CN106664278B - 相位噪声估计和补偿 - Google Patents

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Abstract

减小接收信号中的相位噪声的方法，包括：识别接收信号中的导频分量，以及确定在没有相位噪声的情况下本应接收到的期望导频分量。基于接收到的导频分量和所述期望导频分量，生成针对接收信号中的OFDM符号不同部分的相位噪声实现的估计，以及基于所述相位噪声实现的估计，针对相位噪声对接收信号进行补偿。公开了相关基站和用户设备节点。

Description

相位噪声估计和补偿
技术领域
本公开涉及无线通信系统，并更具体地涉及减小无线信号中的相位噪声的方法、网络节点、用户设备节点和系统。
背景技术
移动宽带通信系统的用户需要越来越高的数据速率。例如，将期望移动宽带通信系统传送每秒几千兆位的范围内的数据速率。提高数据速率的一种方式是：例如通过应用甚至更高阶的调制，使用更大数量的MIMO流或其二者来提高相对于现有无线电接入技术的频谱效率。然而，实现更复杂的复用方案可能增加硬件的成本并且也可能增加能量使用，这二者对于移动设备而言都是不期望的。
提高数据速率的另一种方式是简单地增加系统所采用的带宽。然而，许多频带已经被法律预留用于其它类型的通信，例如卫星通信、广播、导航等。为了找到可用于在移动通信中使用的宽频带，可能有必要考虑使用毫米波频带(即高于30GHz)中的频率。然而，在毫米波频率处，由无线电硬件贡献的相位噪声可能成为问题，原因在于振荡器对相位噪声的贡献随着载波频率以平方的方式增加。为了应对相位噪声的问题，在具有2GHz带宽的60GHz频率范围下工作的IEEE802.11ad标准使用大于5MHz的子载波间隔。
还可包括诸如DFT扩展OFDM或SC-FDMA(单载波频分多址接入)的预编码OFDM的正交频分复用(OFDM)技术是在许多通信无线电接入技术(如LTE、wifi、DVB等)中使用的简单且广泛使用的调制方案。OFDM和DFT扩展OFDM对相位噪声敏感，特别是在高频带中，这会导致接收信号的信噪比(SNR)饱和。这限制了可能实现的数据速率。论文“A.G.Armada andM.Calvo，Phase noise and sub-carrier spacing effects on the performance of anOFDM communication system，IEEE communication letters，vol.2，No.1Jan.1998，”的作者提供了对该问题的分析，并描述了减小在接收部分中引起的相位噪声的低频部分(所谓的公共相位误差，或CPE)的方式。然而，减小CPE在高频系统中可能效果有限，原因在于相位噪声的较高频率部分在以较高SNR工作的系统下导致显著的性能劣化。由于在时间周期中非常短的OFDM符号(OFDM符号周期是子载波间隔的倒数)，具有5MHz或以上的子载波间隔的IEEE 802.11ad标准在循环前缀和保护周期中需要非常大的开销。对于需要较大的循环前缀以覆盖与IEEE802.11ad标准所设想的系统相比更大的区域或/和更高的移动性的系统，开销需求将甚至更大。
发明内容
一些实施例提供了减小接收信号中的相位噪声的方法。减小相位噪声可提高接收信号的信噪比，特别是在使用OFDM和DFT扩展OFDM的系统中，这可以提高可实现的数据速率。
一些方法包括：识别接收信号中的导频分量，并确定在没有相位噪声的情况下本应接收到的期望导频分量。基于接收到的导频分量和所述期望导频分量，生成针对接收信号中的OFDM符号不同部分的相位噪声实现的估计，以及基于所述相位噪声实现的估计，针对相位噪声对接收信号进行补偿。
在时域中可以逐采样地执行相位噪声补偿，并且相位噪声误差可以被估计为每采样复数角误差。针对相位噪声的补偿可以包括对时域信号进行去旋转。
可以使用多个天线端口来接收接收信号，并且可以分别处理在多个天线端口上接收的信号。
可以使用多个天线端口来接收接收信号，并且相位噪声误差可以在不同的多个天线端口上被平均。
导频分量可以包括常规OFDM符号，并且数据信号可以包括DFT扩展OFDM符号。
导频分量可以包括DFT扩展OFDM符号，并且数据信号可以包括常规OFDM符号。在一些实施例中，导频分量和数据分量具有相同的OFDM类型。
在可计算相位噪声估计之前，可在时域中平滑用于计算相位噪声估计的量。在一些实施例中，用于计算相位噪声估计的量可以包括实际接收导频信号与期望接收导频信号的相关性。
相位噪声估计可以在时域中被平滑。此外，可以使用滑动窗平均来平滑相位噪声估计。使用滑动窗平均来平滑相位噪声估计可以包括使用取决于被平均的量的值的滑动窗权重。
可以在逐采样补偿之前执行公共相位误差补偿。可以针对发射机和/或接收机中的相位噪声执行补偿。具体地，可以针对源自发射机的相位噪声和源自接收机的相位噪声二者执行补偿。
根据一些实施例的无线电接入网(RAN)的基站(BS)包括：被配置为提供与多个无线终端的无线电通信的收发机，与收发机和网络接口耦合的处理器，以及与处理器耦合的存储器。
存储器包括包含在其中的计算机可读程序代码，当由处理器执行时，计算机可读程序代码使处理器执行以下操作，包括：识别接收信号中的导频分量，确定在没有相位噪声的情况下本应接收到的期望导频分量，基于接收的导频分量和期望导频分量，生成针对接收信号中OFDM符号的不同部分的相位噪声实现的估计，以及基于相位噪声实现的估计，针对相位噪声对接收信号进行补偿。
根据一些实施例的用户设备(UE)包括：被配置为提供与基站的无线电通信的收发机，与收发机和网络接口耦合的处理器，以及与处理器耦合的存储器。
存储器包括包含在其中的计算机可读程序代码，当由处理器执行时，计算机可读程序代码使处理器执行以下操作，包括：识别接收信号中的导频分量，确定在没有相位噪声的情况下本应接收到的期望导频分量，基于接收的导频分量和期望导频分量，生成针对接收信号中OFDM符号的不同部分的相位噪声实现的估计，以及基于相位噪声实现的估计，针对相位噪声对接收信号进行补偿。
附图说明
包括附图以便提供对本公开的进一步理解，且附图包含在该申请中并构成本申请的一部分。在附图中：
图1示出了包括相位-噪声导频的时间和频率资源图。
图2是示出可在其中实现根据一些实施例的相位噪声减小的通信系统的框图。
图3A和图3B是示出了根据一些实施例的系统/方法的操作的流程图。
图4是根据一些实施例的包括相位噪声补偿器的接收机链的框图。
图5是示出根据一些实施例的相位噪声减小的模拟结果的图。
图6是示出可在其中采用本发明构思的一些实施例的无线电接入网(RAN)的框图。
图7是示出根据本发明构思的一些实施例的设备的操作的流程图。
图8和图9是示出图6的基站BS的元素的框图。
图10和图11是示出图6的用户设备UE的元素的框图。
具体实施方式
以下将参照附图更全面地描述本创造性构思的实施例。然而，本发明构思可以用多种不同形式来体现，并且不应当被解释为受到本文阐述的实施例的限制。相反，提供这些实施例使得本公开将全面和完整，并且将本发明构思的范围充分传达给本领域技术人员。贯穿附图，类似标记表示类似的元素。
将理解，虽然本文中可以使用术语第一、第二等来描述各元素，但是这些元素不应被这些术语限制。这些术语仅用来将一个元素与另一元素区分开来。例如，在不背离本发明构思的范围的情况下，第一元素可以被称为第二元素，并且类似地，第二元素可以被称为第一元素。如本文中所使用的，术语“和/或”包括一个或多个相关联的列出项目的任意组合和所有组合。
本文中所使用的术语仅仅是为了描述具体实施例，而不是意在进行限制。如本文中使用的，单数形式“一”、“一个”和“所述”意在还包括复数形式，除非上下文明确地给出相反的指示。还应理解，术语“包括”、“具有”和/或“包含”在本文中使用时表示存在所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其组合。。
除非另外定义，否则这里使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有本公开所属领域的普通技术人员通常所理解的相同意义。将理解，本文所使用的术语应被解释为与它们在本说明书的上下文和相关技术中的意义相一致，而不被解释为理想或过于正式的意义，除非本文如此明确地定义。
一些实施例估计接收信号中的相位噪声(包括高频相位噪声)，并在接收机处理接收信号之前补偿相位噪声。因为接收机处理具有减小的高频相位噪声的信号，所以有可能减小子载波间隔，从而增大OFDM符号周期。
将于2013年3月28日递交的题为“A Phase Reference Symbol Number For OFDMPhase Synchronization”(‘754 PCT申请)的PCT申请No.PCT/EP2013/056754的公开通过引用并入本文，该PCT申请被转让给本申请的受让人。‘754 PCT申请描述了一种方案，其中已知信号(以下称为“相位噪声导频”或PNP)占用一小部分频率，并可以在时域中连续发送。‘754 PCT申请中描述的方案捕获相位噪声的时间变化。
图1示出了在OFDM通信系统中对相位-噪声导频的使用。如图中所示，OFDM信号包括一系列OFDM符号10，其包括穿插有常规导频符号14的数据符号12。每个OFDM符号包括在频率上以预定子载波间隔分隔的多个子载波16。在一般情况下，还可存在包含数据子载波和具有常规导频的子载波的OFDM符号(图1中未示出)。尽管主要在OFDM通信的上下文中进行了描述，但本发明构思的实施例可以应用于各种不同的调制技术，例如基于OFDM的调制(包括DFT扩展OFDM、通用滤波多载波(UFMC)等)以及其他多载波调制，例如FBMC(滤波器频带多载波)。
数据符号具有持续时间Tdata，而常规导频符号具有持续时间TRP。OFDM符号在时域中由循环前缀TCP间隔开。相位噪声导频(PNP)20在预定义频率处插入到一个或多个包括数据符号12和常规导频14二者的OFDM符号10中。然而，应当理解，PNP 20可位于其他子载波中和/或可以占用与图1所示不同数量的子载波。此外，如果OFDM符号已经包含足够的常规导频，则可能不需要额外的相位-噪声导频来实现本文所描述的方法。PNP是已知信号，其可以由接收机使用来测量并量化接收信号中的失真。
导频分量和数据信号可以包括不同类型的信号。例如，在一些实施例中，导频分量可以是常规OFDM信号，并且数据信号可以是DFT扩展OFDM信号。在一些实施例中，导频分量可以是DFT扩展OFDM信号，并且数据信号可以是常规OFDM信号。
在其他实施例中，导频分量和数据分量可以具有相同的OFDM类型。
图2示出根据一些实施例的采用相位噪声补偿器的系统。如图2中所示，发射节点30通过物理信道32将信号发送给接收节点34。物理信道可以包括无线信道，然而本文所描述的实施例不限于此。接收节点包括接收机处理器42和相位噪声补偿器44，相位噪声补偿器44与接收机处理器一起工作以处理接收信号。
根据一些实施例，发射节点和/或接收节点可以包括无线电接入网(RAN)基站节点或用户设备节点，并且物理信道可以是无线上行链路物理信道或无线下行链路物理信道。
根据本文描述的一些实施例，接收机包括相位噪声补偿器，其对相位噪声(例如接收机和/或发射机中的振荡器引起的相位噪声)进行估计和补偿。相位噪声补偿器可以使用数字信号处理器(DSP)(例如由Texas Instruments Incorporated制造的TMS320C5000TM超低功率DSP)和/或任意信号处理硬件和/或软件来实现。根据一些实施例，可以补偿源自于发射机侧和接收机侧二者中的相位噪声。
根据一些实施例，与PNP 20相关联的时域接收信号分量被隔离(isolate)，并与在没有相位噪声的情况下本应的期望接收信号进行比较。这些实施例基于该比较的结果逐采样地执行接收信号的数据分量的补偿。也就是说，对不同的时间采样用不同量的补偿来执行相位噪声补偿(刚好与CPE补偿相反，其针对所有时间采样具有相同的量)。
更精确地，对于OFDM符号中的每个时域采样，将实际PNP信号分量(例如通过在频域中进行滤波而隔离的)与在没有任何相位噪声的情况下期望的PNP信号分量进行比较。计算两个信号之间的相位差，并将其作为相应采样的(实际)相位噪声实现的估计。然后通过以下方式针对相位噪声对接收信号的采样进行补偿：在正常的接收机处理(其否则可能不包括相位噪声补偿)之前，在相反方向上以估计的相位噪声的量对该采样进行相移。在一些实施例中，相位噪声估计可以在被用来调整接收信号之前被平滑。例如，可以使用时域中的滑动窗来对相位噪声估计进行滤波。
可以参考经受平坦衰落和加性高斯白噪声(AWGN)的单输入单输出(SISO)信道来解释一些实施例。SISO信道包括单个发射天线和单个接收天线。然而，应当理解，本文描述的实施例可以有利地应用于其它类型的信道(包括MIMO信道)以及经受其他类型的衰落和/或噪声的信道。
在SISO信道的上下文中，接收信号在模数转换(ADC)之后可以表示为：
Figure BDA0001196949350000071
其中i是时间采样索引，
Figure BDA0001196949350000072
是在时刻i处的(实际)相位噪声实现，h(i)是在时间i处的物理信道，x(i)是发射信号，w(i)是热噪声实现，并且j是虚数单位。
根据一些实施例，相位噪声补偿可以如下执行。首先，接收时域信号y(i)被转换为频域信号Y(k)：
Y(k)＝DFT(y(i)) [2]
其中DFT表示其幅角函数(argument function)(例如，实现为快速傅里叶变换)的离散傅立叶变换。然后，通过将除导频采样之外的频域采样设置为零来移除信号的数据部分，如下所示：
Figure BDA0001196949350000073
其中Ppilot是所有相位噪声导频子载波的集合。等式[3]中的符号“pilot”通常仅指PNP子载波，但也可包括常规导频符号(如果存在)。为充分捕获相位噪声，相位噪声导频子载波可以优选地跨越与相位噪声带宽相当或更大的带宽。然后将信号分量Ypilot(k)如下转换回时域：
ypilot(i)＝IDFT(Ypilot(k)) [4]
其中IDFT表示离散傅里叶逆变换。将在没有相位噪声的情况下将会期望的信号计算如下：
Figure BDA0001196949350000081
其中
Figure BDA0001196949350000082
是估计的信道(可能包括对有效信道的CPE贡献)，针对估计的信道假设足够好的精度，并且xpilot(i)是发射信号的先验已知的导频分量。可以例如通过将IDFT仅应用于发射信号的频域表示的导频子载波来获得已知的导频分量。备选地，已知导频分量xpilot(i)可以存储在接收机中的查找表中。
然后，可以如下获得ypilot(i)与zpilot(i)之间的相位角差来作为每采样复数角误差：
Figure BDA0001196949350000083
其中arg()表示复数角(对数的虚数分量)。在可选的平滑步骤之后，例如在α(i)上使用滑动窗，获得平滑比率
Figure BDA0001196949350000084
如果不使用平滑，则可将
Figure BDA0001196949350000085
设置为等于α(i)。理想地，
Figure BDA0001196949350000086
可以是对实际相位噪声实现的良好估计。最后，接收信号y(i)中的相位噪声被补偿为：
Figure BDA0001196949350000087
然后，通过与在没有相位噪声补偿的接收机中将会对y(i)直接执行的相同方式，对ycompensated(i)执行正常接收处理(均衡、解调、解码等)。
备选实施例
在一些实施例中，在相位噪声补偿过程中可以考虑导频的功率提升。由于导频的检测对于良好的接收很重要，并且至少间接地影响接收机中的所有后续处理，因此对于无线电通信系统来说，接收机具有用于利用比其他资源(例如数据或控制信令)高的功率来发射(常规)导频的一些手段，从而促进精确检测，这并不罕见。在这种系统中，最佳接收机算法可以知道并且考虑导频和其他资源之间的功率差。
在其他实施例中，相位角差可以如下形成：
α(i)＝arg(ypilot(i))-arg(zpilot(i)) [8]
然而，在这种情况下，需要注意使用arg函数的适当分支。
在其它实施例中，如果接收信号是有噪声的，通过如下对原始相位角差施加ceiling(αmax)和floor(αmin)限制来移除异常值可能是有用的：
Figure BDA0001196949350000091
其中
Figure BDA0001196949350000092
在其他实施例中，接收导频信号ypilot(i)可以与期望导频信号zpilot(i)相关，并且可以将相位差作为相关性的幅角，如下：
arg(ypilot(i)(zpilot(i))*) [11]
其中*表示复共轭。该方法的优点在于：在进行加权时减小了较不可靠(较弱)的信号分量。更一般地，加权函数fweight(i，αraw(i))可以用于进行平均，例如，
Figure BDA0001196949350000093
可以选择加权函数，以使得可对具有低可靠性的采样(例如弱采样)进行去加重。还可以在应用arg()函数之前获得加权，即，例如，
Figure BDA0001196949350000101
其中，例如，
Figure BDA0001196949350000102
或者
rraw(i)＝ypilot(i)(zpilot(i))* [15]
在后一种情况下，乘以zpilot(i)可能已经实现了加权；在这种情况下，可以使用常数加权函数fweight(i，rraw(i))＝const。
平坦衰落信道上的MIMO
在多个接收天线的情况下，可以简单地针对每个接收天线单独地执行上述处理，以获得ycompensated(i)。如果已知相位噪声在所有接收天线(或其子集)之间高度相关，则可以跨天线对估计相位误差α(i)或
Figure BDA0001196949350000103
取平均值，例如：
Figure BDA0001196949350000104
且然后在后续处理中可以使用平均相位噪声估计
Figure BDA0001196949350000105
而不是
Figure BDA0001196949350000106
(或α(i))。
在多个发射天线的情况下，最容易处理不同发射天线上的高相关相位噪声的情况。在那种情况下，可以执行与单个发射天线的情况类似的处理。如果不同天线上的相位噪声不完全相关，则可以优选地通过正交的码/时间/频率资源使通过不同发射天线发射的相位噪声导频彼此正交。
非平坦衰落信道
如果信道不是平坦衰落的，即如果在信道中存在取决于带宽上的频率的显著变化，通常要考虑三种情况：(i)接收机侧相位噪声占主导，以及(ii)发射机相位噪声占主导，(iii)接收机侧和发射机侧相位噪声具有相当的幅度。在情况(i)中，可以直接应用上述处理技术。在情况(ii)中，可能希望执行接收信号的均衡，例如：
Yequalized(k)＝HH(k)(H(k)HH(k)+Q(k))-1Y(k) [17]
其中，Y(k)是表示在子载波k处的多天线信号的矢量，H(k)是物理信道的频域表示(可能还包括发射机和/或接收机预编码器和/或CPE贡献)，并且Q(k)是噪声协方差矩阵。
在情况(iii)中，如果时间离散(time dispersion)不是很大，则可以使用针对情况(i)的方法或针对情况(ii)的方法。如果时间离散较大，问题变得更具挑战性，但仍然可能有效。
在图3A中示出了根据一些实施例的操作100。如图3A所示，对时域接收信号y(i)执行离散傅立叶变换，以将时域信号转换为频域信号Y(k)(框104)。然后将频域信号Y(k)中的非导频子载波设置为零(框106)。
然后对频域导频信号Ypilot(k)执行IDFT操作，以获得导频信号的时域表示ypilot(i)(框110)。
然后，例如通过将信道估计
Figure BDA0001196949350000111
应用于先验已知的导频信号xpilot(i)(框112)，获得期望信号zpilot(i)。然后确定接收的导频信号ypilot(i)与期望导频信号zpilot(i)之间的相位差α(i)(框114)。
然后通过例如将接收信号估计的相位偏移与相位差估计
Figure BDA0001196949350000112
相反的量，来对接收信号估计Y(k)进行去旋转，以获得已相位调整采样ycompensated(i)(框120)。然后根据正常接收机操作处理已相位调整采样ycompensated(i)(框122)。
在图3A中示出了根据其他实施例的操作100’。在图3B中，实线所示的操作类似于上文关于图3A所描述的操作，并且为了简洁将不重复其描述。用虚线示出可选操作。然而，取决于所采用的特定实施例和/或无线电接入技术，甚至可以省略实线示出的一些操作。
如图3B所示，操作100可以包括在框104中对接收信号采样执行DFT操作之前对接收信号采样执行公共相位误差(CPE)减小(框102)。
此外，在框110中对采样执行IDFT操作之前，可以可选地(在将非导频子载波归零之前或之后)对信号进行均衡，以补偿信道失真(框108)。
在一些实施例中，可以例如使用移动平均滤波器、卡尔曼滤波器、加权平均滤波器等对框114中获得的相位差进行平滑，以获得平均相位差估计(框116)。此外，在一些实施例中，在框120中使用相位差来对接收信号解旋转之前，可以在多个接收天线上对相位差进行平均(框118)。
图4示出了根据一些实施例的包括相位噪声补偿器的简化OFDM接收机架构200。接收机200包括接收OFDM信号的天线202。该信号在低噪声放大器204中放大，并且然后在由本地振荡器LO馈入的正交混频器206中混频。所得到的复信号用低通滤波器208滤波，并且然后由模数转换器210采样并转换为数字的。
然后，由相位噪声补偿器44使用上述技术对数字采样进行处理，以获得已相位调整的采样。
然后，由快速傅立叶变换处理器(FFT)212、解调器214和解码器216处理已相位调整的采样，以恢复原始发送序列。应当理解，例如如果使用数据辅助迭代相位噪声补偿，则相位噪声补偿器框44在内部还可以包括FFT、解调器、解码器等。此外，可以使用硬判决反馈或软判决反馈。
针对具有2GHz带宽并采用5120个OFDM子载波的AWGN信道，使用本文描述的系统/方法获得的仿真结果在图5中示出。在图5中，将使用各种数量的导频子载波的结果(完全PN补偿)与使用更简单的基于CPE的相位噪声补偿方法(理想CPE补偿)的性能进行比较。作为参考，还示出了在没有任何相位噪声干扰的情况下的性能(在这种情况下，使用没有相位噪声补偿的传统接收机)。使用滑动窗，使用在100个采样上对相位噪声估计进行平滑来获得图5中所示的结果。
从图5中可以看出，如果仅使用CPE补偿，则存在明显的误差底。然而，通过使用本文描述的技术(在图4中称为“完全PN补偿”)，少至128个PNP子载波(大约2.5％的导频开销)足以基本上移除误差基底。图4的图中的FOM代表品质因数，并用于描述本地振荡器。
从图5中可以看出，用于相位噪声补偿的简单非自适应算法可能在低SNR值下使性能劣化。因此，在一些实施例中，如果检测到信噪比(SNR)低于某一水平，则相位噪声补偿算法可以被自适应地修改或完全禁用。例如，在一些实施例中，如果SNR为5dB或更低，并且在一些实施例中为10dB或更低，则可以自适应地修改或禁用相位噪声补偿算法。
在附加实施例中，如果接收机报告低SNR或者以其他方式指示不需要PN导频，则发射机可以避免发送PN导频。也就是说，如果接收机没有受益于相位噪声补偿，则否则将用于PNP导频的子载波可以代之以被用于携带数据。
图6是示出可在其中采用本发明构思的一些实施例的无线电接入网(RAN)的框图。如图所示，可以使用相应的X2接口来提供多个基站BS-A、BS-B和BS-C之间的通信，并且可以使用相应的S1接口来提供基站与一个或多个核心节点MME/S-GW之间的通信。每个基站BS可以通过无线电接口(包括上行链路和下行链路)与基站所支持的相应小区(或多个小区)中的相应无线终端UE进行通信。以示例的方式，基站BS-A被示为与无线终端UE-1和UE-2通信，基站BS-B被示为与无线终端UE-3和UE-4通信，并且基站BS-C被示出与无线终端UE-5和UE-6通信。在支持分布式方案/架构的实施例中，基站BS-A、BS-B和BS-C中的每一个可以是关于本文所公开的分布式调度的相应对等节点。在支持集中式方案/架构的实施例中，基站中的一个(例如，基站BS-B)可以用作关于本文公开的集中式调度的中央协调器节点。
然而，应该理解，本发明构思的实施例不限于图6中所示的布置。
图7示出根据一些实施例的可由网络节点(例如基站或用户设备)执行的操作。如图7中所示，操作包括：识别接收信号中的导频分量(框1600)，以及确定在没有相位噪声的情况下本应接收到的期望导频分量(框1602)。
基于接收的导频分量和期望导频分量来生成针对接收信号中OFDM符号的不同部分的相位噪声实现的估计(框1604)，以及基于相位噪声实现的估计，针对相位噪声对接收信号进行补偿(框1606)。
图8是示出图6的基站(BS)1400的元素的框图。如图所示，基站1400可以包括：被配置为提供与多个无线终端的无线电通信的收发机1401，被配置为提供与RAN的其他基站的通信的网络接口1405，以及与所述收发机和所述网络接口耦合的处理器1403，以及耦合到处理器的存储器(1407)。存储器1407可以包括计算机可读程序代码，其在由处理器1403执行时使处理器执行根据本文公开的实施例的操作。根据其他实施例，处理器1403可以被定义为包括存储器，使得可不单独提供存储器。
图9是基站1400的框图，示出了基站1400的各功能模块。如图中所示，基站1400包括导频识别模块1420、期望导频确定模块1430、相位噪声估计模块1440和信号补偿模块1450。导频识别模块1420，识别接收信号中的导频分量。期望导频确定模块1430，确定在没有相位噪声的情况下本应接收到的期望导频分量，相位噪声估计模块1440，基于接收的导频分量和期望导频分量来生成针对接收信号中OFDM符号的不同部分的相位噪声实现的估计，以及信号补偿模块1450基于相位噪声实现的估计来针对相位噪声对接收信号进行补偿。
图10是示出图6的用户设备(UE)1500的元素的框图。如图所示，用户设备1500可以包括：被配置为提供与基站的无线电通信的收发机1501，被配置为使用户能与UE 1500交互的用户接口1505，与所述收发机和所述用户接口耦合的处理器1503，以及耦合到处理器的存储器(1507)。存储器1507可以包括计算机可读程序代码，其在由处理器1503执行时使处理器执行根据本文公开的实施例的操作。根据其他实施例，处理器1503可以被定义为包括存储器，使得可不单独提供存储器。
图11是UE 1500的框图，示出了UE 1500的各功能模块。如图中所示，UE 1500包括导频识别模块1520、期望导频确定模块1530、相位噪声估计模块1540和信号补偿模块1550。导频识别模块1520，识别接收信号中的导频分量。期望导频确定模块1530，确定在没有相位噪声的情况下本应接收到的期望导频分量，相位噪声估计模块1540，基于接收的导频分量和期望导频分量来生成针对接收信号中OFDM符号的不同部分的相位噪声实现的估计，以及信号补偿模块1550基于相位噪声实现的估计来针对相位噪声对接收信号进行补偿。
缩写
解释文档中使用的所有缩写和缩略语。
缩写 解释
ADC 模数转换器
PNP 相位噪声导频
CPE 公共相位误差
FOM 品质因数
QAM 正交幅度调制
SNR 信噪比
BER 误比特率
PN 相位噪声
DFT 离散傅里叶变换
IDFT 离散傅立叶逆变换
arg 幅角(复数角)
MIMO 多输入多输出
SISO 单输入单输出
AWGN 加性高斯白噪声
OFDM 正交频分复用
CPE 公共相位误差
LTE 长期演进
DVB 数字视频广播
FOM 品质因数
DSP 数字信号处理器
如本领域技术人员所意识到的：本发明构思可以体现为方法、数据处理系统和/或计算机程序产品。此外，本发明构思可以采取有形计算机可用存储介质上的计算机程序产品的形式，该计算机可用存储介质具有包含在可由计算机执行的介质中的计算机程序代码。可以利用任何合适的有形计算机可读介质，包括硬盘、CD ROM、光存储设备或磁存储设备。
本文参考方法、系统和计算机程序产品的流程图和/或框图来描述一些实施例。应当理解，流程图示例和/或框图中的每一个框、以及流程图示例和/或框图中的多个框的组合可以通过计算机程序指令来实现。这些计算机程序指令可以提供给通用计算机的处理器、专用计算机或用来生产机器的其他可编程数据处理装置，使得该指令(经由计算机的处理器或其他可编程数据处理装置执行)创建用来实现流程图和/或框图中指定的功能/动作的装置。
这些计算机程序指令也可以存储在指导计算机或其他可编程数据处理装置以特定方式运行的计算机可读存储器中，使得计算机可读存储器中存储的指令装置生产包括实现流程图和/或框图一个或多个方框中指定的功能/动作的指令的制品。
计算机程序指令也可以装载在计算机或其他可编程数据处理装置中，使一系列可操作步骤在计算机或其他可编程装置上执行以生成计算机实现处理，使得在计算机或其他可编程装置上执行的指令提供用于实现流程图和/或框图一个或多个方框中指定的功能/动作的步骤。
在框中提到的功能/动作可以用与操作图示中说明的顺序不同的顺序来发生。例如依赖于所涉及的功能/动作，连续示出的两个框实际上可以实质上同时执行，或者框有时候可以按照相反的顺序执行。尽管一些图包括通信路径上的箭头来指示通信的主要方向，将理解通信可以在与所指示的箭头的相反方向上发生。
结合以上描述和附图，这里公开了许多不同实施例。将理解的是，逐字地描述和说明这些实施例的每个组合和子组合将会过分冗余和混淆。因此，可以用任意合适的方式和/或组合来组合全部实施例，并且包括附图的本说明书将被解释以构建本文所描述的实施例的全部组合和子组合以及制造和使用它们的方式和过程的完整书面说明，并且将支持要求任意这种组合或子组合的权益。
在附图和说明书中，已经描述了典型实施例，并且虽然使用了特定术语，但是其用于一般性或描述性意义，且不用于限制目的，发明构思的范围由以下权利要求阐述。

Claims (13)

1.一种减小接收信号中的相位噪声的方法，包括：
识别(1600)所述接收信号中的正交频分复用OFDM符号中的接收导频分量，
确定(1602)在没有相位噪声的情况下本应接收到的期望导频分量，其中，所述期望导频分量是基于估计信道以及发射信号的先验已知的导频分量来确定的，且所述先验已知的导频分量是通过仅向所述发射信号的频域表示的导频子载波应用离散傅里叶逆变换IDFT而获得的，
基于所述接收导频分量和所述期望导频分量，生成(1604)针对所述接收信号中所述OFDM符号的不同部分的相位噪声实现的估计，以及
基于所述相位噪声实现的估计，针对相位噪声对所述接收信号进行补偿(1606)。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，在时域中逐采样地执行针对相位噪声的补偿。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，将所述相位噪声实现估计为每采样复数角误差。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，针对相位噪声的补偿包括对时域信号进行去旋转。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，在逐采样地执行针对相位噪声的补偿之前执行公共相位误差补偿。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，在发射机中执行针对相位噪声的补偿。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，在接收机中执行针对相位噪声的补偿。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，针对源自发射机的相位噪声和源自接收机的相位噪声二者来执行针对相位噪声的补偿。
9.根据权利要求1所述的方法，还包括：使用传统接收机处理技术来处理已相位噪声补偿的信号，所述传统接收机处理技术包括解调和解码中的至少一项。
10.一种无线电接入网RAN的基站BS，所述基站包括：
收发机(1401)，被配置为提供与多个无线终端的无线电通信；
处理器(1403)，与所述收发机(1401)以及网络接口耦合；以及
存储器(1407)，与所述处理器(1403)耦合，所述存储器(1407)包括包含在其中的计算机可读程序代码，当由所述处理器(1403)执行时，所述计算机可读程序代码使所述处理器(1403)执行包括以下各项的操作：
识别接收信号中的正交频分复用OFDM符号中的接收导频分量，
确定在没有相位噪声的情况下本应接收到的期望导频分量，其中，所述期望导频分量是基于估计信道以及发射信号的先验已知的导频分量来确定的，且所述先验已知的导频分量是通过仅向所述发射信号的频域表示的导频子载波应用离散傅里叶逆变换IDFT而获得的，
基于所述接收导频分量和所述期望导频分量，生成针对接收信号中所述OFDM符号的不同部分的相位噪声实现的估计，以及
基于所述相位噪声实现的估计，针对相位噪声对接收信号进行补偿。
11.一种用户设备UE，包括：
收发机(1501)，被配置为提供与多个无线终端的无线电通信；
处理器(1503)，与收发机(1501)耦合；以及
存储器(1507)，与所述处理器(1503)耦合，所述存储器(1507)包括包含在其中的计算机可读程序代码，当由所述处理器(1503)执行时，所述计算机可读程序代码使所述处理器(1503)执行包括以下各项的操作：
识别接收信号中的正交频分复用OFDM符号中的接收导频分量，
确定在没有相位噪声的情况下本应接收到的期望导频分量，其中，所述期望导频分量是基于估计信道以及发射信号的先验已知的导频分量来确定的，且所述先验已知的导频分量是通过仅向所述发射信号的频域表示的导频子载波应用离散傅里叶逆变换IDFT而获得的，
基于所述接收导频分量和所述期望导频分量，生成针对接收信号中所述OFDM符号的不同部分的相位噪声实现的估计，以及
基于所述相位噪声实现的估计，针对相位噪声对接收信号进行补偿。
12.一种无线电接入网RAN的基站BS，所述基站包括：
导频识别模块(1420)，用于识别接收信号中的正交频分复用OFDM符号中的接收导频分量，
期望导频确定模块(1430)，用于确定在没有相位噪声的情况下本应接收到的期望导频分量，其中，所述期望导频分量是基于估计信道以及发射信号的先验已知的导频分量来确定的，且所述先验已知的导频分量是通过仅向所述发射信号的频域表示的导频子载波应用离散傅里叶逆变换IDFT而获得的，
相位噪声估计模块(1440)，用于基于所述接收导频分量和所述期望导频分量来生成针对接收信号中所述OFDM符号的不同部分的相位噪声实现的估计，以及
信号补偿模块(1450)，用于基于所述相位噪声实现的估计来针对相位噪声对接收信号进行补偿。
13.一种用户设备UE，包括：
导频识别模块(1520)，用于识别接收信号中的正交频分复用OFDM符号中的接收导频分量，
期望导频确定模块(1530)，用于确定在没有相位噪声的情况下本应接收到的期望导频分量，其中，所述期望导频分量是基于估计信道以及发射信号的先验已知的导频分量来确定的，且所述先验已知的导频分量是通过仅向所述发射信号的频域表示的导频子载波应用离散傅里叶逆变换IDFT而获得的，
相位噪声估计模块(1540)，用于基于所述接收导频分量和所述期望导频分量来生成针对接收信号中所述OFDM符号的不同部分的相位噪声实现的估计，以及
信号补偿模块(1550)，用于基于所述相位噪声实现的估计来针对相位噪声对接收信号进行补偿。
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