JP2007060106A - Ｍｉｍｏ−ｏｆｄｍ通信システムにおけるｉｑインバランス補償方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ハードウェアの不完全性によるＩＱインバランスを補償できるようにしたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法を提供する。
【解決手段】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムに適用され、送信器受信器の双方に含まれるハードウェアの不完全性が引き起こすＩＱインバランスを補償するためのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法であって、送信器側で、ＩＱインバランスの影響を含んだチャネル応答を推定可能なトレーニング信号を送信するステップと、受信器側で、送信されたトレーニング信号に基づいて、ＩＱインバランスの影響を含んだ拡張チャネル行列を推定するステップと、推定された拡張チャネル行列に基づいて、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの受信処理方法で受信処理を行うことによって、ＩＱインバランスの補償を実現するステップとを有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、送信器受信器の双方に含まれるハードウェアの不完全性が引き起こすＩＱインバランスを補償するためのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法に関する。

近年、無線通信において周波数利用効率を高めることができるＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）通信システムは盛んに研究されており、その最大の魅力は誤り率低減と伝送容量の増加にある。特に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Multi Input Multi Output−Orthogonal Frequency Division Multiplexing）通信システムは、次世代の大容量無線通信システムとして、最も注目を浴びている通信方式である。

しかし、このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおいては、通信方式や信号処理方式などに関する研究が殆どであり、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送受信機に関する研究が少ないことが現状である。

特に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの特性を劣化させる要因として、ＲＦ系ハードウェアの不完全性が挙げられ、具体的には、ＩＱインバランス、チャネル間偏差、位相ノイズ等が挙げられる。ＩＱインバランス（Ｉ／Ｑ Imbalance:In-phase and Quadrature Imbalance）とは、直交変復調器のＩ／Ｑチャネルのゲインアンバランスと、直交性誤差により引き起こされるＩ／Ｑチャネルの干渉である。
ワイ.ラムルト(Y.lamurto)・エム.トミー(M.Tommi)共著,「フリクエンシ ドメイン ＩＱインバランス コレクション スキーム フォー ＯＦＤＭ システムズ(Frequency Domain IQ Imbalance Correction Scheme for OFDM Systems)」,イン プロク. ＩＥＥＥ ワイヤレス コミューニケイションズ アンド ネットワーキング コンファレンス(in Proc. IEEE Wireless Communications and Networking Conference),p.16-20,2003年3月 ブイ.ケイ.ピー.マ(V.K.P.Ma)・ワイ.ラムルト(Y.lamurto)共著,「アナリシス オフ ＩＱ インバランス オン イニシャル フリクエンシ オフセット エスティメイション イン ダイレクト ダウンコンバージョン レシーバーズ(Analysis of IQ imbalance on initialfrequency offset estimation in direct downconversionreceivers)」,イン プロク. サード ワークショップ オン シグナル プロク. アドバンス イン ワイヤレス コミューニケイション(in Proc. Third Workshop on Signal Proc.Advances in Wireless Communication),p.158-161,2001年3月 エイ.ベイア(A.Baier)著,「クワッドラチュア ミキサ インバランス イン デジタル ＴＤＭＡ モバイル ラジオ レシーバーズ(Quadraturemixer imbalances in digital TDMA mobile radio receivers)」,イン プロク. インターナショナル チューリッヒ セミナ オン デジタル コミューニケイションズ, エレクトロニック サーキットズ アンド システムズ フォー コミューニケイションズ(in Proc. International Zurich Seminaron Digital Communications, Electronic Circuits and Systems forCommunications),p.147-162,1990年3月 シー.エル.リュー(C.L.Liu)著,「インパクトズ オフ Ｉ／Ｑ インバランス オン ＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ−ＱＡＭ デテクション(Impactsof I/Q imbalance on QPSK-OFDM-QAM detection)」,ＩＥＥＥ トランス. オン コンシューマー エレクトロニクス(IEEETrans. on Consumer Electronics),第44巻,第3号,p.984-989,1998年8月 鎌田裕之・阪口啓・荒木純道共著,「ＲＦ系の不完全性によるＭＩＭＯ通信システムの特性劣化に関する検討」,信学ソ大,B-5-26,2004年9月 阪口啓・ティンシーホー・荒木純道共著,「ＭＩＭＯ固有モード通信システムの構築と測定実験結果」,信学論(Ｂ),第J87-B巻,第9号,p.1454-1466.2004年9月 エイチ.シャフィー(H.Shafiee)・エス.フォウラデファァド(S.Fouladifard)共著,「キャリブレイション オフ ＩＱ インバランス イン ＯＦＤＭ トランシーバーズ(Calibration of IQ imbalance in OFDMtransceivers)」,プロク. ２００３ ＩＣＣ(proc. 2003 ICC),第3巻,p.2081-2085,2003年5月 チーアン リン(Jian Lin)・イー.ツイ(E.Tsui)共著,「ジョイント アダプティブ トランスミッター／レシーバー ＩＱ インバランス コレクション フォー ＯＦＤＭ システムズ(Joint adaptive transmitter/receiver IQimbalance correction for OFDM systems)」,プロク. ２００４ ＩＥＥＥ ＰＩＭＲＣ(proc. 2004 IEEEPIMRC),第2巻,p.1511-1516,2004年9月

これまでに、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、例えば、非特許文献１〜非特許文献４に示されているように、ＩＱインバランスの影響により、上下側波帯サブキャリア間の干渉が発生し特性が劣化するという問題があった。また、例えば、非特許文献５、非特許文献６に示されるように、ＭＩＭＯ通信システムでは、ＩＱインバランスによりストリーム間の干渉が発生し特性が大きく劣化するという問題がある。

よって、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムでは、ＩＱインバランスの影響によるストリーム間干渉と上下側波帯のサブキャリア間干渉が同時に発生し、特性が著しく劣化するという問題が生じてしまう。

しかし、ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランスの補償法については、例えば、非特許文献７に示されるようなパイロット信号を用いて推定・補償する方法や、非特許文献８に示されるようなＩＱインバランス等価器を挿入する方法など、様々な方法が提案されているが、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムについて、ハードウェアの不完全性が引き起こすＩＱインバランスを補償するための補償方法は、研究されていない。

本発明は、上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの特性を最大限に生かすために、送信器受信器の双方に含まれるハードウェアの不完全性が引き起こすＩＱインバランスを補償できるようにしたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法を提供することにある。

本発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムに適用され、送信器受信器の双方に含まれるハードウェアの不完全性が引き起こすＩＱインバランスを補償するためのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法に関し、本発明の上記目的は、前記送信器側で、前記ＩＱインバランスの影響を含んだチャネル応答を推定可能なトレーニング信号を送信する第１のステップと、前記受信器側で、送信された前記トレーニング信号に基づいて、前記ＩＱインバランスの影響を含んだ拡張チャネル行列を推定する第２のステップと、前記第２のステップで推定された拡張チャネル行列に基づいて、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの受信処理方法で受信処理を行うことによって、前記ＩＱインバランスの補償を実現する第３のステップとを有することにより、或いは、前記トレーニング信号として、下記の数式で表す直交アダマール行列を用い、

ただし、

はＯＦＤＭのためのトレーニング信号行列で、

はＭＩＭＯのためのトレーニング信号行列で、

はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのためのトレーニング信号行列であり、

はクロネッカ積であり、また、hadamard(４)は、４次の直交アダマール行列を表し、hadamard(ｍ_ｔ)は、ｍ_ｔ次の直交アダマール行列を表し、前記拡張チャネル行列は、次の数式によって推定され、

ただし、

は

に対応する受信信号行列で、

は

の一般逆行列であることにより、或いは、前記受信処理方法として、ＺＦといった受信処理方法を用い、前記拡張チャネル行列を用いたＺＦ受信処理では、次の数式に基づいて受信処理を行い、

ただし、

は

の一般逆行列であり、

は送信信号の推定値であることにより、或いは、前記受信処理方法として、ＭＬＤといった受信処理方法を用い、前記拡張チャネル行列を用いたＭＬＤ受信処理では、次の数式に基づいて受信処理を行い、

ただし、

は前記拡張チャネル行列であり、

は送信信号の推定値であることによって効果的に達成される。

また、本発明の上記目的は、前記送信器側で、時間軸において前記ＩＱインバランスの影響を含んだチャネル応答を推定可能なトレーニング信号を送信するステップ１と、前記受信器側で、送信された前記トレーニング信号に基づいて、前記時間軸上のチャネルを推定するステップ２と、前記時間軸上のチャネル応答から周波数軸上の拡張チャネル行列へ変換するステップ３と、前記ステップ３で変換された拡張チャネル行列に基づいて、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの受信処理方法で受信処理を行うことによって、前記ＩＱインバランスの補償を実現するステップ４とを有することにより、或いは、前記トレーニング信号は、（イ）ＩＱチャネル間の直交性、（ロ）ストリーム間の直交性、（ハ）推定誤差の小さな系列、といった３つの条件を満たすことにより、或いは、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの送信アンテナ本数はｍ_ｔで、ＯＦＤＭシンボルに含まれる総サブキャリア数がＬ_ｓの場合、前記トレーニング信号は次の数式によって定義され、

ただし、hadamard(ｍ_ｔ)は、ｍ_ｔ次の直交アダマール行列を表し、

は、前記トレーニング信号を用いてチャネル推定を行ったときの推定誤差が小さくなる系列を適用することによってより一層効果的に達成される。

本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムに適用すれば、送信器受信器の双方に含まれるハードウェアの不完全性によるＩＱインバランスの影響を完全に取り除くことができ、誤り率特性をはじめとするＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの特性を大幅に改善することができるという優れた効果を奏する。

以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。

本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの特性を最大限に生かすために、ハードウェアの不完全性が引き起こすＩＱインバランスを補償できるようにした補償方法である。

より詳細に説明すると、本発明の着眼点として、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、送信器受信器の双方に含まれるハードウェアの不完全性によるＩＱインバランスの影響を完全に取り除くために、先ず、トレーニング信号の構成を提案し、そして、提案されたトレーニング信号に基づいて、ＩＱインバランス補償を実現する補償アルゴリズム（補償方法）を提案する。

＜実施例１＞周波数軸推定に基づく本発明の実施例
まず、周波数軸推定に基づく本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法（以下、単に、周波数軸推定に基づく本発明の実施例、或いは、本発明（周波数軸推定）とも称する）について説明する。

図１は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、本発明（周波数軸推定）を適用した受信器の構成を示すブロック図である。

図１に示されるように、本発明（周波数軸推定）を適用した受信器は、ＩＱインバランスの影響を含んだ拡張チャネル行列を推定する「拡張チャネル行列推定器」と、ＩＱインバランスの影響を考慮に入れた復調を実現する「拡張受信処理器（つまり、拡張ＭＩＭＯ処理器）」とを備えている。

ここで、本発明を適用する「送受信器のＩＱインバランスの影響を考慮に入れたｍ_ｔ×ｍ_ｒＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システム」のモデル（以下、単にＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムモデル、或いは、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムとも称する）を図２に示す。

本発明（周波数軸推定）では、図２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムモデルにおける入力信号と出力信号が、下記数１のように書き表されることを利用して、ＩＱインバランスの補償を実現するようにしている。

ここで、

は第±ｋサブキャリアのＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈを独立に表現した送信信号ベクトルで、

は第±ｋサブキャリアのＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈを独立に表現した受信信号ベクトルで、

はＩＱインバランスの影響を含んだ第±ｋサブキャリアの拡張チャネル行列である。以下、この

を単に「拡張チャネル行列」とも称する。また、

は第±ｋサブキャリアにおける加法性雑音ベクトルである。

本発明では、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、拡張チャネル行列

を学習することにより、ＩＱインバランスの補償を行うようにしている。

以下、本発明において、ＩＱインバランスの影響を含んだチャネル応答を推定可能なトレーニング信号、拡張チャネル行列の推定方法と、拡張チャネル行列を用いた受信処理を詳細に説明する。

まず、本発明では、拡張チャネル行列

の次元は４ｍ_ｒ×４ｍ_ｔであるため、この拡張チャネル行列を学習するためには、少なくとも階数４ｍ_ｔのトレーニング信号を用いる必要がある。例えば、下記数２、数３及び数４に示すように、直交アダマール行列をトレーニング信号として用いることで、拡張チャネル行列を学習することができる。

ただし、

はＯＦＤＭのためのトレーニング信号行列で、

はＭＩＭＯのためのトレーニング信号行列で、

はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのためのトレーニング信号行列であり、

はクロネッカ積である。また、hadamard(４)は、４次の直交アダマール行列を表し、hadamard(ｍ_ｔ)は、ｍ_ｔ次の直交アダマール行列を表す。

次に、拡張チャネル行列

の推定方法について述べる。

に対応する受信信号行列を

とすると、下記数５により、拡張チャネル行列を最小二乗法で推定することができる。

ただし、

は

の一般逆行列である。

最後に、拡張チャネル行列を用いた受信処理について説明する。

本発明では、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの受信処理方法（例えば、ＺＦ、ＭＭＳＥ、ＭＬＤ等の受信処理手法）を各受信器の第±ｋサブキャリアの信号について拡張チャネル行列を用いて行うことで、ＩＱインバランスの補償を実現するようにしている。

ここでは、具体例として、本発明において、ＺＦとＭＬＤといった受信処理方法を用いた拡張受信処理を示す。

先ず、拡張チャネル行列

を用いたＺＦ受信処理は、下記数６で表すことができる。

ここで、

は

の一般逆行列である。

つまり、拡張チャネル行列を用いたＺＦ受信処理では、拡張チャネル行列を用いて一般逆行列演算を行うことで、送信信号

の推定を行うことができる。

次に、拡張チャネル行列

を用いたＭＬＤ受信処理は、下記数７で表すことができる。

つまり、拡張チャネル行列を用いたＭＬＤ受信処理では、拡張チャネル行列を用いて２×ｍ_ｔ個の送信信号に対するレプリカ信号を生成し、尤度情報を元に送信信号

の推定を行うことができる。

以上をまとめると、本発明（周波数軸推定）を適用したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムでは、下記のステップ１、ステップ２、ステップ３に沿って、ＩＱインバランスを補償して受信処理を行うようにしている。
ステップ１：
送信器側で、本発明で提案した「トレーニング信号」を送信する。好適に、トレーニング信号として、数２、数３及び数４に示す直交アダマール行列を用いる。
ステップ２：
拡張チャネル行列推定器では、数５に基づいて、ＩＱインバランスの影響を含んだ拡張チャネル行列を推定する。
ステップ３：
拡張受信処理器（つまり、拡張ＭＩＭＯ処理器）では、ＩＱインバランスの影響を考慮に入れた受信処理を実現し、つまり、ステップ２で推定された拡張チャネル行列に基づいて、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの受信処理方法で受信処理を行うことによって、ＩＱインバランス補償を実現する。具体的な例として、拡張チャネル行列を用いたＺＦ受信処理では、数６に基づいて受信処理を行う。また、拡張チャネル行列を用いたＭＬＤ受信処理では、数７に基づいて受信処理を行う。

上述した本発明（周波数軸推定）の効果を確認するために、４×４ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、ＱＰＳＫ変調を行い、受信器においてＩＱインバランス補償無しの従来方法と、本発明（周波数軸推定）をそれぞれ用いて、受信処理を行うことにした。

図３は、ＩＱインバランス補償無しの従来方法を用いて受信処理を行った場合の受信コンスタレーションの一例を示す図である。そして、図４は、本発明（周波数軸推定）を用いて受信処理を行った場合の受信コンスタレーションの一例を示す図である。

図３及び図４から、ＩＱインバランス補償無しの従来方法では、干渉の影響によりコンスタレーションが広がってしまっているのに対し、本発明（周波数軸推定）では、コンスタレーションの広がりが抑えられていることがよく分かる。

また、ＩＱインバランス補償無しの従来方法と本発明（周波数軸推定）に対して、誤り率特性について計算機シミュレーションを行い、評価を行った。計算機シミュレーションに用いられたパラメータを下記表１にまとめる。

計算機シミュレーションの結果を図５に示す。つまり、図５は、ＩＱインバランス補償無しの従来方法と、本発明（周波数軸推定）をそれぞれ適用した場合の誤り率特性を示す図である。図５から分かるように、ＩＱインバランス補償無しの従来方法では、干渉の影響により誤り率特性が飽和してしまっていたが、本発明（周波数軸推定）では、誤り率特性が改善されている。

＜実施例２＞時間軸推定に基づく本発明の実施例
次に、時間軸推定に基づく本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法（以下、単に、時間軸推定に基づく本発明の実施例、或いは、本発明（時間軸推定）とも称する）について説明する。

本発明（時間軸推定）は、時間軸においてチャネル推定を行うことにより、実施例１のトレーニング信号より短いトレーニング信号長で、ＩＱインバランスの補償を実現するものである。本発明（時間軸推定）で用いるトレーニング信号は、時間軸においてＩＱインバランスの影響を含んだチャネル応答を推定可能な「トレーニング信号」である。

図６は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、本発明（時間軸推定）を適用した受信器の構成を示すブロック図である。

図６に示されるように、本発明（時間軸推定）を適用した受信器は、時間軸上のチャネルを推定する「時間軸チャネル推定器」と、時間軸上のチャネル応答から周波数軸上の拡張チャネル行列へ変換する「拡張チャネル行列推定器」と、ＩＱインバランスの影響を考慮に入れた復調を実現する「拡張受信処理器（つまり、拡張ＭＩＭＯ処理器）」とを備えている。

まず、本発明（時間軸推定）において、拡張チャネル行列の推定方法について説明する。

即ち、時間軸チャネル推定器で推定した時間軸上のチャネルに基づいて、拡張チャネル行列を以下のように推定する。

まず、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、第ｍ受信アンテナにおける時間軸上の受信信号ベクトル

を下記数８、数９によって表現する。

ここで、添え字ｉは信号の実数成分を、添え字ｑは信号の虚数成分をそれぞれ表している。また、１ＯＦＤＭシンボルのＦＦＴポイント数をＬとしている。

そして、第ｎ送信アンテナにおける時間軸上の送信信号ベクトル

を下記数１０、数１１によって表現する。

ここでも、添え字ｉは信号の実数成分を、添え字ｑは信号の虚数成分をそれぞれ表している。また、１ＯＦＤＭシンボルのＦＦＴポイント数をＬとしている。

次に、第ｎ送信アンテナから送信され第

タップ遅延のパスを通った信号のベクトルを下記数１２で表すことにする。

ここで、サイクリックプリフィックスの挿入により、

の関係が成り立っている。ただし、Ｌ_ＧＩはガードインターバルポイント数である。

第ｎ送信アンテナから第ｍ受信アンテナへの第

タップ遅延のチャネルの状態を

と表現すると、送受信信号の関係は、下記数１３及び数１４のように書き表すことができる。

ここで、添え字iiはi-ch→i-ch、添え字iqはq-ch→i-ch、添え字qiはi-ch→q-ch、添え字qqはq-ch→q-chへのチャネル応答であることを示している。また、ｍ_ｔは送信アンテナ本数で、

は最大遅延のタップ数を表している。

ここで、下記数１５、数１６、数１７及び数１８に示すように、送信信号を表す行列

とチャネルを表すベクトル

を定義する。

上記定義を用いて、数１３を下記数１９に書き直すことができる。

以上より、時間軸におけるチャネルは、下記数２０に基づいて求めることができる。即ち、図６の時間軸チャネル推定器では、この数２０に基づいて時間軸上のチャネルを求めるようにしている。

ただし、

は

の一般逆行列である。

ここで、図６を参照しながら、時間軸上のチャネル推定を表す数２０により求めた

内のサブマトリックス

より、周波数軸上の拡張チャネル行列を生成する手順を示す。

まず、ＦＦＴを表す行列

の第

要素は、下記数２１に書き表すことができる。

また、実数空間上で表したＦＦＴを表す行列

の第

サブマトリックス

は、下記数２２に書き表すことができる。

さらに、±ｋ番目のサブキャリアに対するフーリエ変換を表す行列は、

より第ｋサブ行及び第Ｌ−ｋサブ行を抜き出すことで、下記数２３で表すことができる。

次に、図６に示されるように、時間軸上のチャネル行列のＦＦＴを行う。まず、ＦＦＴポイント数

まで

に対して０パッドを行う。

ここで、

は第

タップ遅延のチャネルの状態を表す行列である。

時刻ｘの送信信号に対するチャネル応答は、下記数２５に書き表すことができる。

ただし、サイクリックプリフィックスの挿入を考慮すると、

が成り立っている。

すべての送信時刻に対するチャネルの応答は、下記数２６で表す巡回行列

として、表現することができる。

上記の数式を用いて、±ｋサブキャリア間干渉の影響を含んだ周波数軸のチャネル行列は、下記数２７で表される。

さらに、数２７で表すチャネル行列をｍ_ｔ×ｍ_ｒのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムに拡張した場合のストリーム間干渉の影響を考慮に入れた拡張チャネル行列は、下記数２８で表すことができる。

以上に述べた手順により、時間軸におけるチャネル推定により、周波数軸上の拡張チャネル行列の推定を行うことができる。

ところで、本発明（時間軸推定）において、時間軸においてＩＱインバランスの影響を含んだチャネル応答を求めるためには、トレーニング信号が下記（イ）、（ロ）、（ハ）という条件を満たす必要がある。
（イ）ＩＱチャネル間の直交性
（ロ）ストリーム間の直交性
（ハ）推定誤差の小さな系列
以下、本発明（時間軸推定）において、上記（イ）、（ロ）、（ハ）という条件を満たすトレーニング信号の一実施例を示す。

送信アンテナ本数ｍ_ｔのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、ＯＦＤＭシンボルに含まれる総サブキャリア数がＬ_ｓのとき、周波数軸において下記数２９に示すトレーニング信号を用いることで、本発明（時間軸推定）の拡張チャネル行列を求めることができる。なお、図７は数２９に示す周波数軸トレーニング信号

のイメージを説明するための模式図である。

数２９で表すトレーニング信号を周波数軸においてＢＰＳＫ信号とすることで、時間軸におけるＩＱチャネル間のトレーニング信号の直交性を確保する。そして、数２９で表すトレーニング信号をアダマール直交行列で拡散することで、ストリーム間のトレーニング信号の直交性を確保している。また、

は、数２９で表すトレーニング信号を用いてチャネル推定を行ったときの推定誤差が小さくなる系列を適用する。

上述した本発明（時間軸推定）の効果を確認するために、ＩＱインバランス補償無しの従来方法、本発明（周波数軸推定）、本発明（時間軸推定）に対して、誤り率特性について計算機シミュレーションを行い、評価を行った。計算機シミュレーションに用いられたパラメータを下記表２に示す。

計算機シミュレーションの結果を図８に示す。つまり、図８は、ＩＱインバランス補償無しの従来方法と、本発明（周波数軸推定）、本発明（時間軸推定）をそれぞれ適用した場合の誤り率特性を示す図である。

図８から分かるように、本発明を適用した場合は、ＩＱインバランス補償無しの従来方法を適用した場合と比べて、誤り率特性が大幅に改善した。また、図８から、周波数軸上における拡張チャネル推定に比べても、時間軸推定によるチャネル推定誤差低減の効果が得られ、特にＭＬＤ受信処理において、誤り率特性が大きく改善していることがよく分かる。

周波数軸推定に基づく本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法を適用した受信器の構成を示すブロック図である。 本発明において使用されるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムＩＱインバランスモデルを説明するための模式図である。 ＩＱインバランス補償無しの従来方法を用いて受信処理を行った場合の受信コンスタレーションの一例を示す図である。 周波数軸推定に基づく本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法を用いて受信処理を行った場合の受信コンスタレーションの一例を示す図である。 ＩＱインバランス補償無しの従来方法と、周波数軸推定に基づく本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法をそれぞれ適用した場合の誤り率特性を示す図である。 時間軸推定に基づく本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法を適用した受信器の構成を示すブロック図である。 本発明（時間軸推定）において、周波数軸トレーニング信号の一実施例のイメージを説明するための模式図である。 ＩＱインバランス補償無しの従来方法、本発明（周波数軸推定）、本発明（時間軸推定）をそれぞれ適用した場合の誤り率特性を示す図である。

Claims (7)

1. ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムに適用され、送信器受信器の双方に含まれるハードウェアの不完全性が引き起こすＩＱインバランスを補償するためのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法であって、
   前記送信器側で、前記ＩＱインバランスの影響を含んだチャネル応答を推定可能なトレーニング信号を送信する第１のステップと、
   前記受信器側で、送信された前記トレーニング信号に基づいて、前記ＩＱインバランスの影響を含んだ拡張チャネル行列を推定する第２のステップと、
   前記第２のステップで推定された拡張チャネル行列に基づいて、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの受信処理方法で受信処理を行うことによって、前記ＩＱインバランスの補償を実現する第３のステップと、
   を有することを特徴とするＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法。
2. 前記トレーニング信号として、下記の数式で表す直交アダマール行列を用い、
   

   

   ただし、
   

   

   はＯＦＤＭのためのトレーニング信号行列で、
   

   

   はＭＩＭＯのためのトレーニング信号行列で、
   

   

   はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのためのトレーニング信号行列であり、
   

   

   はクロネッカ積であり、また、hadamard(４)は、４次の直交アダマール行列を表し、hadamard(ｍ_ｔ)は、ｍ_ｔ次の直交アダマール行列を表し、
   前記拡張チャネル行列は、次の数式によって推定され、
   

   

   ただし、
   

   

   は
   

   

   に対応する受信信号行列で、
   

   

   は
   

   

   の一般逆行列である請求項１に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法。
3. 前記受信処理方法として、ＺＦといった受信処理方法を用い、
   前記拡張チャネル行列を用いたＺＦ受信処理では、次の数式に基づいて受信処理を行い、
   

   

   ただし、
   

   

   は
   

   

   の一般逆行列であり、
   

   

   は送信信号の推定値である請求項２に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法。
4. 前記受信処理方法として、ＭＬＤといった受信処理方法を用い、
   前記拡張チャネル行列を用いたＭＬＤ受信処理では、次の数式に基づいて受信処理を行い、
   

   

   ただし、
   

   

   は前記拡張チャネル行列であり、
   

   

   は送信信号の推定値である請求項２に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法。
5. ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムに適用され、送信器受信器の双方に含まれるハードウェアの不完全性が引き起こすＩＱインバランスを補償するためのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法であって、
   前記送信器側で、時間軸において前記ＩＱインバランスの影響を含んだチャネル応答を推定可能なトレーニング信号を送信するステップ１と、
   前記受信器側で、送信された前記トレーニング信号に基づいて、前記時間軸上のチャネルを推定するステップ２と、
   前記時間軸上のチャネル応答から周波数軸上の拡張チャネル行列へ変換するステップ３と、
   前記ステップ３で変換された拡張チャネル行列に基づいて、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの受信処理方法で受信処理を行うことによって、前記ＩＱインバランスの補償を実現するステップ４と、
   を有することを特徴とするＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法。
6. 前記トレーニング信号は、（イ）ＩＱチャネル間の直交性、（ロ）ストリーム間の直交性、（ハ）推定誤差の小さな系列、といった３つの条件を満たす請求項５に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法。
7. 前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの送信アンテナ本数はｍ_ｔで、ＯＦＤＭシンボルに含まれる総サブキャリア数がＬ_ｓの場合、前記トレーニング信号は次の数式によって定義され、
   

   

   ただし、hadamard(ｍ_ｔ)は、ｍ_ｔ次の直交アダマール行列を表し、
   

   

   は前記トレーニング信号を用いてチャネル推定を行ったときの推定誤差が小さくなる系列を適用する請求項６に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＱインバランス補償方法。

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