CN101697534B - 一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法，包括如下步骤：基于已知的前两帧信号帧，通过线性插值得到当前帧的初始信道估计值；基于当前帧的初始信道估计值和当前帧的伪随机序列，计算当前帧的相邻码间干扰；通过前一帧均衡的数据和前一帧的信道估计值，计算对当前帧的相邻符号间的干扰；从接收时域同步头对应的PN3部分减去上述的相邻符号间干扰和相邻码间干扰；将去除干扰后的信号与PN3进行循环相关，得到相对准确的当前帧的信道估计值；累计迭代次数，将当前帧的信道估计值代替初始信道估计值，重新计算相邻码间干扰，得到更加精确的信道估计值。

Description

一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法

技术领域

本发明涉及一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法。

背景技术

传统的正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM)系统通过引入循环前缀，消除前一个符号带来的相邻符号间干扰(Inter Signal Interference，简称ISI)，使得每一个OFDM符号的由多径信道带来的干扰都是自己本身，而在时域同步正交频分复用(Time DomainSynchronous-Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称TDS-OFDM)系统中，时域同步头伪随机(PN)序列取代了循环段前缀，填充在反快速傅里叶逆变换(IFFT)后的时域发射信号之前。如图1、2所示，在发送端传输的信号帧可以分成在时间上互不重叠的两部分，即PN序列{c_i，k}_k＝0 ^M-1和数据部分{s_i，k}_k＝0 ^N-1。如图3、4所示，由于多径效应的存在，在接收端接收信号{r_i，k}_k＝0 ^M+N-1却由混叠的两部分所构成：{y_i，k}_k＝0 ^M+L-2表示PN序列和信道冲激响应的线性卷积结果；以及{x_i，k}_k＝0 ^N+L-2则表示数据部分{s_i，k}_k＝0 ^N-1和信道冲激响应的线性卷积结果。

正是由于多径时延扩展现象，导致了接收信号的混叠，在没有保护前缀的情况下，就会产生ICI和ISI的干扰。因此需要采取一定的措施对干扰进行消除，实现接收信号{x_i，k}_k＝0 ^N+L-1和{y_i，k}_k＝0 ^M+L-1的分离，而对信道的估计则是消除干扰的基础。

发明内容

本发明所要解决的技术问题就是为了克服以上的不足，提出了一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法。

本发明的技术问题通过以下的技术方案予以解决：

一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法，包括如下步骤：第一步：将时域同步头PN系列中的第3个PN序列PN3位置所对应的接收数据去除相邻符号间干扰和相邻码间干扰，得到的值记为y′₃；第二步：将第一步所得到的值y′₃与PN3序列进行循环相关

n＝0，1，2，...，L-1，并得到信道估计值 $h_{i,n}=\frac{1}{K+1}[R_n+\frac{\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_m}{(K+1-L)}],$ 其中 $p_3=\left[\begin{array}{c}{c}_{i,0}\\ c_{i,1}\\ .\\ .\\ .\\ c_{i,K-1}\end{array}\right]$ 表示时域同步头PN系列中的第3部分，L为多径的长度，K为相关长度。

所述相邻符号间干扰通过如下方法得到：(1)、对第i-1帧数据进行迫零均衡重构，得到第i-1帧数据的时域形式 $S_{i-1}=\left[\begin{array}{c}{s}_{i-1,N-K}\\ s_{i-1,N-K+1}\\ .\\ .\\ .\\ s_{i-1,N-1}\end{array}\right];$ (2)、根据第i-1帧的信道估计值构建矩阵并计算B_i-1S_i-1，得到相邻符号间干扰。

所述第i-1帧数据的时域形式通过如下方法得到：将消除噪声后的接收数据先进行循环重构 $D_{i-1,k}=\left\{\begin{array}{cc}{\tilde{x}}_{i-1,k}+{\tilde{x}}_{i-1,k+N},& 0\≤k\≤L-2\\ {\tilde{x}}_{i-1,k},& L-1\≤k\≤N\end{array}\right.;$ 然后直接进行N点的DFT频域均衡，再进行IDFT变换，得到第i-1帧数据的时域形式 $s_{i-1,k}=\mathrm{IDFT}\left\{\frac{\mathrm{DFT}\left(D_{i-1,k}\right)}{\mathrm{DFT}\left({\tilde{h}}_{i-1,k}\right)}\right\},$ 0≤k＜N；最后截取最后的k项，得到 $S_{i-1}=\left[\begin{array}{c}{s}_{i-1,N-K}\\ s_{i-1,N-K+1}\\ .\\ .\\ .\\ s_{i-1,N-1}\end{array}\right].$

所述相邻码间干扰通过如下方法得到：(11)、基于已知的前两个信号帧的信道冲激响应，通过线性插值得到当前帧的初始信道估计值；(22)、根据当前帧的初始信道估计值得到

计算A_ip₃，得到相邻码间干扰。

在步骤(11)中还将初始信道冲激响应的迭代序号置一初始值；在第二步中还将信道估计值的迭代序号加1；所述第二步后还包括如下步骤：第三步：判断迭代序号是否达到预设值，如否则返回步骤(22)，并将第二步中得到的信道估计值作为当前帧的初始信道估计值，继续迭代；如是则迭代停止，第二步得出的信道估计值即最终信道估计值。

所述迭代序号的初始值为0，所述第三步中的预设值为2或3。

本发明与现有技术对比的有益效果是：本发明的时域同步正交频分复用的信道估计方法可以对长时延信道进行精确估计，而且处理简单，容易实现，且占用资源少。在得到信道估计值后，即可采取一定的措施对干扰进行消除。

附图说明

图1是发送信号帧的结构示意图；

图2是发送信号帧的时域分解示意图；

图3是接收信号帧的结构示意图；

图4是接收信号帧的时域分解示意图；

图5是TDS-OFDM系统时域同步头的填充方式示意图；

图6是循环卷积和线性卷积的关系示意图；

图7是多径长度M-K+1＜L≤K的示意图；

图8是本发明具体实施方式的ISI和ICI干扰消除示意图；

图9是本发明具体实施方式的流程示意图。

具体实施方式

如图5所示，时域同步头包含3个带重叠部分的完整PN序列，当采用PN3这个窗口来进行相关信道估计的时候，时域同步头前面的2、1部分就相当于PN3的保护前缀，由于循环卷积和线性卷积具有如图6所示的关系，因此多径长度不能大于M-K+1(M为时域同步头的长度，而K表示PN序列的周期)。一旦多径长度大于M-K+1，就破坏了PN序列良好的相关特性，产生ISI和ICI的干扰。为了抗较长的多径时延，使得抗多径能力达到L＜＝K，就需要在进行相关信道估计之前，先消除ISI和ICI。

根据如图7所示的多径接收示意图，当多径长度M-K+1＜L≤K时，PN3窗口接收的数据就会受到前一帧数据的ISI干扰和PN3本身的ICI干扰，可以用下面的公式来表示：

$y_3={\left\{c_{i,k}\right\}}_{k=0}^{K-1}\⊗{\left\{h_{i,k}\right\}}_{k=0}^{L-1}+B_{i-1}{S}_{i-1}-A_i{p}_3$ (1)

其中，p₃表示PN3部分的本地PN序列。

$p_3=\left[\begin{array}{c}{c}_{i,0}\\ c_{i,1}\\ .\\ .\\ .\\ c_{i,K-1}\end{array}\right],$ $S_{i-1}=\left[\begin{array}{c}{s}_{i-1,N-K}\\ s_{i-1,N-K+1}\\ .\\ .\\ .\\ s_{i-1,N-1}\end{array}\right],$ $y_3=\left[\begin{array}{c}{y}_{i,0}\\ y_{i,1}\\ .\\ .\\ .\\ y_{i,K-1}\end{array}\right],$ $h={\left({\left[\begin{array}{c}{h}_{i,0}\\ h_{i,1}\\ .\\ .\\ .\\ h_{i,L-1}\\ 0\\ 0\end{array}\right]}_{K\×1}\right)}^T---\left(2\right)$

由公式(3)和(4)可以看出，ICI和ISI都是超出M-K+1长度的那部分冲击响应所造成的。

如图8、9所示，一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法，包括如下步骤：

第一步：将PN3位置所对应的接收数据去除相邻符号间干扰和相邻码间干扰，得到y′₃。

所述相邻符号间干扰通过如下方法得到：(1)、对前一帧(第i-1帧)数据进行迫零均衡重构，得到第i-1帧数据的时域形式 $S_{i-1}=\left[\begin{array}{c}{s}_{i-1,N-K}\\ s_{i-1,N-K+1}\\ .\\ .\\ .\\ s_{i-1,N-1}\end{array}\right];---\left(2\right),$ 根据第i-1帧的信道估计值构建矩阵

并计算B_i-1S_i-1，得到相邻符号间干扰ISI。

所述第i-1帧数据的时域形式通过如下方法得到：将消除噪声后的接收数据先进行循环重构 $D_{i-1,k}=\left\{\begin{array}{cc}{\tilde{x}}_{i-1,k}+{\tilde{x}}_{i-1,k+N},& 0\≤k\≤L-2\\ {\tilde{x}}_{i-1,k},& L-1\≤k\≤N\end{array}\right.;$ 然后直接进行N点的DFT频域均衡，再进行IDFT，得到第i-1帧数据的时域形式 $s_{i-1,k}=\mathrm{IDFT}\left\{\frac{\mathrm{DFT}\left(D_{i-1,k}\right)}{\mathrm{DFT}\left({\tilde{h}}_{i-1,k}\right)}\right\},$ 0≤k＜N；最后截取最后的k项，得到 $S_{i-1}=\left[\begin{array}{c}{s}_{i-1,N-K}\\ s_{i-1,N-K+1}\\ .\\ .\\ .\\ s_{i-1,N-1}\end{array}\right].$

所述相邻码间干扰通过如下方法得到：

(11)、当第i帧数据进入接收机时，基于已知的前两个信号帧的信道冲激响应

通过线性插值得到当前帧的初始信道估计值

0≤k＜L-1。同时将迭代序号I置一初始值，所述初始值可以为0或1或其他值。

(22)、根据当前帧的初始信道估计值得到

计算A_ip₃，得到相邻码间干扰。

第二步：利用第一步所得到的值y′₃与PN3部分的PN序列作循环相关，就可以准确的估计出当前帧信道冲激响应{h_i，k ^iter＝I}_k＝0 ^L-1。最后循环相关的结果如下：

由(8)式，可以推导得到

$h_{i,n}^{\mathrm{iter}=I}=\frac{1}{K+1}[R_n+\frac{\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_m}{(K+1-L)}]---\left(9\right)$

通过公式(9)，就可以得到较精确信道的冲激响应。

为了获得更加准确的信道冲激响应，可以对迭代序号I进行累加，继续将A_i中的值换成当前帧信道响应{h_i，k ^iter＝I}_k＝0 ^L-1(根据公式(9)的结果)，再次进行ICI消除，直到到达预先设定的迭代次数J，从而获得更加满意的结果。具体可以进行如下第三步。

第三步：判断迭代序号I是否达到预设值，如否则返回步骤(22)，并将第二步中得到的信道估计值作为当前帧的初始信道估计值，继续迭代；如是则迭代停止，第二步得出的信道估计值即最终信道估计值。所述预设值根据初始值变化，若迭代序号I的初始值为0，则本步中的预设值可为2或3。经试验证明，此时得到的信道估计值比较精确，而且处理比较简单。

本发明基于TDS-OFDM系统，将迭代算法和相关算法相结合，在消除PN序列与OFDM数据部分之间的符号间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)基础上，克服了传统相关算法无法抗长时延多径的不足，精确的估计出长时延多径信道的特性。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法，其特征在于：包括如下步骤：

第一步：将时域同步头PN系列中的第3个PN序列PN3位置所对应的接收数据去除相邻符号间干扰和相邻码间干扰，得到的值记为y′₃；

第二步：将第一步所得到的值y′₃与PN3序列进行循环相关n＝0，1，2，…，L-1，并得到信道的冲击响应估计值 $h_{i,n}=\frac{1}{K+1}[R_n+\frac{\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_m}{(K+1-L)}],$ 其中 $p_3=\left[\begin{array}{c}{c}_{i,0}\\ c_{i,1}\\ .\\ .\\ .\\ c_{i,K-1}\end{array}\right]$ 表示时域同步头PN系列中的第3个PN序列PN3，L为多径的长度，K为相关长度。

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