CN102739598B - 码元干扰移除方法与接收器 - Google Patents

Abstract

本发明为一种码元干扰移除方法，适用于一OFDM系统的一接收器，用以移除该接收器接收到的信号的码元干扰，以估计搭载在该接收信号的一频率域的数据信号。该接收的信号的干扰包括由该接收信号的一已知信号造成的一第一干扰与由一未知信号造成的一第二干扰，该方法包括：将该第一干扰自该接收信号中移除以产生一第一信号；根据该第一信号估计一第一频率域数据；根据该第一频率域数据产生一尾端信号(tailing signal)；根据该尾端信号与该接收信号估计一第二频率域数据。

Description

码元干扰移除方法与接收器

技术领域

本发明为一种干扰移除方法，特别是在一正交频分多工系统内的一码元干扰移除方法。

背景技术

正交频分多工(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)技术在处理多路径衰弱信道(multipath fading channels)时，对于减轻码元干扰移除是非常有效的。在已知技术中，OFDM码元是通过循环前缀(cyclicprefix，CP)来分隔，使得接收器在解调数据时变得相对的简单。近来，时域同步正交频分多工(TDS-OFDM)也引起越来越多的兴趣，其中伪噪声信号(pseudo-noise，PN)序列取代了循环前缀作为保护区间以及训练码元(training symbol)。中国的数字地面电视广播(Digital TerrestrialTelevision Broadcasting，DTTB)标准也采用了TDS-OFDM技术。

在TDS-OFDM系统内，插入的PN序列作为训练码元，是为了接收器的同步与信道估计(channel estimation)所设计，这使得其不用如DVB-T系统一样，在传送的信号频谱内加入前导信号。基于这个理由，基本上来说，TDS-OFDM系统可以较CP-OFDM系统得到较高的输量(channel throughout)。不过很多CP-OFDM内的算法包括了同步与信道估计的部分是无法被直接应用在TDS-OFDM系统内。因此，在本说明书中，会特别针对TDS-OFDM系统内的频道估计与均衡(equalization)进行讨论。

发明内容

本发明的一实施例为一种码元干扰移除方法，适用于一OFDM系统的一接收器，用以移除该接收器接收到的信号的码元干扰，以估计搭载在该接收信号的一频率域的数据信号。该接收的信号的干扰包括由该接收信号的一已知信号造成的一第一干扰与由一未知信号造成的一第二干扰，该方法包括：将该第一干扰自该接收信号中移除以产生一第一信号；根据该第一信号估计一第一频率域数据；根据该第一频率域数据产生一尾端信号(tailing signal)；根据该尾端信号与该接收信号估计一第二频率域数据。

本发明的另一实施例为一种接收器，适用于一正交频分多工系统，可移除该接收器接收到的信号的码元干扰，以估计搭载在该接收信号的一频率域的数据信号。该接收器包括一前导信号移除单元、一码元干扰移除单元、一一阶均衡单元以及一尾端信号产生单元。该前导信号移除单元，接收一接收信号并自该接收信号移除多个前导信号，并跟据一时域信道脉冲响应产生一前导信号移除信号。该码元干扰移除单元，接收该前导信号移除信号，并自该前导信号移除信号移除一码元干扰以产生一第一信号。该一阶均衡单元，接收该第一信号以产生一第一频率域数据信号。该尾端信号产生单元，接收该第一频率域数据信号以产生一尾端信号，其中该第一信号是根据该尾端信号产生。

附图说明

图1为一TDS-OFDM信号的一帧架构示意图。

图2a为在多路径信道环境下，连续的TDS-OFDM信号帧的示意图，其中延迟扩展的长度比前导信号的长度短。

图2b与2c为在多路径信道且延迟扩展的长度比前导信号的长度短环境下，已知的重迭相加运算示意图。

图3a为在多路径信道环境下，连续的TDS-OFDM信号帧的示意图，其中延迟扩展的长度比前导信号的长度长。

图3b至图3d为在大延迟扩展的环境下，根据本发明的一迭代式均衡算法的示意图。

图4为根据本发明的一实施例的一迭代式均衡单元的示意图。

图5为根据本发明的一实施例的一ISI移除单元的示意图。

图6为根据本发明的一实施例的一码元干扰移除方法的流程图。

[主要元件标号说明]

41～前导信号移除单元            42～合并器

43～重迭相加运算单元            44a～第一FFT单元

44b～第二FFT单元                44c～IFFT单元

45～一阶均衡单元                46～硬性决策单元

47～尾端信号产生单元        48～零点嵌入单元

51～前导信号移除单元        52～频率域信道脉冲响应产生单元

53～ISI移除单元             54～一阶均衡单元

55～尾端信号产生单元

具体实施方式

有关本发明的前述及其它技术内容、特点与功效，在以下配合参考图式的一较佳实施例的详细说明中，将可清楚地呈现。以下实施例中所提到的方向用语，例如：上、下、左、右、前或后等，仅是参考附加图式的方向。因此，使用的方向用语是用来说明并非用来限制本发明。

下文将会讨论两种供TDS-OFDM或ZP-OPDM系统在多个延迟扩展(delayspread)信道情况下的码元干扰移除方法。第一种码元干扰移除方法会着重在延迟扩展的多个信道的长度小于等于该前导信号的长度的情况。第二种码元干扰移除方法会着重在延迟扩展的多个信道的长度大于该前导信号的长度的情况。第一种码元干扰移除方法也可以应用在延迟扩展的多个信道的长度大于该前导信号的长度的情况，只是效能较差。

图1为一TDS-OFDM信号的一帧架构{x_i，j∈[0，p+n-1]}示意图。其中x_i，j表是第i个帧的第j个码元。帧包括了一个帧标头(frame header)与一帧本体。帧标头{x_i，j＝a_i，j，j∈[0，p-1]}是一个长度为p的BPSK调制的时域PN序列。帧本体{x_i，j＝s_i，j-p，j∈[p，p+n-1]}＝IDFT_n{S_i，k，k∈[0，n-1]}为具有多个频域数据码元s_i，k的一长度为n的反相离散傅立叶转换码元，其中k为副载波索引(subcarrierindex)。我们假设离散时间射频信道(discrete-time radio channel)是会随着时间改变，且可以作为一有限脉冲响应器的蓝图，其中d表示延迟扩展的长度。因此，该接收信号可以被以数学式表示如下：

$r_m=\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=0}{\overset{l-1}{\mathrm{\Σ}}}\·h[m-(i\·l+j)]+w_m---\left(1\right)$

其中l＝p+n为一TDS-OFDM帧的总长度，w_m表示变化幅度(variance)为δ²且平均值为0的可加性白色高斯噪声(Additive White.Gaussian Noise，AWGN)。在接收器中，信道脉冲响应(channel impulse response，CIR)被假定为已经，且信噪比(signal-to-noise ratio，SNR)定义如下：

$\frac{E\left\{{\left|\right|s_{i,j-p}\left|\right|}^2\right\}}{{\mathrm{\δ}}^2}.$

CP-OFDM的一个广为人知的特性就是在传送的信号与信道脉冲响应的一线性环积会变成一循环卷积(circular convolution)。这转换了多个时域循环信道(time-domain convolution channels)为频率域中的多个平行信道。利用这样的特性，可以利用简单的一阶频域均衡器(one-tapfrequency-domain equalization)，通过离散傅立叶转换来实现解调多个数据码元。然而，因为采用该时域前导信号为保护区间(guard interval)，使得这样的线性环积的特性并没有被保存在时域同步正交频分多工(TDS-OFDM)系统中。为了使得这样的特性重新存在于TDS-OFDM系统中，必需要先完成一些特定的运算，如前导信号移除运算与重迭相加(overlap-and-add，OLA)运算。在这样的特性被重新建立后，应用在CP-OFDM系统的数据解调制流程也可以被应用在TDS-OFDM系统中。

当第i个TDS-OFDM信号帧在多路径信道的情形下遇到延迟扩展(delayspread)为d时，接收器需要搜集(n+d-1)个取样数据，r_i＝[r_(i-1)·l+p，…，r_{(i-1)·l+p+(n+d-2)}]^T，用以作为如图2a的解调制。接收到的信号向量可以表示如下：

r_i＝[H_p，i，0]^T·p_i+H·s_i+[0，H_p，i+1]^T·p_i+1+w_i    (2)

其中H为(n+d-1)x n Toeplitz矩阵，且第1行为[h₀.....，h_d-1，0....，0]^T；[H_p，i，0]^T是(n+d-1)×(d-1)的Toeplitz矩阵且第1行为[h₀.....，h_d-1，0....，0]^T；[0，H_p，i+1]^T为(n+d-1)×(d-1)的Toeplitz矩阵且H_p，i+1为(d-1)×(d-1)的上三角Toeplitz矩阵(upper triangular Toeplitz matrix)，其中第1行为[h₀.....，h_d-2]；s_i＝[s_i，0，...，s_i，n-1]^T为所要求得的数据信号的时域帧本体，p_i＝[s_{i-1，n-(d-p)}，...，s_i-1，n-1，a_i，0，...a_i，p-1]^T为第i个信号帧所要移除的前导信号，p_i+1＝[a_i+1，0，...a_i+1，p-1，s_i+1，0，...s_i+1，d-p-2]^T为第(i+1)个信号帧所要移除的前导信号，w_i＝[w_(i-1)·l+p，....w_{(i-1)·l+p+(n+d-2)}]^T表示加性高斯白噪声(Additive White GaussianNoise，AWGN)向量。

在移除了肇因于信道的延迟扩展(channel’s delay spread)的前导信号与其影响(如图2b所示)后，接收到的前导信号移除信号(preamble-removedreceived，PR-received)向量可以表示如下：

接着，可以通过执行重迭相加运算(overlap and add，OLA)来建立环形卷积(circular convolution)的特性。在这边的重迭相加运算是将最后(d-1)个前导信号移除信号元件(在OLA窗口内)加到最前(d-1)个前导信号移除信号元件(在FFT处理窗口内)，如图2c所示。进行重迭相加运算后的前导信号移除信号(post-OLA PR-received signal)的信号向量可以表示如下：

r_i″＝[r′_i，0，…，r′_i，n-1]^T+[r′_i，n，…，r′_i，n+d-2，0，…0]^T＝H_cir·s_i+W_i″(4)

其中H_cir为nxn的循环矩阵(circulant matrix)，且第一列(row)为[h₀，0，…0，h_d-1，…，h₁]，且W_i″为OLA噪声向量。

该被均衡的数据码元可以通过离散傅立叶转换(Discrete FourierTransform，DFT)运算估计：

${\tilde{s}}_{i,k}=\frac{{\mathrm{DFT}}_n\left\{{r_i}^{\′\′}\right\}}{H_{i,k}}=\frac{S_{i,k}\·H_{i,k}+{W^{\′\′}}_{i,k}}{H_{i,k}}=S_{i,k}+\frac{{W^{\′\′}}_{i,k}}{H_{i,k}}---\left(5\right)$

其中H_i，k为信道频率响应，W″_i，k为第i个帧的载子k估计的OLA噪声。数据解调制的完成与否可通过设定数据码元到接近均衡的数据码元的一聚集点(constellation point)。

在小延迟扩展信道(d≤p)中，影响数据码元的精确度的影响来源是来自如式(5)所提到的噪声。在这个例子中，位错误率(bit-error-rate，BER)会随着信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)增加而降低。然而，这样的结果并不适用在大延迟扩展信道(d＞p)的状况，如图3a所示的情形。

请参考图3a至图3d。图3a至图3d说明了在一大延迟扩展(largedelay-spread)信道中，根据本发明提出的迭代式均衡算法的流程图。该大延迟扩展信道是指延迟扩展的长度大于保护区间的长度，如图3a所示。

在大延迟扩展信道内接收到的信号向量r_i可表示如下：

r_i＝[H_p，i，0]^T·p_i+H·s_i+[0，H_p，i+1]^T·p_i+1+w_i，其中H为(n+d-1)×(d-1)的Toeplitz矩阵且第1行为[h_d-1，......h₁]^T；[0，H_p，i+1]^T为(n+d-1)×(d-1)的Toeplitz矩阵且其中H_p，i+1为(d-1)×(d-1)的上三角Toeplitz矩阵，H_p，i+1的第1行为[h₀.....，h_d-2]；s_i＝[s_i，0，...，s_i，n-1]^T为所要求得的数据信号的时域帧本体，p_i＝[s_{i-1，n-(d-p)}，...，s_i-1，n-1，a_i，0，...a_i，p-1]^T为第i个信号帧的前导信号，p_i+1＝[a_i+1，0，...a_i+1，p-1，s_i+1，0，...s_i+1，d-p-2]^T为第(i+1)个信号帻的前导信号，w_i＝[w_(i-1)·l+p，....w_{(i-1)·l+p+(n+d-2)}]^T表示加性高斯白噪声(Additive White Gaussian Noise，AWGN)向量。在执行过前导信号移除(preamble removal，PR)与重迭相加运算(overlap and add，OLA)后，处理过的信号包含了不止所要求的信号与附加的杂志，还可能包括了如图3b与3c所示的两个相邻TDS-OFDM码元的码元干扰。

虽然干扰是一种合成的结果，但是对于解决来自两个相邻TDS-OFDM码元的两种干扰的解决方式(remedy)，是相当不同的。因为当对目前的信号帧进行解调制时，先前信号帧的未知数据码元也会变成已知。由先前信号帧引起的码元干扰就可以通过如前文中对移除时域的前导信号所造成的干扰的方式来移除。在实作上，来自先前信号帧的码元干扰的范围是可以根据先前信号帧中有多少个数据码元被正确的检测到来被移除的。相反地，相同的方法就不可以应用在下一信号帧(next signal frame)所产生的码元干扰，因为下一信号帧中的数据码元在接收器在解调制目前的信号帧时仍然是未知的。于此，我们通过信号重建的方式去减轻下一信号帧所产生的码元干扰的影响。第3d图左侧的信号表示的是已经对接收到的信号进行前导信号移除以及重迭相加运算后仍有码元干扰的信号。不同于以往直接对如图3d左侧的信号直接进行数据解调制，在OLA窗口内，所要的时域信号元件(以下称尾端信号)被重建，重建的方式是根据信道脉冲响应与检测到最新产生的多个频率域数据码元(如图3d右下方所示)的线性卷积(linear convolution)。依上述方式重建的时域信号在下文中称作合成的前导信号移除信号(PR-synthesized signal)。在重迭相加运算后，接收器会对已经进行重迭相加运算的合成的前导信号移除信号(如图3d右上所示)进行数据解调制。相同的步骤会被重复执行好几次，直到满足系统的效能要求为止。

在本发明提出的迭代式均衡算法(iterative equalization algorithm)中的符号的定义如下：

h＝[h₀.....，h_d-2]^T

${{\hat{S}}_i}^{\left(g\right)}={[{\hat{S}}_{i,0}^{\left(g\right)},...,{\hat{S}}_{i,n-1}^{\left(g\right)}]}^T$

${{\hat{S}}_i}^{\left(g\right)}={\mathrm{IDFT}}_n\left\{{{\hat{S}}_i}^{\left(g\right)}\right\}={[{\hat{s}}_{i,0}^{\left(g\right)},...,{\hat{s}}_{i,n-1}^{\left(g\right)}]}^T$

$t_i^{\left(g\right)}={[t_{i,n}^{\left(g\right)},...,t_{i,n+d-1}^{\left(g\right)}]}^T$

${r^{\′}}_i^{\left(g\right)}={[r_{i,0}^{\′},...,r_{i,n-1}^{\′},t_{i,n}^{\left(g\right)},...,t_{i,n+d-1}^{\left(g\right)}]}^T$

${r^{\′\′}}_i^{\left(g\right)}={[t_{i,n}^{\left(g\right)},...,t_{i,n+d-1}^{\left(g\right)},0...,0]}^T+{[r_{i,0}^{\′},...,r_{i,n-1}^{\′}]}^T$

其中h是信道脉冲响应向量；表示本发明提出的迭代式均衡算法的第g次的演算中第i个信号帧的已检测测到的数据码元；是相关联的时域信号帧本体；与分别表示于本发明提出的迭代式均衡算法的第g次的演算中的第i个信号帧的重建的尾端信号向量、合成的前导信号移除信号(PR-synthesized signal)以及执行重迭相加运算后的合成的前导信号移除信号向量。该迭代式均衡算法可以下列步骤说明：

(1)自接收到的信号向量r_i移除所有已知的多个信号的码元干扰，且将接收到信号中的已知信号的码元干扰移除后的信号向量定义为其中初始的尾端信号即为初始的前导信号移除信号(PR-received signal)。要注意的是该等已知信号包括了一部分已产生的时域帧本体(frame body)，

(2)通过重迭相加运算(overlap and add，OLA)自形成接着，通过DFT运算来对进行数据解调制，被初次检测到。接下来，通过IDFT运算产生相关的时域帧本体设定g等于1。

(3)尾端信号向量则根据与h的线性卷积(linearconvolution)的最后的(d-1)信号元件所重建。

(4)合成的前导信号移除信号(PR-synthesized)的信号向量是通过合并[r′_i，0，...，r′_i，n-1]^T与所产生。接着，对执行重迭相加运算(overlap and add，OLA)以形成信号向量

(5)通过DFT运算来对进行数据解调制，再次被检测到。接下来，通过IDFT运算产生相关的时域帧本体

(6)设定g＝g+1，且重复步骤(3)到(5)，直到位错误率(bit-error-rate)满足预定的标准。

图4为根据本发明的一实施例的一迭代式均衡单元的示意图。迭代式均衡单元(iterative equalization unit)适用于TDS-OFDM系统或是ZP-OFDM系统的一接收信号。迭代式均衡单元可能被设置在一OFDM接收器或一OFDM接收器内的一ISI移除单元。零点嵌入(zero padding)单元48接收并通过填补“0”数据的方式，改变一时域信道脉冲响应以产生具有Lfft点的一第一时域信道脉冲响应。接着，该第一FFT单元44a接收该第一时域信道脉冲响应以产生一频率域信道频率响应。前导信号移除单元41自目前接收到的信号中移除该前导信号，并根据该第一时域信道脉冲响应以产生一前导信号移除(preamble removed)的信号。合并器42用以合并一尾端信号(tailing signal)与该前导信号移除信号以产生一第一信号，其中该尾端信号并不是一开始就有产生的。也就是说，在运作初期没有尾端信号时，合并器42只是单纯地将前导信号移除信号传送到重迭相加运算(overlap and add，OLA)单元43。该OLA单元43对该第一信号执行一重迭相加运算以产生一第二信号。第二FFT(快速傅立叶转换)单元44b接收该第二信号并执行一快速傅立叶转换以产生一第二频率域信号。该一阶均衡单元45对该第一信号执行一一阶均衡运算，并根据该频率域信道脉冲响应(frequency-domain channel impulseresponse)产生一频率域数据信号。该频率域数据信号接着被反馈到一硬性决策单元46产生一第三频率域信号。IFFT单元44c接收该第三频率域信号以产生一第三时域信号。尾端信号(tailing signal)产生单元47接收该第三时域信号，并根据该第一时域信道脉冲响应产生一尾端信号。

图5为根据本发明的一实施例的一ISI移除单元的示意图，可用于在TDS-OFDM或ZP-OFDM系统内的一接收信号。前导信号移除单元51自目前接收到的信号中移除该前导信号，并根据一时域信道脉冲响应以产生一前导信号移除(preamble removed)的信号。频率域信道脉冲响应产生单元52接收该时域信道脉冲响应以产生一频率域信道脉冲响应。前导信号移除信号接着被传送到ISI移除单元53以移除一码元间干扰以产生一第一信号。该一阶均衡单元54对该第一信号执行一一阶均衡运算，并根据该频率域信道脉冲响应(frequency-domain channel impulse response)产生一频率域数据信号。该频率域数据信号接着被传送到一尾端信号产生单元55以产生一尾端信号(tailing signal)，该尾端信号被输入到ISI移除单元53以移除由下一个帧造成的一码元间干扰。要注意的是，当ISI移除单元53第一次对前导信号移除信号移除一码元间干扰时，ISI移除单元53只对前导信号移除信号进行处理，而没有藉助尾端信号。只有当初始频率域数据信号被产生，且该初始尾端信号也被产生了，ISI移除单元53在对前导信号移除信号进行处理以移除码元间干扰时，ISI移除单元53才会考虑该尾端信号。通过上述的反馈机制，频率域数据信号就可以更精准。

图6为根据本发明的一实施例的一码元干扰移除方法的流程图。该码元干扰移除方法适用于TDS-OFDM或ZP-OFDM系统内的一接收信号。在步骤S61时，一信道响应产生器接收并转换一时域信道响应为一频率域信道响应，其中如果该时域信道响应的长度短于该频率域响应，一零点嵌入单元会通过填入数据“0”的方式改变该时域信道响应，且该频率域信道响应因此根据该修改的时域信道响应所产生。在步骤S62时，一前导信号移除单元接收一接收信号，并根据该时域信道响应以产生一前导信号移除信号。在步骤S63，一ISI移除单元自该前导信号移除信号移除一第一干扰以产生一第一信号，其中该第一干扰是由接收到的信号中的一已经信号所产生。在步骤S64中，对该第一信号进行一阶均衡运算，以估计一第一频率域数据信号。在步骤S65，第一频率域数据信号被用来创造一尾端信号(tailing signal)，接着在步骤S66中，一ISI移除单元根据该尾端信号自一第二前导信号移除信号移除一第二干扰，以产生一第二信号，其中该第二前导信号移除信号为该第一前导信号移除信号的下一个信号。该第二前导信号移除信号一未知信号所产生。在步骤S67中，对该第二信号执行一阶均衡运算以估计一第二频率域数据信号。在步骤S68，一判断单元用来判断第二频率域数据信号的一位错误率。如果该第二频率域数据信号的位错误率满足一预定情况，该码元干扰移除方法结束。如果该第二频率域数据信号的位错误率不能满足预定情况，则跳回步骤S65继续进行，直到效能满足预定情况时才停止。

惟以上所述者，仅为本发明的较佳实施例而已，当不能以此限定本发明实施的范围，即大凡依本发明权利要求范围及发明说明内容所作的简单的等效变化与修饰，皆仍属本发明权利要求涵盖的范围内。另外本发明的任一实施例或权利要求范围不须达成本发明所揭露的全部目的或优点或特点。此外，摘要部分和标题仅是用来辅助专利文件搜寻之用，并非用来限制本发明的权利要求范围。

Claims (9)

1.一种码元干扰移除方法，用于一正交频分多工系统内的一接收器接收信号，用以估计搭载在该接收信号的一频率域数据，其中该接收信号的干扰包括由该接收信号的一已知信号造成的一第一干扰与由一未知信号造成的一第二干扰，该方法包括：

将该第一干扰自该接收信号中移除以产生一第一信号，包括：对该接收信号执行前导移除运算以产生前导信号移除信号，再对前导信号移除信号执行重叠相加运算并移除一干扰以获得第一信号；

根据该第一信号估计一第一频率域数据；

根据该第一频率域数据产生一尾端信号；以及

根据该尾端信号与该接收信号估计一第二频率域数据。

2.根据权利要求1所述的码元干扰移除方法，还包括：

根据一时域信道脉冲响应产生一频率域信道频率响应；以及

根据该接收信号与该频率域信道频率响应估计该第一频率域数据。

3.根据权利要求1所述的码元干扰移除方法，还包括：

对该前导信号移除信号执行一快速傅立叶转换以产生一第一频率域信号；以及

根据该第一频率域信号以及一频率域信道频率响应产生该第一频率域数据。

4.根据权利要求1所述的码元干扰移除方法，还包括：

对该第一信号执行一硬性决策运算，所述硬性决策运算根据该第一频率域数据信号产生一第二频率域信号；

对该第二频率域信号执行一反向快速傅立叶运算以产生一第一时域信号；以及

根据该第一时域信号产生该尾端信号。

5.一种接收器，用于一正交频分多工系统，包括：

一前导信号移除单元，接收一接收信号并自该接收信号移除多个前导信号，并根据一时域信道脉冲响应产生一前导信号移除信号；

一码元干扰移除单元，接收该前导信号移除信号，并自该前导信号移除信号移除一码元干扰以产生一第一信号；

一一阶均衡单元，接收该第一信号以产生一第一频率域数据信号；以及

一尾端信号产生单元，接收该第一频率域数据信号以产生一尾端信号，其中该第一信号是根据该尾端信号产生。

6.根据权利要求5所述的接收器，还包括：

一频率域信道频率响应产生单元，接收该时域信道脉冲响应以产生一频率域信道频率响应，且该第一频率域数据信号的产生还根据该频率域信道频率响应。

7.根据权利要求5所述的接收器，其中该尾端信号产生单元还包括一反向快速傅立叶转换单元，根据该第一频率域数据信号产生一第一时域信号，且该尾端信号的产生还根据该第一时域信号。

8.根据权利要求5所述的接收器，其中该尾端信号产生单元还包括：

一硬性决策单元，接收该第一频率域数据信号以产生一第二频率域信号；以及

一反向快速傅立叶转换单元，接收并转换该第二频率域信号为一第一时域信号，其中该尾端信号是根据该第一时域信号产生。

9.根据权利要求5所述的接收器，其中该码元干扰移除单元还包括：

一合并器，用以合并该第一频率域数据信号与该前导信号移除信号以产生一第二信号；

一重迭相加运算单元，对该第二信号执行一重迭相加运算以产生一第三信号；以及

一快速傅立叶转换单元，对该第三信号执行一快速傅立叶转换以产生该第一信号。