CN103843296A - Ofdm通信系统的接收装置和相应的抑制相位噪声的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种OFDM通信系统中的接收装置以及相位噪声抑制方法，使用导频符号以抑制相位噪声的传统接收器不同，其被配置为对来自所接收到的OFDM符号的相位噪声进行估算和补偿，从而能够提高OFDM系统中的传输效率和误码率性能。

Description

OFDM通信系统的接收装置和相应的抑制相位噪声的方法

技术领域

本发明涉及无线通信，特别地，涉及在正交频分多址（下文简称为“OFDM”）通信系统中减少相位噪声的接收装置以及相应的方法。

背景技术

由于OFDM抗多径衰落以及具有低的实现复杂度，其作为下一代宽带通信系统的传输标准而被广泛采用。

然而，由于OFDM接收机的误码率性能容易因相位噪声和频率偏移所导致的载波内干扰（下文中简称为“ICI”）和公共相位误差（下文中简称为“CPE”）而导致恶化，因此有必要就此失真分量进行有效的补偿。

为了减小相位噪声，绝大多数接收机需要传输导频符号。

然而，传输此类导频符号降低了OFDM系统的传输效率。为了解决该问题，近期的一些研究提出了无需传输导频符号的相位噪声降低方法，即使用盲机制。

具有盲机制的相位噪声降低功能的接收机的近期成果是C-MMSPE算法，其在《用于恒包络调制的OFDM联合数据检测和相位噪声消除》(″OFDM joint datadetection and phase noise cancellation for constant modulusmodulations″)一文中提出，该文出自IEEE信号处理学报(IEEE Transactionson Signal Processing)，第2864-2868页，2009年7月出版。

当相位噪声的强度小或者当使用低阶调制机制时，所述C-MMSPE算法能够有效补偿相位噪声，而当相位噪声的强度大或者使用高阶调制时，所述C-MMSPE算法出现严重的性能恶化。

所述C-MMSPE算法利用接收到的符号对传输的符号进行估算，其中，ICI根本未减小，所述C-MMSPE算法还利用该符号估算值对相位噪声进行估算。

在此情形下，当ICI影响大时，所述符号估算值变得不准确，因此相位噪声同样估算不准确，从而C-MMSPE算法的性能下降。

发明内容

技术问题

相应地，本发明用于解决相关领域中存在的问题，本发明的目的之一是提供一种与使用导频符号减少相位噪声的传统接收装置不同的，通过从在OFDM通信系统中接收到的OFDM符号进行相位噪声估算和补偿，能够提高OFDM系统的传输效率和误码率性能的接收装置和相应的相位噪声抑制方法。

技术方案

为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，提供了一种OFDM通信系统的接收装置，所述接收装置包括：通信单元，用于从OFDM通信系统中的传输装置接收OFDM符号；载波内干扰(“ICI”)抑制单元，用于根据接收到的符号的符号块对相位噪声的平均差进行估算，并且使用估算出的平均差对符号内发生的载波内干扰进行抑制；公共相位误差补偿单元（以下简称“CPE”），用于在所述载波内干扰抑制单元对所述载波内干扰进行抑制之后，对符号内产生的公共相位误差进行估算和补偿。

在这种情况下，所述ICI抑制单元使用盲机制对根据符号块的相位噪声的所述平均差进行估算。

另外，所述ICI抑制单元可以使用根据所述符号块的离散傅里叶系数、信道系数的幅度、以及传输分量的幅度中的至少一个来估算根据所述符号块的相位噪声的所述平均差。在这种情况下，所述ICI抑制单元对根据所述符号块的离散傅里叶系数、信道系数的幅度、以及传输分量的幅度应用最小平方算法，以便估算根据所述符号块的相位噪声的所述平均差。

另外，所述ICI抑制单元将所述符号的每一个符号块乘以对应于估算出的平均差的数值，以抑制载波内干扰。

所述载波内干扰抑制单元包括：接收符号分配器，用于将接收到的符号划分为符号块；估算器，用于计算所划分的符号块的相位噪声的每个平均值，并对于计算出的每个相位噪声平均值，估算出根据所述符号块的相位噪声的平均差；运算子，用于将每个符号块乘以对应于所述估算器估算出的平均差的数值，以抑制所述载波内干扰。

另外，根据本发明的另一方面，提供一种OFDM通信系统的接收装置抑制相位噪声的方法，所述方法包括：从所述OFDM通信系统中的传输装置接收OFDM符号；估算根据所接收符号的符号块的相位噪声的平均差；使用估算出的平均差，对符号内发生的载波内干扰进行抑制；在符号内的载波内干扰被抑制后，估算和补偿符号内发生的公共相位误差。

有益效果

根据本发明的实施例，所述OFDM通信系统的接收装置和相应的相位噪声抑制方法未利用既有的导频符号，因此，该传输系统的传输效率可显著提高。此外，根据本发明的实施例，在载波内干扰（ICI）首先被去除后，公共相位误差（CPE）被补偿，因此，系统的性能显著提高。

附图说明

在阅读结合附图的下述详细的描述之后，本发明的上述目的、其它特征和优点将会变得更加明显。

图1为说明根据本发明的实施例的OFDM通信系统的配置的框图；

图2为说明根据本发明的实施例的OFDM通信系统中的接收装置的配置的框图；

图3为表示等式6中根据部分块的相位噪声和根据本发明的实施例的OFDM通信系统中发生的相位噪声的平均值的波形图；

图4为说明根据本发明的实施例的ICI抑制单元的配置的框图；

图5为在符号内的ICI已被抑制后产生的残留相位噪声的波形图；

图6为根据本发明的实施例的OFDM系统中的接收装置抑制相位噪声过程的流程图。

具体实施例

附图中阐明的实施例将会给出本发明的优选实施例的更多细节。尽可能的，附图和说明书中相同的部件使用相同的附图标记。

图1为说明根据本发明的实施例的OFDM通信系统配置的框图。

参照图1，OFDM通信系统配置为包括：

传输装置100，用于传输包含信息的OFDM符号；

接收装置200，用于接收从所述传输装置100传输的OFDM符号。

例如，所述接收装置200可以是移动终端，所述传输装置100可以是广播OFDM符号至所述移动终端的基站、广播站等。

此外，所述移动终端包括蜂窝电话、智能手机、笔记本电脑、数字广播终端、个人数字助理PDA、移动多媒体播放器PMP、导航终端等等。

此外，所述接收装置200可以是固定终端，例如数字电视、台式电脑等。

同时，所述传输装置100被配置为包括逆离散傅里叶变换单元110（下文中简称为“IDFT”），循环前缀（下文中简称为“CP”）插入单元120和通信单元130。

此处，根据本发明实施例的所述传输装置100不传输用于相位噪声估算的导频符号。

换言之，OFDM通信系统包含N个子载波。在此情形下，通过k^th子载波传输的分量设为X_k，待传输的信息元符号向量X在下面的等式1中表示。

X＝[X₀,X₁,...,X_N-1]^T……………………(1)

此处，[·]^T表示转置操作。

所述逆离散傅里叶变换单元IDFT110执行N个点的逆离散傅里叶变换以使所述信息元的符号向量X归一化，其中所述逆变换将所述信息元符号向量X变换为时域信息元符号向量x＝[x₀,x₁,...,x_N-1]^T。

此外，所述IDFT110输出所述逆变换信息元符号向量x至所述循环前缀插入单元120。

所述循环前缀插入单元120添加循环前缀至从IDFT110输入的信息元符号向量x，并输出添加过循环前缀的信息元符号向量x至所述通信单元130。

所述通信单元130传输，通过指定给所述接收装置200的传输信道，将从所述CP插入单元120输入的所述信息元符号向量x传输至所述接收装置200。

在此情形下，当所述接收装置200从所述传输装置100接收所述符号向量x时，在所述接收到的符号向量x中出现相位噪声和/或加性高斯白噪声（AWGN）。

下文中，参照图2详细说明了根据本发明的实施例的接收装置200的配置。

图2为说明根据本发明的实施例OFDM通信系统中接收装置配置的框图。

参照图2，所述接收装置200配置为包括：通信单元210、循环前缀去除单元220、第一离散傅里叶变换单元230和第二离散傅里叶变换单元250、ICI抑制单元240、CPE补偿单元260和一阶均衡单元270。

在此情形下，当所述接收装置为移动终端时，除了前面提及的根据需要的组成部件之外，根据本发明实施例的所述接收装置200可被配置为还包括：例如，显示单元、输入单元、扬声器等。然而，除了前面提及的组成部件之外的事项与本发明没有直接关联，因此为了描述的简便，省略了相应的详细描述。

根据本发明的实施例的所述接收装置200，使用所述接收到的符号的离散傅里叶系数、所述传输装置100的信道系数的幅度以及传输分量的幅度，根据部分符号子块以盲机制估算从所述传输装置100接收到的符号内发生的相位噪声的平均值；首先使用估算的平均值，抑制所述相位噪声导致的ICI。

然后，所述接收装置200再次估算和补偿首先抑制了ICI的符号所发生的CPE。相应地，与补偿相位噪声的传统接收装置不同，根据本发明的实施例的所述接收装置200未使用导频符号估算和补偿相位噪声，因此OFDM通信系统的传输效率得以提高。

此外，根据本发明的实施例的所述接收装置200首先抑制接收到符号的相位噪声导致的ICI，所以所述OFDM通信系统的误码率能够显著降低。

下文中，将会详细介绍根据本发明的实施例的接收装置200的组成部件。

所述通信单元210经过指定给所述传输装置100的信道从所述传输装置100接收传输的符号。

所述CP去除单元220从接收到的符号中去除循环前缀CP。在此情形下，当所述CP去除单元220去除了所述循环前缀CP的符号的向量定义为y＝[y₀,y₁,...,y_N-1]^T时，所述符号的所述向量y的第i^th接收分量y_i通过下列等式2表示。

$y_i=\exp \left({\mathrm{j\&phi;}}_i\right)\underset{l=o}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_l{x}_{<i-l>}+w_i,i=\mathrm{0,1},...,N-1............\left(2\right)$

其中，φ_i表示发生在第i^th接收分量部分的相位噪声，<·>_N表示模N操作。

此外，系数w_i表示加性高斯白噪声（AWGN），其高斯随机变量的均值为0，方差为

此外，系数

表示长度为L的等效离散时间信道脉冲响应。

在此情形下，假设当某一符号正在传输时所述信道脉冲响应为固定，并且被精确通知到了所述接收装置。

所述第一离散傅里叶变换单元230，通过归一化的N点离散傅里叶变换（以下简称“DFT”），计算已经去除CP的符号向量y的频域符号向量Y＝[Y₀,Y₁,...,Y_N-1]^T。

在此情形下，k^th分量Y_k，即通过k^th子载波接收的分量，通过下列等式3所表示。

$Y_k=H_k{X}_k{J}_o+\underset{n=0,n=k}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{H}_n{X}_n{J}_{k-n}+W_k,k=\mathrm{0,1},...,N-1......\left(3\right)$

此处，H_k表示第k^th个子载波的频域信道系数，通过下列等式4表示。

$H_k=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_l\exp (-j\frac{2\mathrm{\&pi;lk}}{N})...................................\left(4\right)$

此处，J_k因子表示相位噪声所导致的失真分量

的频域分量，通过下列等式5所表示。

$J_k=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\exp \left({\mathrm{j\&phi;}}_i\right)\exp (-j\frac{2\mathrm{\&pi;ik}}{N})....................................\left(5\right)$

此处，W_k为噪声的第k^th个DFT系数，表示出现在频域中的噪声分量。

在此情形下，等式3中第三项J₀相当于所述接收到的符号内发生的CPE，等式3中第二项相当于所述接收到的符号内发生的ICI。

相应地，由于所述接收到符号的分量受到所产生的CPE和ICI的影响而失真，因此有必要对其进行补偿。

因此，所述ICI抑制单元240将接收到的符号划分为多个具有s大小的符号块。也就是说，每个划分后的符号块的数量可以定义为N_B(＝N/S)。

在此情形下，包含在第q^th个符号块中的接收到符号向量可被定义为y_q＝[y_q,y_q+1,...,y_qS+S-1]^T(0≤q≤N_B-1)。

此时，当接收到的向量y_q中产生的相位噪声

的平均值为

时，所述相位噪声的平均值

通过下列等式6表示。

$\stackrel{\&OverBar;}{{\mathrm{\&phi;}}_q}=\frac{1}{S}\underset{i=\mathrm{qS}}{\overset{\mathrm{qS}+S-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&phi;}}_i,0\&le;q\&le;N_B-1....................................\left(6\right)$

图3为表示根据等式6中符号块的相位噪声以及根据本发明实施例的OFDM通信系统中产生的相位噪声的平均值的波形示意图。

在此情形下，发生在第q^th个符号块中的相位噪声平均值

与发生在第0^th个符号块中的相位噪声平均值

之间的差值定义为

使用所述差值，相位噪声的平均差向量d可被下列等式7所表示。

$d={[d_1,d_2,...,d_{N_{B-1}}]}^T....................................\left(7\right)$

也就是说，所述ICI抑制单元240对第q^th个符号块向量y_q执行补零（ZP）操作，以便生成长度为N的符号向量y_q,ZP＝[y_q,y_q+1,...,y_qS+S-1,0,...,0]^T(0≤q≤N_B-1)。

然后，所述ICI抑制单元240计算所述符号向量y_q,ZP的归一化N点DFT系数C_k,q(0≤k≤N-1)，如下列等式8所示。

$C_{k,q}=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{s=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_{\mathrm{qS}+s}\exp (-j\frac{2\mathrm{\&pi;sk}}{N})...................\left(8\right)$

在此情形下，所述ICI抑制单元240可以提前推断并知道所述传输装置100的传输分量的能量|X_k|(0≤k≤N-1)。

例如，当与移相键控调制机制类似所有分量具有相同的能量的信号群被使用时，所述接收装置200可直接知道传输分量的能量。

此外，与正交幅度调制类似，所有分量不具有相同的能量，则可以使用均衡器、能量估算器等推断出传输分量的能量。

在此情形下，关于符号块符号向量的所述DFT系数C_k,q(0≤q≤N_B-1,0≤k≤N-1)，频域的信道系数H_k(0≤k≤N-1)，传输分量的能量|X_k|(0≤k≤N-1)以及相位噪声的平均差向量d，可以得出如等式9所示的关系式。

r＝Ad………………………………(9)

此处，r＝[r₀,r₁,...,r_N-1]^T为长度为N的向量，其中第k^th个分量通过下列等式10所表示。

$r_k={\left|H_k\right|}^2{\left|X_k\right|}^2-\underset{q=0}{\overset{N_B-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|C_{k,q}\right|}^2-2\underset{q_1=0}{\overset{N_B-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{q_2=q_1+1}{\overset{N_B-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|C_{k,q_1}\right|}^2{\left|C_{k,q_2}\right|}^2\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_{k,q_1,q_2}\right)......\left(10\right)$

此处，

如下列等式11所表示。

${\mathrm{\&theta;}}_{k,q_1,q_2}=\&angle;C_{k,q_1}-\&angle;C_{k,q_2}+\frac{2\mathrm{\&pi;}(q_2-q_1)\mathrm{Sk}}{N}\left(\mathrm{mod}2\mathrm{\&pi;}\right)..........................\left(11\right)$

等式9中“A”表示具有N×(N_B-1)大小的实矩阵，其中第m^th行第n^th列的分量A_m,n通过下列等式12所表示。

$A_{m,n}=2\underset{q=n+2}{\overset{N_B-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|C_{m,n+1}\right|\left|C_{m,q}\right|\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_{m,n+1,q}\right)-2\underset{q=0}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|C_{m,n+1}\right|\left|C_{m,q}\right|\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_{m,q,n+1}\right)...\left(12\right)$

此处，平均差向量的估算值

使用最小平方算法，按照下列等式13计算。

$\hat{d}={\left(A^{T}A\right)}^{-1}{A}^{T}r.........\left(13\right)$

也就是说，所述ICI抑制单元240，使用所述平均差向量的估算值

对接收到的符号中的相位噪声所导致的ICI进行抑制。

图4为说明根据本发明的实施例的ICI抑制单元的配置的框图。

参照图4，如上所述，所述ICI抑制单元240被配置为包括：

接收符号分配器241，用于将接收到的符号划分为多个大小为s的符号块；

估算器242，用于根据划分的符号块计算相位噪声的各自平均值，以及基于所计算的各自的相位噪声平均值，根据所述划分的符号块估算相位噪声的平均值的差值；

运算子243，用于将符号块的每个分量乘以对应于由估算器242估算出的平均值差值的数值，从而抑制所述ICI；

并串转换器244，用于将所述ICI抑制的符号块从并行符号块转换为串行符号块，并输出转换后的串行符号块。

也就是说，为了抑制符号块的ICI，所述运算子243将接收到的属于第一至第(N_B-1)^th的符号块的分量乘以

如下列等式14所示。

$z_{\mathrm{qS}+s}=\exp (-j{\hat{d}}_q)y_{\mathrm{qS}+s}(1\&le;q\&le;N_B-\mathrm{1,0}\&le;s\&le;S-1).........\left(14\right)$

此处，z_i表示接收到的ICI已被抑制的分量。

鉴于根据等式14的处理相位噪声仍未完全去除，

仍然可能包含相位噪声。

未去除的相位噪声称为残留相位噪声

图5为z_i所具有的残留相位噪声的示例的波形图，当所述接收装置200接收的符号包含如图3所示的相位噪声时，符号中根据符号块的相位噪声的平均差向量d可被精确估算，并根据等式14进行处理。

参照图5，可以理解，所述残留相位噪声中的变化量相对于现存的相位噪声中的变化量要小得多。

通常，所述ICI的功率与相位噪声中变化量的等级成比例是已知的。

因此，在执行根据等式14的处理后，所述相位噪声中变化量减小，意味着ICI可被显著的抑制。

此外，当所述ICI抑制单元240的估算器242已经根据符号中的符号块精确估算出平均差向量d时，它可以容易地确定，符号内的残留相位噪声

的平均值为第0^th符号块

中产生的现存相位噪声的平均值

然而，尽管残留相位噪声中的变化量变得非常小从而显著抑制了ICI，但是，残留相位噪声的平均值可能会引起CPE失真，从而使性能恶化，因此还需要对其进行补偿。

下面将对已抑制ICI的符号的CPE进行估算和补偿的过程进行描述。

根据等式1-14的处理，由所述ICI抑制单元240进行ICI抑制的符号被输入至第二离散傅里叶变换单元250，经过所述第二离散傅里叶变换单元250实现归一化N点DFT变换，然后被输出至所述CPE补偿单元260。

也就是说，经过ICI抑制后的符号向量z＝[z₁,z₂,...,z_N-1]^T通过归一化N点DFT变换为频域符号向量Z＝[Z₁,Z₂,...,Z_N-1]^T。此处，符号向量Z的第k^th分量Z_k(0≤k≤N-1)如下列等式15所示。

$Z_k=J_0^R{H}_k{X}_k+D_k+{\tilde{W}}_k.........\left(15\right)$

此处，

代表所述ICI抑制后的符号向量z所具有的残留相位噪声失真

所导致的CPE，通过下列等式16所表示。

$J_0^R=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\exp \left(j{\mathrm{\&phi;}}_i^R\right).........\left(16\right)$

此处，D_k表示残留相位噪声导致的ICI，

表示Z_k所遭受的加性噪声分量。

在此情形下，当所述残留相位噪声中的变化量非常小时，ICI可以忽略。

为了使所述接收装置200显示出极佳的性能，有必要估算并补偿

因此，对于ICI抑制后的符号向量Z，CPE补偿单元260估算并补偿

在此情形下，CPE补偿单元260根据下列等式17估算关于所述符号向量Z的 $\mathrm{CPE}\left(J_0^R\right).$

$J_0^R=\exp \left(j{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_0\right).........\left(17\right)$

此处，来自第k^th分量Z_k的相位噪声的平均值

的估算值

可按照下列等式18计算。

$\stackrel{\widehat{\&OverBar;}}{{\mathrm{\&phi;}}_0}\left(k\right)=\&angle;(Z_k/H_k)-\&angle;\left(\mathrm{\&mu;}\right[Z_k/H_k\left]\right).........\left(18\right)$

此处，μ[·]表示硬判决运算（hard decision operation）。

CPE补偿单元260对N个由

计算得到的估算值

计算平均值，通过下列等式19，最终估算出

在计算出相位噪声的平均值的估算值

后，所述CPE补偿单元260使用一阶均衡器单元270估算出传输的分量，如以下等式20所示。

${\hat{X}}_k=\frac{\left({H_k\hat{J}}_0^R\right)}{{\left|H_k{\hat{J}}_0^R\right|}^2+{\mathrm{\&sigma;}}_w^2}{Z}_k.........\left(20\right)$

此处，

表示所述一阶均衡器单元270的输出，

代表噪声分量

的方差。

图6为说明根据本发明的实施例的OFDM通信系统中接收装置抑制相位噪声过程的流程图。

参照图6，在步骤110中，所述接收装置200从所述传输装置100接收OFDM符号。

在步骤120中，所述接收装置200，利用前面提及的等式3至等式13的过程，根据接收到的符号块估算出相位噪声的平均值的差值。

然后，在步骤130中，所述接收装置200使用估算出的平均值的差值对符号中的ICI进行抑制，如前面所述的根据等式13的处理。

然后，在步骤140中，所述接收装置200，使用前面描述的等式15至等式20，对ICI已经预先被抑制的符号内产生的CPE进行估算和补偿。

根据上面的描述，与传统的算法不同，根据本发明的实施例的OFDM通信系统中接收装置的相位噪声抑制算法未使用导频符号。

相应地，采用根据本发明的实施例的相位噪声抑制算法的OFDM通信系统与使用导频符号的传统OFDM通信系统相比具有更高的传输效率。

此外，用于根据本发明的实施例的OFDM通信系统中接收装置的相位噪声抑制算法，首先抑制相位噪声导致的ICI，因此，相对于传统的机制，对相位噪声强度而言在更宽的范围内具有极佳的性能。

本发明的优选实施例的描述用于说明的目的，本领域技术人员可以理解各种可能的修饰、附加和替换，并不脱离权利要求书中公开的本发明的范围和精神。

Claims (11)

1.一种OFDM通信系统的接收装置，所述接收装置包括：

通信单元，用于从OFDM通信系统中的传输装置接收OFDM符号；

载波内干扰抑制单元，用于根据接收到的符号的符号块对相位噪声的平均差进行估算，并且使用估算出的平均差对符号内发生的载波内干扰进行抑制；

公共相位误差补偿单元，用于在所述载波内干扰抑制单元对所述载波内干扰进行抑制之后，对符号内产生的公共相位误差进行估算和补偿。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述载波内干扰抑制单元使用盲机制对根据符号块的相位噪声的所述平均差进行估算。

3.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述载波内干扰抑制单元使用根据所述符号块的离散傅里叶系数、信道系数的幅度、以及传输分量的幅度中的至少一个来估算根据所述符号块的相位噪声的所述平均差。

4.根据权利要求3所述的接收装置，其中，所述载波内干扰抑制单元对根据所述符号块的离散傅里叶系数、信道系数的幅度、以及传输分量的幅度应用最小平方算法，以便估算根据所述符号块的相位噪声的所述平均差。

5.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述载波内干扰抑制单元将所述符号的每一个符号块乘以对应于估算出的平均差的数值，以抑制载波内干扰。

6.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述载波内干扰抑制单元包括：

接收符号分配器，用于将接收到的符号划分为符号块；

估算器，用于计算所划分的符号块的相位噪声的每个平均值，并对于计算出的每个相位噪声平均值，估算出根据所述符号块的相位噪声的平均差；

运算子，用于将每个符号块乘以对应于所述估算器估算出的平均差的数值，以抑制所述载波内干扰。

7.一种OFDM通信系统的接收装置抑制相位噪声的方法，所述方法包括：

从所述OFDM通信系统中的传输装置接收OFDM符号；

估算根据所接收符号的符号块的相位噪声的平均差；

使用估算出的平均差，对符号内发生的载波内干扰进行抑制；

在符号内的载波内干扰被抑制后，估算和补偿符号内发生的公共相位误差。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，在估算平均差的步骤中，使用盲机制估算根据所述符号块的相位噪声的所述平均差。

9.根据权利要求7所述的方法，其中，在估算平均差的步骤中，根据所述符号块的离散傅里叶系数、信道系数的幅度、以及传输分量的幅度中的至少一个被用于估算根据所述符号块的相位噪声的所述平均差。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，在估算平均差的步骤中，对根据所述符号块的离散傅里叶系数、信道系数的幅度、以及传输分量的幅度应用最小平方算法，以便估算根据所述符号块的相位噪声的所述平均差。

11.根据权利要求9所述的方法，其中，在抑制载波内干扰的步骤中，所述符号的每个符号块乘以对应于估算出的平均差的数值，以便抑制所述载波内干扰。

Images