CN101228759A - 宏分集ofdm传输的数据和导频符号的加扰 - Google Patents

Abstract

本发明涉及宏分集OFDM传输的数据和导频符号的加扰。广播OFDM信息加扰的分集传输被用于在接收机处分离多个传输并估计各个相关的信道响应。将由一个导频符号及其相邻数据符号组成的组中的所有符号乘以相同的复数，从而在接收机处不需要解扰操作。加扰处理和信道响应被一起估计并均衡。

Description

宏分集OFDM传输的数据和导频符号的加扰

技术领域

本发明涉及发送正交频分复用(OFDM)信号的方法及其发射机和接收机。

背景技术

宏分集接收技术作为无线通信系统中的接收技术之一而被大家所熟知。在宏分集中，相同的导频信号和相同的数据信号从多个发射机通过相同的载波频率被发送。这些从各个发射机所发射的信号在接收机处被接收并合并，以获得预定增益。R1-051300，“MBMS transmission in E-UTRA”(LG电子，3GPP TSGRANWG1#43，2005年11月，7-11)公开了一种用于实现OFDM无线通信系统中的宏分集的帧结构，其中适于和不适于宏分集接收的信号共存。在该帧结构中，利用为每个发射机设置的加扰模式对导频信号进行加扰。不对数据信号进行加扰。设置加扰模式以确定相对于彼此的正交或伪正交关系。根据该帧结构，由于从特定发射机发射的导频信号与从其它发射机发射的信号成正交或伪正交关系，所以接收机侧能够分离从特定发射机发射的信号与来自其它发射机的信号。因此，导频信号可被用于不适于宏分集接收的信号的信道估计。

为了执行在帧结构中发射的信号的宏分集接收，在接收机处需要一种两步处理。在第一步骤中，利用正交或伪正交关系，单独估计从每个发射机到该接收机的每个信道响应。在第二步骤中，每个单独估计的信道响应之和被用于通过均衡(也就是信道均衡)来补偿接收的数据信号的信道失真。按这种方式，可对从每个发射机经由每个信道而到达接收机的数据信号执行信道均衡。

为了使接收机侧执行帧结构信号的宏分集接收，必须单独估计从每个发射机到接收机的每个信道响应。本来，对于宏分集接收中的信道均衡，仅仅需要每个信号响应的和。但是，在帧结构中，对于信道均衡，必须单独获得每个信道响应，因此，这增加了计算量。

同时，在单独估计每个信道响应的处理中，通过利用正交或伪正交关系抵消其它信道，可单独取得期望的信道响应。但是，在某些情况下，信道失真会削弱正交性或伪正交性，从而抵消其它信道响应的效果被降低。在这种情况下，其它信道响应作为对于期望信道响应的干扰被复数相加，这劣化了期望信道响应的精确估计。

此外，在单独估计每个信道响应的处理中，接收机需要识别接收信号中所包括的所有加扰模式。在接收机无法识别一部分加扰模式的情况下，接收机将不能估计从发射机到接收机的信道响应，从而接收性能劣化。此外，当接收机错误地识别接收信号中未包括的加扰模式时，由该加扰模式生成的信道响应的估计值仅包括干扰。因此，接收性能再一次劣化。为了使接收机侧识别加扰模式，必须控制关于在接收机侧正在接收与哪个加扰模式相对应的信号的信息。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种从多个发射机发射正交频分复用(OFDM)信号的方法，包括：分别将第一导频信号和第一数据信号分配到在所述多个发射机之间相同的子载波组内的至少一个第一导频子载波和第一数据子载波；分别将第二导频信号和第二数据信号分配所述子载波组之外的至少一个第二导频子载波和第二数据子载波；将第一导频信号和第一数据信号乘以为所述子载波组所设置的复数；通过对第二导频信号和第二数据信号以及与所述复数相乘的第一导频信号和第一数据信号执行OFDM调制，而生成OFDM信号；和发射该OFDM信号。

根据本发明的第二方面，提供了一种发射OFDM信号的OFDM发射机，包括：分配单元，被配置为分别将第一导频信号和第一数据信号分配到在所述多个发射机之间相同的子载波组内的至少一个第一导频子载波和第一数据子载波，并且分别将第二导频信号和第二数据信号分配到所述子载波组之外的至少一个第二导频子载波和第二数据子载波；乘法器，被配置为将第一导频信号和第一数据信号乘以为所述子载波组所设置的复数；调制器，被配置为通过对第二导频信号和第二数据信号以及与所述复数相乘的第一导频信号和第一数据信号执行OFDM调制而生成OFDM信号；和发射单元，被配置为发射所生成的OFDM信号。

根据本发明的第三方面，提供了一种接收OFDM信号的OFDM接收机，包括：OFDM解调器，被配置为对OFDM信号进行OFDM解调以将所接收的OFDM信号分成对应于各个子载波的多个信号；分离器，被配置为从各个子载波的信号中分离出分别被分配到至少一个子载波组中所包括的至少一个第一导频子载波和第一数据子载波的第一导频信号和第一数据信号；估计单元，被配置为利用分离器分离出的第一导频信号来估计信道响应；均衡器，被配置为根据估计单元所估计的信道响应对分离出的第一数据信号进行均衡；和数据解调器，被配置为对由均衡器进行了均衡的第一数据信号进行解调。

根据本发明的第四方面，提供了一种接收OFDM信号的OFDM接收机，包括：OFDM解调器，被配置为对OFDM信号进行OFDM解调以将所接收的OFDM信号分成对应于各个子载波的多个信号；分离器，被配置为从各个子载波的信号中分离出被分配到至少一个子载波组中所包括的至少一个第一导频子载波的第一导频信号、被分配到所述子载波组中所包括的第一数据子载波的第一数据信号、被分配到所述子载波组之外的第二导频子载波的第二导频信号和被分配到所述子载波组之外的第二数据子载波的第二数据信号；第一估计单元，被配置为利用分离出的第一导频信号来估计第一信道响应；第一均衡器，被配置为根据所估计的第一信道响应对分离出的第一数据信号进行均衡；解扰器，被配置为对分离出的第二导频信号和第二数据信号进行解扰；第二估计单元，被配置为利用经解扰的第二导频信号来估计第二信道响应；第二均衡器，被配置为根据所估计的第二信道响应对经解扰的第二数据信号进行均衡；和数据解调器，被配置为对经均衡的第一数据信号和经均衡的第二数据信号进行解调。

附图说明

图1是根据一个实施例的OFDM无线系统的示意图。

图2是显示了图1中的OFDM发射机的例子的框图。

图3示出了OFDM发射机中的子载波分配和子载波组的设置。

图4是显示了图1中的OFDM接收机的一个例子的框图。

图5是显示了图1中的OFDM发射机的另一个例子的框图。

图6是显示了图1中的OFDM接收机的另一个例子的框图。

图7示出了第一子载波组设置方法。

图8示出了第一子载波组设置方法。

图9示出了第一子载波组设置方法。

图10示出了第一子载波组设置方法。

图11示出了第二子载波组设置方法。

图12示出了第二子载波组设置方法。

图13示出了第二子载波组设置方法。

图14示出了子载波组内的导频子载波组的分配方法。

图15示出了子载波组内的导频子载波组的分配方法。

图16示出了子载波组内的导频子载波组的分配方法。

图17A示出了给予每个子载波组的复数序列。

图17B示出了给予每个子载波组的复数序列。

图18是显示了图1中的OFDM接收机的又一个例子的框图。

图19示出了保护间隔长度的设置方法。

图20示出了保护间隔长度的设置方法。

图21示出了抽取去掉一个OFDM符号时的保护间隔长度设置的例子。

具体实施方式

如图1所示，根据本发明第一实施例的无线通信系统包括：多个(N个)OFDM发射机11、12、...、1N以及一个OFDM接收机20，该OFDM接收机20经不同的信道传播路径接收从每个OFDM发射机11、12、...、1N发射的OFDM信号。OFDM发射机11、12、...、1N中的每一个发射OFDM信号。OFDM发射机11、12、...、1N不必被放置在各自不同的位置。因此，它们中的一些可被放置在相同的位置。举例来说，OFDM发射机中的两个可被包括在一个无线通信设备中。在该情况下，作为OFDM发射机中的一部分组件的在OFDM发射机之间共有的组件(如子载波分配单元和子载波组设置单元)可在多个OFDM发射机之间共享。子载波分配单元和子载波组设置单元将在稍后解释。

图2显示了OFDM发射机的结构。图3显示了用于分配子载波的子载波分配单元103和用于设置子载波组的子载波组设置单元104的多个方面。在图3中，OFDM符号沿水平的时间轴布置，且形成每个OFDM符号的多个子载波沿垂直的频率轴布置。沿频率轴标出的1、2、...、M代表子载波编号。沿时间轴标出的1、2、...、代表OFDM符号编号。

在图2中，导频信号生成器101通过对作为导频信号的源的位串进行诸如正交相移键控(QPSK)的数字调制而生成导频信号。类似地，数据信号生成器102通过对作为数据信号的源的位串进行诸如QPSK的数字调制而生成数据信号。导频信号和数据信号都以复数表示。此外，例如，导频信号被用于信道估计(估计信道响应)。导频信号还可用于定时同步或频率同步。下面的实施例解释了利用导频信号进行信道估计的情况。

通过子载波分配单元103将所生成的导频信号和数据信号分配到各个相应的子载波，也就是分配到导频子载波和数据子载波。“将信号分配到子载波”指的是向以复数表示的该信号添加子载波索引(subcarrier index)。子载波索引代表相应子载波在时间轴和频率轴上的位置。举例来说，在图3中，向数据信号300添加了子载波索引(3，L-2)。

各自被子载波分配单元103分配到导频子载波和数据子载波的导频信号和数据信号被输入到子载波组设置单元104。子载波组设置单元104建立包括至少一个或多个分配了导频信号的导频子载波以及一个或多个分配了数据信号的数据子载波的至少一个子载波组。在图3的例子中，设置了多个(M个)子载波组301、302、...、30M。“设置子载波组”指的是向添加了子载波索引的导频信号和数据信号添加一个索引(称为组索引)。不向不属于任何子载波组的信号添加组索引。

这里，子载波设置单元104为图1中的OFDM发射机11、12、...、1N建立在这些发射机之间都相同的至少一个子载波组。换言之，OFDM发射机11、12、...、1N中的每个子载波设置单元104所建立的至少一个子载波组是共有的。在该共有的子载波组中，将对于每个OFDM发射机11、12、...、1N都共有的导频信号和数据信号分别分配到导频子载波和数据子载波。

子载波组设置单元104已建立了子载波组的信号121，也就是已添加了组索引的导频信号(第一导频信号)和数据信号(第一数据信号)，经由复数乘法器105被输入到快速傅立叶逆变换(IFFT)单元106，其是OFDM调制器。尚未建立子载波组的信号122，也就是未添加组索引的导频信号(第二导频信号)和数据信号(第二数据信号)，被直接输入到IFFF单元106。

复数乘法器105将添加了组索引的导频信号和数据信号乘以给予具有相同组索引的每个导频信号和数据信号的复数或复数序列。在图3的例子中，子载波组301、302、...、30M中的每一个被分别乘以一个复数R[1]、R[2]、...、R[M]。给予每个子载波组的复数可以都具有相同的绝对值。通过这样做，可以避免在子载波组之间出现电功率差。这里，复数包括实数值，该实数值例如可以是±1。乘以复数的导频信号和数据信号被输入到IFFT单元106。

通过对从子载波组设置单元104和复数乘法器105输入的信号进行OFDM调制，IFFT单元106生成OFDM信号，该OFDM信号是多个OFDM符号的序列。换言之，IFFT单元106通过将频域信号转换为时域信号而生成OFDM信号。所生成的OFDM信号被保护间隔(GI)添加单元107附加了GI，被无线发射单元108转换为射频(RF)信号，并从天线109发射出去，所述无线发射单元108例如包括数模转换器、上变换器和功率放大器。如下文所述的那样，GI添加单元107所添加的保护间隔的长度是根据来自子载波组设置单元104的指令而设置的。

将利用图4来解释图1中的OFDM接收机20。图4显示了与OFDM接收机20的宏分集接收相关的结构。天线201所接收的RF信号被无线接收单元202转换为基带数字信号，所述无线接收单元202例如包括低噪声放大器(LNA)、下变换器和模数转换器。在通过GI去除单元203从基带数字信号中去除保护间隔后，基带数字信号被快速傅立叶变换(FFT)单元204从时域信号转换为频域信号，即，被分为各个子载波的信号。来自FFT单元204的输出信号被输入到信号分离器205。

信号分离器205分离分别被分配到子载波组内的各子载波的导频信号221和数据信号222。被分离的导频信号221和数据信号222被分别输入到信道估计单元206和信道均衡器207。信道估计单元206通过对每个子载波组的导频信号221进行平均或内插来执行信道估计，并输出表示信道响应的信道估计值。信道均衡器207利用从信道估计单元206输出的信道估计值来均衡用于数据信号222的信道。信道均衡后获得的数据信号通过解调器208解调，从而作为数据信号的源的位串被再现。

将详细解释信道估计单元206的操作。为了简单起见，子载波组的时间方向和频率方向的宽度被假定为分别充分小于信道时间方向和频率方向的变化周期。在这种情况下，分配到子载波组内的子载波的信号的信道响应可被认为是几乎恒定的。如图2所解释的，被分配到子载波组设置单元104所设置的子载波组内的各个子载波的所有导频信号和数据信号乘以针对各个子载波组而给出的系数。当R代表系数并且H代表信道响应时，分配到相同子载波组内的各个子载波的导频信号和数据信号共同经历由H*R表示的失真。结果，这可被认为等同于从OFDM发射机发射的OFDM信号受到由H*R表示的信道响应。

换言之，即使在各个OFDM发射机11、12、...、1N发射分别乘以了不同复数并分配到相同子载波组内的子载波的信号的情况下，OFDM接收机20也能像不乘以复数地发射信号的情况那样来处理信号。因此，与在OFDM发射机11、12、...、1N中所乘以的复数无关，信道估计单元206可通过将所接收的导频信号除以原始导频信号来获得信道估计值。原始导频信号是OFDM接收机中的给定信号。

当在子载波组内存在多个导频子载波时，通过将分配到每个导频子载波的导频信号除以原始导频信号所获得的值取平均，可获得高度准确的信道估计值。此外，当在子载波组内多个导频子载波互相远离地布置时，通过利用将分配到每个导频子载波的导频信号除以原始导频信号所获得的值对间隙进行内插，可获得高度准确的信道估计值。

将利用下面的等式来解释关于子载波组内的数据子载波的信道估计和信道均衡的处理。在下面的解释中，特定数据信号被表示为D，分配到子载波组内的导频子载波的导频信号被表示为P，并且在第n个OFDM发射机1n中被分配到子载波组内的子载波的导频信号和数据信号要乘以的复数被表示为R_n。

另外，为了简单起见，分配到子载波组内的子载波的导频信号和数据信号所受到的信道失真可被认为是恒定的，并且OFDM发射机1n和OFDM接收机20之间的信道的信道失真被表示为H_n。

在该情况下，从OFDM发射机1n发射的导频信号和数据信号分别被给出为P·R_n和D·R_n。在受到信道失真之后，P·R_n和D·R_n被OFDM接收机的天线201进行复数相加。所接收的导频信号P_rx表示为下面的等式。

$P_{\mathrm{rx}}=P\·\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)---\left(1\right)$

但是，N表示OFDM发射机的数量。

同时，所接收的数据信号D_rx表示为下面的等式。

$D_{\mathrm{rx}}=D\·\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)---\left(2\right)$

在该情况下，正如下面的等式所示，数据信号D可通过将数据信号D_rx与所接收的导频信号P_rx的倒数和给定的原始导频信号P相乘而恢复。

$D_{\mathrm{rx}}\×\frac{P}{P_{\mathrm{rx}}}=D\×\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\×H_n)\×\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(R_n{\×H}_n\right)}=D---\left(3\right)$

同时，根据R1-051300，“MBMS transmission in E-UTRA”(LG电子，3GPP TSG RAN WG1#43，2005年11月，7-11)所示的方法，在发射机中，数据信号不被乘以复数。因此，所接收的导频信号P_rx变为，

$P_{\mathrm{rx}}=P\·\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)---\left(4\right)$

且所接收的数据信号D_rx变为，

$D_{\mathrm{rx}}=D\·\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_n\right)---\left(5\right)$

在该情况下，正如在下面的等式中所示，很明显，即使将数据信号与所接收的导频信号的倒数以及P相乘，原始数据信号D也不会被恢复。

$D_{\mathrm{rx}}\·\frac{P}{P_{\mathrm{rx}}}=D\·\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_n\right)\·\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)}$

$=D\·\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_n\right)}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)}---\left(6\right)$

为了恢复原始数据信号D，需要基于单独估计每个H_n来计算

$\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_n\right)---\left(7\right)$

的处理。正如之前所描述的，在单独估计每个H_n的处理中，在某些情况下会加入干扰。在这种情况下，信道估计值的准确度降低。

上文描述了通过将所接收的数据信号乘以所接收的导频信号的倒数以及P来恢复原始数据信号的方法。但是，下面也描述了一些其它方法。

当将H_comb设置为

$H_{\mathrm{comb}}=\frac{P_{\mathrm{rx}}}{P}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)$ (8)时

可通过将所接收的数据信号与H_comb的复共轭以及H_comb绝对值的倒数相乘来恢复数据信号，如下面的等式所示。

$D_{\mathrm{rx}}\·\frac{{\left(H_{\mathrm{comb}}\right)}^{*}}{\left|H_{\mathrm{comb}}\right|}=D\·H_{\mathrm{comb}}\·\frac{{\left(H_{\mathrm{comb}}\right)}^{*}}{\left|H_{\mathrm{comb}}\right|}$

$=D\·\frac{{\left|H_{\mathrm{comb}}\right|}^2}{\left|H_{\mathrm{comb}}\right|}---\left(9\right)$

$=D\·\left|H_{\mathrm{comb}}\right|$

但是，在该情况下，由于幅度被移动了|H_comb|，所以解调时要比较的调制点也需要移动|H_comb|。

如上文所述，根据本实施例，当OFDM接收机20对从OFDM发射机11、12、...、1N发射的信号执行宏分集接收时，由于不需要单独估计从每个OFDM发射机11、12、...、1N到OFDM接收机20的每个信道响应，所以可减少计算量。换言之，如等式(3)所述，可通过仅将所接收的数据信号D_rx与所接收的导频信号P_rx的倒数以及原始导频信号P相乘，来恢复原始数据信号D。此外，可以避免单独估计每个信道响应时所发生的干扰问题。此外，不必为了单独估计每个信道响应而控制加扰模式的管理。

下面将解释OFDM发射机和OFDM接收机的其它例子。在图5所示的OFDM发射机中，加扰器110被加入到图2所示的OFDM发射机中。加扰器110对分配到未包括在子载波组设置单元104所设置的子载波组内的子载波的信号122进行加扰，即，对未添加组索引的导频信号和数据信号加扰。该加扰是通过在各个OFDM发射机之间不同的加扰模式执行的。经加扰的信号被输入到IFFT单元106。

图6为对应于图5的OFDM接收机。该图示出解扰器210、第二信道估计单元211以及第二信道均衡器212被添加到图4中的OFDM接收机。分配到子载波组内的子载波的信号以与图4所示的OFDM接收机相同的方式进行处理。换言之，分配到子载波组内的子载波并从信号分离器205输出的导频信号221和222被分别输入到信道估计单元206和信道均衡器207。信道均衡器207利用从信道估计单元206输出的信道估计值对数据信号222进行均衡。经历了信道均衡器207进行的信道均衡的数据信号被解调器213解调，从而作为数据信号的源的位串被再现。

同时，解扰器210对分配到不包括在子载波组中的子载波并从信号分离器205输出的导频信号和数据信号进行解扰，。解扰器210通过OFDM发射机所使用的加扰模式的逆加扰模式来执行解扰，所述OFDM发射机发射要被该OFDM接收机接收的信号。被解扰器213解扰的导频信号223和数据信号224被分别输入到信道估计单元211和信道均衡器212。

信道估计单元211通过对相邻的导频信号进行平均或内插来对信道进行估计，并计算表示信道响应的信道估计值。信道均衡器212利用从信道估计单元211输出的信道估计值对经解扰的数据信号执行信道均衡。经历了信道均衡器212进行的信道均衡的数据信号被输入到解调器213，由此作为数据信号的源的位串被再现。

信道估计单元211所执行的取平均处理能够减小从具有不同加扰模式的OFDM发射机发射的导频信号的功率，并能提高期望信道估计值的准确度。

按这种方式，每个OFDM发射机利用不同的加就模式对分配到不包括在子载波组中的子载波的信号进行加扰，即，对不受制于OFDM接收机20的宏分集接收的信号进行加扰。通过这样做，在普通接收而不是宏分集接收的情况下，可获得高度准确的信道估计值。此外，可在发射机与接收机之间预先确定加扰模式。另选地，当OFDM接收机20发起与OFDM发射机(诸如OFDM发射机11)的通信时，可向OFDM接收机20通知来自OFDM发射机11的加扰模式传输。由于加扰是针对不受制于宏分集接收的信号执行的，所以OFDM接收机20不需要知道所有OFDM发射机的加扰模式。

如可从上面的解释所理解的，在分配到不包括在子载波组中的子载波的信号之中，数据信号不必进行加扰。因此，图5中的加扰器110可只对导频信号加扰。在该情况下，图6中的解扰器210只对导频信号解扰。

下面将利用图7至图16以及图17A和图17B来解释子载波组的更具体的设置方法。

如上所述，子载波组被设置为至少包括一个导频子载波和一个数据子载波。在下面的说明中，通过列举如下的周期的情况来说明子载波组设置方法的特定示例，在所述周期中，在频率轴上，每四个子载波插入一个导频子载波；在时间轴上，每七个子载波插入一个导频子载波。在下面的解释中，一个OFDM符号代表执行一次IFFT所生成的OFDM信号的单元。在一个OFDM符号中包括多个子载波。在图7至16以及图17A和17B中，频率轴指出一个OFDM符号内的子载波编号，而时间轴指出OFDM符号编号。

(第一子载波组设置方法)

根据第一子载波组设置方法，将按时间轴和频率轴被划分为四边形的特定区域(时间-频率域)内的子载波组成一个子载波组。换言之，将包括在多个连续的OFDM符号中的子载波(导频子载波和数据子载波)组成一个子载波组。例如，图7的例子能以下面的等式来表示。在图7中，频率轴上的位置被称为“i”，并且时间轴上的位置被称为“j”。因此，子载波401的位置被称为(i，j)＝(1，1)，而分配到位于位置(i，j)的子载波的信号被称为S_i，j。分配到子载波组301内的子载波的信号与称为R[1]的复数相乘，且子载波组302与称为R[2]的复数相乘。下面的等式显示了将每个子载波组与一个复数相乘的处理。

S_i，j·R(i，j)

根据第一子载波设置方法，在边界被以频率轴和时间轴上恒定的子载波间隔定义的情况下，有一个优点就是，子载波可被容易地以子载波组不跨越这种边界的方式布置。举例来说，当形成一个具有7个OFDM符号的帧时，四边形子载波组301和302或者子载波组301、302和303被设置为如下的大小：在频率方向上有4个子载波并且在时间方向上有7个子载波，如图7、8和9所示。因此，可以生成不跨越帧边界的子载波组，其中每个子载波组包括一个导频子载波。

图7和8显示了各自的帧边界位于从具有导频子载波的OFDM符号数起的第七和第六个位置的情况的示例。图9显示了在频率方向平铺子载波组301、302和303的例子，即在特定时间区域内在OFDM符号的全长上连续布置子载波组301、302和303的例子。根据图9的例子，在该时间区域中的所有子载波都属于子载波组302、302和303中的任意一个。因此，OFDM接收机能在该时间区域内对任意子载波执行宏分集接收。图10显示了与子载波组之外的子载波相比增加了子载波组301和302内的导频子载波密度的例子。根据图10的例子，可以提高子载波组内的数据子载波的接收性能。

(第二子载波组设置方法)

在第二子载波组设置方法中，将四边形时间-频率区域内的子载波(导频子载波和数据子载波)和布置在该四边形区域外的至少一个导频子载波的组合设置为一个子载波组，其中所述导频子载波被布置成位于与这些四边形区域内的至少一个导频子载波或数据子载波相同的频率轴上，但位于不同的时间轴上。换言之，将包括在多个连续OFDM符号中的子载波(导频子载波和数据子载波)和一个导频子载波设置成该子载波组，所述导频子载波具有与包括在所述多个连续OFDM符号中的至少一个导频子载波或数据子载波相等的频率并且包括在靠近所述多个连续OFDM符号的至少一个OFDM符号中。

例如，图11显示了子载波组301和302，每个子载波组均包括一个位于与图7所示的子载波组(四边形区域)内的导频子载波相同的频率轴上且靠近该四边形的右边的导频子载波。类似地，图12显示了子载波组301和302，每个子载波组均包括一个位于与图8所示的子载波组(四边形区域)内的导频子载波相同的频率轴上且靠近该四边形区域的右边的导频子载波。此外，图13显示了子载波组301和302，每个子载波组均包括位于图11中的子载波组之前和之后的两个导频子载波。

根据第二子载波组设置方法，对于为每个子载波组执行的信道估计，可以帮助估计信道响应的时域变化。因此，具有能够在该变化较大的情况下提高信道估计准确度的优点。

在对图5所示的OFDM发射机应用第二子载波组设置方法的情况下，子载波组的范围可作出不同的解释。在图5所示的OFDM发射机中，对分配到子载波组之外的子载波的信号执行加扰。当分配到图7中的子载波组301内的子载波的信号被乘以与用于对分配到导频子载波402的导频信号进行加扰的复数相同的复数时，图7和图11中的子载波组可被认为是相同的。

类似地，当分配到图8中的子载波组301内的子载波的信号被乘以与用于对分配到导频子载波403的导频信号进行加扰的复数相同的复数时，图8中的子载波组可被认为等同于图12中的子载波组。

这样，通过将分配到子载波组内的子载波的信号乘以与用于对分配到子载波组之外的子载波的导频信号进行加扰的复数相同的复数，可以把分配到子载波组之外的子载波的导频信号视为等同于分配到子载波组内的子载波的导频信号。因此，可以提高与子载波组对应的信道的信道估计准确度。

子载波组的形状不必是完整的四边形。例如，可通过排除子载波组内少于全部子载波一半的子载波来形成该四边形。通过这样做，可设计出具有更高灵活性的子载波组。当需要进一步提高子载波组的灵活性时，子载波组内的子载波不一定要形成接近于四边形的形状。在该情况下，例如，子载波组内的至少一个数据子载波可沿频率方向或时间方向连续布置。这会有助于由于子载波组内的数据子载波之间的信道失真的相关性上升而要进行的信道均衡。

下面将利用图14、15和16来示出子载波组内的导频子载波的布局方法的具体示例。在图14所示的例子中，子载波组内的导频子载波被布置成均匀地分散在时间方向和频率方向上。通过将子载波组内的导频子载波以这种方式分散，可依照信道响应的时间方向和频率方向的变化来执行信道估计。

在图15的例子中，导频子载波被优先布置在子载波组内频率方向上的两端。当信道响应的频率方向的变化显著时，信道响应的变化将通过使用分配到子载波组内的子载波的导频信号来估计。当利用该导频信号执行信道估计时，为了精确的信道估计，优选的是，即使对于未分配导频信号的子载波位置(频率)，也确定信道响应。出于这种原因，必须通过内插或外插来确定未分配导频信号的子载波位置的导频信号。这里，已知当外插而不是内插导频信号时，信道估计的准确度将较低。因此，可通过优先将导频子载波布置在图15所示的子载波组内频率方向上的两端来减小外插导频信号的必要性，从而提高信道估计准确度。

在图16中所示的例子中，导频子载波被优先布置在子载波组内时间方向上的两端。当信道响应在时间方向上变化显著时，基于与图15的例子相同的原因，减小了外插导频信号的必要性，从而可提高信道估计准确度。

下面将利用图17A和17B来解释对每个子载波组使用不同的复数序列的例子。根据情况，在OFDM发射机之间选择相同或不同的序列作为复数序列。这里，将示出在OFDM发射机之间选择不同的复数序列的情况下的具体示例。

图17A和17B均显示了复数序列以及从每个OFDM发射机11和12发射的OFDM信号的子载波布置。图17A中的复数序列是R₁[1]、R₁[2]、...、R₁[N]，而图17B中的复数序列为R₂[1]、R₂[2]、...、R₂[N]。在图5所示的OFDM发射机中，对于分配到子载波组之外的子载波的信号，通过对这些信号进行加扰来减少干扰。这是因为不同于分配到属于子载波组的子载波的信号，来自其它OFDM发射机的信号变为干扰。

因此，在该例子中，复数序列R₁[1]、R₁[2]、...、R₁[N]和R₂[1]、R₂[2]、...、R₂[N]被布置成互相正交或伪正交的关系。这也能减少对分配到子载波组内的导频子载波的导频信号的干扰，并且也能用于非宏分集接收中的信道估计。这里，如之前所提到的，“互相正交”意味着相关值为0，而“互相伪正交”意味着相关值的绝对值是小于自相关值的值。某序列x[k](k＝1，...K)的自相关值和两个序列x[k]、y[k](k＝1，...K)的相关值可由下面的等式来表示。

$\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}x\left[k\right]\·x{\left[k\right]}^{*}---\left(11\right)$

$\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}x\left[k\right]\·y{\left[k\right]}^{*}---\left(12\right)$

当序列长度这4时，下面的四个序列R₁、R₂、R₃和R₄可被列举为具有互相正交关系的复数序列的例子。

R₁＝{+1，+1，+1，+1}

R₂＝{+1，+1，-1，-1}                         (13)

R₃＝{+1，-1，-1，+1}

R₄＝{+1，-1，+1，-1}

等式(13)中的四个复数序列R₁、R₂、R₃和R₄具有六个都为0的相关值，且都互相正交。通常，当序列长度这2^K时，可生成最多2^K个具有互相正交关系的复数序列。如下面四个复数序列R₁、R₂、R₃和R₄的其它例子也具有六个都为0的相关值，且互相正交。

R₁＝{+i，+i，+i，+i}

R₂＝{+i，+i，-i，-i}                         (14)

R₃＝{+i，-i，-i，+i}

R₄＝{+i，-i，+i，-i}

同时，作为具有伪正交关系的复数序列的例子，可列举下面六个序列R₁、R₂、R₃、R₄、R₅和R₆。

R₁＝{+1，+1，+1，+1}

R₂＝{+1，+1，-1，-1}

R₃＝{+1，-1，-1，+1}                         (15)

R₄＝{+1，-1，+1，-1}

R₅＝{+1，+1，+1，-1}

R₆＝{+1，-1，+1，+1}

对于等式(15)中序列长度为4的六个复数序列R₁、R₂、R₃、R₄、R₅和R₆，相关值为0或2，而每个自相关值均为4。例如，R₁、R₂、R₃和R₄之间的六个相关值以及R₅和R₆之间的相关值都为0。但是，R₁、R₂、R₃和R₄与R₅和R₆之间的四个相关值都为2。因此，与具有互相正交关系的序列(也就是限制相关值为0的序列)相比，通过包括具有互相伪正交关系的序列(也就是不限制相关值为0的序列)作为复数序列，可生成更多的序列。

图18显示了适于如下情况的OFDM接收机，在该情况下，在发射机之间，复数序列正交或伪正交。与图6中的OFDM接收机之间的区别在于，分配到子载波组内的导频子载波并从信号分离器205输出的导频信号221被输入到复数乘法器214；通过复数乘法器214而与复数相乘的导频信号225被输入到信道估计单元211；以及信道估计单元211执行导频信号223和225的信道估计。

与图6中所示的OFDM接收机中的处理基本相同地处理分配到子载波组内的子载波的信号。换句话说，从信号分离器205输出的每个子载波组的导频信号221和数据信号222被分别输入到信道估计单元206和信道均衡器207。信道均衡器207利用从信道估计单元206输出的信道估计值对信道数据222进行均衡。在信道均衡器207进行信道均衡之后获得的数据信号被解调器213解调，从而作为数据信号的源的位串被再现。

同时，也与图6中所示的OFDM接收机中的处理相同地处理分配到子载波组之外的子载波的信号。换句话说，解扰器210对分配到子载波组之外的子载波并从信道分离器205输出的导频信号和数据信号进行解扰。解扰器210按OFDM发射机使用的加扰模式的逆加扰模式执行解扰，所述OFDM发射机发射要被该OFDM接收机接收的信号。经解扰器210解扰的导频信号223和数据信号224被分别输入到信道估计单元211和信道均衡器212。

同时，分配到子载波组内的导频子载波并从信号分离器205输出的导频信号221进一步被复数乘法器214乘以复数。复数乘法器214将导频信号221乘以这样的一个复数，该复数与发射要被该OFDM接收机接收的信号的OFDM发射机中的、图5中所示的复数乘法器105所使用的复数的复共轭相关。通过复数乘法器214而被乘以复数的导频信号225被输入到信道估计单元211。

信道估计单元211通过对相邻的导频信号进行均衡和内插来计算表示信道响应的信道估计值，从而执行信道估计。信道均衡器212利用从信道估计单元211输出的信道估计值对经解扰的数据信号进行均衡。在信道均衡器212进行信道均衡之后获得的数据信号被输入到解调器213，由此作为数据信号的源的位串被再现。

信道估计单元211所执行的平均处理能够降低从具有不同加扰模式的OFDM发射机发射的导频信号的功率，从而提高期望信道估计值的准确度。

此外，除了分配到子载波组之外的子载波并被解扰器210解扰的导频信号223之外，信道估计单元211还利用导频信号225执行信道估计，所述导频信号225被分配到子载波组内的子载波并被复数乘法器214乘以了一复数。因此，与图6中的OFDM接收机相比，信道估计单元211可将更多的导频信号用于信道估计。因此，信道估计准确度可被进一步提高。

(保护间隔长度设置方法)

现在，将解释设置由图2或图5中所示的G1添加单元107添加的保护间隔长度的方法。通过将时间波形的一部分复制到每个OFDM符号上来添加保护间隔。通过向OFDM符号添加保护间隔，可以减少符号间由延迟波引起的干扰。通常，保护间隔的长度越长，就越能忍耐较大延迟扩展(延迟剖面)的多径环境。

如之前所提到的，OFDM接收机20能对分配到子载波组内的子载波的信号执行宏分集接收。在该情况下，由于OFDM接收机20同时从多个OFDM发射机11、12、...、1N接收信号，所以在某些情况下，与从一个发射机接收信号相比，延迟扩展可能变得相对较大。

因此，对包括子载波组内的子载波的OFDM符号的接收性能可通过设置比其它OFDM符号长的保护间隔而得到改善。具体地说，如图2和5所示，子载波组设置单元104向GI添加单元107提供了表示子载波在子载波组内的位置的子载波位置信息。当从IFFT单元106输入包括子载波组内的至少一个子载波的OFDM符号时，基于子载波位置信息，GI添加单元107向该OFDM信号添加与输入包括子载波组之外的子载波的OFDM符号的情况相比更长的保护间隔。

通过以这种方式设置保护间隔长度，OFDM接收机20处理在宏分集接收时发生的大延迟扩展，从而改善接收性能。

下面将说明设置保护间隔长度的具体示例。举例来说，在图7中所示的子载波组设置的例子中，包括子载波组内的子载波的7个OFDM符号的保护间隔长度被设置为比不包括子载波组内的子载波的OFDM符号的保护间隔长。同时，在图11中所示的子载波组设置的例子中，包括子载波组内的数据子载波的7个OFDM符号的保护间隔长度被设置为比不包括子载波组内的数据子载波的OFDM符号的保护间隔长。此外，在图11中所示的子载波组设置的例子中，包括子载波组内的导频子载波和数据子载波的8个OFDM符号的保护间隔长度可被设置为比不包括子载波组内的子载波的OFDM符号的保护间隔长。

在图19中所示的子载波组设置的例子中，包括子载波组内的子载波的OFDM符号的保护间隔长度被设置为比不包括子载波组内的子载波的OFDM符号的保护间隔长。此外，包括子载波组内的子载波的OFDM符号可被抽取去掉(decimate)。

在图20中所示的子载波组设置的例子中，包括子载波组内的导频子载波和数据子载波的OFDM符号的保护间隔长度被设置为比不包括子载波组内的子载波的OFDM符号的保护间隔长。此外，包括子载波组内的导频子载波和数据子载波的OFDM符号可被抽取去掉。

下面将利用图21来解释上文所提到的在抽取去掉OFDM符号的情况下设置保护间隔长度的例子。在通常的保护间隔长度中，一个帧由7个OFDM符号组成，如图21中的帧结构501所示。举例来说，当保护间隔长度比其它OFDM符号的保护间隔长的OFDM符号被存储在如图19所示的一个帧中时，如帧结构502所示，至少一个OFDM符号被抽取去掉，而保护间隔长度被拉长。

与图20的例子中使包括子载波组内的导频子载波和数据子载波的OFDM符号的保护间隔长度比其它OFDM符号的保护间隔长的情况相同，当具有比其它OFDM符号的保护间隔长度更长的保护间隔长度的OFDM符号不能被存储在一个帧内时，该帧的一部分被分配给位于后继帧的开始处的OFDM符号的保护间隔，如帧结构503所示。于是，后继帧的OFDM符号不需更被抽取去掉，而仅可把第一OFDM符号的保护间隔长度设置得较长。

(数据信号内容)

下面将解释分配到子载波组内的数据子载波的数据信号的内容的例子。图2或图5中所示的OFDM发射机是蜂窝系统(移动电话系统)的基站。将通过图4、6或18中所示的OFDM接收机为终端的示例进行解释。基站可形成多个扇区。在这种情况下，基站包括与扇区的数量一样多的OFIDM发射机。数据信号诸如被用于下面的广播通信、多播通信或软切换。

首先，描述执行广播通信和多播通信的例子。相同的数据信号被分配到子载波组内的数据子载波并从多个基站发射。在这种情况下，连接到基站的所有终端都能同时接收该相同的数据信号。因此，蜂窝系统能够通过利用子载波组内的子载波来执行广播通信和多播通信。广播通信指的是在不指定用户的情况下发射数据信号的服务。多播通信指的是向两个或更多个指定终端发射相同数据信号的服务。在某些情况下，广播通信和多播通信被统称为多媒体广播和多播服务(MBMS)通信。同时，向一个指定终端发射数据的服务被称为单播。

因此，可以考虑对子载波组内的子载波使用广播通信和多播通信，并且对子载波组之外的子载波使用单播通信。例如，运动图像数据或音乐数据的流以及电子邮件的多地址传输可被列举为通过广播通信或多播通信来发射数据信号的例子。

下面将解释执行软切换的例子。相同的数据信号被分配到子载波组内的数据子载波并从多个基站发射。在该情况下，在小区边界线上的终端能同时从接近该边界线的多个基站接收信号。因此，蜂窝系统能够通过利用分配到子载波组内的子载波的数据信号而如下地识别软切换。

首先，当终端存在于第一基站的小区中央附近时，该终端对分配到第一基站所设置的子载波组之外的子载波的数据信号执行通常的接收。接下来，当终端来到第一基站和与其相邻的第二基站之间的小区边界附近时，该终端对分配到第一和第二基站所设置的各个子载波组内的子载波的数据信号执行宏分集接收。随后，当终端移动到第二基站的小区中央区域时，该终端对分配到第二基站所设置的子载波组之外的子载波的数据信号执行通常的接收。这样，可利用分配到子载波组的数据信号来执行软切换。

对于本领域技术人员来说，可以很容易地想到另外的优点和修改。因此，本发明就其更宽泛的方面而言并不限于本文所显示和说明的具体细节和代表性实施例。因此，在不脱离由所附权利要求书及其等同物所限定的本发明总体构思的精神或范围的情况下，可进行多种修改。

工业实用性

本发明提供用于无线通信系统的宏分集接收的服务。

Claims (19)

1.一种从多个发射机发射正交频分复用OFDM信号的方法，包括：

分别将第一导频信号和第一数据信号分配到在所述多个发射机之间相同的子载波组内的至少一个第一导频子载波和第一数据子载波；

分别将第二导频信号和第二数据信号分配到所述子载波组之外的至少一个第二导频子载波和第二数据子载波；

将第一导频信号和第一数据信号乘以为所述子载波组所设置的复数；

通过对第二导频信号和第二数据信号以及与所述复数相乘的第一导频信号和第一数据信号执行OFDM调制，而生成OFDM信号；和

发射该OFDM信号。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括：根据预定的加扰模式对第二导频信号和第二数据信号进行加扰，通过对经加扰的第二导频信号和经加扰的第二数据信号以及与所述复数相乘的第一导频信号和第一数据信号执行OFDM调制来执行所述调制。

3.一种发射OFDM信号的OFDM发射机，包括：

分配单元，被配置为分别将第一导频信号和第一数据信号分配到在所述多个发射机之间相同的子载波组内的至少一个第一导频子载波和第一数据子载波，并且分别将第二导频信号和第二数据信号分配到所述子载波组之外的至少一个第二导频子载波和第二数据子载波；

乘法器，被配置为将第一导频信号和第一数据信号乘以为所述子载波组所设置的复数；

调制器，被配置为通过对第二导频信号和第二数据信号以及与所述复数相乘的第一导频信号和第一数据信号执行OFDM调制而生成OFDM信号；和

发射单元，被配置为发射所生成的OFDM信号。

4.根据权利要求3所述的OFDM发射机，还包括：

加扰器，被配置为根据预定的加扰模式对第二导频信号和第二数据信号进行加扰；

所述调制器被配置为对经加扰的第二导频信号和经加扰的第二数据信号以及与所述复数相乘的第一导频信号和第一数据信号执行OFDM调制。

5.根据权利要求3所述的OFDM发射机，其中所述子载波组包括布置在特定时间-频率区域内的第一导频子载波和第一数据子载波。

6.根据权利要求3所述的OFDM发射机，其中所述子载波组被配置为包括多个连续OFDM符号中所包含的第一导频子载波和第一数据子载波。

7.根据权利要求3所述的OFDM发射机，其中所述子载波组被配置为包括布置在特定时间-频率区域内的第一导频子载波和第一数据子载波以及布置在该区域之外位于与该区域内的至少一个第一导频子载波或第一数据子载波相同的频率轴位置但位于不同的时间轴位置的第一导频子载波。

8.根据权利要求3所述的OFDM发射机，其中所述子载波组被配置为包括：多个连续OFDM符号中所包含的第一导频子载波和第一数据子载波，以及具有与所述多个连续OFDM符号内的至少一个第一导频子载波或第一数据子载波相同的频率并且进一步包括在接近所述多个连续OFDM符号的至少一个OFDM符号中的第一导频子载波。

9.根据权利要求3所述的OFDM发射机，其中多个第一导频子载波分散在所述子载波组内。

10.根据权利要求3所述的OFDM发射机，其中第一导频子载波被优先布置在所述子载波组内频率轴方向上的两端。

11.根据权利要求3所述的OFDM发射机，其中导频子载波被优先布置在所述子载波组内时间轴方向上的两端。

12.根据权利要求3所述的OFDM发射机，其中乘法器所使用的复数是为子载波组所设置的复数序列中的复数，并且该复数序列被设置成与其它OFDM发射机之间建立正交或伪正交关系。

13.根据权利要求12所述的OFDM发射机，其中该复数序列和其它OFDM发射机所使用的复数序列之间的相关值被设置为小于该复数序列的自相关值。

14.根据权利要求3所述的OFDM发射机，其中OFDM调制器通过OFDM调制生成包括子载波组内的子载波的第一OFDM符号和不同于第一OFDM符号的第二OFDM符号从而生成OFDM信号，并且该OFDM调制器还被配置为分别将第一保护间隔和第二保护间隔加入第一OFDM符号和第二OFDM符号，至少一个第一保护间隔的长度比第二保护间隔长。

15.根据权利要求3所述的OFDM发射机，其中OFDM调制器通过OFDM调制生成包括子载波组内的第一数据子载波的第一OFDM符号和不同于第一OFDM符号的第二OFDM符号从而生成OFDM信号，并且并且该OFDM调制器还被配置为分别将第一保护间隔和第二保护间隔加入第一OFDM符号和第二OFDM符号，至少一个第一保护间隔的长度比第二保护间隔长。

16.根据权利要求3所述的OFDM发射机，该OFDM发射机被用作蜂窝系统的基站。

17.一种接收OFDM信号的OFDM接收机，包括：

OFDM解调器，被配置为对OFDM信号进行OFDM解调以将所接收的OFDM信号分成对应于各个子载波的多个信号；

分离器，被配置为从各个子载波的信号中分离出分别被分配到至少一个子载波组中所包括的至少一个第一导频子载波和第一数据子载波的第一导频信号和第一数据信号；

估计单元，被置为利用分离器分离出的第一导频信号来估计信道响应；

均衡器，被配置为根据估计单元所估计的信道响应对分离出的第一数据信号进行均衡；和

数据解调器，被配置为对由均衡器进行了均衡的第一数据信号进行解调。

18.一种接收OFDM信号的OFDM接收机，包括：

OFDM解调器，被配置为对OFDM信号进行OFDM解调以将所接收的OFDM信号分离为对应于各个子载波的多个信号；

分离器，被配置为从各个子载波的信号中分离出被分配到至少一个子载波组中所包括的至少一个第一导频子载波的第一导频信号、被分配到所述子载波组中的第一数据子载波的第一数据信号、被分配到所述子载波组之外的第二导频子载波的第二导频信号和被分配到所述子载波组之外的第二数据子载波的第二数据信号；

第一估计单元，被配置为利用分离出的第一导频信号来估计第一信道响应；

第一均衡器，被配置为根据所估计的第一信道响应对分离出的第一数据信号进行均衡；

解扰器，被配置为对分离出的第二导频信号和第二数据信号进行解扰；

第二估计单元，被配置为利用经解扰的第二导频信号来估计第二信道响应；

第二均衡器，被配置为根据所估计的第二信道响应对经解扰的第二数据信号进行均衡；和

数据解调器，被配置为对经均衡的第一数据信号和经均衡的第二数据信号进行解调。

19.根据权利要求18所述的OFDM接收机，还包括乘法器，该乘法器被配置为将第一导频信号乘以复数，所述第二估计单元被配置为利用经解扰的第二导频信号和与复数相乘的第一导频信号来估计第二信道响应。

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