TWI429248B

TWI429248B - 符元干擾移除方法與接收器

Info

Publication number: TWI429248B
Application number: TW100120999A
Authority: TW
Inventors: Yao Nan Lee; Ching Sheng Ni
Original assignee: Himax Media Solutions Inc
Priority date: 2011-03-30
Filing date: 2011-06-16
Publication date: 2014-03-01
Also published as: TW201240403A; CN102739598B; US20120250801A1; US8565327B2; CN102739598A

Description

符元干擾移除方法與接收器

本發明為一種干擾移除方法，特別是在一正交多頻分工系統內的一符元干擾移除方法。

正交多頻分工(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)技術在處理多路徑衰弱通道(multipath fading channels)時，對於減輕符元干擾移除是非常有效的。在習知技術中，OFDM符元是藉由循環字首(cyclic prefix，CP)來分隔，使得接收器在解調變資料時變得相對的簡單。近來，時域同步正交多頻分工(TDS-OFDM)也引起越來越多的興趣，其中偽雜訊信號(pseudo-noise，PN)序列取代了循環字首做為保護區間以及訓練符元(training symbol)。中國的數位地面電視廣播(Digital Terrestrial Television Broadcasting，DTTB)標準也採用了TDS-OFDM技術。

在TDS-OFDM系統內，插入的PN序列做為訓練符元，是為了接收器的同步與通道估計(channel estimation)所設計，這使得其不用如DVB-T系統一樣，在傳送的信號頻譜內加入前導信號。基於這個理由，基本上來說，TDS-OFDM系統可以較CP-OFDM系統得到較高的輸量(channel throughout)。不過很多CP-OFDM內的演算法包括了同步與通道估計的部分是無法被直接應用在TDS-OFDM系統內。因此，在本說明書中，會特別針對TDS-OFDM系統內的頻道估計與等化(equalization)進行討論。

本發明的一實施例為一種符元干擾移除方法，適用於一OFDM系統的一接收器，用以移除該接收器接收到的信號的符元干擾，以估計搭載在該接收信號的一頻率域的資料信號。該接收的信號的干擾包括由該接收信號的一已知信號造成的一第一干擾與由一未知信號造成的一第二干擾，該方法包括：將該第一干擾自該接收信號中移除以產生一第一信號；根據該第一信號估計一第一頻率域資料；根據該第一頻率域資料產生一尾端信號(tailing signal)；根據該尾端信號與該接收信號估計一第二頻率域資料。

本發明的另一實施例為一種接收器，適用於一正交分頻多工系統，可移除該接收器接收到的信號的符元干擾，以估計搭載在該接收信號的一頻率域的資料信號。該接收器包括一前導信號移除單元、一符元干擾移除單元、一一階等化單元以及一尾端信號產生單元。該前導信號移除單元，接收一接收信號並自該接收信號移除複數個前導信號，並跟據一時域通道脈衝響應產生一前導信號移除信號。該符元干擾移除單元，接收該前導信號移除信號，並自該前導信號移除信號移除一符元干擾以產生一第一信號。該一階等化單元，接收該第一信號以產生一第一頻率域資料信號。該尾端信號產生單元，接收該第一頻率域資料信號以產生一尾端信號，其中該第一信號係根據該尾端信號產生。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之一較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。以下實施例中所提到的方向用語，例如：上、下、左、右、前或後等，僅是參考附加圖式的方向。因此，使用的方向用語是用來說明並非用來限制本發明。

下文將會討論兩種供TDS-OFDM或ZP-OPDM系統在複數個延遲擴展(delay spread)通道情況下的符元干擾移除方法。第一種符元干擾移除方法會著重在延遲擴展的複數個通道的長度小於等於該前導信號的長度的情況。第二種符元干擾移除方法會著重在延遲擴展的複數個通道的長度大於該前導信號的長度的情況。第一種符元干擾移除方法也可以應用在延遲擴展的複數個通道的長度大於該前導信號的長度的情況，只是效能較差。

第1圖為一TDS-OFDM信號的一訊框架構{x _i _, _j ,j[0,p +n -1]}示意圖。其中x _i _, _j 表是第i個訊框的第j個符元。訊框包括了一個訊框標頭(frame header)與一訊框本體。訊框標頭{x _i _, _j =a _i _, _j ,j[0,p -1]}是一個長度為p的BPSK調變的時域PN序列。訊框本體{x _i _, _j =s _i _, _j _- _p ,j[p ,p +n -1]}=IDFT _n {S _i _, _k ,k[0,n -1]}為具有複數個頻域資料符元S _i _, _k 的一長度為n的反相離散傅立葉轉換符元，其中k為副載波索引(subcarrier index)。我們假設離散時間射頻通道(discrete-time radio channel)是會隨著時間改變，且可以作為一有限脈衝響應器的藍圖，其中d表示延遲擴展的長度。因此，該接收信號可以被以數學式表示如下：

其中l =p +n 為一TDS-OFDM訊框的總長度，w _m 表示變化幅度(variance)為δ² 且平均值為0的可加性白色高斯雜訊(Additive White. Gaussian Noise,AWGN)。在接收器中，通道脈衝響應(channel impulse response，CIR)被假定為已經，且訊雜比(signal-to-noise ratio，SNR)定義如下：

CP-OFDM的一個廣為人知的特性就是在傳送的信號與通道脈衝響應的一線性環積會變成一循環摺積(circular convolution)。這轉換了複數個時域循環通道(time-domain convolution channels)為頻率域中的複數個平行通道。利用這樣的特性，可以利用簡單的一階頻域等化器(one-tap frequency-domain equalization)，透過離散傅立葉轉換來實現解調變複數個資料符元。然而，因為採用該時域前導信號為保護區間(guard interval)，使得這樣的線性環積的特性並沒有被保存在時域同步正交多頻分工(TDS-OFDM)系統中。為了使得這樣的特性重新存在於TDS-OFDM系統中，必需要先完成一些特定的運算，如前導信號移除運算與重疊相加(overlap-and-add，OLA)運算。在這樣的特性被重新建立後，應用在CP-OFDM系統的資料解調變流程也可以被應用在TDS-OFDM系統中。

當第i個TDS-OFDM信號訊框在多路徑通道的情形下遇到延遲擴展(delay spread)為d時，接收器需要搜集(n+d-1)個取樣資料，r _i =[r ₍ _i _-1)‧ _l ₊ _p ,…,r ₍ _i _-1)‧ _l ₊ _p ₊ ₍ _n ₊ _d _-2) ]^T ,，用以做為如第2a圖的解調變。街收到的信號向量可以表示如下：

r _i =[H _p _, _i ,0]^T ‧p _i +H ‧s _i +[0,H _p _, _i ₊₁ ]^T ‧p _i ₊₁ +w _i 　(2)

其中H為(n+d-1) x n Toeplitz矩陣，且第1行為[h ₀ .....,h _d _-1 ,0....,0]^T ;[H _p _, _i ,0]^T 是(n +d -1)×(d -1)的Toeplitz矩陣且第1行為[h ₀ .....,h _d _-1 ,0....,0]^T ;[0,H _p _, _i ₊₁ ]^T 為(n +d -1)×(d -1)的Toeplitz矩陣且H _p _, _i ₊₁ 為(d -1)×(d -1)的上三角Toeplitz矩陣(upper triangular Toeplitz matrix)，其中第1行為[h ₀ .....,h _d _-2 ];s _i =[s _i _,0 ,...,s _i _, _n _-1 ]^T 為為所要求得的資料信號的時域訊框本體，p _i =[s _i _-1, _n _-( _d _- _p ₎ ,...,s _i _-1, _n _-1 ,a _i _,0, ...a _i _, _p _-1 ]^T 為第i個信號訊框所要移除的前導信號，p _i ₊₁ =[a _i _+1,0, ...a _i _+1, _p _-1 ,s _i _+1,0, ...s _i ₊ _1, _d _- _p _-2 ]^T 為第(i+1)個信號訊框所要移除的前導信號，w _i =[w ₍ _i _-1)‧ _l ₊ _p ,....w ₍ _i _- _1)‧ _l ₊ _p ₊ ₍ _n ₊ _d _-2) ]^T 表示加性高斯白雜訊(Additive White Gaussian Noise，AWGN)向量。

在移除了肇因於通道的延遲擴展(channel’s delay spread)的前導信號與其影響(如第2b圖所示)後，接收到的前導信號移除信號(preamble-removed received，PR-received)向量可以表示如下：

r _i '= r _i _,0 ,…,r _i _, _n ₊ _d _-2 =H ‧s _i +W _i 　(3)

接著，可以透過執行重疊相加運算(overlap and add，OLA)來建立環形摺積(circular convolution)的特性。在這邊的重疊相加運算是將最後(d -1)個前導信號移除信號元件(在OLA視窗內)加到最前(d -1)個前導信號移除信號元件(在FFT處理視窗內)，如第2c圖所示。進行重疊相加運算後的前導信號移除信號(post-OLA PR-received signal)的信號向量可以表示如下：

r _i "=[r '_i _,0 ,…,r '_i _, _n _-1 ]^T +[r '_i _, _n ,…,r '_i _, _n ₊ _d _-2 ,0,…0]^T =H _cir ‧s _i +W _i "(4)

其中H _cir 為n x n的循環矩陣(circulant matrix)，且第一列(row)為[h ₀ ,0,…0,h _d _-1 ,…,h ₁ ]，且W _i "為OLA雜訊向量。

該被等化的資料符元可以透過離散傅立葉轉換(Discrete Fourier Transform，DFT)運算估計：

其中H _i _, _k 為通道頻率響應，W "_i _, _k 為第i個訊框的載子k估計的OLA雜訊。資料解調變的完成與否可藉由設定資料符元到接近等化的資料符元的一聚集點(constellation point)。

在小延遲擴展通道(d p )中，影響資料符元的精確度的影響來源是來自如式(5)所提到的雜訊。在這個例子中，位元錯誤率(bit-error-rate，BER)會隨著信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)增加而降低。然而，這樣的結果並不適用在大延遲擴展通道(d >p )的狀況，如第3a圖所示的情形。

請參考第3a至第3d圖。第3a至第3d圖說明了在一大延遲擴展(large delay-spread)通道中，根據本發明提出的迭代式等化演算法的流程圖。該大延遲擴展通道係指延遲擴展的長度大於保護區間的長度，如第3a圖所示。

在大延遲擴展通道內接收到的信號向量r_i 可表示如下：r _i H _p _, _i ,0]^T ‧p _i +H ‧s _i +[0,H _p _, _i ₊₁ ]^T ‧p _i ₊ ₁ +w _i ，其中H為(n +d -1)×(d -1)的Toeplitz矩陣且第1行為[h _d _-1 ,......h ₁ ]^T ；[0,H _p _, _i ₊₁ ]^T 為(n +d -1)×(d -1)的Toeplitz矩陣且其中H _p _, _i ₊₁ 為(d -1)×(d -1)的上三角Toeplitz矩陣，H _p _, _i ₊₁ 的第1行為[h ₀ .....,h _d _-2 ]；s _i =[s _i _,0 ,...,s _i _, _n _-1 ]^T 為所要求得的資料信號的時域訊框本體，p _i =[s _i _-1, _n _-( _d _- _p ₎ ,...,s _i _-1, _n _-1 ,a _i _,0, ...a _i _, _p _-1 ]^T 為第i個信號訊框的前導信號，p _i ₊₁ =[a _i _+1,0, ...a _i _+1, _p _-1 ,s _i ₊₁ _,0, ...s _i ₊ _1, _d _- _p _-2 ]^T 為第(i+1)個信號訊框的前導信號，w _i =[w ₍ _j _-1)‧ _l ₊ _p ,....w ₍ _i _-1 ₎ _‧ _l ₊ _p ₊₍ _n ₊ _d _-2) ]^T 表示加性高斯白雜訊(Additive White Gaussian Noise，AWGN)向量。在執行過前導信號移除(preamble removal，PR)與重疊相加運算(overlap and add，OLA)後，處理過的信號包含了不止所要求的的信號與附加的雜誌，更可能包括了如第3b與3c圖所示的兩個相鄰TDS-OFDM符元的符元干擾。

雖然干擾是一種合成的結果，但是對於解決來自兩個相鄰TDS-OFDM符元的兩種干擾的解決方式(remedy)，是相當不同的。因為當對目前的信號訊框進行解調變時，先前信號訊框的未知資料符元也會變成已知。由先前信號訊框引起的符元干擾就可以透過如前文中對移除時域的前導信號所造成的干擾的方式來移除。在實作上，來自先前信號訊框的符元干擾的範圍是可以根據先前信號訊框中有多少個資料符元被正確的偵測到來被移除的。相反地，相同的方法就不可以應用在下一信號訊框(next signal frame)所產生的符元干擾，因為下一信號訊框中的資料符元在接收器在解調變目前的信號訊框時仍然是未知的。於此，我們藉由信號重建的方式去減輕下一信號訊框所產生的符元干擾的影響。第3d圖左側的信號表示的是已經對接收到的信號進行前導信號移除以及重疊相加運算後仍有符元干擾的信號。不同於以往直接對如第3d圖左側的信號直接進行資料解調變，在OLA視窗內，所要的時域信號元件(以下稱尾端信號)被重建，重建的方式係根據通道脈衝響應與偵測到最新產生的複數個頻率域資料符元(如第3d圖右下方所示)的線性摺積(linear convolution)。依上述方式重建的時域信號在下文中稱作合成的前導信號移除信號(PR-synthesized signal)。在重疊相加運算後，接收器會對已經進行重疊相加運算的合成的前導信號移除信號(如第3d圖右上所示)進行資料解調變。相同的步驟會被重覆執行好幾次，直到滿足系統的效能要求為止。

在本發明提出的迭代式等化演算法(iterative equalization algorithm)中的符號的定義如下：

其中h 是通道脈衝響應向量；表示本發明提出的迭代式等化演算法的第g次的演算中第i個信號訊框的已偵測測到的資料符元；是相關聯的時域信號訊框本體；與分別表示於本發明提出的迭代式等化演算法的第g次的演算中的第i個信號訊框的重建的尾端信號向量、合成的前導信號移除信號(PR-synthesized signal)以及執行重疊相加運算後的合成的前導信號移除信號向量。該迭代式等化演算法可以下列步驟說明：

(1)　自接收到的信號向量r_i 移除所有已知的複數個信號的符元干擾，且將接收到信號中的已知信號的符元干擾移除後的信號向量定義為，其中初始的尾端信號即為初始的前導信號移除信號(PR-received signal)。要注意的是該等已知信號包括了一部分已產生的時域訊框本體(frame body)，

(2)　藉由重疊相加運算(overlap and add，OLA)自形成。接著，透過DFT運算來對進行資料解調變，被初次偵測到。接下來，藉由IDFT運算產生相關的時域訊框本體。設定g等於1。

(3)　尾端信號向量則根據與h的線性摺積(linear convolution)的最後的(d -1)信號元件所重建。

(4)　合成的前導信號移除信號(PR-synthesized)的信號向量是藉由合併與所產生。接著，對執行重疊相加運算(overlap and add，OLA)以形成信號向量。

(5)　透過DFT運算來對進行資料解調變，再次被偵測到。接下來，藉由IDFT運算產生相關的時域訊框本體。

(6)　設定g=g+1，且重覆步驟(3)到(5)，直到位元錯誤率(bit-error-rate)滿足預定的標準。

第4圖為根據本發明之一實施例的一迭代式等化單元的示意圖。迭代式等化單元(iterative equalization unit)適傭於TDS-OFDM系統或是ZP-OFDM系統的一接收信號。迭代式等化單元可能被設置在一OFDM接收器或一OFDM接收器內的一ISI移除單元。零點嵌入(zero padding)單元48接收並藉由填補”0”資料的方式，改變一時域通道脈衝響應以產生具有L_fft 點的一第一時域通道脈衝響應。接著，該第一FFT單元44a接收該第一時域通道脈衝響應以產生一頻率域通道頻率響應。前導信號移除單元41自目前接收到的信號中移除該前導信號，並根據該第一時域通道脈衝響應以產生一前導信號移除(preamble removed)的信號。合併器42用以合併一尾端信號(tailing signal)與該前導信號移除信號以產生一第一信號，其中該尾端信號並不是一開始就有產生的。也就是說，在運作初期沒有尾端信號時，合併器42只是單純的將前導信號移除信號傳送到重疊相加運算(overlap and add，OLA)單元43。該OLA單元43對該第一信號執行一重疊相加運算以產生一第二信號。第二FFT(快速傅立葉轉換)單元44b接收該第二信號並執行一快速傅立葉轉換以產生一第二頻率域信號。該一階等化單元45對該第一信號執行一一階等化運算，並根據該頻率域通道脈衝響應(frequency-domain channel impulse response)產生一頻率域資料信號。該頻率域資料信號接著被迴授到一硬性決策單元46產生一第三頻率域信號。IFFT單元44c接收該第三頻率域信號以產生一第三時域信號。尾端信號(tailing signal)產生單元47接收該第三時域信號，並根據該第一時域通道脈衝響應產生一尾端信號。

第5圖為根據本發明之一實施例的一ISI移除單元的示意圖，可用於在TDS-OFDM或ZP-OFDM系統內的一接收信號。前導信號移除單元51自目前接收到的信號中移除該前導信號，並根據一時域通道脈衝響應以產生一前導信號移除(preamble removed)的信號。頻率域通道脈衝響應產生單元52接收該時域通道脈衝響應以產生一頻率域通道脈衝響應。前導信號移除信號接著被傳送到ISI移除單元53以移除一符元間干擾以產生一第一信號。該一階等化單元54對該第一信號執行一一階等化運算，並根據該頻率域通道脈衝響應(frequency-domain channel impulse response)產生一頻率域資料信號。該頻率域資料信號接著被傳送到一尾端信號產生單元55以產生一尾端信號(tailing signal)，該尾端信號被輸入到ISI移除單元53以移除由下一個訊框造成的一符元間干擾。要注意的是，當ISI移除單元53第一次對前導信號移除信號移除一符元間干擾時，ISI移除單元53只對前導信號移除信號進行處理，而沒有藉助尾端信號。只有當初始頻率域資料信號被產生，且該初始尾端信號也被產生了，ISI移除單元53在對前導信號移除信號進行處理以移除符元間干擾時，ISI移除單元53才會考量該尾端信號。藉由上述的迴授機制，頻率域資料信號就可以更精準。

第6圖為根據本發明之一實施例的一符元干擾移除方法的流程圖。該符元干擾移除方法適用於TDS-OFDM或ZP-OFDM系統內的一接收信號。在步驟S61時，一通道響應產生器接收並轉換一時域通道響應為一頻率域通道響應，其中如果該時域通道響應的長度短於該頻率域響應，一零點嵌入單元會藉由填入資料”0”的方式改變該時域通道響應，且該頻率域通道響應因此根據該修改的時域通道響應所產生。在步驟S62時，一前導信號移除單元接收一接收信號，並根據該時域通道響應以產生一前導信號移除信號。在步驟S63，一ISI移除單元自該前導信號移除信號移除一第一干擾以產生一第一信號，其中該第一干擾係由接收到的信號中的一已經信號所產生。在步驟S64中，對該第一信號進行一階等化運算，以估計一第一頻率域資料信號。在步驟S65，第一頻率域資料信號被用來創造一尾端信號(tailing signal)，接著在步驟S66中，一ISI移除單元根據該尾端信號自一第二前導信號移除信號移除一第二干擾，以產生一第二信號，其中該第二前導信號移除信號為該第一前導信號移除信號的下一個信號。該第二前導信號移除信號一未知信號所產生。在步驟S67中，對該第二信號執行一階等化運算以估計一第二頻率域資料信號。在步驟S68，一判斷單元用來判斷第二頻率域資料信號的一位元錯誤率。如果該第二頻率域資料信號的位元錯誤率滿足一預定情況，該符元干擾移除方法結束。如果該第二頻率域資料信號的位元錯誤率不能滿足預定情況，則跳回步驟S65繼續進行，直到效能滿足預定情況時才停止。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。另外本發明的任一實施例或申請專利範圍不須達成本發明所揭露之全部目的或優點或特點。此外，摘要部分和標題僅是用來輔助專利文件搜尋之用，並非用來限制本發明之權利範圍。

41．．．前導信號移除單元

42．．．合併器

43．．．重疊相加運算單元

44a．．．第一FFT單元

44b．．．第二FFT單元

44c．．．IFFT單元

45．．．一階等化單元

46．．．硬性決策單元

47．．．尾端信號產生單元

48．．．零點嵌入單元

51．．．前導信號移除單元

52．．．頻率域通道脈衝響應產生單元

53．．．ISI移除單元

54．．．一階等化單元

55．．．尾端信號產生單元

第1圖為一TDS-OFDM信號的一訊框架構示意圖。

第2a圖為在多路徑通道環境下，連續的TDS-OFDM信號訊框的示意圖，其中延遲擴展的長度比前導信號的長度短。

第2b與2c圖為在多路徑通道且延遲擴展的長度比前導信號的長度短環境下，習知的重疊相加運算示意圖。

第3a圖為在多路徑通道環境下，連續的TDS-OFDM信號訊框的示意圖，其中延遲擴展的長度比前導信號的長度長。

第3b至第3d圖為在大延遲擴展的環境下，根據本發明之一迭代式等化演算法的示意圖。

第4圖為根據本發明之一實施例的一迭代式等化單元的示意圖。

第5圖為根據本發明之一實施例的一ISI移除單元的示意圖。

第6圖為根據本發明之一實施例的一符元干擾移除方法的流程圖。