JP5775639B2 - Ｏｆｄｍ通信システムの受信装置およびその位相雑音緩和方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信に関するものであって、より詳細には、直交周波数分割多重化（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以下、「ＯＦＤＭ」という）通信システムの位相雑音を緩和する受信装置およびその緩和方法に関するものである。

ＯＦＤＭは、多重経路フェージングに強くて低い具現複雑度を有するため、次世代広帯域通信システムの伝送の標準に多く採用されている。
しかし、ＯＦＤＭ受信機のエラー率（ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ）性能は、周波数オフセット（ｏｆｆｓｅｔ）と、位相雑音によって発生する副搬送波間干渉（Ｉｎｔｅｒｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ、以下、「ＩＣＩ」という）、および共通位相雑音（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｈａｓｅ Ｅｒｒｏｒ、以下、「ＣＰＥ」という）によって劣化しやすいため、このような歪み成分を効果的に補償することが必要である。

位相雑音の影響を緩和するための大部分の受信機は、パイロットシンボルの伝送を要求する。
しかし、このようなパイロットシンボルの伝送は、ＯＦＤＭシステムの伝送効率を低下させる問題を有する。このような問題を解決するために、最近は、パイロットシンボルの伝送を要求しない、つまり、ブラインド方式を利用した位相雑音緩和方式に対する研究が盛んに行われている。

ブラインド方式の位相雑音緩和器を備える受信機に関する最近の成果は、「ＯＦＤＭ ｊｏｉｎｔ ｄａｔａ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ａｎｄ ｐｈａｓｅ ｎｏｉｓｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｃｏｎｓｔａｎｔ ｍｏｄｕｌｕｓ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓ」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、２００９年７月、ｐｐ．２８６４−２８６８の文献で提案されたＣ−ＭＭＳＰＥアルゴリズムである。

Ｃ−ＭＭＳＰＥアルゴリズムは、位相雑音の強度が低い、または低い次数の変調方式を用いる場合、効果的に位相雑音を補償するが、位相雑音の強度が高い、または高い次数の変調方式を用いる場合には、深刻な性能の劣化を示している。
Ｃ−ＭＭＳＰＥアルゴリズムは、ＩＣＩが全く緩和されていない受信シンボルを用いて伝送シンボルを推定し、このシンボル推定値をもって位相雑音を推定する。

この時、ＩＣＩの影響が大きい場合には、シンボル推定値が正確でないため、位相雑音が正確に推定されず、これにより、Ｃ−ＭＭＳＰＥアルゴリズムは性能の劣化を有する問題がある。

本発明の目的は、位相雑音を緩和するために、パイロットシンボルを用いる既存の受信機とは異なり、受信されるＯＦＤＭシンボルから位相雑音を推定および補償することにより、ＯＦＤＭシステムの伝送効率および誤率性能を改善させることができるＯＦＤＭ通信システムの受信装置およびその位相雑音緩和方法を提供することである。

上記の目的を達成するための本発明は、ＯＦＤＭ通信システムの受信装置において、前記ＯＦＤＭ通信システムの送信装置からＯＦＤＭシンボルを受信する通信部と、受信される前記シンボルの部分ブロック別位相雑音の平均差を推定し、推定された該平均差を用いて、前記シンボルで発生する副搬送波間干渉（Ｉｎｔｅｒｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ、以下、「ＩＣＩ」という）を緩和させるＩＣＩ緩和部と、該ＩＣＩ緩和部によって前記ＩＣＩが緩和された後に、前記シンボルで発生する共通位相雑音（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｈａｓｅ Ｅｒｒｏｒ、以下、「ＣＰＥ」という）を推定して補償するＣＰＥ補償部とを備えている。

この時、前記ＩＣＩ緩和部が、ブラインド（Ｂｌｉｎｄ）方式により、前記部分ブロック別位相雑音の平均差を推定することができる。
また、前記ＩＣＩ緩和部が、部分ブロック別離散フーリエ（Ｆｏｕｒｉｅｒ）係数、チャネル係数の大きさおよび伝送成分の大きさのうちの少なくとも１つを用いて、前記部分ブロック別位相雑音の平均差を推定することができる。この時、前記ＩＣＩ緩和部が、前記部分ブロック別離散フーリエ（Ｆｏｕｒｉｅｒ）係数、チャネル係数の大きさおよび伝送成分の大きさに最小二乗アルゴリズム（Ｌｅａｓｔ−ｓｑｕａｒｅｓ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）を適用して、前記部分ブロック別位相雑音の平均差を推定することができる。

また、前記ＩＣＩ緩和部が、推定された前記平均差に相当する値を前記シンボルの部分ブロックにそれぞれ乗算して、前記ＩＣＩを緩和させることができる。
上記のようなＩＣＩ緩和部が、受信された前記シンボルを部分ブロックに分割する受信シンボル分割器と、分割された前記部分ブロックの位相雑音の平均をそれぞれ計算し、計算されたそれぞれの該位相雑音の平均に基づいて、前記部分ブロック別位相雑音の平均差を推定する推定器と、該推定器によって推定された前記平均差に相当する値を前記部分ブロックにそれぞれ乗算して、前記ＩＣＩを緩和させる演算器とを備えている。

また、本発明は、ＯＦＤＭ通信システムの受信装置の位相雑音緩和方法において、前記ＯＦＤＭ通信システムの送信装置からＯＦＤＭシンボルを受信するステップと、受信される前記シンボルの部分ブロック別位相雑音の平均差を推定するステップと、推定された前記平均差を用いて、前記シンボルで発生する副搬送波間干渉（Ｉｎｔｅｒｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ、以下、「ＩＣＩ」という）を緩和させるステップと、前記シンボルに前記ＩＣＩが緩和された後に、前記シンボルで発生する共通位相雑音（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｈａｓｅ Ｅｒｒｏｒ、以下、「ＣＰＥ」という）を推定して補償するステップとを含んでなる。

本発明に係るＯＦＤＭ通信システムの受信装置およびその位相雑音緩和方法は、既存のパイロットシンボルを全く用いないため、システムの伝送効率を大きく改善することができる。また、本発明は、副搬送波間干渉（ＩＣＩ）を先に除去した後に共通位相雑音（ＣＰＥ）を補償するため、システムの性能を大きく改善することもできる。

本発明に係るＯＦＤＭ通信システムを示す図である。 本発明に係るＯＦＤＭ通信システムの受信装置を示す図である。 本発明に係るＯＦＤＭ通信システムで発生する位相雑音と、数式６にある部分ブロック別位相雑音の平均の例を示す図である。 本発明に係るＩＣＩ緩和部を示す図である。 シンボルにＩＣＩが緩和された後に発生する残留位相雑音を示す図である。 本発明に係るＯＦＤＭ通信システムの受信装置の位相雑音緩和過程を示すフローチャートである。

上述した目的、特徴および利点は、添付した図面に関する以下の詳細な説明によってより明らかになる。以下、添付した図面を参照して、本発明に係る好ましい実施形態を詳細に説明する。
図１は、本実施形態に係るＯＦＤＭ通信システムを示す図である。
図１を参照すれば、ＯＦＤＭ通信システムは、情報を含むＯＦＤＭシンボルを伝送する送信装置１００と、該送信装置１００から伝送されたＯＦＤＭシンボルを受信する受信装置２００とを備えている。

一例として、受信装置２００は携帯端末であればよく、送信装置１００は、携帯端末にＯＦＤＭシンボルを伝送する基地局、放送局などであればよい。
また、携帯端末には、携帯電話、スマートフォン（ｓｍａｒｔ ｐｈｏｎｅ）、ノートパソコンコンピュータ（ｌａｐｔｏｐ ｃｏｍｐｕｔｅｒ）、デジタル放送用端末、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔｓ）、ＰＭＰ（Ｐｏｒｔａｂｌｅ Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ Ｐｌａｙｅｒ）、ナビゲーションなどが含まれる。

また、受信装置２００は、デジタルテレビ、デスクトップコンピュータなどのような固定型端末であってもよい。
一方、送信装置１００は、離散フーリエ逆変換部（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｕｎｉｔ、以下、「ＩＤＦＴ」という）１１０と、循環前置挿入部（Ｃｙｃｌｅ Ｐｒｅｆｉｘ ｕｎｉｔ、以下、「ＣＰ」という）１２０と、通信部１３０とを備えている。

このとき、本実施形態に係る送信装置１００は、位相雑音推定のためのパイロットシンボルを伝送しない。
つまり、１つのＯＦＤＭ通信システムに含まれる副搬送波の個数はＮである。この時、ｋ番目の副搬送波を介して伝送される成分をＸ_ｋとすれば、伝送する情報語シンボルベクトルＸは、以下の数式１の通りである。

ここで［・］^Ｔは、転置（ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）演算を示す。

ＩＤＦＴ１１０は、情報語シンボルベクトルＸが正規化されるように、Ｎ−ｐｏｉｎｔ離散フーリエ逆変換し、逆変換によって情報語シンボルベクトルＸを時間領域情報語シンボルベクトル

に変換する。
そして、ＩＤＦＴ１１０は、逆変換された情報語シンボルベクトルｘをＣＰ１２０に出力する。

ＣＰ１２０は、ＩＤＦＴ１１０から入力された情報語シンボルベクトルｘにＣＰを追加し、通信部１３０に出力する。
通信部１３０は、ＣＰ１２０から入力された情報語シンボルベクトルｘを、受信装置２００と約束された伝送チャネルを介して受信装置２００に伝送する。

この時、受信装置２００が送信装置１００からシンボルベクトルｘを受信する時、受信されるシンボルベクトルｘに位相雑音および／または白色ガウス雑音（ａｄｄｉｔｉｖｅ ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｎｏｉｓｅ、ＡＷＧＮ）が発生することがある。
以下、図２を参照して、本実施形態に係る受信装置２００の構成について詳細に説明する。
図２は、本実施形態に係るＯＦＤＭ通信システムの受信装置を示す図である。

図２を参照すれば、受信装置２００は、通信部２１０と、循環前置除去部２２０と、第１および第２離散フーリエ変換部２３０，２５０と、副搬送波間干渉（Ｉｎｔｅｒｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ、以下、「ＩＣＩ」という）緩和部２４０と、共通位相雑音（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｈａｓｅ Ｅｒｒｏｒ、以下、「ＣＰＥ」という）補償部２６０と、単一タップ等化部２７０とを備えている。

このとき、本実施形態に係る受信装置２００は、必要によって、前述した構成要素以外のもの（例えば、受信装置が携帯端末の場合、ディスプレイ部、入力部、スピーカなど）が備えられていればよいが、前述した構成要素以外のものは、本発明に直接的な関連性があるわけではないので、説明の明瞭化のためにこれに関する詳細な説明は以下省略する。

本実施形態に係る受信装置２００は、送信装置１００から受信されるシンボルの離散フーリエ係数、送信装置１００とのチャネル係数の大きさおよび伝送成分の大きさを用いて、受信されたシンボルで発生する位相雑音の平均をシンボルの部分ブロック別にブラインド方式により推定し、これを用いて、位相雑音によって発生したＩＣＩを先に緩和する。

そして、受信装置２００は、ＩＣＩが先に緩和されたシンボルで追加的に発生するＣＰＥを再び推定して補償することにより、位相雑音を補償するための既存の受信装置とは異なり、パイロットシンボルを用いることなく、位相雑音を推定および補償することにより、ＯＦＤＭ通信システムの伝送効率を改善することができる。

また、本実施形態に係る受信装置２００は、受信されたシンボルで位相雑音によって発生したＩＣＩを先に緩和させることにより、ＯＦＤＭ通信システムのエラー率を大きく減少させることもできる。
以下、本実施形態に係る受信装置２００の構成要素について詳細に説明する。
通信部２１０は、送信装置１００と約束されたチャネルを介して、送信装置１００から伝送されるシンボルを受信する。

循環前置除去部２２０は、受信されたシンボル内からＣＰを削除する。この時、循環前置除去部２２０によってＣＰが削除されたシンボルのベクトルを

として定義すると、シンボルのベクトルｙのｉ番目の受信成分ｙ_ｉは、以下の数式２のように表される。

ここで、φ_ｉは、ｉ番目の受信成分区間で発生した位相雑音であり、〈・〉_Ｎは、モジュロ−Ｎ演算を意味する。
また、係数ｗ_ｉは、平均が０で、分散が

のガウス確率変数であって、白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を示す。
さらに、係数

は、長さがＬの等価離散時間領域のチャネルインパルス応答（ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｄｉｓｃｒｅｔｅ−ｔｉｍｅ ｃｈａｎｎｅｌ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）である。

このとき、チャネルインパルス応答は、１つのシンボルが伝送されている間に固定されており、受信機に正確に知られていると仮定する。
第１離散フーリエ変換部２３０は、正規化されたＮ−ｐｏｉｎｔ離散フーリエ変換（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、以下、「ＤＦＴ」という）により、ＣＰが削除されたシンボルベクトルｙの周波数領域シンボルベクトル

を求める。

このとき、ｋ番目の成分、つまり、ｋ番目の副搬送波から受信された成分、Ｙ_ｋは、以下の数式３のように表される。

ここで、Ｈ_ｋは、ｋ番目の副搬送波が経験する周波数領域チャネル係数で、以下の数式４の通りである。

ここで、因数Ｊ_ｋは、位相雑音によって発生する歪み成分

の周波数領域成分であって、以下の数式５のように表される。

ここで、Ｗ_ｋは、雑音

のｋ番目のＤＦＴ係数であって、周波数領域で現れる雑音成分である。
このとき、数式３の１番目の項にある因数Ｊ_０が、受信されたシンボルで発生したＣＰＥに相当し、数式３の２番目の項が、受信されたシンボルで発生したＩＣＩに相当する。

したがって、発生したＣＰＥおよびＩＣＩによって受信シンボルの成分が歪むため、これらを補償することが必要である。
これにより、ＩＣＩ緩和部２４０は、受信されたシンボルを、大きさがＳの多数の部分ブロックに分割する。つまり、分割された部分ブロックの個数Ｎ_Ｂ（＝Ｎ／Ｓ）として定義することができる。

このとき、ｑ番目の部分ブロック内に含まれた受信シンボルベクトルは、

として定義することができる。

このとき、受信ベクトルｙ_ｑ内で発生した位相雑音

の平均を

とすれば、位相雑音の平均

は、以下の数式６のように表される。

図３は、本実施形態に係るＯＦＤＭ通信システムで発生する位相雑音と、数式６にある部分ブロック別位相雑音の平均の例を示す図である。
このとき、ｑ番目の部分ブロックで発生した位相雑音の平均

および０番目の部分ブロックで発生した位相雑音の平均

の差を

として定義すると、これを用いて、位相雑音の平均差ベクトルｄを、以下の数式７のように定義することができる。

つまり、ＩＣＩ緩和部２４０は、ｑ番目の部分ブロックベクトルｙ_ｑに０を付け加えて（ｚｅｒｏ ｐａｄｄｉｎｇ、ＺＰ）、
長さがＮのシンボルベクトル

を構成する。

そして、ＩＣＩ緩和部２４０は、シンボルベクトル

の正規化されたＮ−ｐｏｉｎｔ ＤＦＴ係数である

を、以下の数式８のように計算する。

このとき、ＩＣＩ緩和部２４０は、送信装置１００の伝送成分のエネルギ

を予め類推して知ることができる。

一例として、位相偏移（Ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）変調方式のようにすべての成分のエネルギが同一の信号星座を用いる場合には、受信装置２００で伝送成分のエネルギを直ちに知ることができる。
また、直交振幅変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）のようにすべての成分のエネルギが同一でない場合には、等化器およびエネルギ推定器などを用いて伝送成分のエネルギを推定することができる。

このとき、部分ブロックシンボルベクトルに対するＤＦＴ係数

と、周波数領域のチャネル係数

と、伝送成分のエネルギ

と、位相雑音の平均差ベクトルｄとに対して、以下の数式９のような関係式を誘導することができる。

ここで、

は、長さＮのベクトルであり、ｋ番目の成分は、以下の数式１０の通りである。

このとき、

は、以下の数式１１のように表される。

数式９にあるＡは、大きさがＮ×（Ｎ_Ｂ−１）の実数行列であり、ｍ番目の行とｎ番目の列の成分Ａ_ｍ，ｎは、以下の数式１２のように与えられる。

このとき、最小二乗アルゴリズム（ｌｅａｓｔ−ｓｑｕａｒｅｓ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）を用いて、平均差ベクトルの推定値

を、以下の数式１３のように求める。

つまり、ＩＣＩ緩和部２４０は、平均差ベクトルの推定値である

を用いて、受信されたシンボルで位相雑音によって発生したＩＣＩを緩和させる。

図４は、本発明の一実施形態に係るＩＣＩ緩和部を示す図である。
図４を参照すれば、ＩＣＩ緩和部２４０は、上述のように、受信されたシンボルを大きさがＳの多数の部分ブロックに分割する受信シンボル分割器２４１と、分割された部分ブロック別位相雑音の平均をそれぞれ計算し、計算されたそれぞれの位相雑音の平均に基づいて、部分ブロック別位相雑音の平均差を推定する推定器２４２と、推定器２４２によって推定された平均差に相当する値を部分ブロックの成分にそれぞれ乗算して、ＩＣＩを緩和させる演算器２４３と、ＩＣＩが緩和された部分ブロックを並列から直列に変換して出力する並列−直列変換器２４４とを備えている。

つまり、演算器２４３は、部分ブロックのＩＣＩを緩和させるために、以下の数式１４のように、１番目の部分ブロックからＮ_Ｂ−１番目の部分ブロック内に属する受信成分に

を乗算する。

ここで、ｚ_ｉは、ＩＣＩが緩和された受信成分を示す。

数式１４の過程によって位相雑音が完璧に除去されないため、

は、依然として位相雑音を有することができる。
この位相雑音を残留（ｒｅｓｉｄｕａｌ）位相雑音

とする。
図５は、受信装置２００で受信したシンボルに位相雑音が図３のように与えられた時、シンボル内の部分ブロック別位相雑音の平均差ベクトルｄを正確に推定し、数式１４にある過程を適用した時に、ｚ_ｉが有する残留位相雑音を例として示したものである。

図５を参照すれば、残留位相雑音の変化が既存の位相雑音の変化に比べて非常に小さくなったことが分かる。
この時、ＩＣＩの強度は、位相雑音の変化の程度に比例することが知られている。
したがって、数式１４の過程を行った後に、位相雑音の変化の減少はＩＣＩが大きく緩和できることを示している。

そして、ＩＣＩ緩和部２４０の推定器２４２がシンボル内の部分ブロック別位相雑音の平均差ベクトルｄを正確に推定した時、シンボル内に残留位相雑音

の平均が０番目の部分ブロック内に発生した既存の位相雑音

の平均

になることを容易に確認することができる。
しかし、残留位相雑音の変化が非常に小さくなってＩＣＩが多く緩和されたが、残留位相雑音の平均によってＣＰＥ歪みが発生して性能を劣化させることがあるため、これを補償することが追加的に必要である。

以下、ＩＣＩが緩和されたシンボルで追加的にＣＰＥを推定して補償する過程について説明する。
上述した、数式１〜１４の過程およびＩＣＩ緩和部２４０によってＩＣＩが緩和されたシンボルは、第２離散フーリエ変換部２５０に入力され、第２離散フーリエ変換部２５０によって正規化されたＮ−ｐｏｉｎｔ ＤＦＴ変換され、ＣＰＥ補償部２６０に出力される。

つまり、ＩＣＩが緩和されたシンボルベクトル

は、正規化されたＮ−ｐｏｉｎｔ ＤＦＴによって周波数領域のシンボルベクトル

に変換される。この時、シンボルベクトルＺのｋ番目の成分

は、以下の数式１５のように表される。

ここで、

は、ＩＣＩが緩和されたシンボルベクトルｚが有する残留位相雑音歪み

によって発生したＣＰＥで、以下の数式１６のように表される。

ここで、Ｄ_ｋは、残留位相雑音によって発生するＩＣＩであり、

は、Ｚ_ｋが経験する加算雑音成分である。
この時、残留位相雑音の変化が非常に小さい場合、ＩＣＩを無視することもできる。
受信装置２００が優れた性能を発揮するためには、

を推定して補償することが必要である。

したがって、ＣＰＥ補償部２６０は、ＩＣＩが緩和されたシンボルベクトルＺから

を推定して補償する。
この時、ＣＰＥ補償部２６０は、以下の数式１７に基づいて、シンボルベクトルＺから

を推定する。

ここで、ｋ番目の成分Ｚ_ｋから位相雑音の平均

に対する推定値

を、以下の数式１８のように計算することができる。

ここで、μ［・］は、硬判定（ｈａｒｄ ｄｅｃｉｓｉｏｎ）演算を示す。

ＣＰＥ補償部２６０は、

から求めたＮ個の推定値

を、以下の数式１９により平均化して

を最終的に推定する。

そして、ＣＰＥ補償部２６０は、位相雑音の平均に対する推定値

を計算した後に、単一タップ（ｏｎｅ−ｔａｐ）等化部２７０を用いて、以下の数式２０のように伝送成分を推定する。

ここで、

は、単一タップ等化部２７０の出力であり、

、

は、雑音成分

の分散である。

図６は、本実施形態に係るＯＦＤＭ通信システムの受信装置の位相雑音緩和過程を示すフローチャートである。
図６を参照すれば、受信装置２００は、送信装置１００からＯＦＤＭシンボルを受信する［Ｓ１１０］。

受信装置２００は、上述した数式３〜１３の過程を用いて、受信されたシンボルの部分ブロック別位相雑音の平均差を推定する［Ｓ１２０］。
そして、受信装置２００は、上述した数式１４の過程のように、推定された平均差を用いて、シンボルで発生するＩＣＩを緩和させる［Ｓ１３０］。
そして、受信装置２００は、上述した数式１５〜２０を用いて、ＩＣＩが先に緩和されたシンボルで追加的に発生するＣＰＥを推定して補償する［Ｓ１４０］。

以上、本実施形態に係るＯＦＤＭ通信システムの受信装置の位相雑音緩和アルゴリズムは、既存のようにパイロットシンボルを全く用いない。
したがって、本実施形態に係る位相雑音緩和アルゴリズムを採用したＯＦＤＭ通信システムは、パイロットシンボルを用いる既存のＯＦＤＭ通信システムに比べて高い伝送効率を有する。

また、本実施形態に係るＯＦＤＭ通信システムの受信装置の位相雑音緩和アルゴリズムは、位相雑音によって発生したＩＣＩを先に緩和するため、既存の方式に比べて広い範囲の位相雑音の強度に対して優れた性能を有する。

以上、本発明は、本発明の意図および必須の特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態で具体化できることは当業者にとって自明である。
したがって、上記の詳細な説明は、すべての面で制限的に解釈されるものではなく、例示的なものとして考慮されるべきである。
本発明の範囲は、本発明の等価的な範囲内におけるすべての変更が本発明の範囲に属するように、添付した請求項の合理的な解釈によって決定されるべきである。

Claims (9)

1. 直交周波数分割多重化（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以下、「ＯＦＤＭ」という）通信システムの受信装置において、
   前記ＯＦＤＭ通信システムの送信装置からＯＦＤＭシンボルを受信する通信部と、
   受信される前記シンボルの部分ブロック別位相雑音の平均差をブラインド方式により推定し、推定された該平均差を用いて、前記シンボルで発生する副搬送波間干渉（Ｉｎｔｅｒｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ、以下、「ＩＣＩ」という）を緩和させるＩＣＩ緩和部と、
   該ＩＣＩ緩和部によって前記ＩＣＩが緩和された後に、前記シンボルで発生する共通位相雑音（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｈａｓｅ Ｅｒｒｏｒ、以下、「ＣＰＥ」という）を推定して補償するＣＰＥ補償部とを備えるＯＦＤＭ通信システムの受信装置。
2. 前記ＩＣＩ緩和部が、部分ブロック別離散フーリエ（Ｆｏｕｒｉｅｒ）係数、チャネル係数の大きさおよび伝送成分の大きさのうちの少なくとも１つを用いて、前記部分ブロック別位相雑音の平均差を推定する請求項１に記載のＯＦＤＭ通信システムの受信装置。
3. 前記ＩＣＩ緩和部が、前記部分ブロック別離散フーリエ（Ｆｏｕｒｉｅｒ）係数、チャネル係数の大きさおよび伝送成分の大きさに最小二乗アルゴリズム （Ｌｅａｓｔ−ｓｑｕａｒｅｓ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）を適用して、前記部分ブロック別位相雑音の平均差を推定する請求項２に記載のＯＦＤＭ通信システムの受信装置。
4. 前記ＩＣＩ緩和部が、推定された前記平均差に相当する値を前記シンボルの部分ブロックにそれぞれ乗算して、前記ＩＣＩを緩和させる請求項１に記載のＯＦＤＭ通信システムの受信装置。
5. 前記ＩＣＩ緩和部が、
   受信された前記シンボルを部分ブロックに分割する受信シンボル分割器と、
   分割された前記部分ブロックの位相雑音の平均をそれぞれ計算し、計算されたそれぞれの該位相雑音の平均に基づいて、前記部分ブロック別位相雑音の平均差を推定する推定器と、
   該推定器によって推定された前記平均差に相当する値を前記部分ブロックにそれぞれ乗算して、前記ＩＣＩを緩和させる演算器とを備える請求項１に記載のＯＦＤＭ通信システムの受信装置。
6. 直交周波数分割多重化（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以下、「ＯＦＤＭ」という）通信システムの受信装置の位相雑音緩和方法において、
   前記ＯＦＤＭ通信システムの送信装置からＯＦＤＭシンボルを受信するステップと、
   受信される前記シンボルの部分ブロック別位相雑音の平均差をブラインド方式により推定するステップと、
   推定された前記平均差を用いて、前記シンボルで発生する副搬送波間干渉（Ｉｎｔｅｒｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ、以下、「ＩＣＩ」という）を緩和させるステップと、
   前記シンボルに前記ＩＣＩが緩和された後に、前記シンボルで発生する共通位相雑音（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｈａｓｅ Ｅｒｒｏｒ、以下、「ＣＰＥ」という）を推定して補償するステップとを含むＯＦＤＭ通信システムの受信装置の位相雑音緩和方法。
7. 前記平均差推定ステップが、部分ブロック別離散フーリエ（Ｆｏｕｒｉｅｒ）係数、チャネル係数の大きさおよび伝送成分の大きさのうちの少なくとも１つを用いて、前記部分ブロック別位相雑音の平均差を推定する請求項６に記載のＯＦＤＭ通信システムの受信装置の位相雑音緩和方法。
8. 前記平均差推定ステップが、前記部分ブロック別離散フーリエ（Ｆｏｕｒｉｅｒ）係数、チャネル係数の大きさおよび伝送成分の大きさに最小二乗アルゴリズム（Ｌｅａｓｔ−ｓｑｕａｒｅｓ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）を適用して、前記部分ブロック別位相雑音の平均差を推定する請求項７に記載のＯＦＤＭ通信システムの受信装置の位相雑音緩和方法。
9. 前記ＩＣＩ緩和ステップが、推定された前記平均差に相当する値を前記シンボルの部分ブロックにそれぞれ乗算して、前記ＩＣＩを緩和させる請求項６に記載のＯＦＤＭ通信システムの受信装置の位相雑音緩和方法。

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