 위상 잡음을 추정 및 보상함으로써, OFDM 시스템의 전송 효율 및 오율 성능을 개선시킬 수 있는 OFDM 통신 시스템의 수신 장치 및 그의 위상 잡음 완화 방법에 관한 것이다.

Description

ＯＦＤＭ 통신 시스템의 수신 장치 및 그의 위상 잡음 완화 방법
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하, 'OFDM'이라 명칭함) 통신 시스템의 위상 잡음을 완화하는 수신 장치 및 그 완화 방법에 관한 것이다.
OFDM은 다중 경로 페이딩에 강인하고 낮은 구현 복잡도를 가지기 때문에 차세대 광대역 통신 시스템의 전송 표준에 많이 채택되고 있다.
하지만 OFDM 수신기의 에러율(error rate) 성능은 주파수 변이(offset)와, 위상 잡음으로 인해 발생하는 부반송파 간 간섭(Intercarrier Interference, 이하, 'ICI'라 명칭함) 및 공통 위상 잡음(Common Phase Error, 이하, 'CPE'라 명칭함)에 의해 쉽게 열화되므로, 이러한 왜곡 성분들을 효과적으로 보상하는 것이 필요하다.
위상 잡음의 영향을 완화하기 위한 대부분의 수신기들은 파일럿 심볼의 전송을 요구한다.
그러나, 이러한 파일럿 심볼 전송은 OFDM 시스템의 전송 효율을 저하시킨다는 문제점을 가지고 있다. 이러한 문제를 해결하기 위해서 최근에는 파일럿 심볼의 전송을 요구하지 않는, 즉 블라인드 방식을 이용한 위상 잡음 완화 방식에 대한 연구가 많이 진행되고 있다.
블라인드 방식의 위상 잡음 완화기를 포함한 수신기에 대한 최근 결과는 "OFDM joint data detection and phase noise cancellation for constant modulus modulations," IEEE Transactions on Signal Processing, 2009년 7월, pp. 2864-2868 문헌에서 제안한 C-MMSPE 알고리즘이다.
C-MMSPE 알고리즘은 위상 잡음의 세기가 작거나, 낮은 차수의 변조 방식을 사용하는 경우에 효과적으로 위상 잡음을 보상하나, 위상 잡음의 세기가 크거나, 높은 차수의 변조 방식을 사용하는 경우에는 심각한 성능 열화를 보이고 있다.
C-MMSPE 알고리즘은 ICI가 전혀 완화되지 않은 수신 심볼을 이용하여 전송 심볼을 추정하고, 이 심볼 추정치를 가지고 위상 잡음을 추정한다.
이때, ICI의 영향이 클 경우에는 심볼 추정치가 정확하지 않기 때문에 위상 잡음도 정확하게 추정되지 않고, 이로 인해 C-MMSPE 알고리즘은 성능 열화를 가지는 문제점이 있다.
본 발명의 목적은, 위상 잡음을 완화하기 위해 파일럿 심볼을 이용하는 기존의 수신기와는 달리, 수신되는 OFDM 심볼로부터 위상 잡음을 추정 및 보상함으로써, OFDM 시스템의 전송 효율 및 오율 성능을 개선시킬 수 있는 OFDM 통신 시스템의 수신 장치 및 그의 위상 잡음 완화 방법을 제공하는데 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은 OFDM 통신 시스템의 수신 장치에 있어서, 상기 OFDM 통신 시스템의 송신 장치로부터 OFDM 심볼을 수신하는 통신부와; 상기 수신되는 심볼의 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하고, 상기 추정된 평균 차이를 이용하여 상기 심볼에서 발생되는 부반송파 간 간섭(Intercarrier Interface; 이하, 'ICI'라 명칭함)을 완화시키는 ICI 완화부와; 상기 ICI 완화부에 의해 상기 ICI가 완화된 이후에 상기 심볼에서 발생되는 공통 위상 잡음(Common Phase Error; 이하, 'CPE'라 명칭함)을 추정하여 보상하는 CPE 보상부;를 포함하여 이루어진다.
이때, 상기 ICI 완화부는 블라인드(Blind) 방식을 통하여 상기 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정할 수 있다.
또한, 상기 ICI 완화부는 상기 부분 블록 별 이산 푸리에(Fourier) 계수와, 채널 계수의 크기 및 전송 성분의 크기 중 적어도 하나를 이용하여 상기 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정할 수 있다. 이때, 상기 ICI 완화부는 상기 부분 블록 별 이산 푸리에(Fourier) 계수와, 채널 계수의 크기 및 전송 성분의 크기에 최소 자승 알고리즘(Least-squares algorithm)을 적용하여 상기 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정할 수 있다.
또한, 상기 ICI 완화부는 상기 추정된 평균 차이에 해당하는 값을 상기 심볼의 부분 블록들에 각각 곱하여 상기 ICI를 완화시킬 수 있다.
상기와 같은 ICI 완화부는, 상기 수신된 심볼을 상기 부분 블록들로 분할하는 수신 심볼 분할기와; 상기 분할된 부분 블록들의 위상 잡음의 평균을 각각 계산하고, 상기 계산된 각각의 위상 잡음 평균을 토대로 상기 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하는 추정기와; 상기 추정기에 의해 추정된 평균 차이에 해당하는 값을 상기 부분 블록들에 각각 곱하여 상기 ICI를 완화시키는 연산기;를 포함하여 이루어진다.
또한, 본 발명은 OFDM 통신 시스템 수신 장치의 위상 잡음 완화 방법에 있어서, 상기 OFDM 통신 시스템의 송신 장치로부터 OFDM 심볼을 수신하는 단계와; 상기 수신되는 심볼의 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하는 단계와; 상기 추정된 평균 차이를 이용하여 상기 심볼에서 발생되는 부반송파 간 간섭(Intercarrier Interface; 이하, 'ICI'라 명칭함)을 완화시키는 단계와; 상기 심볼에 상기 ICI가 완화된 이후에 상기 심볼에서 발생되는 공통 위상 잡음(Common Phase Error; 이하, 'CPE'라 명칭함)을 추정하여 보상하는 단계;를 포함하여 이루어진다.
본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템의 수신 장치 및 그의 위상 잡음 완화 방법은, 기존의 파일럿 심볼을 전혀 이용하지 않으므로 시스템의 전송 효율을 크게 개선할 수 있다. 또한, 본 발명은 부반송파 간 간섭(ICI)를 먼저 제거한 후에 공통 위상 잡음(CPE)를 보상하므로 시스템의 성능을 크게 개선할 수도 있다.
도 1은 본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템의 수신 장치를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템에서 발생하는 위상 잡음과 수학식 6에 있는 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 예를 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템에서 발생하는 위상 잡음과 수학식 6에 있는 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 예를 나타낸 도면이다.
도 5는 심볼에 ICI가 완화된 이후에 발생되는 잔여 위상 잡음을 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템 수신 장치의 위상 잡음 완화 과정을 나타낸 흐름도이다.
상술한 목적, 특징들 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해질 것이다. 이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 1을 참조하면, OFDM 통신 시스템은 정보를 포함한 OFDM 심볼을 전송하는 전송 장치(100)와, 상기 전송 장치(100)에서 전송한 OFDM 심볼을 수신하는 수신 장치(200)를 포함하여 이루어진다.
일 예로, 상기 수신 장치(200)는 휴대 단말기가 될 수 있고, 상기 전송 장치(100)는 상기 휴대 단말기로 OFDM 심볼을 전송하는 기지국, 방송국 등이 될 수 있다.
또한, 상기 휴대 단말기는 휴대폰, 스마트 폰(smart phone), 노트북 컴퓨터(laptop computer), 디지털방송용 단말기, PDA(Personal Digital Assistants), PMP(Portable Multimedia Player), 네비게이션 등이 포함될 수 있다.
또한, 상기 수신 장치(200)는 디지털 TV, 데스크탑 컴퓨터 등과 같은 고정형 단말기가 될 수도 있다.
한편, 전송 장치(100)는 이산 푸리에 역변환부(Inverse Discrete Fourier Transform unit; 이하, 'IDFT'라 명칭함)(110)와, 순환 전치 삽입부(Cycle Prefix unit, 이하, 'CP'라 명칭함)(120) 및 통신부(130)를 포함하여 이루어진다.
이때, 본 발명에 따른 전송 장치(100)는 위상 잡음 추정을 위한 파일럿 심볼을 전송하지 않는다.
즉, 하나의 OFDM 통신 시스템에 포함된 부반송파의 개수는 N이다. 이때, k번째 부반송파를 통해 전송되는 성분을 X k 라 하면, 전송할 정보어 심볼 벡터 X는 이하의 수학식 1과 같다.
수학식 1
Figure PCTKR2012006294-appb-M000001
여기서
Figure PCTKR2012006294-appb-I000001
는 전치(transpose) 연산을 나타낸다.
IDFT(110)는 상기 정보어 심볼 벡터 X가 정규화되도록,N-point이산 푸리에 역변환하고, 상기 역변환에 의해 상기 정보어 심볼 벡터 X를 시간 영역 정보어 심볼 벡터
Figure PCTKR2012006294-appb-I000002
로 변환한다.
그리고, IDFT(110)는 상기 역변환된 정보어 심볼 벡터 x를 CP(120)로 출력한다.
CP(120)는 상기 IDFT(110)로부터 입력된 정보어 심볼 벡터 x에 CP를 추가하여 통신부(130)로 출력한다.
통신부(130)는 상기 CP(120)로부터 입력된 정보어 심볼 벡터 x를 상기 수신 장치(200)와 약속된 전송 채널을 통해 상기 수신 장치(200)로 전송한다.
이때, 상기 수신 장치(200)가 상기 전송 장치(100)로부터 상기 심볼 벡터 x를 수신할 때, 상기 수신되는 심볼 벡터 x에 위상 잡음 및/또는 백색 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise, AWGN)이 발생될 수 있다.
이하, 도 2를 참조하여, 본 발명에 따른 수신 장치(200)의 구성에 대해 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템의 수신 장치를 나타낸 도면이다.
도 2를 참조하면, 수신 장치(200)는 통신부(210)와, 순환 전치 제거부(220)와, 제1 및 제2 이산 푸리에 변환부(230, 250)와, 부반송파 간 간섭(Intercarrier Interface; 이하, 'ICI'라 명칭함) 완화부(240)와, 공통 위상 잡음(Common Phase Error; 이하, 'CPE'라 명칭함) 보상부(260)와, 단일 탭 등화부(270)를 포함하여 이루어진다.
이때, 본 발명에 따른 수신 장치(200)는 필요에 따라 전술한 구성요소 이외의 것(예를 들면, 수신 장치가 휴대 단말기일 경우, 디스플레이부, 입력부, 스피커 등등)이 포함되어 구성될 수 있을 것이나, 상기 전술한 구성요소 이외의 것은 본 발명에 직접적 연관이 있는 것은 아니므로 설명의 간명함을 위해 이에 대한 자세한 설명은 이하 생략된다.
본 발명에 따른 수신 장치(200)는 전송 장치(100)로부터 수신되는 심볼의 이산 푸리에 계수와, 상기 전송 장치(100)와의 채널 계수의 크기 및 전송 성분의 크기를 이용하여 상기 수신된 심볼에서 발생하는 위상 잡음의 평균을 상기 심볼의 부분 블록 별로 블라인드 방식을 통해 추정하고, 이를 이용하여 위상 잡음으로 인해 발생된 ICI를 먼저 완화한다.
그리고, 수신 장치(200)는 상기 ICI가 먼저 완화된 심볼에서 추가로 발생되는 CPE를 다시 추정하여 보상함으로써, 위상 잡음을 보상하기 위한 기존의 수신 장치와는 달리 파일럿 심볼을 이용하지 않고, 위상 잡음을 추정 및 보상함으로써, OFDM 통신 시스템의 전송 효율을 개선시킬 수 있는 것이다.
또한, 본 발명에 따른 수신 장치(200)는 수신된 심볼에서 위상 잡음으로 인해 발생된 ICI를 먼저 완화시킴으로써, OFDM 통신 시스템의 에러율을 크게 감소시킬 수도 있다.
이하, 본 발명에 따른 수신 장치(200)의 구성 요소에 대해 상세히 설명한다.
통신부(210)는 상기 전송 장치(100)와 약속된 채널을 통해 상기 전송 장치(100)로부터 전송되는 심볼을 수신한다.
순환 전치 제거부(220)는 상기 수신된 심볼 내에서 CP를 삭제한다. 이때, 상기 순환 전치 제거부(220)에 의해 CP가 삭제된 심볼의 벡터를
Figure PCTKR2012006294-appb-I000003
라 정의하면, 상기 심볼의 벡터 y의 i번째 수신 성분 yi는 이하의 수학식 2와 같이 표현된다.
수학식 2
Figure PCTKR2012006294-appb-M000002
여기서
Figure PCTKR2012006294-appb-I000004
는 i번째 수신 성분 구간에서 발생한 위상 잡음이고,
Figure PCTKR2012006294-appb-I000005
는 모듈로-N 연산을 뜻한다.
또한, 계수
Figure PCTKR2012006294-appb-I000006
는 평균이 0이고, 분산이
Figure PCTKR2012006294-appb-I000007
인 가우시안 확률 변수로서 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 나타낸다.
또한, 계수
Figure PCTKR2012006294-appb-I000008
은 길이가 L인 등가 이산 시간 영역의 채널 임펄스 응답(equivalent discrete-time channel impulse response)이다.
이때, 상기 채널 임펄스 응답은 하나의 심볼이 전송되는 동안 고정되어 있으며, 수신기에 정확하게 알려져 있다고 가정한다.
제1 이산 푸리에 변환부(230)는 정규화된 N-point 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, 이하, 'DFT'라 명칭함)을 통해 상기 CP가 삭제된 심볼 벡터 y의 주파수 영역 심볼 벡터
Figure PCTKR2012006294-appb-I000009
를 구한다.
이때 k번째 성분, 즉 k번째 부반송파에서 수신된 성분, Yk는 이하의 수학식 3과 같이 표현된다.
수학식 3
Figure PCTKR2012006294-appb-M000003
여기서, Hk는 k번째 부반송파가 겪는 주파수 영역 채널 계수로 이하의 수학식 4와 같다.
수학식 4
Figure PCTKR2012006294-appb-M000004
여기서, 인수 Jk는 위상 잡음에 의해 발생하는 왜곡 성분
Figure PCTKR2012006294-appb-I000010
의 주파수 영역 성분으로써, 이하의 수학식 5와 같이 표현된다.
수학식 5
Figure PCTKR2012006294-appb-M000005
여기서, Wk는 잡음
Figure PCTKR2012006294-appb-I000011
의 k번째 DFT 계수로서 주파수 영역에서 나타나는 잡음 성분이다.
이때, 상기 수학식 3의 첫번째 항에 있는 인수 J0 가 상기 수신된 심볼에서 발생된 CPE에 해당하고, 상기 수학식 3의 두번째 항이 상기 수신된 심볼에서 발생된 ICI에 해당한다.
따라서, 상기 발생된 CPE와 ICI에 의해서 수신 심볼의 성분이 왜곡되므로, 이들을 보상하는 것이 필요하다.
이에 따라, ICI 완화부(240)는 수신된 심볼을 크기가 S인 다수의 부분 블록들로 분할한다. 즉, 상기 분할된 부분 블록들의 개수
Figure PCTKR2012006294-appb-I000012
로 정의 할 수 있다.
이때 q번째 부분 블록 내에 포함된 수신 심볼 벡터는
Figure PCTKR2012006294-appb-I000013
로 정의할 수 있다.
이때, 상기 수신 벡터 yq내에서 발생한 위상 잡음
Figure PCTKR2012006294-appb-I000014
의 평균을 라 하면, 상기 위상 잡음의 평균
Figure PCTKR2012006294-appb-I000016
는 이하의 수학식 6과 같이 표현된다.
수학식 6
Figure PCTKR2012006294-appb-M000006
도 3은 본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템에서 발생하는 위상 잡음과 수학식 6에 있는 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 예를 나타낸 도면이다.
이때, q번째 부분 블록에서 발생한 위상 잡음의 평균
Figure PCTKR2012006294-appb-I000017
및 0 번째 부분 블록에서 발생한 위상 잡음의 평균
Figure PCTKR2012006294-appb-I000018
의 차이를
Figure PCTKR2012006294-appb-I000019
라 정의하면, 상기 차이를 이용해서 위상 잡음의 평균 차이 벡터 d를 이하의 수학식 7과 같이 정의할 수 있다.
수학식 7
Figure PCTKR2012006294-appb-M000007
즉, ICI 완화부(240)는 상기 q번째의 부분 블록 벡터 yq에 0을 덧붙여(zero padding, ZP) 길이가 N인 심볼 벡터
Figure PCTKR2012006294-appb-I000020
를 구성한다.
그리고, ICI 완화부(240)는 상기 심볼 벡터
Figure PCTKR2012006294-appb-I000021
의 정규화된 N-point DFT 계수인
Figure PCTKR2012006294-appb-I000022
를 이하의 수학식 8과 같이 계산한다.
수학식 8
Figure PCTKR2012006294-appb-M000008
이때, 상기 ICI 완화부(240)는 전송 장치(100)의 전송 성분의 에너지
Figure PCTKR2012006294-appb-I000023
를 미리 유추하여 알 수 있다.
일 예로, 위상 편이(Phase shift keying) 변조 방식과 같이 모든 성분의 에너지가 동일한 신호 성좌를 사용하는 경우에는 수신 장치(200)에서 전송 성분의 에너지를 바로 알 수 있다.
또한, 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation)와 같이 모든 성분의 에너지가 동일하지 않은 경우에는, 등화기 및 에너지 추정기 등을 이용하여 전송 성분의 에너지를 추정할 수 있다.
이때, 상기 부분 블록 심볼 벡터에 대한 DFT 계수들
Figure PCTKR2012006294-appb-I000024
과, 주파수 영역의 채널 계수
Figure PCTKR2012006294-appb-I000025
와, 전송 성분의 에너지
Figure PCTKR2012006294-appb-I000026
와, 위상 잡음 평균의 차이 벡터 d에 대하여, 이하의 수학식 9와 같은 관계식을 유도할 수 있다.
수학식 9
Figure PCTKR2012006294-appb-M000009
여기서,
Figure PCTKR2012006294-appb-I000027
은 길이 N인 벡터이며, k번째 성분은 이하의 수학식 10과 같다.
수학식 10
Figure PCTKR2012006294-appb-M000010
이때, 상기
Figure PCTKR2012006294-appb-I000028
는 이하의 수학식 11과 같이 표현된다.
수학식 11
Figure PCTKR2012006294-appb-M000011
상기 수학식 9에 있는 A는 크기가
Figure PCTKR2012006294-appb-I000029
인 실수 행렬이며, m번째 행과 n번째 열의 성분
Figure PCTKR2012006294-appb-I000030
은 이하의 수학식 12와 같이 주어진다.
수학식 12
Figure PCTKR2012006294-appb-M000012
이때, 최소 자승 알고리즘(least-squares algorithm)을 이용하여 평균 차이 벡터의 추정치
Figure PCTKR2012006294-appb-I000031
를 이하의 수학식 13과 같이 구한다.
수학식 13
Figure PCTKR2012006294-appb-M000013
즉, ICI 완화부(240)는 상기 평균 차이 벡터의 추정치인
Figure PCTKR2012006294-appb-I000032
를 이용하여 상기 수신된 심볼에서 위상 잡음으로 인해 발생한 ICI를 완화시킨다.
도 4는 본 발명에 따른 ICI 완화부를 나타낸 도면이다.
도 4를 참조하면, ICI 완화부(240)는 상술한 바와 같이, 상기 수신된 심볼을 크기가 S 인 다수의 부분 블록들로 분할하는 수신 심볼 분할기(241)와, 상기 분할된 부분 블록 별 위상 잡음의 평균을 각각 계산하고, 상기 계산된 각각의 위상 잡음 평균을 토대로 상기 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하는 추정기( 242)와, 상기 추정기(242)에 의해 추정된 평균 차이에 해당하는 값을 상기 부분 블록들의 성분에 각각 곱하여 상기 ICI를 완화시키는 연산기(243)와, 상기 ICI가 완화된 부분 블록들을 병렬에서 직렬로 변환하여 출력하는 병렬-직렬 변환기(244)를 포함하여 이루어진다.
즉, 상기 연산기(243)는 상기 부분 블록들의 ICI를 완화시키기 위해 이하의 수학식 14와 같이 1번째 부분 블록에서
Figure PCTKR2012006294-appb-I000033
번째 부분 블록 내에 속하는 수신 성분들에
Figure PCTKR2012006294-appb-I000034
을 곱한다.
수학식 14
Figure PCTKR2012006294-appb-M000014
여기서, zi는 ICI가 완화된 수신 성분을 나타낸다.
상기 수학식 14의 과정에 의해서 위상 잡음이 완벽하게 제거되지 않기 때문에
Figure PCTKR2012006294-appb-I000035
는 여전히 위상 잡음을 가질 수 있다.
이 위상 잡음을 잔여(residual) 위상 잡음
Figure PCTKR2012006294-appb-I000036
이라 하자.
도 5는 수신 장치(200)에서 수신한 심볼에 위상 잡음이 도 3와 같이 주어졌을 때, 상기 심볼 내의 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이 벡터 d를 정확히 추정하고, 상기 수학식 14에 있는 과정을 적용했을 때에, 상기 zi가 가지는 잔여 위상 잡음을 예를 들어 나타낸 것이다.
도 5를 참조하면, 상기 잔여 위상 잡음의 변화가 기존 위상 잡음의 변화에 매우 작아진 것을 볼 수 있다.
이때, ICI의 세기는 위상 잡음의 변화 정도에 비례한다고 알려져 있다.
따라서, 상기 수학식 14 과정을 수행한 이후에, 상기 위상 잡음의 변화 감소는 ICI가 크게 완화될 수 있음을 나타내고 있다.
그리고, ICI 완화부(240)의 추정기(242)가 상기 심볼 내의 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이 벡터 d를 정확히 추정하였을 때, 상기 심볼 내에 잔여 위상 잡음
Figure PCTKR2012006294-appb-I000037
의 평균이 0번째 부분 블록 내에 발생한 기존의 위상 잡음
Figure PCTKR2012006294-appb-I000038
의 평균
Figure PCTKR2012006294-appb-I000039
이 되는 것을 쉽게 확인할 수 있다.
그러나, 잔여 위상 잡음의 변화가 매우 작아져 ICI가 많이 완화되었지만, 잔여 위상 잡음의 평균에 의해서 CPE 왜곡이 발생하여 성능을 열화시킬 수 있으므로 이를 보상하는 것이 추가로 필요하다.
이하, 상기 ICI가 완화된 심볼에서 추가로 CPE를 추정하여 보상하는 과정에 대해 설명한다.
상술한, 수학식 1 내지 14의 과정 및 ICI 완화부(240)에 의해 상기 ICI가 완화된 심볼은 제2 이산 푸리에 변환부(250)로 입력되고, 상기 제2 이산 푸리에 변환부(250)에 의해 정규화된 N-point DFT 변환되어 CPE 보상부(260)로 출력된다.
즉, 상기 ICI가 완화된 심볼 벡터
Figure PCTKR2012006294-appb-I000040
는 정규화된 N-point　DFT에 의해서 주파수 영역의 심볼 벡터
Figure PCTKR2012006294-appb-I000041
로 변환된다. 이때, 상기 심볼 벡터 Z의 k번째 성분
Figure PCTKR2012006294-appb-I000042
는 이하의 수학식 15와 같이 표현된다.
수학식 15
Figure PCTKR2012006294-appb-M000015
여기서,
Figure PCTKR2012006294-appb-I000043
은 ICI가 완화된 심볼 벡터 z가 가지는 잔여 위상 잡음 왜곡
Figure PCTKR2012006294-appb-I000044
에 의해 발생한 CPE로 이하의 수학식 16과 같이 표현된다.
수학식 16
Figure PCTKR2012006294-appb-M000016
여기서,
Figure PCTKR2012006294-appb-I000045
는 잔여 위상 잡음에 의해 발생하는 ICI이고,
Figure PCTKR2012006294-appb-I000046
는 Zk가 겪는 가산 잡음 성분이다.
이때 잔여 위상 잡음의 변화가 매우 작을 경우 ICI를 무시할 수도 있다.
수신 장치(200)가 우수한 성능을 내기 위해서는
Figure PCTKR2012006294-appb-I000047
을 추정하여 보상하는 것이 필요하다.
따라서, CPE 보상부(260)는 상기 ICI가 완화된 심볼 벡터 Z에서
Figure PCTKR2012006294-appb-I000048
을 추정하여 보상한다.
이때, CPE 보상부(260)는 이하의 수학식 17을 근거로 상기 심볼 벡터 Z에서
Figure PCTKR2012006294-appb-I000049
을 추정한다.
수학식 17
Figure PCTKR2012006294-appb-M000017
여기서, k번째 성분 Zk로 부터 위상 잡음의 평균
Figure PCTKR2012006294-appb-I000050
에 대한 추정치
Figure PCTKR2012006294-appb-I000051
를 이하의 수학식 18과 같이 계산할 수 있다.
수학식 18
Figure PCTKR2012006294-appb-M000018
여기서,
Figure PCTKR2012006294-appb-I000052
는 경판정(hard decision) 연산을 나타낸다.
CPE 보상부(260)는
Figure PCTKR2012006294-appb-I000053
로부터 구한 N개의 추정치
Figure PCTKR2012006294-appb-I000054
들을 이하의 수학식 19를 통해 평균화하여
Figure PCTKR2012006294-appb-I000055
를 최종적으로 추정한다.
수학식 19
Figure PCTKR2012006294-appb-M000019
그리고, CPE 보상부(260)는 위상 잡음의 평균에 대한 추정치
Figure PCTKR2012006294-appb-I000056
를 계산한 후에, 단일 탭(one-tap) 등화부(270)를 이용하여 이하의 수학식 20과 같이 전송 성분들을 추정한다.
수학식 20
Figure PCTKR2012006294-appb-M000020
여기서,
Figure PCTKR2012006294-appb-I000057
는 단일 탭 등화부(270)의 출력이고,
Figure PCTKR2012006294-appb-I000058
,
Figure PCTKR2012006294-appb-I000059
은 잡음 성분
Figure PCTKR2012006294-appb-I000060
의 분산이다.
도 6은 본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템 수신 장치의 위상 잡음 완화 과정을 나타낸 흐름도이다.
도 6을 참조하면, 수신 장치(200)는 전송 장치(100)로부터 OFDM 심볼을 수신한다[S110].
수신 장치(200)는 상술한 수학식 3 내지 13의 과정을 이용하여 상기 수신된 심볼의 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정한다[S120].
그리고, 수신 장치(200)는 상술한 수학식 14의 과정에서와 같이, 상기 추정된 평균 차이를 이용하여 상기 심볼에서 발생되는 ICI를 완화시킨다[S130].
그리고, 수신 장치(200)는 상술한 수학식 15 내지 20을 이용하여 상기 ICI가 먼저 완화된 심볼에서 추가로 발생되는 CPE를 추정하여 보상한다[S140].
이상, 본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템 수신 장치의 위상 잡음 완화 알고리즘은 기존처럼 파일럿 심볼을 전혀 이용하지 않는다.
따라서 본 발명에 따른 위상 잡음 완화 알고리즘을 채택한 OFDM 통신 시스템은 파일럿 심볼을 이용하는 기존의 OFDM 통신 시스템에 비해 높은 전송 효율을 가진다.
또한 본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템 수신 장치의 위상 잡음 완화 알고리즘은 위상 잡음으로 인해 발생한 ICI를 먼저 완화하므로 기존 방식에 비해 넓은 범위의 위상 잡음 세기에 대해서 우수한 성능을 가진다.
이상 본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다.
따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다.
본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

Claims (11)

  1. 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하, 'OFDM'이라 명칭함) 통신 시스템의 수신 장치에 있어서,
    상기 OFDM 통신 시스템의 송신 장치로부터 OFDM 심볼을 수신하는 통신부;
    상기 수신되는 심볼의 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하고, 상기 추정된 평균 차이를 이용하여 상기 심볼에서 발생되는 부반송파 간 간섭(Intercarrier Interface; 이하, 'ICI'라 명칭함)을 완화시키는 ICI 완화부; 및
    상기 ICI 완화부에 의해 상기 ICI가 완화된 이후에 상기 심볼에서 발생되는 공통 위상 잡음(Common Phase Error; 이하, 'CPE'라 명칭함)을 추정하여 보상하는 CPE 보상부;를 포함하여 이루어지는 OFDM 통신 시스템의 수신 장치.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 ICI 완화부는, 블라인드(Blind) 방식을 통하여 상기 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 통신 시스템의 수신 장치.
  3. 제1 항에 있어서,
    상기 ICI 완화부는, 상기 부분 블록 별 이산 푸리에(Fourier) 계수와, 채널 계수의 크기 및 전송 성분의 크기 중 적어도 하나를 이용하여 상기 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 통신 시스템의 수신 장치.
  4. 제3 항에 있어서,
    상기 ICI완화부는, 상기 부분 블록 별 이산 푸리에(Fourier) 계수와, 채널 계수의 크기 및 전송 성분의 크기에 최소 자승 알고리즘(Least-squares algorithm)을 적용하여 상기 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 통신 시스템의 수신 장치.
  5. 제1 항에 있어서,
    상기 ICI 완화부는, 상기 추정된 평균 차이에 해당하는 값을 상기 심볼의 부분 블록들에 각각 곱하여 상기 ICI를 완화시키는 것을 특징으로 하는 OFDM 통신 시스템의 수신 장치.
  6. 제1 항에 있어서, 상기 ICI 완화부는,
    상기 수신된 심볼을 상기 부분 블록들로 분할하는 수신 심볼 분할기;
    상기 분할된 부분 블록들의 위상 잡음의 평균을 각각 계산하고, 상기 계산된 각각의 위상 잡음 평균을 토대로 상기 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하는 추정기; 및
    상기 추정기에 의해 추정된 평균 차이에 해당하는 값을 상기 부분 블록들에 각각 곱하여 상기 ICI를 완화시키는 연산기;를 포함하여 이루어지는 OFDM 통신 시스템의 수신 장치.
  7. 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하, 'OFDM'이라 명칭함) 통신 시스템 수신 장치의 위상 잡음 완화 방법에 있어서,
    상기 OFDM 통신 시스템의 송신 장치로부터 OFDM 심볼을 수신하는 단계;
    상기 수신되는 심볼의 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하는 단계;
    상기 추정된 평균 차이를 이용하여 상기 심볼에서 발생되는 부반송파 간 간섭(Intercarrier Interface; 이하, 'ICI'라 명칭함)을 완화시키는 단계; 및
    상기 심볼에 상기 ICI가 완화된 이후에 상기 심볼에서 발생되는 공통 위상 잡음(Common Phase Error; 이하, 'CPE'라 명칭함)을 추정하여 보상하는 단계;를 포함하여 이루어지는 OFDM 통신 시스템 수신 장치의 위상 잡음 완화 방법.
  8. 제7 항에 있어서,
    상기 평균 차이 추정 단계는, 블라인드(Blind) 방식을 통하여 상기 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 통신 시스템 수신 장치의 위상 잡음 완화 방법.
  9. 제7 항에 있어서,
    상기 평균 차이 추정 단계는, 상기 부분 블록 별 이산 푸리에(Fourier) 계수와, 채널 계수의 크기 및 전송 성분의 크기 중 적어도 하나를 이용하여 상기 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 통신 시스템 수신 장치의 위상 잡음 완화 방법.
  10. 제9 항에 있어서,
    상기 평균 차이 추정 단계는, 상기 부분 블록 별 이산 푸리에(Fourier) 계수와, 채널 계수의 크기 및 전송 성분의 크기에 최소 자승 알고리즘(Least-squares algorithm)을 적용하여 상기 부분 블록 별 위상 잡음의 평균 차이를 추정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 통신 시스템 수신 장치의 위상 잡음 완화 방법.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 ICI 완화 단계는, 상기 추정된 평균 차이에 해당하는 값을 상기 심볼의 부분 블록들에 각각 곱하여 상기 ICI를 완화시키는 것을 특징으로 하는 OFDM 통신 시스템 수신 장치의 위상 잡음 완화 방법.
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